JPH09215319A - Ｄｃ／ｄｃコンバータ - Google Patents

Ｄｃ／ｄｃコンバータ

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JPH09215319A
JPH09215319A JP8016553A JP1655396A JPH09215319A JP H09215319 A JPH09215319 A JP H09215319A JP 8016553 A JP8016553 A JP 8016553A JP 1655396 A JP1655396 A JP 1655396A JP H09215319 A JPH09215319 A JP H09215319A
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JP
Japan
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current
output voltage
converter
coil current
load
Prior art date
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Withdrawn
Application number
JP8016553A
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English (en)
Inventor
Hiroto Tanaka
裕人 田中
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Toyota Industries Corp
Original Assignee
Toyoda Automatic Loom Works Ltd
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Filing date
Publication date
Application filed by Toyoda Automatic Loom Works Ltd filed Critical Toyoda Automatic Loom Works Ltd
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Priority to US08/792,256 priority patent/US5939871A/en
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Withdrawn legal-status Critical Current

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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of DC power input into DC power output
    • H02M3/02—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC
    • H02M3/04—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters
    • H02M3/10—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H02M3/1563—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators without using an external clock

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Abstract

(57)【要約】 【課題】 入力電圧の変動やアプリケーションの変更に
対して、高い変換効率を維持し、また安定した動作が得
られるＤＣ／ＤＣコンバータを提供する。 【解決手段】 スイッチング素子１は、制御回路７によ
って制御され、オン状態のときにコイル電流ＩL が増加
しオフ状態のときにコイル電流ＩL が減少する。コンパ
レータ２は、出力電圧Ｖout が予め設定してある出力電
圧値よりも小さくなるとその旨を制御回路７に通知す
る。コンパレータ３は、コイル電流ＩL を監視し、その
コイル電流ＩL が設定回路１０によって設定されるピー
ク電流ＩLPを越えるとその旨を制御回路７に通知する。
設定回路１０は、入力電圧Ｖinに比例するピーク電流Ｉ
LPを設定する。制御回路７は、出力電圧Ｖout が予め設
定してある出力電圧値よりも小さくなるとスイッチング
素子１をオン状態にし、コイル電流ＩL がピーク電流Ｉ
LPを越えるとスイッチング素子をオフ状態にする。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、ＤＣ／ＤＣコンバ
ータに係わる。
【０００２】
【従来の技術】ＤＣ／ＤＣコンバータは、ある直流の入
力電圧を異なる直流電圧に変換して出力する装置であ
り、様々な用途に使用されている。この出力電圧は、所
定の値に安定している必要があり、また、携帯端末など
へ搭載する場合を考慮すると、その消費電力を出来るだ
け小さくすることが要求される。
【０００３】図１２は、従来のＤＣ／ＤＣコンバータの
一例の概略構成図である。同図に示すＤＣ／ＤＣコンバ
ータは、入力電圧Ｖinを出力電圧Ｖout に変換する。パ
ルス周波数変調器１０１は、出力電圧Ｖout をフィード
バック信号として受信し、その電圧に基づいた周波数で
オン時間一定のパルス信号を出力する。ドライバ１０２
は、パルス周波数変調器１０１から受信したパルス信号
に従ってオン・オフ制御信号を出力する。スイッチング
素子１０３は、ドライバ１０２が出力するオン・オフ制
御信号によりスイッチングを行う。スイッチング素子１
０３は例えばＰチャネルＭＯＳトランジスタであり、ド
