JPH0923119A - 先行歪み回路及びこの回路を使用する移動機 - Google Patents
先行歪み回路及びこの回路を使用する移動機Info
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- JPH0923119A JPH0923119A JP8136981A JP13698196A JPH0923119A JP H0923119 A JPH0923119 A JP H0923119A JP 8136981 A JP8136981 A JP 8136981A JP 13698196 A JP13698196 A JP 13698196A JP H0923119 A JPH0923119 A JP H0923119A
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- squarer
- generating
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-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
- H03F1/32—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion
- H03F1/3241—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion using predistortion circuits
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- Physics & Mathematics (AREA)
- Nonlinear Science (AREA)
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Amplifiers (AREA)
- Transceivers (AREA)
Abstract
(57)【要約】 （修正有）
【課題】プッシュプッシュ型の周波数二倍器、ミクサ及
び位相反転器を使用して先行歪み信号を作成し、先行歪
みリニアライザーに使用する。 【解決手段】入力信号ｖinを前もって歪ませるための、
平衡型３乗器に基づく先行歪み回路は、２次信号を生成
する２乗器１１と、入力信号ｖin及び２次信号を分割し
て差動信号とする信号分割手段１０’、１４’とを具備
する。３次信号を生じさせるために、入力信号及び２次
信号は乗算器１５、１６で混合され、望ましくない成分
を除去するために乗算器の出力信号が結合される。２乗
器は差動信号を使用して２次信号を生成する差動信号処
理結合手段１２、１３も含んでおり、これはプッシュプ
ッシュ型の周波数二倍器であるのが有利である。歪み補
償信号を生成するために該３次信号の位相１７及び振幅
１８が調整され、該入力信号ｖin及び歪み補償信号が結
合されて１９先行歪み出力信号ｖ１となる。
び位相反転器を使用して先行歪み信号を作成し、先行歪
みリニアライザーに使用する。 【解決手段】入力信号ｖinを前もって歪ませるための、
平衡型３乗器に基づく先行歪み回路は、２次信号を生成
する２乗器１１と、入力信号ｖin及び２次信号を分割し
て差動信号とする信号分割手段１０’、１４’とを具備
する。３次信号を生じさせるために、入力信号及び２次
信号は乗算器１５、１６で混合され、望ましくない成分
を除去するために乗算器の出力信号が結合される。２乗
器は差動信号を使用して２次信号を生成する差動信号処
理結合手段１２、１３も含んでおり、これはプッシュプ
ッシュ型の周波数二倍器であるのが有利である。歪み補
償信号を生成するために該３次信号の位相１７及び振幅
１８が調整され、該入力信号ｖin及び歪み補償信号が結
合されて１９先行歪み出力信号ｖ１となる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、電子回路の動作を
線形化する、３乗器（cuber)による先行歪みリニアライ
ザに関する。特に、本発明は、入力信号を先行的に歪ま
せるために使用される先行歪み回路又は先行歪みリニア
