JPH09224375A - プッシュプル型スイッチング電源装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 簡単な構成のプッシュプル型スイッチング電
源装置で、ＥＭＩノイズの発生と入力交流電流のピーク
値を抑え、力率を向上する。 【解決手段】 スイッチング制御回路３が出力する駆動
パルスに応じて第１及び第２の１次巻線回路１１，１２
が交互にスイッチングすることにより、トランス４の２
次巻線Ｎ２Ａ〜Ｎ２Ｃにそれぞれ誘起される２次交流電
力を整流平滑して出力端子８Ａ〜８Ｃから出力すると共
に、３次巻線Ｎ３に誘起される３次交流電力を整流する
３次整流回路６の−端子をダイオードブリッジ３の正の
出力端子に、その＋端子を直列回路を構成する大容量の
コンデンサＣ１とその放電用ダイオードＤ１との間に接
続する。これによって、コンデンサＣ１はダイオードブ
リッジ２の出力電圧の瞬時値と３次整流回路６の出力電
圧との和によって充電され、入力電流の導通角が広くな
る。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明はスイッチング電源
装置に関し、特に入力する交流電流の導通角を広くして
力率を改善したプッシュプル型スイッチング電源装置に
関する。

【０００２】

【従来の技術】スイッチング電源装置はコストが安く小
型軽量で、しかも変換効率が優れているため、各種の電
子機器の電源装置として広く用いられている。特にプッ
シュプル型スイッチング電源装置は、トランスの使用磁
束密度を通常のＯＮ−ＯＮ方式のものに比べて実効的に
２倍に使用しているので、大電力の目的に適している。
図６は、最も一般的で広く知られている従来のプッシュ
プル型スイッチング電源装置の構成の一例を示す回路図
である。

【０００３】図６に示したプッシュプル型スイッチング
電源装置は、交流電源１から入力する１次交流電力をダ
イオードブリッジ２によって全波整流し、大容量のコン
デンサＣ４で平滑した後、トランス４ｃの１次巻線Ｎ１
１，Ｎ１２とそれぞれ直列に接続されたトランジスタＱ
１，Ｑ２により交互にスイッチングし、該スイッチング
によってトランス４ｃの３個の２次巻線Ｎ２Ａ〜Ｎ２Ｃ
に誘起される２次交流電力をそれぞれ２次整流平滑回路
５Ａ〜５Ｃが整流平滑し、２次直流電力として３組の正
負の出力端子８Ａ〜８Ｃからそれぞれ図示しない負荷に
出力する。

【０００４】スイッチング制御回路（ＳＷＣ）３は、或
る一組の出力端子例えば出力端子８Ａで検出した出力電
圧に応じたパルス幅の駆動パルスを、トランジスタＱ
１，Ｑ２に交互に出力してオン・オフさせることによ
り、このプッシュプル型スイッチング電源装置の各出力
電圧が予め設定した電圧になるように制御する。

【０００５】しかしながら、１次直流電力を平滑する１
次平滑回路は、図６に示したようにコンデンサＣ４のみ
からなるコンデンサ入力型の平滑回路であるため、入力
する交流電流の導通角が狭く、電流のピーク値が大きく
なって、交流電源１及び該電源１に接続された他の機器
に悪影響を及ぼすと共に、入力電流に商用周波数の高調
波成分が多く含まれるから、リップル成分も増大し、発
熱などによってコンデンサＣ４の寿命も短かくなる。

【０００６】このようなコンデンサ入力型の平滑回路の
問題点を解決するために、図６の仮想線ＸＹで示した位
置に、図７に示す低周波用のチョークコイルＣＨ４を備
えたチョークユニット４１を介挿したチョーク入力型の
平滑回路が知られている。チョーク入力型の平滑回路
は、コンデンサ入力型に比べて交流電流の導通角が広く
なって、電流のピーク値が抑えられるから、交流電源１
及び該電源１に接続された他の機器及びコンデンサＣ４
の寿命に対する悪影響が遙かに減少する。

【０００７】しかしながら、交流電源１の周波数のよう
な低周波用のチョークコイルが有効に作用するために
は、数ｍＨ乃至数十ｍＨもの大きなインダクタンスが必
要であるから、チョークコイルが大型で重くなり、コス
トが大幅にアップするのみならず、コイルの抵抗分も増
大する。さらにインダクタンスによる位相遅れも大きく
なり、かえって力率が低下するという問題があった。