ライバ１０２の出力が「Ｌ」レベルのときにオン状態に
なる。
【０００４】スイッチング素子１０３をオン状態にする
と、スイッチング素子１０３を流れる電流はコイルＬを
介して流れ、コンデンサＣおよび出力側に電力が供給さ
れて出力電圧Ｖout が上昇する。したがって、出力電圧
Ｖout が低下した場合には、パルス周波数変調器１０１
は、スイッチング素子１０３をオン状態にするような制
御信号を出力して出力電圧Ｖout を一定に保つように制
御する。
【０００５】図１３は、パルス周波数変調器１０１の出
力を示す図である。この例では、パルス信号（「Ｈ」レ
ベルとなっている期間）がスイッチング素子１０３をオ
ン状態にするものとする。
【０００６】ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧Ｖout が
基準値を保っている期間は、パルス周波数変調器１０１
は、図１３(a) に示すように、比較的低い周波数でパル
スを出力するか、あるいはパルスを出力しない状態であ
る。一方、出力電圧Ｖout が基準値以下になると、パル
ス周波数変調器１０１は、図１３(b) に示すように、パ
ルス周波数を高くして、スイッチング素子１０３がオン
状態となる頻度を増加させることによって出力電圧Ｖ
out を上昇させようとする。ＤＣ／ＤＣコンバータはこ
のようにして出力電圧Ｖout を一定の値に保つ。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】ところで、ＤＣ／ＤＣ
コンバータを例えば携帯端末等に搭載して使用する場合
には、端末の動作時間を長くするために、その消費電力
を出来るだけ小さくすることが要求される。しかしなが
ら、上述した従来のＤＣ／ＤＣコンバータでは、低消費
電力化が十分でなかった。
【０００８】すなわち、携帯端末等に搭載することを考
慮すると、必然的にＤＣ／ＤＣコンバータを小型化する
ことになるが、この場合、上記コンデンサＣおよびコイ
ルＬを小型化しなければならない。コンデンサＣおよび
コイルＬを小型化する場合には、スイッチング素子１０
３を制御するためのパルスを生成する発信器（図１２で
は、パルス周波数変調器１０１に内蔵される）の周波数
を高くする必要が生じる。特に、出力電圧Ｖout が基準
値以下になり、図１３(b) に示すようにパルス周波数を
高くする場合には、その周波数は数１００KHz 程度にな
る。
【０００９】このように、発振器の動作周波数を高くす
ると、１つのパルスで供給できる電力量が小さくなるの
で、負荷に所定量の電力を供給するために必要なパルス
数が増加する。このパルスは、スイッチング素子１０３
をオン・オフさせるための信号なので、発振器の動作周
波数を高くすると、必然的にスイッチング素子１０３の
スイッチング回数が増える。スイッチング素子１０３を
スイッチングすれば、それに伴って損失が発生するの
で、スイッチング素子１０３のスイッチング回数が増え
れば、ＤＣ／ＤＣコンバータの変換効率が悪化する。
【００１０】また、上記構成では、ＤＣ／ＤＣコンバー
タに対して発振器（パルス周波数変調器１０１に内蔵）
が不可欠となるが、この発振器は常に動作状態にあるの
で、このことも消費電力の低下を妨げている。さらに、
上述のようにしてパルス周波数を変動させると、出力電
圧Ｖout のリップルが不定となり、放射ノイズやこのＤ
Ｃ／ＤＣコンバータに接続される負荷の電源系ノイズの
帯域が広がってしまうので、その除去が困難になる。
【００１１】このように、従来のＤＣ／ＤＣコンバータ
は、低消費電力化が十分ではなく、また、ノイズ帯域が
広いという問題があった。本発明は、上記問題を解決す
るものであり、ＤＣ／ＤＣコンバータを低消費電力化し
て変換効率を向上することを目的とする。
【００１２】
【課題を解決するための手段】本発明のＤＣ／ＤＣコン
バータは、スイッチング手段を制御することによってコ
イル電流を変化させて出力電圧を制御する構成を前提と
し、以下の手段を有する。
【００１３】出力電圧監視手段は、ＤＣ／ＤＣコンバー
タの出力電圧が低下して予め設定した電圧値になったと
きに上記スイッチング手段をオン状態にする。コイル電
流監視手段は、コイル電流が増加して基準電流値に達し
たときに上記スイッチング手段をオフ状態にする。
【００１４】上記基準電流値の設定方法として以下の３
つがある。すなわち、任意の値に設定する方法、ＤＣ／
ＤＣコンバータの入力電圧に基づいて設定する方法、Ｄ
Ｃ／ＤＣコンバータの入力電圧に比例するように設定す
る方法である。任意の値に設定する方法では、負荷へ供
給する電流の最大値を任意に設定できる。また、入力電
圧に基づいてまたは入力電圧に比例するように設定する
方法では、ＤＣ／ＤＣコンバータの入力電圧が変動した
場合、コイル電流監視手段がその監視動作に使用する基
準電流値も上記変動に応じて変化する。このため、入力
電圧の変動が上記スイッチング手段の制御に及ぼす影響
が少なくなり、ＤＣ／ＤＣコンバータの動作が安定す
る。
【００１５】負荷へ電力を供給する動作モードとして少
なくとも軽負荷モードと重負荷モードとを有し、各動作
モードに対応する方式に従ってスイッチング手段を制御
するＤＣ／ＤＣコンバータにおいては、動作モードを軽
負荷モードから重負荷モードへ切り換えるときに各動作
モードでの電力変換効率が最も高くなるように上記基準
電流を設定する。
【００１６】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施形態について
図面を参照しながら説明する。図１は、本実施形態のＤ
Ｃ／ＤＣコンバータの一例の構成図である。このＤＣ／
ＤＣコンバータは、接続される負荷に応じて動作モード
を自動的に切り換えながら入力電圧Ｖinから出力電圧Ｖ
out を生成する。すなわち、負荷が軽く、その負荷に供
給する電流が小さくても所定の出力電圧を保持できると
きには軽負荷モードで動作し、負荷が重く、軽負荷モー
ドでは所定の出力電圧を保持できない場合には負荷に大
きな電流を供給できる重負荷モードで動作する。
【００１７】スイッチング素子１は、たとえば、Ｐチャ