ライザに関し、この回路は、２次信号を発生する２乗器
（squarer)と、該入力信号と該２次信号とを混合して３
次信号を生成する混合手段と、該３次信号の位相及び振
幅を調整して歪み補償信号を生成する位相増幅制御手段
と、該入力信号及び該歪み補償信号を結合して先行歪み
出力信号を生成する手段とを含む。本発明は、このよう
な先行歪み回路における３乗器と、このような先行歪み
回路を有する移動機とにも関する。
線形化する、３乗器（cuber)による先行歪みリニアライ
ザに関する。特に、本発明は、入力信号を先行的に歪ま
せるために使用される先行歪み回路又は先行歪みリニア
ライザに関し、この回路は、２次信号を発生する２乗器
（squarer)と、該入力信号と該２次信号とを混合して３
次信号を生成する混合手段と、該３次信号の位相及び振
幅を調整して歪み補償信号を生成する位相増幅制御手段
と、該入力信号及び該歪み補償信号を結合して先行歪み
出力信号を生成する手段とを含む。本発明は、このよう
な先行歪み回路における３乗器と、このような先行歪み
回路を有する移動機とにも関する。
【０００２】電力増幅器等の非線形回路は、歪みを生じ
させる。最も有害で強力な歪み成分は普通は３次歪み成
分である。電子回路の動作の直線性を改善するために、
高次信号成分をわざと発生させ、これを用いて回路で生
じる対応する信号成分を相殺するために、回路に入力さ
れた信号を前もって歪ませることが知られている。この
種の先行歪み線形化は、例えば増幅器に利用される。広
く使用されている先行歪みリニアライザは、３次歪み成
分を補償するために、入力信号と３次の関係にある信号
を生じさせる３乗器を使用する。本発明は、このような
先行歪みリニアライザにおける３乗器の実現に関する。
させる。最も有害で強力な歪み成分は普通は３次歪み成
分である。電子回路の動作の直線性を改善するために、
高次信号成分をわざと発生させ、これを用いて回路で生
じる対応する信号成分を相殺するために、回路に入力さ
れた信号を前もって歪ませることが知られている。この
種の先行歪み線形化は、例えば増幅器に利用される。広
く使用されている先行歪みリニアライザは、３次歪み成
分を補償するために、入力信号と３次の関係にある信号
を生じさせる３乗器を使用する。本発明は、このような
先行歪みリニアライザにおける３乗器の実現に関する。
【０００３】
【従来の技術】当該技術分野において種々の３乗器が知
られており、序論において言及したものと類似する３乗
器が米国特許第３８２５８４３号に開示されており、そ
の３乗器は、ハイブリッド回路、乗算器、バイアス回
路、増幅器、遅延線、２乗器、及び高域フィルター等
の、幾つかの構成要素からなっている。この米国特許公
報は、平衡３乗器も開示して、差動信号を扱う構成に言
及しており、その構成では入力信号と２次信号とがとも
に２枝路に分割され、それらの枝路は、互いに位相が１
８０°ずれている２信号成分を処理し、同相の成分は互
いに混合され、この混合により得られた信号成分を結合
することによって１つの複合３次信号を生成する。乗算
器と２乗器とは変圧器及びショットキーダイオードを用
いて実現されるが、これらはバイアス回路を必要とす
る。この米国特許公報に開示されている平衡型の構成で
は、信号周波数の成分が３乗器を通過するのを阻止する
ために高域フィルターも必要である。従って、このよう
に３乗器を設けるには、多くの素子が必要であり、３乗
器を集積回路に組み込むことを妨げるような素子が含ま
れる。よって、集積回路に集積することのできるような
３乗器は従来技術には存在せず、従って、従来技術の３
乗器は、例えばコンパクトでスペースを節約できる素子
を使うことが望ましい移動電話には余り適していない。
られており、序論において言及したものと類似する３乗
器が米国特許第３８２５８４３号に開示されており、そ
の３乗器は、ハイブリッド回路、乗算器、バイアス回
路、増幅器、遅延線、２乗器、及び高域フィルター等
の、幾つかの構成要素からなっている。この米国特許公
報は、平衡３乗器も開示して、差動信号を扱う構成に言
及しており、その構成では入力信号と２次信号とがとも
に２枝路に分割され、それらの枝路は、互いに位相が１