【０００８】そのため、図６の仮想線ＸＹで示した位置
に、図８に示す高周波用のチョークコイルＬ４，ダイオ
ードＤ１４，トランジスタＱ４，駆動パルス発生回路
（ＤＰＧ）４３及び電流検出手段例えばカレントトラン
ス（ＣＴ）４４からなるアクティブフィルタ４２を介挿
し、入力電流の波形整形を行なって力率を向上させると
共に、高調波成分を低減したプッシュプル型スイッチン
グ電源装置があった。

【０００９】すなわち、図８に示したアクティブフィル
タ４２は、トランジスタＱ４がオンの時に、ダイオード
ブリッジ２（図６）から出力される直流電流がチョーク
コイルＬ４，カレントトランス４４，トランジスタＱ４
からなる直列回路に流れて、チョークコイルＬ４を励起
する。トランジスタＱ４がオフになると、蓄積された励
起エネルギが電流に再変換され、チョークコイルＬ４に
発生した逆起電力とダイオードブリッジ２の出力電圧と
が加算されて、ダイオードＤ１４を介してコンデンサＣ
４を充電する。

【００１０】駆動パルス発生回路４３は、コンデンサＣ
４の端子間電圧を検出して該電圧を安定化するために、
ダイオードブリッジ２の出力電圧を検出してその全波整
流電圧波形に比例した基準波形を形成すると共に、トラ
ンジスタＱ４がオンの時にチョークコイルＬ４に流れる
励起電流をカレントトランス４４により検出し、励起電
流のピーク値が基準波形に追従するようにデューティ比
を制御した駆動パルスを出力して、トランジスタＱ４を
オン・オフさせる。

【００１１】したがって、それぞれ図示しない交流電源
１からダイオードブリッジ２に入力する交流電流は、そ
の交流電圧に（正負とも）比例した正弦波形になるか
ら、力率は殆んど１００％、入力電流の半波毎の導通角
は略１８０°になり、入力電流の過大なピーク値と共に
高調波成分もなくなって、交流電源１側への悪影響は皆
無に近くなる。

【００１２】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、図８に
示したアクティブフィルタ４２を介挿したスイッチング
電源装置は、スイッチングコンバータが２段構成にな
り、特に駆動パルス発生回路４３はその構成及び作用が
スイッチング制御回路３よりも複雑であるため、構成部
品点数が増大してコストが上昇し、大型化することが避
けられない。

【００１３】さらに、スイッチング制御回路３と駆動パ
ルス発生回路４３がそれぞれ出力する駆動パルスは、互
いに周波数が独立であるだけでなくパルス幅もそれぞれ
変化するから、その高調波成分も複雑に変化し、それら
が互いに干渉し合って低周波域から遙かに高周波域まで
及ぶ広帯域のノイズが発生する。そのため、電波障害な
どＥＭＩノイズに関係するトラブルが発生し易いという
問題があった。

【００１４】この発明は上記の点に鑑みてなされたもの
であり、プッシュプル型スイッチング電源装置の回路の
構成が簡単でコスト上昇と大型化を防ぐと共に、入力交
流電流の導通角を広くしてＥＭＩノイズの発生と入力電
流のピーク値を抑え、力率を向上させることを目的とす
る。

【００１５】

【課題を解決するための手段】この発明は上記の目的を
達成するため、交流電源から入力する交流電力を１次直
流電力に変換する全波整流回路と、互いに逆方向に磁化
する向きにそれぞれ電流を流す第１及び第２の１次巻線
を有する高周波用のトランスと、その各１次巻線にそれ
ぞれ第１及び第２のスイッチング素子を直列に接続して
なる第１及び第２の１次巻線回路と、その各スイッチン
グ素子をそれぞれ交互にスイッチングさせる駆動パルス
を出力するスイッチング制御回路と、その駆動パルスに
応じて第１及び第２の１次巻線回路が１次直流電力を交
互にスイッチングすることにより、トランスの２次巻線
に誘起される２次交流電力を２次直流電力に変換して出
力する整流平滑回路とを備えたプッシュプル型スイッチ
ング電源装置において、次のようにしたものである。

【００１６】すなわち、大容量のコンデンサと該コンデ
ンサの放電用ダイオードとの直列回路を全波整流回路の
出力端子間に各１次巻線回路と並列に接続し、トランス
に３次巻線を設けると共に、その３次巻線に誘起される
３次交流電力を整流してコンデンサを充電する整流回路
を設け、放電用ダイオードと全波整流回路の出力端子と
の間にコンデンサの放電電流の逆流を阻止する逆流阻止
用ダイオードを接続し、整流回路の一端を逆流阻止用ダ
イオードが接続された全波整流回路の出力端子に、他端
をコンデンサとその放電用ダイオードとの接続点にそれ
ぞれ接続したものである。

