JPH0923118A - 送信回路 - Google Patents
送信回路Info
- Publication number
- JPH0923118A JPH0923118A JP17067195A JP17067195A JPH0923118A JP H0923118 A JPH0923118 A JP H0923118A JP 17067195 A JP17067195 A JP 17067195A JP 17067195 A JP17067195 A JP 17067195A JP H0923118 A JPH0923118 A JP H0923118A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- phase
- output
- signal
- quadrature modulator
- power amplifier
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
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Landscapes
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Transmitters (AREA)
- Control Of Amplification And Gain Control (AREA)
- Amplifiers (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【構成】ディジタル変調器１により変調された信号は直
交変調器２により搬送波に変調をかけ出力される。直交
変調器２により変調された被変調搬送波は増幅器３を経
て電力増幅器４で増幅され、電力分配器５を経て出力端
子６に出力される。ディジタル変調器１より出力される
基準信号９は位相比較器１０の入力端子に与えられ、電
力分配器５からの被変調搬送波の一部は検波器７で包絡
線検波された後、位相比較器１０の入力端子に与えられ
る。位相比較器１０に入力された二つの信号は、位相比
較器１０によって差信号を出力し、レベル変換回路１１
で電圧増幅し、直交変調器２内の位相遅延器１２を制御
する。 【効果】位相の差信号により位相遅延器を制御する事が
出来るので非線形の特性を有する電力増幅器を用いた場
合にも、高い電力効率で位相精度の良い信号を出力する
ことができ、位相遅延器を直交変調器に内蔵する回路を
用いて簡易な構成とすることができる。
交変調器２により搬送波に変調をかけ出力される。直交
変調器２により変調された被変調搬送波は増幅器３を経
て電力増幅器４で増幅され、電力分配器５を経て出力端
子６に出力される。ディジタル変調器１より出力される
基準信号９は位相比較器１０の入力端子に与えられ、電
力分配器５からの被変調搬送波の一部は検波器７で包絡
線検波された後、位相比較器１０の入力端子に与えられ
る。位相比較器１０に入力された二つの信号は、位相比
較器１０によって差信号を出力し、レベル変換回路１１
で電圧増幅し、直交変調器２内の位相遅延器１２を制御
する。 【効果】位相の差信号により位相遅延器を制御する事が
出来るので非線形の特性を有する電力増幅器を用いた場
合にも、高い電力効率で位相精度の良い信号を出力する
ことができ、位相遅延器を直交変調器に内蔵する回路を
用いて簡易な構成とすることができる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はπ／４シフトＱＰＳＫ方
式無線機等の送信装置に用いる送信回路に関する。
式無線機等の送信装置に用いる送信回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】π／４シフトＱＰＳＫ方式等の変調方式
を用いる無線機では、送信出力増幅器に高い線形性が要
求される。しかし、線形電力増幅器は飽和形電力増幅器
と比べて電源効率が悪い。特に携帯及び車載等の畜電池
等を電源とする移動無線機では電源効率の劣化は重大な
問題となる。したがって、π／４シフトＱＰＳＫ方式等
の変調方式を用いる無線機でも電力増幅器を飽和に近い
状態で使用し電源効率をあげかつ線形性を保つことので
きる歪み補償技術は重要である。
を用いる無線機では、送信出力増幅器に高い線形性が要
求される。しかし、線形電力増幅器は飽和形電力増幅器
と比べて電源効率が悪い。特に携帯及び車載等の畜電池
等を電源とする移動無線機では電源効率の劣化は重大な
問題となる。したがって、π／４シフトＱＰＳＫ方式等
の変調方式を用いる無線機でも電力増幅器を飽和に近い
状態で使用し電源効率をあげかつ線形性を保つことので
きる歪み補償技術は重要である。