ネルのパワーＭＯＳトランジスタであり、一方の端子に
入力電圧Ｖinが印加され、他方の端子にダイオードＤの
カソードおよびコイルＬが接続されている。ダイオード
Ｄのアノードは接地されている。コイルＬの他端は、抵
抗Ｒsense を介して出力端子に接続されている。出力端
子は、コンデンサを介して接地されている。スイッチン
グ素子１は、制御回路７の出力が「Ｌ」レベルのときオ
ン状態となる。
【００１８】コンパレータ２は、その＋入力に基準電圧
Ｖref が印加され、その−入力には出力電圧Ｖout を抵
抗Ｒ1 およびＲ2 で分圧した比較電圧Ｖ1 が印加され
る。そして、その比較結果を制御回路７に対して出力す
る。
【００１９】コンパレータ３および４は、それぞれオフ
セット設定電源５および６によって比較レベルが設定さ
れ、その比較レベルを用いて抵抗Ｒsense における電圧
降下を監視する。ここで、抵抗Ｒsense を流れる電流
は、コイルＬを流れるコイル電流ＩL であるので、コン
パレータ３および４は、コイル電流ＩL を監視すること
になる。コンパレータ３および４に設定される比較レベ
ルは、それぞれコイル電流に換算してＩLPおよびＩ
LB（ＩLP＞ＩLB）として設定する。電流ＩLPは、軽負荷
モードにおけるコイル電流ＩL の上限値であり、ピーク
電流ＩLPと呼ぶことにする。一方、ＩLBは、軽負荷モー
ドにおけるコイル電流ＩL の下限値であり、最低電流Ｉ
LBと呼ぶことにする。ＩLBは、たとえば、０に設定され
る。
【００２０】コンパレータ３は、コイル電流ＩL がピー
ク電流ＩLPよりも大きくなったときに「Ｈ」レベルを出
力し、コンパレータ４は、コイル電流ＩL が最低電流Ｉ
LBよりも小さくなったときに「Ｌ」レベルを出力する。
コンパレータ３および４の出力は、制御回路７へ通知さ
れる。
【００２１】制御回路７は、軽負荷モードで動作すると
きには、コンパレータ２、３、４から受信する信号に基
づいてスイッチング素子１のオン・オフ状態を制御す
る。具体的には、下記〜による制御を実行する。 コンパレータ２の出力が「Ｌ」から「Ｈ」に変化し
たとき（出力電圧Ｖoutが予め規定してある所定の電圧
よりも低下したとき）にスイッチング素子１をオン状態
にする。 上記の後にコンパレータ３の出力が「Ｌ」から
「Ｈ」に変化したとき（コイル電流ＩL がピーク電流Ｉ
LPよりも大きくなったとき）にスイッチング素子１をオ
フ状態にする。 上記の後にコンパレータ４の出力が「Ｈ」から
「Ｌ」に変化したとき（コイル電流ＩL が最低電流ＩLB
にまで低下してとき）に上記に戻ってコンパレータ２
の出力信号を監視する。
【００２２】制御回路７は、重負荷モードで動作すると
きには、出力電圧Ｖout をフィードバック信号として用
いたＰＷＭ（パルス幅変調）制御によってスイッチング
素子１のオン・オフ状態を制御する。
【００２３】次に、図１に示すＤＣ／ＤＣコンバータの
軽負荷モードでの動作を説明する。図２(a) は、負荷が
軽い場合の動作例を説明する図である。時刻Ｔ1 におい
て出力電圧Ｖout が予め設定してある出力電圧よりも小
さくなると、制御回路７は、スイッチング素子１をオン
状態にする（上記）。スイッチング素子１がオン状態
になると、コイル電流ＩL が増加し、出力電圧Ｖout が
上昇する。コイル電流ＩL が増加して時刻Ｔ2 において
ピーク電流ＩLPに達すると、制御回路７は、スイッチン
グ素子１をオフ状態にする（上記）。スイッチング素
子１がオフ状態になると、コイル電流ＩL が減少し出力
電圧Ｖout は低下してゆく。このとき、負荷は軽く負荷
電流は小さいので、出力電圧Ｖout は緩やかに低下す
る。
【００２４】時刻Ｔ3 においてコイル電流ＩL が最低電
流ＩLBにまで低下すると、制御回路７は、出力電圧Ｖou
t の監視を開始する（上記）。そして、時刻Ｔ4 にお
いて出力電圧Ｖout が予め設定してある出力電圧よりも
小さくなると、上記時刻Ｔ1〜Ｔ3 の動作を繰り返す。
このようにして、出力電圧Ｖout を一定の値に保ってい
る。
【００２５】図２(b) は、図２(a) に示した例と比べて
負荷がやや重い場合の動作例を説明する図である。時刻
Ｔ1 〜Ｔ2 の動作は、図２(a) に示した例と同じであ
る。時刻Ｔ2 においてスイッチング素子１がオフ状態に
なると、コイル電流ＩL が減少するので、出力電圧Ｖou
t は低下してゆく。図２(b) の例では、図２(a) に示し
た例と比べて負荷がやや重いので、出力電圧Ｖout はや
や急峻に低下してゆく。
【００２６】時刻Ｔ3 においてコイル電流ＩL が最低電
流ＩLBにまで低下する。このとき、出力電圧Ｖout が予
め設定してある出力電圧よりも小さくなっていれば、即
座に上記時刻Ｔ1 〜Ｔ3 の動作を繰り返すことによって
コイル電流ＩL を制御し、出力電圧Ｖout を一定の値に
保つ。
【００２７】図２(b) に示す例では、コイル電流ＩL を
流す電流供給サイクル（時刻Ｔ1 〜Ｔ3 の動作）が途切
れることなく連続して繰り返されている。この状態のと
き、最低電流ＩLBを０とすると、コイル電流ＩL の平均
値はＩLP／２である。この値は、軽負荷モードで負荷に
供給できる電流の最大値である。
【００２８】図３は、負荷が重い場合の動作例を説明す
る図である。時刻Ｔ1 〜Ｔ2 の動作は、図２(a) に示し
た例と同じである。時刻Ｔ2 においてスイッチング素子
１がオフ状態になると、負荷が重いので、出力電圧Ｖou
t は急激に低下してゆく。この後、時刻Ｔ3 においてコ
イル電流ＩL が最低電流ＩLBにまで低下したときに、出
力電圧Ｖout は予め設定してある出力電圧よりも小さく
なっているので、即座に電流供給サイクルを実行する。
【００２９】ところが、負荷が重い場合（その負荷が要
求する負荷電流がＩLP／２よりも大きい）、電流供給サ
イクルを連続して実行することによって軽負荷モードで
負荷に供給できる最大電流（ＩLP／２）を負荷に供給し
ても、負荷電流を満たすことができない。このため、出
力電圧Ｖout は予め設定してある出力電圧を保持できず
に低下してゆく。そして、出力電圧Ｖout が予め設定し