【００１７】上記のプッシュプル型スイッチング電源装
置において、整流平滑回路及び整流回路を、それぞれ全
波整流型の整流平滑回路及び整流回路とするとよい。

【００１８】あるいは、整流平滑回路及び整流回路をそ
れぞれ半波整流型の整流平滑回路及び整流回路とし、第
１及び第２のスイッチング素子のうちのいずれか一方が
スイッチングした時に整流平滑回路が２次巻線に誘起さ
れる２次交流電力を２次直流電力に変換し、他方がスイ
ッチングした時に整流回路が３次巻線に誘起される３次
交流電力を整流してコンデンサを充電するようにしても
よい。

【００１９】

【発明の実施の形態】以下、この発明の実施の形態を図
面を参照して具体的に説明する。図１は、この発明の一
実施形態であるプッシュプル型スイッチング電源装置
（以下単に「スイッチング電源装置」ともいう）の基本
的な構成の一例を示す回路図である。

【００２０】図１に示したスイッチング電源装置が、全
波整流回路であるダイオードブリッジ２と、第１及び第
２の１次巻線Ｎ１１，Ｎ１２と３個の２次巻線Ｎ２Ａ，
Ｎ２Ｂ，Ｎ２Ｃとを有する高周波用のトランス４と、１
次巻線Ｎ１１，Ｎ１２とそれにそれぞれ直列に接続され
て第１及び第２の１次巻線回路１１，１２を構成する第
１及び第２のスイッチング素子であるトランジスタ（Ｆ
ＥＴでもよい）Ｑ１，Ｑ２と、そのトランジスタＱ１，
Ｑ２に交互に駆動パルスを出力するスイッチング制御回
路（ＳＷＣ）３と、３個の２次巻線Ｎ２Ａ〜Ｎ２Ｃにそ
れぞれ接続された整流平滑回路である３個の２次整流平
滑回路５Ａ〜５Ｃ及びその各出力端子８Ａ〜８Ｃとから
なっていることまでは、図６に示した従来例と同様であ
る。

【００２１】さらに、図１に示したスイッチング電源装
置は、トランス４が３次巻線Ｎ３を有し、その３次巻線
Ｎ３に接続された整流回路である３次整流回路６と、３
次整流回路６により充電される大容量のコンデンサＣ１
とその放電用ダイオードＤ１（以下「ダイオードＤ１」
ともいう）との直列回路と、ダイオードＤ１とダイオー
ドブリッジ２の正の出力端子との間に介挿された逆流阻
止用ダイオードＤ２（以下「ダイオードＤ２」ともい
う）とにより構成されている。

【００２２】以下、ダイオードブリッジ２の正の出力端
子に接続されダイオードＤ２が介挿された＋のラインを
ホットライン７ｐ、負の出力端子に接続された−のライ
ンをコモンライン７ｎとし、コモンライン７ｎの電圧を
基準の０Ｖとして、ダイオードブリッジ２の正の出力端
子の電圧すなわち出力電圧の瞬時値をＶｉ、コンデンサ
Ｃ１の正の端子の電圧すなわち端子間電圧をＶｃとす
る。

【００２３】ダイオードブリッジ２は、交流電源１から
入力する１次交流電力を全波整流して１次直流電力に変
換し、ダイオードＤ２が介挿されたホットライン７ｐ及
びコモンライン４ｎを介して、１次巻線Ｎ１１とトラン
ジスタＱ１とからなる第１の１次巻線回路１１及び１次
巻線Ｎ１２とトランジスタＱ２とからなる第２の１次巻
線回路１２に、それぞれ並列に供給する。また、コンデ
ンサＣ１の−端子はコモンライン７ｎに接続され、その
＋端子に接続されたダイオードＤ１のカソードは、ダイ
オードＤ２より下流側のホットライン７ｐに接続されて
いる。

【００２４】したがって、第１及び第２の１次巻線回路
１１，１２からなる並列回路には、ダイオードブリッジ
２の出力電圧の瞬時値ＶｉがコンデンサＣ１の端子間電
圧Ｖｃより高い時はダイオードブリッジ２から、瞬時値
Ｖｉが端子間電圧Ｖｃより低い時はコンデンサＣ１か
ら、それぞれ１次直流電力が供給される。その場合で
も、Ｖｉ＞Ｖｃの時にはダイオードＤ１が作用して、ダ
イオードブリッジ２から直接にコンデンサＣ１を充電す
ることがなく、Ｖｉ＜Ｖｃの時にはダイオードＤ２が作
用して、コンデンサＣ１の放電電流がダイオードブリッ
ジ２側に逆流することもない。