【０００３】図２に一例として従来のπ／４シフトＱＰ
ＳＫ方式等の送信装置に使用される振幅補償型の送信回
路を示す。ディジタル変調器１により直交変調された信
号は直交変調器２により搬送波に変調をかけ出力され
る。直交変調器２により変調された被変調搬送波は増幅
器３を経て電力増幅器４で増幅され、電力分配器５を経
て出力端子６に出力される。一方、ディジタル変調器１
より出力される基準信号９は比較器１４の入力端子に与
えられ、電力分配器５からの被変調搬送波の一部は検波
回路７で包絡線検波された後、比較器１４の入力端子に
与えられる。比較器１４に入力された二つの信号は、比
較器１４によって二つの信号の差信号を出力し利得可変
が可能な増幅器３を制御する。
ＳＫ方式等の送信装置に使用される振幅補償型の送信回
路を示す。ディジタル変調器１により直交変調された信
号は直交変調器２により搬送波に変調をかけ出力され
る。直交変調器２により変調された被変調搬送波は増幅
器３を経て電力増幅器４で増幅され、電力分配器５を経
て出力端子６に出力される。一方、ディジタル変調器１
より出力される基準信号９は比較器１４の入力端子に与
えられ、電力分配器５からの被変調搬送波の一部は検波
回路７で包絡線検波された後、比較器１４の入力端子に
与えられる。比較器１４に入力された二つの信号は、比
較器１４によって二つの信号の差信号を出力し利得可変
が可能な増幅器３を制御する。
【０００４】次にこの動作について説明する。一般に電
力増幅器４は図３の入出力特性に示すように非線形とな
る。比較器１４は、ディジタル変調器１より出力される
基準信号９と、電力増幅器４で振幅歪みを発生した被変
調搬送波を検波器７で包絡線検波した信号とを比較し、
その差信号を生成する。その比較器１４より出力された
差信号で利得可変が可能な増幅器３を制御するので振幅
歪みが改善される。
力増幅器４は図３の入出力特性に示すように非線形とな
る。比較器１４は、ディジタル変調器１より出力される
基準信号９と、電力増幅器４で振幅歪みを発生した被変
調搬送波を検波器７で包絡線検波した信号とを比較し、
その差信号を生成する。その比較器１４より出力された
差信号で利得可変が可能な増幅器３を制御するので振幅
歪みが改善される。
【０００５】図５により振幅誤差を補償する過程を説明
する。図の軸はＩＱ信号のベクトル方向を示し、円は信
号一定振幅時の位相の奇跡を示す。白丸印は位相及び振
幅誤差が無い理想点を示す。振幅補償型の送信回路は振
幅の差信号により、増幅器３の利得を可変させ三角印に
示すように出力振幅を制御する。この結果、この送信出
力波のコンスタレーションは図９に示すような無補償時
ばらつきが図８に示すように振幅一定となる。
する。図の軸はＩＱ信号のベクトル方向を示し、円は信
号一定振幅時の位相の奇跡を示す。白丸印は位相及び振
幅誤差が無い理想点を示す。振幅補償型の送信回路は振
幅の差信号により、増幅器３の利得を可変させ三角印に
示すように出力振幅を制御する。この結果、この送信出
力波のコンスタレーションは図９に示すような無補償時
ばらつきが図８に示すように振幅一定となる。
【０００６】しかし、図２に示す従来の技術では、振幅
歪みが改善されるが図６に示すように振幅歪みが発生す
ると同時に位相歪みが発生するため、この方法では位相
歪みが改善されず、復調時に位相による判定を行った場
合、変調精度が改善されない欠点があった。
歪みが改善されるが図６に示すように振幅歪みが発生す
ると同時に位相歪みが発生するため、この方法では位相
歪みが改善されず、復調時に位相による判定を行った場
合、変調精度が改善されない欠点があった。
【０００７】又、図２に示す従来の技術以外として特開
平３−１７４８１０号、特開平４−２８７４５７号、特
開平３−２５５７１０号公報等がある。
平３−１７４８１０号、特開平４−２８７４５７号、特
開平３−２５５７１０号公報等がある。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】変調精度の高い出力回
路を構成するには位相特性が改善される必要がある。し
かし、従来の振幅型の送信回路では振幅歪みが改善され
るが位相歪みが改善されず、復調時に位相による判定を
行った場合、変調精度が改善されない問題点があった。
路を構成するには位相特性が改善される必要がある。し
かし、従来の振幅型の送信回路では振幅歪みが改善され
るが位相歪みが改善されず、復調時に位相による判定を
行った場合、変調精度が改善されない問題点があった。
【０００９】本発明の目的は、非線形の特性を有する電
力増幅器を用いた場合でも、位相歪みが改善し変調精度
の高い出力回路を提供することにある。
力増幅器を用いた場合でも、位相歪みが改善し変調精度