てある出力電圧よりも小さい状態が所定時間以上継続す
ると、ＤＣ／ＤＣコンバータの動作モードは自動的に軽
負荷モードから重負荷モードへ切り換えられる。
【００３０】重負荷モードの動作を簡単に説明する。重
負荷モードは、ＰＷＭ（パルス幅変調）制御で出力電圧
Ｖout を制御する。ここで、パルス信号は、出力電圧Ｖ
outをフィードバック信号として生成され、そのパルス
幅は、スイッチング素子１をオン状態にする時間に対応
する。すなわち、パルス幅を変化させることによってス
イッチング素子１をオン状態にする時間とオフ状態にす
る時間との比率（デューティ）を変化させて出力電圧Ｖ
out を制御する。
【００３１】出力電圧Ｖout が設定電圧よりも低下した
場合は、その出力電圧Ｖout を上昇させるように、スイ
ッチング素子１をオン状態にする時間の比率を大きくす
る。一方、出力電圧Ｖout が設定電圧よりも高くなった
場合は、その出力電圧Ｖoutを低下させるようにスイッ
チング素子１をオン状態にする時間の比率を小さくす
る。重負荷モードでは、このような制御により、出力電
圧Ｖout を予め設定してある出力電圧値に保つ。
【００３２】上述したように、本実施形態のＤＣ／ＤＣ
コンバータは、軽負荷モードと重負荷モードを有する。
軽負荷モードでは、コイル電流ＩL を用いて出力電圧Ｖ
outを制御するが、コイル電流ＩL はピーク電流ＩLPに
よって規定される。即ち、コイル電流ＩL の最大値は、
ピーク電流ＩLPであり、コイル電流ＩL の平均値（負荷
への供給電流）の最大値は、最低電流ＩLBを０とする
と、ＩLP／２である。そして、負荷がＩLP／２よりも大
きな負荷電流を必要とするときは、ＤＣ／ＤＣコンバー
タは、その動作モードを軽負荷モードから重負荷モード
へ切り換える。
【００３３】ところで、ＤＣ／ＤＣコンバータは、様々
な条件で使用される。たとえば、５Ｖで駆動される負荷
が接続されることもあれば、３Ｖで駆動される負荷が接
続されることもある。前者の場合は、ＤＣ／ＤＣコンバ
ータの出力電圧を５Ｖに設定し、後者の場合は３Ｖに設
定する。以下では、このようなＤＣ／ＤＣコンバータの
動作状態を変えるような条件（通常は、負荷による）を
「アプリケーション」と呼ぶことにする。
【００３４】図４は、ＤＣ／ＤＣコンバータの変換効率
を示す図である。変換効率とは、入力電力に対する出力
電力の割合である。図４は、アプリケーションＡおよび
Ｂについて、軽負荷モードおよび重負荷モードでの電力
変換効率を示している。アプリケーションＡおよびＢ
は、たとえば、それぞれ、３Ｖで駆動される負荷および
５Ｖで駆動される負荷である。
【００３５】上述したように、動作モードの切換えポイ
ントは、負荷電流がＩLP／２のときである。負荷電流が
ＩLP／２以下のときは軽負荷モードで動作し、ＩLP／２
以上のときは重負荷モードで動作する。この動作モード
の切換えは、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧Ｖout に
応じて自動的に行われる。
【００３６】軽負荷モードでは、特に、負荷電流が小さ
いときに高い変換効率が得られる。また、軽負荷モード
では、入力電圧Ｖinを一定とすると、変換効率はほとん
どアプリケーションに依存しない。図４では、負荷電流
がＩLP／２以下の領域で、アプリケーションＡおよびＢ
に対する変換効率カーブを一致させている。一方、重負
荷モードでは、変換効率はアプリケーションに依存す
る。図４では、アプリケーションＡおよびＢの変換効率
が互いに異なっていることを示している。
【００３７】なお、負荷電流に対する変換効率のカーブ
は、アプリケーションが決まれば、軽負荷モードおよび
重負荷モードのいずれにおいてもシミュレーション等に
よって推測できる。
【００３８】図４に示すように、負荷電流が小さいとき
は、軽負荷モードで動作するので高い変換効率が得られ
る。すなわち電力損失が少ない。負荷電流が増加してＩ
LP／２を越えると、ＤＣ／ＤＣコンバータの動作モード
は重負荷モードに移るが、重負荷モードでの変換効率
は、アプリケーションに依存する。たとえば、アプリケ
ーションＡの場合は、負荷電流がＩLP／２のときの変換
効率がかなり低く、負荷電流が増加して軽負荷モードか
ら重負荷モードに移るときに、電力変換効率が大きく低
下する。すなわち、図４に示すように、負荷電流がＩLP
／２を越えるときに、変換効率はＸからＺにまで低下す
る。このように、アプリケーションによっては、軽負荷
モードと重負荷モードとの切換えポイントにおいて変換
効率が低下する。
【００３９】動作モードの切換えポイントでの変換効率
の低下を最小限に抑えるためには、たとえばアプリケー
ションＡの場合、負荷電流がＩA になったときにその動
作モードを切り換えるようにすればよい。すなわち、動
作モードの切換えポイントをＩA に設定すれば、負荷電
流がＩLP／２〜ＩA の範囲での変換効率は、曲線Ｘ−Ｙ
（破線で示す）となる。一方、動作モードの切換えポイ
ントをＩLP／２とした場合には、その範囲での変換効率
は、曲線Ｚ−Ｙとなる。したがって、動作モードの切換
えポイントをＩA とした方が高い変換効率が得られる。
【００４０】動作モードの切換えポイントは、図１に示
すＤＣ／ＤＣコンバータでは、軽負荷モードのコイル電
流を規定するピーク電流ＩLPによって決まる。このピー
ク電流ＩLPをアプリケーションに応じて設定できるよう
にすれば、軽負荷モードにおいて高い変換効率が得られ
る。なお、ピーク電流ＩLPをアプリケーションに応じて
設定できるＤＣ／ＤＣコンバータについては後述する。
【００４１】図５は、入力電圧Ｖinの変化とコイル電流
ＩL との関係を示す図である。コイル電流ＩL は、入力
電圧Ｖin、出力電圧Ｖout およびコイル定数Ｌによって
決まり、スイッチング素子１がオン状態の期間は、（Ｖ
in−Ｖout ）／Ｌに比例する傾きで増加し、スイッチン
グ素子１がオフ状態の期間では、コイルの逆起電力によ
り、−Ｖout ／Ｌに比例する傾きで減少する。
【００４２】したがって、入力電圧Ｖinが小さくなると