【００２５】スイッチング制御回路３は、それぞれ第１
及び第２の１次巻線回路１１，１２のトランジスタＱ
１，Ｑ２のベースに、交互に同じ幅（デューティ比）の
高周波の駆動パルスを出力してオン・オフさせるから、
第１及び第２の１次巻線Ｎ１１，Ｎ１２には交互に逆向
きの電流が流れる。しかしながら、１次巻線Ｎ１１，Ｎ
１２は黒点で示したように同じ向きに巻かれているか
ら、トランス４のコアは交互に逆向きに磁化される。す
なわち、プッシュプル型になっている。

【００２６】３組のそれぞれ独立した電圧と電流容量を
有する出力回路（Ａ，Ｂ，Ｃ）は、トランス４がプッシ
ュプルで励磁されると、それぞれ２次巻線Ｎ２Ａ〜Ｎ２
Ｃに誘起される２次交流電力を、２次整流平滑回路５Ａ
〜５Ｃによって整流平滑して２次直流電力に変換し、そ
れぞれ出力端子８Ａ〜８Ｃに接続された図示しない負荷
に、所定の電圧と電流の直流電力を出力する。

【００２７】スイッチング制御回路３は、３組の出力回
路のうちのいずれか一組の出力電圧、例えば出力端子８
Ａの出力電圧を検出し、検出された電圧を予め設定した
電圧と比較して、検出電圧が高ければトランジスタＱ
１，Ｑ２に出力する駆動パルスのデューティ比を下げ、
低ければデューティ比を上げてトランジスタＱ１，Ｑ２
のオン・オフを制御することにより、出力電圧を設定電
圧に保持する。

【００２８】したがって、出力端子８Ａ〜８Ｃにそれぞ
れ接続された負荷のうちのいずれが変動しても、フィー
ドバック系である出力端子８Ａの出力電圧は定電圧を維
持し、非フィードバック系の出力端子８Ｂ，８Ｃの出力
電圧も電圧変動が少ない準定電圧に維持される。

【００２９】３次巻線に接続された３次整流回路６は、
同様に３次巻線Ｎ３に誘起される３次交流電力を整流し
て３次直流電力に変換する。３次整流回路６の負の出力
端子はダイオードＤ２より上流側のホットライン７ｐ
に、正の出力端子はコンデンサＣ１の＋端子とダイオー
ドＤ１のアノードとの間に、それぞれ接続され、３次直
流電力によってコンデンサＣ１を充電するように作用す
る。

【００３０】すなわち、コンデンサＣ１には、ダイオー
ドブリッジ２の出力電圧の瞬時値Ｖｉと３次整流回路６
の出力電圧との和の電圧が印加されるから、瞬時値Ｖｉ
がコンデンサＣ１の端子間電圧Ｖｃより高い間はいうま
でもなく、瞬時値Ｖｉが端子間電圧Ｖｃより低い時で
も、３次整流回路６の出力電圧との和の電圧がＶｃより
高ければ、コンデンサＣ１に充電電流が流れる。

【００３１】この充電電流は３次整流回路６の出力電流
であるが、同時にそれと絶対値が等しい交流電流が、ダ
イオードブリッジ２を介して交流電源１から入力する。
したがって、交流電源１から入力する交流電流の導通角
が広くなると共に、そのピーク電流値が抑制されるか
ら、交流電流波形がなだらかになってＥＭＩノイズが減
少する。

【００３２】導通角の広がり方は、一般に巻数が等しい
１次巻線Ｎ１１又はＮ１２の巻数に対する３次巻線Ｎ３
の巻数の比によって異なるが、その巻数比が小さければ
導通角の広がりも少ない。しかしながら、巻数比が大き
すぎれば逆に充電電流が減少してしまうから、スイッチ
ング電源装置の目的に応じて巻数比を設定するとよい。
適当な巻数比が得られれば、導通角を１８０°近くまで
広げることも可能である。

【００３３】図２は、この発明の第１の実施形態である
スイッチング電源装置のそれぞれ全波整流型である２次
整流平滑回路及び３次整流回路の構成の一例を示す回路
図であり、２次整流平滑回路及び３次整流回路以外の１
次巻線など図１と共通な部分の図示を省略すると共に、
出力回路も１組のみ図示して他の２組を省略している。
また、図示した範囲で図１と同一部分には同一符号を付
している。