の高い出力回路を提供することにある。
【００１０】
【課題を解決するための手段】本発明は、上記の目的を
達成するため、基準信号と電力増幅器で歪みを発生した
被変調搬送波の位相を比較し、その差信号で位相遅延器
を制御する事により、変調精度の良い信号を出力するよ
うにした。
達成するため、基準信号と電力増幅器で歪みを発生した
被変調搬送波の位相を比較し、その差信号で位相遅延器
を制御する事により、変調精度の良い信号を出力するよ
うにした。
【００１１】
【作用】以下、この発明の一実施例を図１により説明す
る。
る。
【００１２】
【実施例】ディジタル変調器１により変調された信号で
あるＩ信号とＱ信号は直交変調器２に入力される。直交
変調器２の内部では、発振器１３より出力されたより搬
送波を２分割し、一方をＩ信号で変調をかけ、他方は位
相遅延器１２により約９０度の位相遅延された搬送波を
Ｑ信号で変調する。それぞれＩＱ信号により変調された
被搬送波は加算により直交合成を行い出力される。直交
変調器２により直交変調された被変調搬送波は増幅器３
を経て電力増幅器４で増幅され、電力分配器５を経て出
力端子６に出力される。一方、ディジタル変調器１より
出力される基準信号９は位相比較器１０の入力端子に与
えられ、電力分配器５からの被変調搬送波の一部は検波
器７で包絡線検波された後、位相比較器１０の入力端子
に与えられる。位相比較器１０に入力された二つの信号
は、位相比較器１０によって二つの信号の差信号を出力
し、レベル変換回路１１で電圧増幅し、直交変調器２内
の位相遅延器１２を制御する。
あるＩ信号とＱ信号は直交変調器２に入力される。直交
変調器２の内部では、発振器１３より出力されたより搬
送波を２分割し、一方をＩ信号で変調をかけ、他方は位
相遅延器１２により約９０度の位相遅延された搬送波を
Ｑ信号で変調する。それぞれＩＱ信号により変調された
被搬送波は加算により直交合成を行い出力される。直交
変調器２により直交変調された被変調搬送波は増幅器３
を経て電力増幅器４で増幅され、電力分配器５を経て出
力端子６に出力される。一方、ディジタル変調器１より
出力される基準信号９は位相比較器１０の入力端子に与
えられ、電力分配器５からの被変調搬送波の一部は検波
器７で包絡線検波された後、位相比較器１０の入力端子
に与えられる。位相比較器１０に入力された二つの信号
は、位相比較器１０によって二つの信号の差信号を出力
し、レベル変換回路１１で電圧増幅し、直交変調器２内
の位相遅延器１２を制御する。
【００１３】次にこの動作について説明する。一般に電
力増幅器４は図３の入出力特性に示すように入力振幅が
大きくなると出力振幅の非線形化と同時に位相遅れが発
生する。よって、検波器７より出力される検波信号は位
相に比例した振幅情報となる。位相比較器１０は、ディ
ジタル変調器１より出力される基準信号９と、検波器７
より出力される位相に比例した検波信号を位相比較し、
その差信号を生成する。その差信号で電圧調整が可能な
位相遅延器１２を制御するので位相歪みが改善される。
力増幅器４は図３の入出力特性に示すように入力振幅が
大きくなると出力振幅の非線形化と同時に位相遅れが発
生する。よって、検波器７より出力される検波信号は位
相に比例した振幅情報となる。位相比較器１０は、ディ
ジタル変調器１より出力される基準信号９と、検波器７
より出力される位相に比例した検波信号を位相比較し、
その差信号を生成する。その差信号で電圧調整が可能な
位相遅延器１２を制御するので位相歪みが改善される。
【００１４】図４により直交変調器２内の位相遅延器１
２を制御し、位相誤差を補償する過程を説明する。図の
軸はＩＱ信号のベクトル方向を示し、円は信号一定振幅
時の位相の奇跡を示す。白丸印は位相及び振幅誤差が無
い理想点を示す。一般にπ／４シフトＱＰＳＫ方式等の
変調方式での復調は位相分割により判定時刻の位相位置
によって判定される。出力補償回路がない時、出力信号
は電力増幅器４の歪みにより黒丸点の位置となり位相判
定範囲からはずれることになる。しかし、本発明による
出力補正回路は位相の差信号により、Ｑ信号の搬送波の
位相を制御し、Ｑ信号の位相軸を可変する事により三角
印に示すように出力位相を制御する。この送信出力波の
コンスタレーションは図９に示すような無補償時ばらつ
きが図７に示すように位相一定となる。
２を制御し、位相誤差を補償する過程を説明する。図の
軸はＩＱ信号のベクトル方向を示し、円は信号一定振幅
時の位相の奇跡を示す。白丸印は位相及び振幅誤差が無
い理想点を示す。一般にπ／４シフトＱＰＳＫ方式等の
変調方式での復調は位相分割により判定時刻の位相位置
によって判定される。出力補償回路がない時、出力信号
は電力増幅器４の歪みにより黒丸点の位置となり位相判