（出力電圧Ｖout は一定とする）、コイル電流が上昇す
るときの傾きが小さくなる。以下では、入力電圧Ｖinが
大きいときのコイル電流をＩL1とし、入力電圧Ｖinが小
さくなっとときのコイル電流をＩL2とする。
【００４３】図５において、コイル電流ＩL1またはＩL2
によって形成される三角形（三角形ＡＢＣ、または三角
形ＡＤＥ）の面積は、１回の電力供給サイクルによって
負荷側に供給される電荷量である。したがって、入力電
圧Ｖinが小さくなると、１サイクルで負荷側に供給され
る電荷量は増加する。ここで、負荷が必要とする電荷量
よりもこの負荷側に供給される電荷量が多い場合は、余
剰電荷がコンデンサＣに蓄積されて出力電圧Ｖout を上
昇させる。このとき生じる出力電圧Ｖout の変動がリッ
プルである。したがって、ＤＣ／ＤＣコンバータへの入
力電圧Ｖinが小さくなると、リップルが大きくなる。
【００４４】上述したように、入力電圧Ｖinが小さくな
ると、１回の電力供給サイクルで負荷側に供給される電
荷量が増える。一方、負荷電流が小さい場合は、負荷が
必要とする電荷量は少ない。したがって、負荷電流が小
さいときに入力電圧Ｖinが小さくなると以下のような状
態となる可能性がある。
【００４５】図６は、負荷電流が小さいときに入力電圧
Ｖinが小さくなったときの状態を説明する図である。図
６において、出力電圧Ｖout が予め設定してある出力電
圧値よりも小さくなると、スイッチング素子１がオン状
態になり、コイル電流ＩL が増加してゆく。このとき、
コイル電流ＩL が増加してゆくときの傾きは非常に小さ
いので、負荷が必要とする電荷量が供給された時点で、
コイル電流ＩL はピーク電流ＩLPに達していない。スイ
ッチング素子１は、コイル電流ＩL がピーク電流ＩLPに
達することによってオフ状態に戻るように制御される。
換言すれば、コイル電流ＩL がピーク電流ＩLPに達する
までは、スイッチング素子１はオン状態を継続するので
負荷側への電荷の供給も継続される。この結果、負荷に
よって消費されない余剰電荷がコンデンサＣに蓄積され
て出力電圧Ｖout が上昇し続け、最終的には、出力電圧
Ｖout が入力電圧Ｖinに一致するまで上昇することも起
こりうる。
【００４６】このような状態になると、コイル電流ＩL
は、コイルＬ自身のインダクタンスおよびコンデンサＣ
の容量によって決まる共振周波数で共振しながら負荷電
流と同じ値に落ちつく（負荷電流が一定の場合）。すな
わち、コイル電流が一定の値に固定され、コイル電流を
用いて出力電圧を制御することができなくなる。このと
き、出力電圧Ｖout は、ＤＣ／ＤＣコンバータの電源を
オフにするまで入力電圧Ｖinに一致した値に固定され
る。すなわち、所望の出力電圧Ｖout を生成できなくな
ってしまう。
【００４７】上述のような状況を回避するためには、入
力電圧Ｖinが変化した場合に、それに応じて、軽負荷モ
ードのコイル電流を規定するピーク電流ＩLPも変化すれ
ばよい。すなわち、入力電圧Ｖinが小さくなった場合
に、それに応じて、軽負荷モードのコイル電流を規定す
るピーク電流ＩLPもピーク電流ＩLPを自由に設定できる
ＤＣ／ＤＣコンバータについては後述する。
【００４８】図７は、本発明のＤＣ／ＤＣコンバータの
他の形態の基本構成を説明する図である。このＤＣ／Ｄ
Ｃコンバータは、直流入力電圧Ｖinを出力電圧Ｖout に
変換する。尚、図７で使用する符号のうち図１で使用し
た符号は同じものを示す。
【００４９】図７に示すＤＣ／ＤＣコンバータは、図１
に示したＤＣ／ＤＣコンバータのオフセット設定電源５
のかわりに設定回路１０を設けた構成である。オフセッ
ト設定電源５は、固定的にオフセット電圧を設定する
が、設定回路１０は、後述詳しく説明するが、入力電圧
Ｖinに従って変化するオフセットまたは任意のオフセッ
トを設定することができる。
【００５０】上述したように、コンパレータ３および４
は、コイル電流ＩL を監視する。すなわち、コンパレー
タ３は、設定回路１０によって設定される比較レベルを
用いて抵抗Ｒsense における電圧降下を監視することに
よってコイル電流ＩL を監視する。コンパレータ３に設
定される比較レベルは、コイル電流に換算してＩLPと表
す。電流ＩLPは、軽負荷モードにおけるコイル電流ＩL
の上限値であり、ピーク電流ＩLPと呼ぶことにする。こ
のピーク電流ＩLPは、設定回路１０が設定するオフセッ
トによって決まり、図８に示す態様では入力電圧Ｖinに
従って変化し、図１０に示す態様では任意の値に設定す
ることができる。
【００５１】一方、コンパレータ４は、図１を参照しな
がら説明したように、オフセット設定電源６によって設
定される比較レベルを用いてコイル電流ＩL を監視す
る。この比較レベルは、コイル電流に換算してＩLB（Ｉ
LP＞ＩLB）と表す。ＩLBは、軽負荷モードにおけるコイ
ル電流ＩL の下限値であり、最低電流ＩLBと呼ぶことに
する。ＩLBは、たとえば、０である。
【００５２】コンパレータ３および４の動作は、図１に
示したＤＣ／ＤＣコンバータと同じである。すなわち、
コンパレータ３は、コイル電流ＩL がピーク電流ＩLPよ
りも大きくなったときに「Ｈ」レベルを出力し、コンパ
レータ４は、コイル電流ＩLが最低電流ＩLBよりも小さ
くなったときに「Ｌ」レベルを出力する。
【００５３】このＤＣ／ＤＣコンバータの動作は、基本
的には、図１に示したＤＣ／ＤＣコンバータと同じであ
る。ただし、軽負荷モードにおいて、コイル電流ＩL を
監視するためにピーク電流ＩLPが異なる。
【００５４】軽負荷モードにおいて、スイッチング素子
１がオン状態の期間は、コイル電流ＩL が増加し、出力
電圧Ｖout が上昇する。コイル電流ＩL が増加してピー
ク電流ＩLPに達すると、制御回路７は、スイッチング素
子１をオフ状態にする。このピーク電流ＩLPは、設定回
路１０によって設定される値である。そして、スイッチ
ング素子１がオフ状態になると、コイル電流ＩL が減少
し、出力電圧Ｖout は低下してゆく。コイル電流ＩL が
最低電流ＩLBにまで低下すると、制御回路７は出力電圧