【００３４】図２に示した２次整流平滑回路５及び３次
整流回路６は、１次巻線回路１１，１２が交互にスイッ
チングしてトランス４のコアを互いに逆方向に磁化する
ことにより、２次巻線Ｎ２及び３次巻線Ｎ３にそれぞれ
誘起される極性が正負に反転する２次及び３次交流電力
を全波整流するためのダイオードブリッジ１４又は１５
からなり、さらに２次整流平滑回路５は平滑用のコンデ
ンサＣ２を備えている。

【００３５】したがって、２次整流平滑回路５は２次巻
線に誘起される２次交流電力を全波整流・平滑して２次
直流電力に変換し、出力端子８を介して負荷に出力す
る。３次整流回路６は３次巻線に誘起される３次交流電
力を全波整流し、図１に示したように接続された正負の
端子を介してコンデンサＣ１を充電する。

【００３６】２次整流平滑回路５の出力電流の増減に応
じて駆動パルスのデューティ比が増減し、１次巻線回路
１１，１２に供給されるコンデンサＣ１の放電電流も増
減するが、同時に３次整流回路６の出力電流も駆動パル
スのデューティ比に応じて増減し、コンデンサＣ１を充
電するから、コンデンサＣ１の端子間電圧Ｖｃは負荷の
変動によって大きく変化することがない。

【００３７】図３は、この発明の第１の実施形態である
スイッチング電源装置のそれぞれ全波整流型である２次
整流平滑回路及び３次整流回路の構成の他の例を示す回
路図であり、図２と同様に図示の省略を行うと共に、図
１及び図２と同一部分には同一符号を付して説明を省略
する。

【００３８】図３に示したトランス４ａは、その２次巻
線Ｎ２ａ，３次巻線Ｎ３ａがそれぞれ中間タップ付きの
プッシュプル型である点が、図１及び図２に示したトラ
ンス４と異なり、それに伴って２次整流平滑回路５ａ及
び３次整流回路６ａの整流方式がそれぞれ２次整流平滑
回路５及び３次整流回路６と異なっている。

【００３９】すなわち、２次巻線Ｎ２ａの中間タップは
２次整流平滑回路５ａの平滑用のコンデンサＣ２の−端
子と出力端子８の負の端子に、２次巻線Ｎ２ａの両端子
はそれぞれ半波整流用のダイオードＤ３，Ｄ４のアノー
ドに、ダイオードＤ３，Ｄ４のカソードは互いに結ばれ
てコンデンサＣ２の＋端子と出力端子８の正の端子に、
それぞれ接続されている。

【００４０】一方、３次巻線Ｎ３ａの中間タップは３次
整流回路６ａの負の端子に、３次巻線Ｎ３ａの両端子は
それぞれ半波整流用のダイオードＤ５，Ｄ６のアノード
に、ダイオードＤ５，Ｄ６のカソードは互いに結ばれて
３次整流回路６ａの正の端子に、それぞれ接続されてい
る。２次整流平滑回路５ａ及び３次整流回路６ａの整流
作用についてはよく知られているので、説明を省略す
る。また、２次整流平滑回路５ａ及び３次整流回路６ａ
の効果は、図２に示した２次整流平滑回路５及び３次整
流回路６と同様である。

【００４１】図４は、図１に示したスイッチング電源装
置の各部の電圧，電流，磁化の変化の一例を示す波形図
であり、図４の（Ａ）はスイッチング制御回路３が出力
する駆動パルスとトランス４のコアの磁化方向を、同図
の（Ｂ）は図２及び図３に示した２次巻線Ｎ２，Ｎ２ａ
に誘起される２次交流電力の整流後の電圧を、それぞれ
示している。なお、図４の（Ｃ）については後述する。

【００４２】図４の（Ａ）は、スイッチング制御回路３
が第１及び第２の１次巻線回路１１，１２の各トランジ
スタＱ１，Ｑ２にそれぞれ交互に出力する第１及び第２
の駆動パルスＤＰ１，ＤＰ２の電圧波形と、トランジス
タＱ１がオンになって１次巻線Ｎ１１に電流が流れた時
にトランス４のコアの上方がＮ極になるように磁化され
るとした場合の、コアの磁化波形とを示したものであ
る。

【００４３】スイッチングの周期は、駆動パルスＤＰ１
又はＤＰ２の立上りから次の立上りまでが１周期であ
り、２個の駆動パルスＤＰ１とＤＰ２とは互いに１／２
周期ずれている。また、駆動パルスＤＰ１及びＤＰ２の
電圧は常に一定であり、そのパルス幅はそれぞれ１／２
周期がデューティ比１００％に相当する。負荷がいかに
大きくなってもデューティ比が１００％になることはな
いから、駆動パルスＤＰ１，ＤＰ２が互いに重複するこ
とはない。