８０°ずれている２信号成分を処理し、同相の成分は互
いに混合され、この混合により得られた信号成分を結合
することによって１つの複合３次信号を生成する。乗算
器と２乗器とは変圧器及びショットキーダイオードを用
いて実現されるが、これらはバイアス回路を必要とす
る。この米国特許公報に開示されている平衡型の構成で
は、信号周波数の成分が３乗器を通過するのを阻止する
ために高域フィルターも必要である。従って、このよう
に３乗器を設けるには、多くの素子が必要であり、３乗
器を集積回路に組み込むことを妨げるような素子が含ま
れる。よって、集積回路に集積することのできるような
３乗器は従来技術には存在せず、従って、従来技術の３
乗器は、例えばコンパクトでスペースを節約できる素子
を使うことが望ましい移動電話には余り適していない。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】本発明が関連する３乗
器を開発するとき、上記した電子回路としては高周波電
力増幅器、特に移動電話の電力増幅器が想定されたが、
当然ながら本発明の適用範囲はそういう装置には限定さ
れない。本発明は、この様な用途を想定しているので、
なるべくコンパクトで単純であり、必要な素子の数やス
ペースが少なく、動作の信頼性が高くて、使用される他
の回路装置と両立するような３乗器を提供することを目
的とする。また、集積回路として実現することのできる
３乗器を提供すると有利である。
器を開発するとき、上記した電子回路としては高周波電
力増幅器、特に移動電話の電力増幅器が想定されたが、
当然ながら本発明の適用範囲はそういう装置には限定さ
れない。本発明は、この様な用途を想定しているので、
なるべくコンパクトで単純であり、必要な素子の数やス
ペースが少なく、動作の信頼性が高くて、使用される他
の回路装置と両立するような３乗器を提供することを目
的とする。また、集積回路として実現することのできる
３乗器を提供すると有利である。
【０００５】本発明の目的は、差動信号２乗器を使用し
て２次信号を生じさせることで達成される。そこで、本
発明の先行歪み回路、３乗器及び移動機の特徴は、２信
号を結合することにより２次信号を生成する差動信号用
の処理結合手段を２乗器が包含することである。
て２次信号を生じさせることで達成される。そこで、本
発明の先行歪み回路、３乗器及び移動機の特徴は、２信
号を結合することにより２次信号を生成する差動信号用
の処理結合手段を２乗器が包含することである。
【０００６】
【課題を解決するための手段】本発明は、前記米国特許
から公知となっている平衡型３乗器を基礎として使用
し、２次信号の生成においては、差動信号即ち１８０°
の位相差を有する信号を利用して有利に実現される。２
乗器はいわゆるプッシュプッシュ型の周波数二倍器であ
り、この回路は、第１信号成分から多次成分出力を生じ
させる第１非線形ポートを第１枝路に有し、該第１信号
成分から位相が１８０°ずれている第２信号成分から多
次成分出力を生じさせる第２非線形ポートを第２枝路に
有するとともに、該第１及び第２のポートの出力を結合
し、該入力信号の２次成分を通過させ奇数次信号成分を
除去する手段を包含している。
から公知となっている平衡型３乗器を基礎として使用
し、２次信号の生成においては、差動信号即ち１８０°
の位相差を有する信号を利用して有利に実現される。２
乗器はいわゆるプッシュプッシュ型の周波数二倍器であ
り、この回路は、第１信号成分から多次成分出力を生じ
させる第１非線形ポートを第１枝路に有し、該第１信号
成分から位相が１８０°ずれている第２信号成分から多
次成分出力を生じさせる第２非線形ポートを第２枝路に
有するとともに、該第１及び第２のポートの出力を結合
し、該入力信号の２次成分を通過させ奇数次信号成分を
除去する手段を包含している。
【０００７】好ましい実施例では３乗器は集積回路に集
積される。本発明の好ましい用途である移動電話の電力
増幅器では、３乗器は電力増幅器と同じ回路に集積され
る。
積される。本発明の好ましい用途である移動電話の電力
増幅器では、３乗器は電力増幅器と同じ回路に集積され
る。
【０００８】２つの同等の枝路に差動信号が供給される