Ｖout を監視し、出力電圧Ｖout が予め設定してある出
力電圧よりも小さくなるとスイッチング素子１をオン状
態にする。このような動作を繰り返すことにより、出力
電圧Ｖout を一定の値（予め設定してある出力電圧）に
保つ。
【００５５】動作モードを軽負荷モードから重負荷モー
ドへ切り換えるときの動作も図１に示したＤＣ／ＤＣコ
ンバータと同じである。すなわち、軽負荷モードにおい
て負荷に対して供給できる最大電流（ＩLP／２）を流し
ても負荷電流を満たすことができず、出力電圧Ｖout が
予め設定してある出力電圧よりも小さい状態が所定時間
以上継続した場合に、ＤＣ／ＤＣコンバータの動作モー
ドを軽負荷モードから重負荷モードへ切り換える。
【００５６】図８は、本実施形態のＤＣ／ＤＣコンバー
タの第１の変形例の要部構成図である。このＤＣ／ＤＣ
コンバータは、設定回路１０において入力電圧Ｖinに応
じて変化するピーク電流ＩLPを求め、そのピーク電流Ｉ
LPとコイル電流ＩL とを比較することによって出力電圧
Ｖout を制御する。図８では、入力電圧Ｖinに比例する
ピーク電流ＩLPを生成する構成を示す。
【００５７】カレントミラー回路１１は、よく知られて
いるように、トランジスタＴＲ1 に所定の電流を流すと
それと同じ大きさの電流がトランジスタＴＲ2 に流れる
（トランジスタＴＲ1 とＴＲ2 とを１：１に形成した場
合）。このカレントミラー回路１１の入力側のトランジ
スタＴＲ1 には、抵抗Ｒ3 を介して入力電圧Ｖinが印加
される。出力側のトランジスタＴＲ2 は、抵抗Ｒ4 を介
して、抵抗Ｒsense の入力側（この入力側とは、ＤＣ／
ＤＣコンバータの入力側という意味である）に接続され
るとともに、コンパレータ３の＋入力に接続される。
【００５８】上記構成において、カレントミラー回路１
１を流れる電流（以下、バイアス電流Ｉbiasと呼ぶ）
は、以下のように表すことができる。 Ｉbias＝（Ｖin−ＶBE）／Ｒ3 ＝Ｖin／Ｒ3 ．．．（１） ここで、ＶBEは、トランジスタＴＲ1 またはＴＲ2 のベ
ース・エミッタ間のｐｎ接合における電位差であり、入
力電圧Ｖinと比べて小さいので無視している。なお、詳
しい説明は省略するが、ＶBEを補償する回路（一般に知
られている）を設けるようにしてもよい。
【００５９】抵抗Ｒ4 の両端電圧（ΔＶR4と表す）は、
コンパレータ３のオフセット電圧であり、以下のように
表すことができる。 ΔＶR4＝Ｒ4 ・Ｉbias＝（Ｒ4 ／Ｒ3 ）・Ｖin ．．．（２） コイル電流ＩL がピーク電流ＩLPとなったときの抵抗Ｒ
sense の両端の電圧をΔＶsense とすると、以下の式が
導かれる。 ΔＶsense ＝Ｒsense ・ＩLP ．．．（３） 上記（２）式および（３）式より、以下の関係が得られ
る。
【００６０】
【数１】
【００６１】このように、入力電圧Ｖinに比例するピー
ク電流ＩLPが生成される。ここで、比例係数は、（４）
式に示すように、抵抗Ｒ3 、Ｒ4 、Ｒsense によって設
定される。
【００６２】コイル電流ＩL の上限値を規定するピーク
電流ＩLPを入力電圧Ｖinに比例するように設定すれば、
以下のような効果が得られる。すなわち、図５を参照し
ながら説明したように、スイッチング素子１がオン状態
の期間は、コイル電流ＩL は、（Ｖin−Ｖout ）／Ｌに
比例する傾きで増加するので、出力電圧Ｖout を一定と
すると、入力電圧Ｖinが小さくなるほどコイル電流ＩL
が増加するときの傾きが小さくなる。ところが、第１の
態様のＤＣ／ＤＣコンバータでは、入力電圧Ｖinが小さ
くなるとそれに比例してピーク電流ＩLPも小さくなる。
【００６３】図９は、上記構成のＤＣ／ＤＣコンバータ
のコイル電流を示す図である。同図に示すように、入力
電圧Ｖinが小さくなると（Ｖa1→Ｖa2）、ピーク電流Ｉ
LPも小さくなる。ここで、三角形ＡＢＣまたは三角形Ａ
ＤＥの面積は、それぞれ１回の電力供給サイクルで負荷
側に供給される電荷量に対応する。したがって、上記
（４）式を用いて、三角形ＡＢＣと三角形ＡＤＥの面積
を一致させるように抵抗Ｒ3 、Ｒ4 、Ｒsense を適当に
選べば、１回の電力供給サイクルで負荷側に供給される
電荷量が同じになるので、出力電圧Ｖout のリップルが
安定する。
【００６４】また、上記構成のＤＣ／ＤＣコンバータ
は、入力電圧Ｖinに応じてピーク電流ＩLPを変化させる
ので、図６に示した問題点も解決される。すなわち、図
１に示したＤＣ／ＤＣコンバータは、負荷電流が小さい
ときに入力電圧Ｖinが小さくなると、コイル電流ＩL が
ピーク電流ＩLPに到達できずに出力電圧Ｖout を制御で
きなくなる恐れがあったが、図８に示す構成を導入すれ
ば、入力電圧Ｖinが小さくなると、それに応じてピーク
電流ＩLPも小さくなるので、負荷電流が小さい場合にお
いてもコイル電流ＩL がピーク電流ＩLPに到達し、スイ
ッチング素子１をオフ状態にできる。スイッチング素子
１がオフ状態になると、コイル電流ＩL は減少してゆ
き、それに伴って出力電圧Ｖout も低下してゆく。この
後、電力供給サイクルが繰り返され、出力電圧Ｖout が
予め設定した電圧値に安定する。
【００６５】図１０は、本実施形態のＤＣ／ＤＣコンバ
ータの第２の変形例の要部構成図である。この構成で
は、設定回路１０を用いて任意のピーク電流ＩLPを生成
し、そのピーク電流ＩLPとコイル電流ＩL とを比較する
ことによって出力電圧Ｖout を制御する。
【００６６】電源１３−１〜１３−ｎは、直列に接続さ
れ、コンパレータ３の＋入力と抵抗Ｒsense の入力側
（この入力側とは、ＤＣ／ＤＣコンバータの入力側とい
う意味である）との間に設けられる。電源１３−１〜１
３−ｎは、たとえば、ぞれぞれ１０ｍＶの電圧を生成す
る。スイッチ１４−１〜１４−ｎは、それぞれ電源１３
−１〜１３−ｎに対して設けられ、オフセット設定回路
１２が出力するオフセット設定信号に従ってオン・オフ
状態が制御される。スイッチ１４−１〜１４−ｎがオン
状態のとき、対応する電源１３−１〜１３−ｎが短絡さ
れる。