【００４４】トランス４のコアの磁化波形は、そのＮ又
はＳの高さが、ダイオードブリッジ２又はコンデンサＣ
１から供給される電流に略比例するから、供給される電
圧のいずれか高い方の電圧に応じて変化し、その幅は駆
動パルスＤＰ１及びＤＰ２のパルス幅と同じであって、
供給電圧及び負荷の変動に応じてスイッチング制御回路
３により制御されている。

【００４５】図４の（Ｂ）に示した２次交流電力の整流
後の電圧波形は、２次整流平滑回路５又は５ａにおいて
出力端子８の負の端子すなわち２次回路のコモンライン
に対するダイオードブリッジ１１の＋端子又はダイオー
ドＤ３，Ｄ４のカソードの接続点の電圧波形であるが、
コンデンサＣ２が接続されているとその端子間電圧にな
って殆んど変化しないから、コンデンサＣ２を接続しな
い状態におけるものである。いずれも２次巻線Ｎ２又は
Ｎ２ａに誘起される２次交流電力を全波整流したもので
あるから、スイッチング周波数の２倍の周波数のパルス
からなっている。

【００４６】３次回路におけるコンデンサＣ１に接続す
る前の３次整流回路６又は６ａの正負の端子間電圧の波
形も、その電圧は異なるが、図４の（Ｂ）に示した波形
と同じである。また、それぞれコンデンサを接続した時
の、２次整流平滑回路５又は５ａのコンデンサＣ２の充
電電流、及び３次整流回路６又は６ａのコンデンサＣ１
の充電電流の各波形も、図４の（Ｂ）に示した波形と同
じである。

【００４７】図５は、この発明の第２の実施形態である
スイッチング電源装置のそれぞれ半波整流型である２次
整流平滑回路及び３次整流回路の構成の一例を示す回路
図であり、図２及び図３と同様に図示の省略を行うと共
に、図１乃至図３と同一部分には同一符号を付して説明
を省略する。

【００４８】図５に示したトランス４ｂは、その２次巻
線Ｎ２ｂと３次巻線Ｎ３ｂとが互いに逆方向に巻かれて
おり、図示した例では、トランジスタＱ１がオンになっ
て１次巻線Ｎ１１に下から上に電流が流れた時に、それ
ぞれ２次巻線Ｎ２ｂの上端が正に、３次巻線Ｎ３ｂの上
端が負になり、トランジスタＱ２がオンになって１次巻
線Ｎ１２に上から下に電流が流れた時に、それぞれ２次
巻線Ｎ２ｂと３次巻線Ｎ３ｂの極性が反転する。

【００４９】２次整流平滑回路５ｂ及び３次整流回路６
ｂは、２次巻線Ｎ２ｂ，３次巻線Ｎ３ｂの下端にそれぞ
れ接続されたコモンラインが出力端子８又は３次整流回
路６ｂの各負の端子に接続され、各巻線の上端にそれぞ
れ接続されたホットラインは、順に整流用のダイオード
Ｄ７又はＤ９と高周波用のチョークコイルＬ１又はＬ２
とが直列に介挿されて出力端子８又は３次整流回路６ｂ
の各正の端子に接続されている。

【００５０】また、コモンラインと、ダイオードＤ７又
はＤ９とチョークコイルＬ１又はＬ２とに挾まれたホッ
トラインとの間に、電流がコモンラインからホットライ
ンに流れる向きにそれぞれ転流ダイオードＤ８又はＤ１
０が接続されている。さらに、２次整流平滑回路５ｂ
は、そのチョークコイルＬ１以降のホットラインとコモ
ンラインとの間に、平滑用のコンデンサＣ２が設けられ
ている。

【００５１】図４の（Ａ）に示したように、スイッチン
グ制御回路３から駆動パルスＤＰ１が出力されてトラン
ジスタＱ１がオンになると、２次巻線Ｎ２ｂに誘起され
る２次交流電力の電流が２次整流平滑回路５ｂのダイオ
ードＤ７，チョークコイルＬ１を通ってコンデンサＣ２
を充電すると共に、その電力の一部がチョークコイルＬ
１を励起する（磁気エネルギとなって蓄積される）が、
３次巻線Ｎ３ｂに誘起される３次交流電力は、ダイオー
ドＤ９に阻止されて電流が流れない。