プッシュプッシュ型の周波数二倍器により２乗器が構成
されているときには、前記米国特許公報において言及さ
れている高域フィルターは不要であり、その場合には、
両枝路の出力を結合するときに信号周波数（及び一般的
には奇数次の高調波）が相殺されるので、上記した米国
特許第３８２５８４３号に開示されている平衡型の装置
と比べると、本発明の装置では素子が節約される。平衡
型３乗器においてプッシュプッシュ型の周波数二倍器を
２乗器として使用するときには、１８０°の移相を行う
ために必要な移相器が、３次成分を生じさせるために回
路の中に既に存在しているので、２乗器以外の余分の素
子を回路に設ける必要はない。
プッシュプッシュ型の周波数二倍器により２乗器が構成
されているときには、前記米国特許公報において言及さ
れている高域フィルターは不要であり、その場合には、
両枝路の出力を結合するときに信号周波数（及び一般的
には奇数次の高調波）が相殺されるので、上記した米国
特許第３８２５８４３号に開示されている平衡型の装置
と比べると、本発明の装置では素子が節約される。平衡
型３乗器においてプッシュプッシュ型の周波数二倍器を
２乗器として使用するときには、１８０°の移相を行う
ために必要な移相器が、３次成分を生じさせるために回
路の中に既に存在しているので、２乗器以外の余分の素
子を回路に設ける必要はない。
【０００９】また、本発明は、３乗器を集積回路とし
て、或いは集積回路の一部として実現し得るという利益
を与える。電力増幅器を、又は、一般的には３乗器がそ
の動作を線形化しようとしている電子回路に３乗器を集
積するのが好ましい。線形化されるべき電子回路ととも
に同じ回路に（又は別の回路ではあるが同じ回路技術を
使用する回路に）３乗器を集積するとき、３乗器はその
電子回路に使用されているのと同じ回路技術を使用して
実現され、素子の特性が揃っているときには温度変化や
トランジスタ又は回路素子のパラメータの変化の補償に
関して非常に有利な状況が得られる。よって、余分の素
子と追加のスペースとをわずかだけ必要とする、周囲の
回路環境に良く適合するコンパクトな３乗器を実現する
ことが可能である。
て、或いは集積回路の一部として実現し得るという利益
を与える。電力増幅器を、又は、一般的には３乗器がそ
の動作を線形化しようとしている電子回路に３乗器を集
積するのが好ましい。線形化されるべき電子回路ととも
に同じ回路に（又は別の回路ではあるが同じ回路技術を
使用する回路に）３乗器を集積するとき、３乗器はその
電子回路に使用されているのと同じ回路技術を使用して
実現され、素子の特性が揃っているときには温度変化や
トランジスタ又は回路素子のパラメータの変化の補償に
関して非常に有利な状況が得られる。よって、余分の素
子と追加のスペースとをわずかだけ必要とする、周囲の
回路環境に良く適合するコンパクトな３乗器を実現する
ことが可能である。
【００１０】
【発明の実施の形態】次に、添付図面を参照して本発明
を更に説明する。
を更に説明する。
【００１１】図１は、在来の先行歪みリニアライザのブ
ロック図であり、この回路には入力信号ｖinが入力さ
れ、該回路は、前もって歪ませられた信号即ち先行歪み
信号ｖ１を出力として電力増幅器等の電子回路に供給す
る。入力信号ｖinはブロック１で２枝路に分割され、そ
のうちの一方は直接出力に進み、他方の枝路では歪みが
生成される。破線のボックス２は、その歪みを生成する
３乗器を表す。その中で、ブロック３は、入力信号ｖin
と２次の関係にある歪み項を生成する周波数二倍器であ
る。高域フィルター４は、周波数二倍器３が供給する信
号から元の信号周波数を濾波し除去する。高域フィルタ
ー４により濾波された信号とともに、入力信号ｖinもミ
クサ５に直接入力され、このミクサは、入力信号ｖinの
周波数を持っていて入力信号ｖinの元の振幅と３次の関
係にある信号を出力として生じさせる。低域フィルター
６は、ミクサから得られた信号から、入力信号ｖinの周
波数の２倍及び３倍の周波数を濾波し除去する。しか
し、パワーに関して３次の関係にある所望の成分は残
る。移相器７及び減衰器８は、先行歪みを電力増幅器等
の電子回路の歪み特性に合わせて調節するために使用さ