【００６７】オフセット設定回路１２は、ｎビットの情
報（オフセット設定信号）を格納するレジスタを有し、
そのオフセット設定信号をスイッチ１４−１〜１４−ｎ
に対して出力する。オフセット設定信号の各ビットがス
イッチ１４−１〜１４−ｎのオン・オフ状態を制御す
る。
【００６８】上記構成において、オフセット設定信号と
して、上位３ビットを「０」、他のビットを「１」とし
た情報をオフセット設定回路１２のレジスタに格納した
とする。この場合、スイッチ１４−１〜１４−３がオフ
状態になり、スイッチ１４−４〜１４−ｎがオン状態に
なる。この結果、電源１３−１〜１３−３によって生成
される電圧のみがコンパレータ３の＋入力にオフセット
として印加される。各電源１３−１〜１３−ｎが、ぞれ
ぞれ１０ｍＶの電圧を生成するものとすると、コンパレ
ータ３の＋入力にはオフセットとして３０ｍＶが印加さ
れる。
【００６９】コンパレータ３は、上記オフセットと抵抗
Ｒsense における電圧降下とを比較する。すなわち、上
記オフセットをコイル電流に換算した値（ピーク電流Ｉ
LP）を用いてコイル電流ＩL を監視する。そして、この
比較結果を制御回路７へ通知する。
【００７０】次に、オフセット設定信号としてどのよう
な値を設定するのかを説明する。上述したように、負荷
に応じて軽負荷モードと重負荷モードとを切り換えなが
ら動作するＤＣ／ＤＣコンバータでは、動作モードの切
換えポイントは、負荷電流がＩLP／２のときである。負
荷電流がＩLP／２以下のときは、軽負荷モードで動作す
る。また、ＤＣ／ＤＣコンバータの変換効率は、アプリ
ケーションによって変化する。軽負荷モードでは、入力
電圧Ｖinを一定とすると、変換効率はほとんどアプリケ
ーションに依存しないが、重負荷モードでは、変換効率
はアプリケーションに依存する。ここで、負荷電流に対
する変換効率のカーブは、アプリケーションが決まれば
推測できる。
【００７１】図１１は、ＤＣ／ＤＣコンバータの変換効
率を示す図であり、同図(a) は、出力電圧の設定値を変
化させた場合の変換効率を示す。ここでは、入力電圧Ｖ
inが一定（たとえば、２０Ｖ）であるものとし、３つの
アプリケーションＡ〜Ｃに適用する。アプリケーション
Ａ〜Ｃは、ぞれぞれ、たとえば９Ｖ、５Ｖ、３Ｖの電圧
を要求する負荷である。
【００７２】オフセット設定回路１２に格納するオフセ
ット設定信号を決めるときは、先ず図１１(a) におい
て、アプリケーション毎に軽負荷モードでの変換効率カ
ーブと重負荷モードでの変換効率カーブとの交点での負
荷電流を求める。これらのカーブは、シミュレーション
等によって予め求めておく。例えば、アプリケーション
Ａに対しては負荷電流ＩA が求まる。そして、この負荷
電流ＩA がＩLP／２（ピーク電流ＩLPの半分の値）にな
るように、オフセット設定信号を決める。具体的には、
ピーク電流ＩLP＝２・ＩA とし、このピーク電流ＩLPに
よる抵抗Ｒsenseでの電圧降下とコンパレータ３のオフ
セット電圧とが一致するようにオフセット設定信号を決
める。
【００７３】同様に、アプリケーションＢおよびＣに対
しては、それぞれ、負荷電流ＩB およびＩC に基づいて
オフセット設定信号を決める。上述のようにして決めた
オフセット設定信号を用いて軽負荷モードでのピーク電
流ＩLPを設定すれば、高い変換効率を維持しながら動作
モードを切り換えることができる。たとえば、アプリケ
ーションＡにおいては、負荷電流がＩA 以下のときには
軽負荷モードで動作し、負荷電流がＩA 以上になると重
負荷モードで動作することになるので、変換効率の低下
を最小限に抑えることができる。
【００７４】図１１(b) は、スイッチング周波数を変化
させた場合のＤＣ／ＤＣコンバータの変換効率を示す図
である。スイッチング周波数とは、重負荷モードにおい
てＰＷＭ（パルス幅変調）方式でスイッチング素子１を
制御する場合のスイッチング素子１をスイッチングする
周波数である。同図に示すように、重負荷モードにおけ
るＤＣ／ＤＣコンバータの変換効率は、スイッチング周
波数が高くなるほど低くなる。オフセット設定信号を決
める方法は、図１１(a) を参照しながら説明した通りで
ある。
【００７５】このように、図１０に示す構成を導入した
ＤＣ／ＤＣコンバータは、軽負荷モードのピーク電流Ｉ
LPを任意の値に設定できるので、変換効率の低下を最小
限に抑えることができる。
【００７６】オフセット設定回路１２へオフセット設定
信号を格納するときは、シリアルディジタルデータとし
て与えてもよいし、アナログ電圧値をＡ／Ｄ変換して与
えてもよい。また、オフセット設定信号は、ＤＣ／ＤＣ
コンバータ内部で生成してもよいし、ＤＣ／ＤＣコンバ
ータの外部から与えてもよい。さらに、オフセット設定
回路１２およびスイッチ１４−１〜１４−ｎの代わり
に、電源１３−１〜１３−ｎをそれぞれ短絡させるため
のソケットを設け、必要に応じてジャンパ線を差し込む
ことによって任意の電源１３−１〜１３−ｎを短絡させ
るような構成としてもよい。
【００７７】なお、図８に示した構成と図１０に示した
構成とを組み合わせることも可能である。この場合、た
とえば、入力電圧Ｖinに比例する電圧値をＡ／Ｄ変換
し、その変換された信号をオフセット設定回路１２に与
える。
【００７８】
【発明の効果】ＤＣ／ＤＣコンバータの動作を規定する
ピーク電流を任意に設定できるようにしたので、負荷へ
の供給電流の最大値を変更できる。また、このことによ
り、負荷に応じて軽負荷モードと重負荷モードを切り換
えながら動作するＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、軽負
荷モードから重負荷モードへの切換えポイントを任意に
設定できるので、ＤＣ／ＤＣコンバータの使用条件に適
した切換えポイントを設定することが可能になり、変換
効率の低下を最小限に抑えることができる。
【００７９】ＤＣ／ＤＣコンバータの入力電圧に変動に
従って上記ピーク電流を変化させるようにしたので、出
力電圧のリップルを安定させることができる。また、こ
のことにより、負荷電流が小さいときに入力電圧Ｖinが