【００５２】トランジスタＱ１がオフになると、チョー
クコイルＬ１に逆起電力が発生して蓄積された磁気エネ
ルギが電流に再変換され、コンデンサＣ２，転流ダイオ
ードＤ８を流れてコンデンサＣ２をさらに充電する。

【００５３】次に、スイッチング制御回路３から駆動パ
ルスＤＰ２が出力されてトランジスタＱ２がオンになる
と、３次巻線Ｎ３ｂに誘起される３次交流電力の電流が
３次整流回路６ｂのダイオードＤ９，チョークコイルＬ
２を通ってコンデンサＣ１を充電すると共に、チョーク
コイルＬ２を励起するが、２次巻線Ｎ２ｂに誘起される
２次交流電力は、ダイオードＤ７に阻止されて電流が流
れない。トランジスタＱ２がオフになると、チョークコ
イルＬ２に蓄積された磁気エネルギが電流に再変換され
てコンデンサＣ１をさらに充電する。

【００５４】図４の（Ｃ）は、同図の（Ａ）に示した駆
動パルスＤＰ１，ＤＰ２に応じたトランス４ｂのコアの
磁化によって、２次巻線Ｎ２ｂと２次整流平滑回路５ｂ
とからなる２次回路及び３次巻線Ｎ３ｂと３次整流回路
６ｂとからなる３次回路の、それぞれコンデンサＣ２，
Ｃ１を接続しない時の整流後の各電圧、及びコンデンサ
Ｃ２，Ｃ１を接続した時の各充電電流の一例を示す波形
図であり、さらに詳しい説明は省略する。

【００５５】図５に示したトランス４ｂ，２次整流平滑
回路５ｂ，３次整流回路６ｂを備えた第２の実施形態の
スイッチング電源装置（全体の回路は図１と同じ）は、
プッシュプル型のスイッチングのうち、第１の１次巻線
回路１１のスイッチングによって２次整流平滑回路５Ａ
〜５Ｃの各コンデンサＣ２を充電し、第２の１次巻線回
路１２のスイッチングによってコンデンサＣ１を充電す
る。

【００５６】この場合にも、駆動パルスＤＰ１，ＤＰ２
のパルス幅が負荷に変動しても、互いに同じ幅であるか
ら、負荷に供給する電流の増減に応じてコンデンサＣ１
の充電電流も増減し、コンデンサＣ１の端子間電圧Ｖｃ
が大きく変動することはない。また、交流電源１から入
力する交流電流の導通角が広くなることは、図１に示し
たスイッチング電源装置で説明した通りである。

【００５７】この第２の実施形態のプッシュプル型スイ
ッチング電源装置を、図８に示したアクティブフィルタ
４２を備えた従来のプッシュプル型スイッチング電源装
置（図６）と比較すると、第１の１次巻線回路１１のス
イッチングが、従来の並列に接続された１次巻線とスイ
ッチング素子の直列回路のスイッチングに対応し、第２
の１次巻線回路１２のスイッチングが、従来のアクティ
ブフィルタ４２のスイッチングに対応すると考えること
も出来る。

【００５８】いずれも、図７に示した低周波用のチョー
クコイルＣＨ４からなるチョークユニット４１を備えた
従来のプッシュプル型スイッチング電源装置に比べて、
低周波用のチョークコイルＣＨ４に代えて高周波用のチ
ョークコイルＬ２又はＬ４を用いているから、小型軽量
でコストが安い点では共通している。

【００５９】しかしながら、アクティブフィルタ４２を
備えた従来のスイッチング電源装置が、スイッチング制
御回路３と駆動パルス発生回路４３の２個のパルス制御
回路を必要とし、それぞれが独立に出力する駆動パルス
の周波数及びその高調波成分が互いに複雑に干渉し合っ
て広帯域のＥＭＩノイズを発生するのに対して、市販さ
れているプッシュプル用のＩＣを使用出来る１個のスイ
ッチング制御回路３で済むからコストが安く、駆動パル
スＤＰ１，ＤＰ２の周波数が同じでその位相も揃ってい
るから、干渉による広帯域のＥＭＩノイズを発生しない
という優れた長所がある。

【００６０】

【発明の効果】以上説明したようにこの発明によるプッ
シュプル型スイッチング電源装置は、回路の構成が簡単
でコスト上昇と大型化を防ぐと共に、入力交流電流の導
通角を広くしてＥＭＩ（電磁妨害）ノイズの発生と入力
交流電流のピーク値を抑え、力率を向上させることが出
来る。