れる。例えば、増幅器は或るＡＭ／ＡＭ及びＡＭ／ＰＭ
歪み特性を有する、即ち増幅器の出力振幅と入力振幅と
の間の依存性は非線形であるが、増幅器の出力の位相
は、その増幅器への入力信号の振幅レベルに依存する。
ブロック７及び８は、発生する先行歪みが増幅器の非線
形特性を最善の形で補償することとなるように移相量及
び減衰量を設定する。ブロック９において、第１枝路か
らこのブロックに直接入力される入力信号ｖinは、第２
枝路で生成された歪み信号と結合されて先行歪み信号ｖ
１となり、この信号ｖ１は高周波増幅器等の電子回路に
供給される。
ロック図であり、この回路には入力信号ｖinが入力さ
れ、該回路は、前もって歪ませられた信号即ち先行歪み
信号ｖ１を出力として電力増幅器等の電子回路に供給す
る。入力信号ｖinはブロック１で２枝路に分割され、そ
のうちの一方は直接出力に進み、他方の枝路では歪みが
生成される。破線のボックス２は、その歪みを生成する
３乗器を表す。その中で、ブロック３は、入力信号ｖin
と２次の関係にある歪み項を生成する周波数二倍器であ
る。高域フィルター４は、周波数二倍器３が供給する信
号から元の信号周波数を濾波し除去する。高域フィルタ
ー４により濾波された信号とともに、入力信号ｖinもミ
クサ５に直接入力され、このミクサは、入力信号ｖinの
周波数を持っていて入力信号ｖinの元の振幅と３次の関
係にある信号を出力として生じさせる。低域フィルター
６は、ミクサから得られた信号から、入力信号ｖinの周
波数の２倍及び３倍の周波数を濾波し除去する。しか
し、パワーに関して３次の関係にある所望の成分は残
る。移相器７及び減衰器８は、先行歪みを電力増幅器等
の電子回路の歪み特性に合わせて調節するために使用さ
れる。例えば、増幅器は或るＡＭ／ＡＭ及びＡＭ／ＰＭ
歪み特性を有する、即ち増幅器の出力振幅と入力振幅と
の間の依存性は非線形であるが、増幅器の出力の位相
は、その増幅器への入力信号の振幅レベルに依存する。
ブロック７及び８は、発生する先行歪みが増幅器の非線
形特性を最善の形で補償することとなるように移相量及
び減衰量を設定する。ブロック９において、第１枝路か
らこのブロックに直接入力される入力信号ｖinは、第２
枝路で生成された歪み信号と結合されて先行歪み信号ｖ
１となり、この信号ｖ１は高周波増幅器等の電子回路に
供給される。
【００１２】次に、増幅器と関連させてこの先行歪みリ
ニアライザの動作原理について説明をする。典型的な電
力増幅器の電圧増幅についての非線形特性は、次式
（１）を使って近似することができる。 ｖout ＝ａ1 ｖ1 −｜ａ3 ｜ｖ1 3 （１） ここでｖout は増幅器からの電圧信号であり、ｖ1 は該
増幅器への入力として先行歪みリニアライザから得られ
る電圧であり、ａ1 は電力増幅器の線形電圧増幅であ
り、ａ3 は該電力増幅器の３次歪み項である。固定先行
歪みリニアライザは、 ｖ1 ＝ｂ1 ｖin＋｜ｂ3 ｜ｖin 3 （２） で表される信号ｖ1 を生じさせる。ここでｖinは先行歪
みリニアライザに対する入力信号であり、ｂ1 は該リニ
アライザ回路の線形電圧増幅であり、ｂ3 は該リニアラ
イザ回路の３次歪み項である。増幅器が供給する電圧信
号ｖout について、線形の項ａ1 及びｂ1 に比べて歪み
項ａ3 及びｂ3 が非常に小さくて、その積ａ3 ｂ3 を無
視し得るときには、次の（３）式が得られる。 ｖout ＝ａ1 （ｂ1 ｖin＋｜ｂ3 ｜ｖin 3 ） −｜ａ3 ｜（ｂ1 ｖin＋｜ｂ3 ｜ｖin 3 ）3 ≒ａ1 ｂ1 ｖin＋ａ1 ｜ｂ3 ｜ｖin 3 −｜ａ3 ｜ｂ1 ｖin 3 （３） 従って、 ｂ1 ｜ａ3 ｜＝ａ1 ｜ｂ3 ｜ となるようにリニアライザが設計されているならば、総
電圧増幅から歪み項を無くすることができる。
ニアライザの動作原理について説明をする。典型的な電
力増幅器の電圧増幅についての非線形特性は、次式
（１）を使って近似することができる。 ｖout ＝ａ1 ｖ1 −｜ａ3 ｜ｖ1 3 （１） ここでｖout は増幅器からの電圧信号であり、ｖ1 は該
増幅器への入力として先行歪みリニアライザから得られ
る電圧であり、ａ1 は電力増幅器の線形電圧増幅であ