小さくなった場合においてもスイッチング素子を正常に
動作させることできるので、ＤＣ／ＤＣコンバータの動
作が安定する。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明のＤＣ／ＤＣコンバータの一例の構成図
である。
【図２】図１に示すＤＣ／ＤＣコンバータの動作を説明
する図であり、(a) は、負荷が軽い場合、(b) は、負荷
がやや重い場合である。
【図３】図１に示すＤＣ／ＤＣコンバータにおいて負荷
が重い場合の動作例を説明する図である。
【図４】ＤＣ／ＤＣコンバータの変換効率を示す図であ
る。
【図５】入力電圧の変化とコイル電流との関係を示す図
である。
【図６】負荷電流が小さいときに入力電圧Ｖinが小さく
なったときの動作を説明する図である。
【図７】本発明のＤＣ／ＤＣコンバータの他の形態の基
本構成を説明する図である。
【図８】本発明のＤＣ／ＤＣコンバータの第１の変形例
の要部構成図である。
【図９】図８の構成を導入したＤＣ／ＤＣコンバータの
コイル電流を示す図である。
【図１０】本発明のＤＣ／ＤＣコンバータの第２の変形
例の要部構成図である。
【図１１】ＤＣ／ＤＣコンバータの変換効率を示す図で
あり、(a) は、出力電圧の設定値を変化させた場合、
(b) は、スイッチング周波数を変化させた場合を示す。
【図１２】従来のＤＣ／ＤＣコンバータの構成を示す図
である。
【図１３】パルス周波数変調器の出力を示す図である。
【符号の説明】
１ スイッチング素子 ２〜４ コンパレータ ５、６ オフセット設定電源 ７ 制御回路 １０ 設定回路 １１ カレントミラー回路 １２ オフセット設定回路 １３−１〜１３−ｎ 電源 １４−１〜１４−ｎ スイッチ

Claims (7)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 スイッチング手段を制御することによっ
    てコイル電流を変化させて出力電圧を制御するＤＣ／Ｄ
    Ｃコンバータにおいて、 出力電圧が低下して予め設定した電圧値になったときに
    上記スイッチング手段をオン状態にする出力電圧監視手
    段と、 コイル電流が増加して基準電流値に達したときに上記ス
    イッチング手段をオフ状態にするコイル電流監視手段
    と、を有し、 入力電圧に基づいて上記基準電流値を設定することを特
    徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。
  2. 【請求項２】 上記基準電流を入力電圧に比例するよう
    に設定することを特徴とする請求項１に記載のＤＣ／Ｄ
    Ｃコンバータ。
  3. 【請求項３】 上記コイル電流監視手段は、 コイル電流を流す第１の抵抗体と、 入力電圧に比例する電流を生成する電流源と、 その電流源によって生成される電流を流す第２の抵抗体
    と、 その第２の抵抗体において発生する電圧降下をオフセッ
    トとして、上記第１の抵抗体の両端の電位を監視するコ
    ンパレータと、 そのコンパレータの監視結果に従って上記スイッチング
    手段をオフ状態にする制御手段と、 を有することを特徴とする請求項１に記載のＤＣ／ＤＣ
    コンバータ。
  4. 【請求項４】 スイッチング手段を制御することによっ
    てコイル電流を変化させて出力電圧を制御するＤＣ／Ｄ
    Ｃコンバータにおいて、 出力電圧が低下して予め設定した電圧値になったときに
    上記スイッチング手段をオン状態にする出力電圧監視手
    段と、 コイル電流が増加して基準電流値に達したときに上記ス
    イッチング手段をオフ状態にするコイル電流監視手段
    と、 上記基準電流値を設定する基準電流設定手段と、 を有することを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。
  5. 【請求項５】 上記コイル電流監視手段は、コイル電流
    を流す抵抗体と、その抵抗体の両端の電位を監視するコ
    ンパレータと、そのコンパレータの監視結果に従って上
    記スイッチング手段をオフ状態にする制御手段と、を有
    し、 上記基準電流設定手段は、上記コンパレータに設定する
    オフセットを生成することを特徴とする請求項４に記載
    のＤＣ／ＤＣコンバータ。
  6. 【請求項６】 負荷へ電力を供給する動作モードとして
    少なくとも軽負荷モードと重負荷モードとを有し、各動
    作モードに対応する方式に従ってスイッチング手段を制
    御することによってコイル電流を変化させて出力電圧を
    制御するＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、 軽負荷モードにおいては、出力電圧が低下して予め設定
    した電圧値になったときに上記スイッチング手段をオン
    状態にし、コイル電流が増加して基準電流値に達したと
    きに上記スイッチング手段をオフ状態にすることによっ
    て出力電圧を制御し、 出力電圧が上記予め設定した電圧値を回復できなかった
    ときに動作モードを軽負荷モードから重負荷モードへ切
    り換える構成とし、 動作モードを軽負荷モードから重負荷モードへ切り換え
    るときに各動作モードでの電力変換効率が最も高くなる
    ように上記基準電流を設定することを特徴とするＤＣ／
    ＤＣコンバータ。
  7. 【請求項７】 接続される負荷に対して所定の電圧を供
    給するときの軽負荷モードおよび重負荷モードにおける
    負荷電流と変換効率との関係を予め算出しておき、それ
    ら２つのモードの変換効率が一致するときの負荷電流の
    値に基づいて上記基準電流を設定することを特徴とする
    請求項６に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
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