定範囲からはずれることになる。しかし、本発明による
出力補正回路は位相の差信号により、Ｑ信号の搬送波の
位相を制御し、Ｑ信号の位相軸を可変する事により三角
印に示すように出力位相を制御する。この送信出力波の
コンスタレーションは図９に示すような無補償時ばらつ
きが図７に示すように位相一定となる。
【００１５】また、本実施例で位相遅延器を直交変調器
内部の位相遅延器を用いたが、特に直交変調器内部であ
る必要は無く、たとえば直交変調器に入力される搬送波
の位相を位相遅延器を用いて制御しても良い。又、直交
変調器に出力の被変調搬送波の位相を位相遅延器を用い
て制御しても良い。又、Ｑ信号の位相遅延器で説明した
が特にＱ信号である必要はなくＩＱが逆でも良い。
内部の位相遅延器を用いたが、特に直交変調器内部であ
る必要は無く、たとえば直交変調器に入力される搬送波
の位相を位相遅延器を用いて制御しても良い。又、直交
変調器に出力の被変調搬送波の位相を位相遅延器を用い
て制御しても良い。又、Ｑ信号の位相遅延器で説明した
が特にＱ信号である必要はなくＩＱが逆でも良い。
【００１６】
【発明の効果】本発明によれば位相の差信号により位相
遅延器を制御する事ができるので非線形の特性を有する
電力増幅器を用いた場合でも、高い電力効率で位相精度
の良い信号を出力することが出来る。さらに位相遅延器
を直交変調器に内蔵する回路を用いているので簡易な構
成とすることができる。
遅延器を制御する事ができるので非線形の特性を有する
電力増幅器を用いた場合でも、高い電力効率で位相精度
の良い信号を出力することが出来る。さらに位相遅延器
を直交変調器に内蔵する回路を用いているので簡易な構
成とすることができる。
【図１】本発明の一実施例を示す位相補償型の送信回路
のブロック図。
のブロック図。
【図２】振幅補償型の送信回路の一例を示すブロック
図。
図。
【図３】一般的な高出力電力増幅器の出力特性図。
【図４】本発明の位相補償型の送信回路の動作を示す一
例の説明図。
例の説明図。
【図５】振幅補償型の送信回路の動作を示す一例の説明
図。
図。
【図６】無補償時の出力コンスタレーションの説明図。
【図７】本発明の位相補償型の送信回路の出力コンスタ
レーションの説明図。
レーションの説明図。
【図８】振幅補償型の送信回路の出力コンスタレーショ
ンの説明図。
ンの説明図。
１…ディジタル変調器、２…直交変調器、３…増幅器、
４…電力増幅器、５…電力分配器、６…出力端子、７…
検波器、８…検波信号、９…基準信号、１０…位相比較
器、１１…レベル変換器、１２…位相遅延器、１３…発
振器。
４…電力増幅器、５…電力分配器、６…出力端子、７…
検波器、８…検波信号、９…基準信号、１０…位相比較
器、１１…レベル変換器、１２…位相遅延器、１３…発
振器。
Claims (1)
- 【請求項１】ディジタル変調器と、前記ディジタル変調
器出力で搬送波に変調をかける直交変調器と、変調信号
を増幅する電力増幅器と、前記電力増幅器の出力変調信
号の検波信号と基準信号を比較し、その差分信号で被変
調信号を制御する事により電力増幅器の非線形歪みを補
償する手段を備えた送信回路において、前記電力増幅器
の出力変調信号と基準信号の差分信号により直交変調器
内位相遅延器の位相を制御することを特徴とする送信回
路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP17067195A JPH0923118A (ja) | 1995-07-06 | 1995-07-06 | 送信回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP17067195A JPH0923118A (ja) | 1995-07-06 | 1995-07-06 | 送信回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0923118A true JPH0923118A (ja) | 1997-01-21 |
Family
ID=15909227
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP17067195A Pending JPH0923118A (ja) | 1995-07-06 | 1995-07-06 | 送信回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0923118A (ja) |
-
1995
- 1995-07-06 JP JP17067195A patent/JPH0923118A/ja active Pending
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