り、ａ3 は該電力増幅器の３次歪み項である。固定先行
歪みリニアライザは、 ｖ1 ＝ｂ1 ｖin＋｜ｂ3 ｜ｖin 3 （２） で表される信号ｖ1 を生じさせる。ここでｖinは先行歪
みリニアライザに対する入力信号であり、ｂ1 は該リニ
アライザ回路の線形電圧増幅であり、ｂ3 は該リニアラ
イザ回路の３次歪み項である。増幅器が供給する電圧信
号ｖout について、線形の項ａ1 及びｂ1 に比べて歪み
項ａ3 及びｂ3 が非常に小さくて、その積ａ3 ｂ3 を無
視し得るときには、次の（３）式が得られる。 ｖout ＝ａ1 （ｂ1 ｖin＋｜ｂ3 ｜ｖin 3 ） −｜ａ3 ｜（ｂ1 ｖin＋｜ｂ3 ｜ｖin 3 ）3 ≒ａ1 ｂ1 ｖin＋ａ1 ｜ｂ3 ｜ｖin 3 −｜ａ3 ｜ｂ1 ｖin 3 （３） 従って、 ｂ1 ｜ａ3 ｜＝ａ1 ｜ｂ3 ｜ となるようにリニアライザが設計されているならば、総
電圧増幅から歪み項を無くすることができる。
【００１３】図２は、本発明の先行歪みリニアライザ
と、それに使用されている３乗器とを示す。本発明の３
乗器は、２次信号を生じさせる２乗器１１を含む平衡型
の構造に基づいている。３乗器への入力信号ｖinは始め
に２枝路に分割され、そのうちの第１の枝路は、第１枝
路中の信号の位相を第２枝路中の信号に対して１８０°
ずらす移相器１０を含む。よって、単端入力信号ｖinは
差動信号発生ブロック１０’で差動型にされる。
と、それに使用されている３乗器とを示す。本発明の３
乗器は、２次信号を生じさせる２乗器１１を含む平衡型
の構造に基づいている。３乗器への入力信号ｖinは始め
に２枝路に分割され、そのうちの第１の枝路は、第１枝
路中の信号の位相を第２枝路中の信号に対して１８０°
ずらす移相器１０を含む。よって、単端入力信号ｖinは
差動信号発生ブロック１０’で差動型にされる。
【００１４】また、２乗器の出力は同様にして２枝路に
分割され、第１の枝路には、第１枝路中の信号の位相を
第２枝路中の信号に対して１８０°ずらす移相器１４が
ある。１８０°移相された入力信号と、１８０°移相さ
れた２次信号とは、３乗器の第１枝路中のミクサ１５で
混合されて第１枝路中の３次信号となる。同様に、入力
信号と、これと同相の２次信号とが第２枝路中のミクサ
１６で混合されて第２枝路中の３次信号となる。両枝路
からの信号が結合されて単一の３次信号となる。
分割され、第１の枝路には、第１枝路中の信号の位相を
第２枝路中の信号に対して１８０°ずらす移相器１４が
ある。１８０°移相された入力信号と、１８０°移相さ
れた２次信号とは、３乗器の第１枝路中のミクサ１５で
混合されて第１枝路中の３次信号となる。同様に、入力
信号と、これと同相の２次信号とが第２枝路中のミクサ
１６で混合されて第２枝路中の３次信号となる。両枝路
からの信号が結合されて単一の３次信号となる。
【００１５】ブロック１１の中のプッシュプッシュ型の
２乗器は差動入力信号を利用する。このプッシュプッシ
ュ型の２乗器は、同一の２枝路から成っている。両枝路
は非線形ポート、好ましくはトランジスタ又は演算増幅
器等の２ポート型のものを含んでいる。非線形ポート１
２及び１３は入力信号ｖinから高調波成分の無限級数を
発生させる。２つの同一の非線形ポート１２及び１３に
反対位相の信号が供給されると、奇数次の高調波成分は
合計されたときに相殺される。相殺される成分の中で最
も重要なのは、信号周波数ｆ１と３次高調波ｆ３とであ
る。４次以上の高調波は、非常に弱いので回路の動作に
影響を及ぼさないと考えることができる。従って、差動
的に駆動されるプッシュプッシュ型の周波数二倍器１１
の出力信号は信号ｆ２であり、このｆ２の周波数は入力
信号ｖinの周波数より２倍であり、その強度は入力信号
の強さに２次的に依存する。
２乗器は差動入力信号を利用する。このプッシュプッシ
ュ型の２乗器は、同一の２枝路から成っている。両枝路
は非線形ポート、好ましくはトランジスタ又は演算増幅
器等の２ポート型のものを含んでいる。非線形ポート１
２及び１３は入力信号ｖinから高調波成分の無限級数を
発生させる。２つの同一の非線形ポート１２及び１３に
反対位相の信号が供給されると、奇数次の高調波成分は