【図面の簡単な説明】

【図１】この発明の一実施形態であるプッシュプル型ス
イッチング電源装置の基本的な構成の一例を示す回路図
である。

【図２】図１に示したスイッチング電源装置の第１の実
施形態である全波整流型の２次整流平滑回路及び３次整
流回路の構成の一例を示す回路図である。

【図３】図２に示した第１の実施形態である全波整流型
の２次整流平滑回路及び３次整流回路の構成の他の例を
示す回路図である。

【図４】図１に示したスイッチング電源装置の各部の電
圧，電流等の変化の一例を示す波形図である。

【図５】図１に示したスイッチング電源装置の第２の実
施形態である半波整流型の２次整流平滑回路及び３次整
流回路の構成の一例を示す回路図である。

【図６】従来のプッシュプル型スイッチング電源装置の
構成の一例を示す回路図である。

【図７】図６に示したスイッチング電源装置の一部に介
挿されるチョークユニットの構成の一例を示す回路図で
ある。

【図８】図６に示したスイッチング電源装置の一部に介
挿されるアクティブフィルタの構成の一例を示す回路図
である。

【符号の説明】

１：交流電源 ２：ダイオードブリッジ（全波整流回路） ３：スイッチング制御回路 ４，４ａ，４ｂ：トランス ５，５Ａ，５Ｂ，５Ｃ，５ａ，５ｂ：２次整流平滑回路 ６，６ａ，６ｂ：３次整流回路 ７ｐ：ホットライン ７ｎ：コモンライン ８，８Ａ，８Ｂ，８Ｃ：出力端子 １１，１２：１次巻線回路 Ｃ１，Ｃ２：コンデンサ Ｄ１：放電用ダイオード Ｄ２：逆流阻止用ダイオード Ｎ１１，Ｎ１２：１次巻線 Ｎ２，Ｎ２Ａ〜Ｎ２Ｃ，Ｎ２ａ，Ｎ２ｂ：２次巻線 Ｎ３，Ｎ３ａ，Ｎ３ｂ：３次巻線 Ｑ１，Ｑ２：トランジスタ（スイッチング素子）

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 交流電源から入力する交流電力を１次直
   流電力に変換する全波整流回路と、互いに逆方向に磁化
   する向きにそれぞれ電流を流す第１及び第２の１次巻線
   を有する高周波用のトランスと、その各１次巻線にそれ
   ぞれ第１及び第２のスイッチング素子を直列に接続して
   なる第１及び第２の１次巻線回路と、その各スイッチン
   グ素子をそれぞれ交互にスイッチングさせる駆動パルス
   を出力するスイッチング制御回路と、その駆動パルスに
   応じて前記第１及び第２の１次巻線回路が、前記１次直
   流電力を交互にスイッチングすることにより、前記トラ
   ンスの２次巻線に誘起される２次交流電力を２次直流電
   力に変換して出力する整流平滑回路とを備えたプッシュ
   プル型スイッチング電源装置において、 大容量のコンデンサと該コンデンサの放電用ダイオード
   との直列回路を、前記全波整流回路の出力端子間に前記
   各１次巻線回路と並列に接続し、 前記トランスに３次巻線を設けると共に、その３次巻線
   に誘起される３次交流電力を整流して前記コンデンサを
   充電する整流回路を設け、 前記放電用ダイオードと前記全波整流回路の出力端子と
   の間に、前記コンデンサの放電電流の逆流を阻止する逆
   流阻止用ダイオードを接続し、 前記整流回路の一端を前記逆流阻止用ダイオードが接続
   された全波整流回路の出力端子に、他端を前記コンデン
   サとその放電用ダイオードとの接続点に、それぞれ接続
   したことを特徴とするプッシュプル型スイッチング電源
   装置。
2. 【請求項２】 請求項１記載のプッシュプル型スイッチ
   ング電源装置において、 前記整流平滑回路及び前記整流回路が、それぞれ全波整
   流型の整流平滑回路及び整流回路であることを特徴とす
   るプッシュプル型スイッチング電源装置。
3. 【請求項３】 請求項１記載のプッシュプル型スイッチ
   ング電源装置において、 前記整流平滑回路及び前記整流回路が、それぞれ半波整
   流型の整流平滑回路及び整流回路であって、 前記第１及び第２のスイッチング素子のうちのいずれか
   一方がスイッチングした時に、前記整流平滑回路が前記
   ２次巻線に誘起される２次交流電力を２次直流電力に変
   換し、他方がスイッチングした時に、前記整流回路が前
   記３次巻線に誘起される３次交流電力を整流して前記コ
   ンデンサを充電するようにしたことを特徴とするプッシ
   ュプル型スイッチング電源装置。