合計されたときに相殺される。相殺される成分の中で最
も重要なのは、信号周波数ｆ１と３次高調波ｆ３とであ
る。４次以上の高調波は、非常に弱いので回路の動作に
影響を及ぼさないと考えることができる。従って、差動
的に駆動されるプッシュプッシュ型の周波数二倍器１１
の出力信号は信号ｆ２であり、このｆ２の周波数は入力
信号ｖinの周波数より２倍であり、その強度は入力信号
の強さに２次的に依存する。
【００１６】上記したように、２乗器１１から得られる
単端２倍周波数信号ｆ２は、差動信号発生ブロック１
４’において該信号を異なる２枝路に導入して位相反転
器１４を使用して該枝路中の信号同士に１８０°の位相
差を与えることにより、差動型とされる。ミクサ１５及
び１６は、アナログ乗算器であってもよくて、入力され
た入力信号の積を発生させるものである。ミクサ１５及
び１６の入力信号のうちの１つは元の信号周波数ｆ１を
有し、他方の、ブロック１１から来る信号は、２倍の周
波数ｆ２を有する。従って、乗算器１５及び１６の出力
信号は、理想的には２項を、即ち一つは信号周波数（２
ｆ−ｆ＝ｆ）で他方は３倍の周波数（２ｆ＋ｆ＝３ｆ）
の項を、有する。３倍周波数信号は動作に利益を与える
ものではなくて、後に例えば線形化されるべき増幅器の
整合回路で除去することができる。理想的ではない乗算
器の信号周波数及び２倍の周波数の漏れ信号は、２つの
乗算器の出力信号を合計するときに相殺される。この相
殺のために差動信号が使用されたのであり、従って、入
力信号の振幅に比例する漏れ信号及び振幅の２乗に比例
する漏れ信号を所望の３乗出力信号から分離することが
可能となった。線形化されるべき増幅器の非線形特性に
応じて、補正信号レベルを減衰器１８で変化させること
ができ、位相を移相器７で変化させることができる。こ
れらの回路は一定の設定値を持っていて、動作中に調整
することを要しない。ブロック１９において補正項を位
相特性に応じて元の信号に付加するか又は元の信号から
差し引いて、電力増幅器等の電子回路で生じる歪みを補
償するための電子回路に対する出力として、先行歪み信
号即ち歪み補正信号が生成される。
単端２倍周波数信号ｆ２は、差動信号発生ブロック１
４’において該信号を異なる２枝路に導入して位相反転
器１４を使用して該枝路中の信号同士に１８０°の位相
差を与えることにより、差動型とされる。ミクサ１５及
び１６は、アナログ乗算器であってもよくて、入力され
た入力信号の積を発生させるものである。ミクサ１５及
び１６の入力信号のうちの１つは元の信号周波数ｆ１を
有し、他方の、ブロック１１から来る信号は、２倍の周
波数ｆ２を有する。従って、乗算器１５及び１６の出力
信号は、理想的には２項を、即ち一つは信号周波数（２
ｆ−ｆ＝ｆ）で他方は３倍の周波数（２ｆ＋ｆ＝３ｆ）
の項を、有する。３倍周波数信号は動作に利益を与える
ものではなくて、後に例えば線形化されるべき増幅器の
整合回路で除去することができる。理想的ではない乗算
器の信号周波数及び２倍の周波数の漏れ信号は、２つの
乗算器の出力信号を合計するときに相殺される。この相
殺のために差動信号が使用されたのであり、従って、入
力信号の振幅に比例する漏れ信号及び振幅の２乗に比例
する漏れ信号を所望の３乗出力信号から分離することが
可能となった。線形化されるべき増幅器の非線形特性に
応じて、補正信号レベルを減衰器１８で変化させること
ができ、位相を移相器７で変化させることができる。こ
れらの回路は一定の設定値を持っていて、動作中に調整
することを要しない。ブロック１９において補正項を位
相特性に応じて元の信号に付加するか又は元の信号から
差し引いて、電力増幅器等の電子回路で生じる歪みを補
償するための電子回路に対する出力として、先行歪み信
号即ち歪み補正信号が生成される。
【００１７】本発明の回路装置では、プッシュプッシュ
型の周波数二倍器、ミクサ及び位相反転器を１種類の回
路技術で、従って１種類の素子で、実現することができ
る。前記回路ブロックはトランジスタを基本素子として
使用する能動的回路として有利に実現され、高周波増幅
器等の現実の電子回路に適用されるのと同じ回路技術で
実現される。本発明の好ましい適用を考慮すると、その
回路技術は高周波アプリケーションに特に適しており、
例えばバイポーラ、ＢｉＣＭＯＳ、ＭＥＳＦＥＴ、ＨＥ
ＭＴ又はＨＢＴ−ＧａＡｓ技術である。本発明自体は、
使用される集積技術には限定されない。この様に実現さ
れるとき、先行歪みリニアライザの３乗器は例えば現実
の電子回路を含むのと同じ集積回路に容易に集積するこ
とができる。該回路におけるアナログ信号処理は能動的
構成要素（主としてトランジスタ）の特性が揃っている
ことに基づいており、それは実際には隣り合う構成要素
同士の差が極めて小さい集積回路においてのみ達成可能
である。該回路ブロックを実現するためには割合に多数
の回路素子が必要であるけれども、必要な付加的構成要
素の大半は集積回路内に置くことが出来るし、例えばフ
ィルターなどを設ける必要はないので、必要な付加的構
成要素の数は少ない。１種類の回路技術のみによる集
積、実現には、実際の電子回路及び先行歪みリニアライ
ザの両方に対して温度変化及びプロセス変化が同じ効果
を及ぼすという利点もある。これらの変化の効果を回路
設計時に考慮に入れることは容易である。
型の周波数二倍器、ミクサ及び位相反転器を１種類の回
路技術で、従って１種類の素子で、実現することができ
る。前記回路ブロックはトランジスタを基本素子として
使用する能動的回路として有利に実現され、高周波増幅
器等の現実の電子回路に適用されるのと同じ回路技術で
実現される。本発明の好ましい適用を考慮すると、その
回路技術は高周波アプリケーションに特に適しており、
例えばバイポーラ、ＢｉＣＭＯＳ、ＭＥＳＦＥＴ、ＨＥ
ＭＴ又はＨＢＴ−ＧａＡｓ技術である。本発明自体は、
使用される集積技術には限定されない。この様に実現さ
れるとき、先行歪みリニアライザの３乗器は例えば現実
の電子回路を含むのと同じ集積回路に容易に集積するこ
とができる。該回路におけるアナログ信号処理は能動的
構成要素（主としてトランジスタ）の特性が揃っている
ことに基づいており、それは実際には隣り合う構成要素
同士の差が極めて小さい集積回路においてのみ達成可能
である。該回路ブロックを実現するためには割合に多数
の回路素子が必要であるけれども、必要な付加的構成要
素の大半は集積回路内に置くことが出来るし、例えばフ
ィルターなどを設ける必要はないので、必要な付加的構
成要素の数は少ない。１種類の回路技術のみによる集
積、実現には、実際の電子回路及び先行歪みリニアライ
ザの両方に対して温度変化及びプロセス変化が同じ効果
を及ぼすという利点もある。これらの変化の効果を回路
設計時に考慮に入れることは容易である。
【００１８】本発明の構成では、リニアライザを可変又
は調整可能としなければならない場合に必要となるフィ
ードバック又は制御ループを必要としない固定の、従っ
て単純な装置として先行歪みリニアライザを実現するこ
とが容易となる。本発明の３乗器が能動的ブロックを使
用して実現されるときには、公知の多くの構成とは異な
ってそのブロックに増幅機能を持たせることが出来るの
で別に増幅器を設ける必要が無いという利点もある。
は調整可能としなければならない場合に必要となるフィ
ードバック又は制御ループを必要としない固定の、従っ
て単純な装置として先行歪みリニアライザを実現するこ
とが容易となる。本発明の３乗器が能動的ブロックを使
用して実現されるときには、公知の多くの構成とは異な
ってそのブロックに増幅機能を持たせることが出来るの
で別に増幅器を設ける必要が無いという利点もある。
【００１９】図３は、本発明の３乗器の実施例の詳しい
回路図である。図において、トランジスタＱ１を含む回
路ブロック１０’は、入力ＩＮに入力された１つの信号
を使って、１８０°の位相差を有する２つの逆相信号を
発生させる。トランジスタＱ２及びＱ３の周りに作られ
ている回路ブロックはプッシュプッシュ型の周波数二倍
器の非線形ポート１２及び１３として作用し、２乗器１
１を構成する。同じバイアス電圧ｖｂを有するトランジ
スタＱ２及びＱ３は、互いに１８０°の位相差を有する
トランジスタＱ１からの信号により制御されるので、ト
ランジスタＱ２及びＱ３のドレイン電流の基本成分は反
対位相で、従って、実際上は、該トランジスタは基本周
波数において互いに短絡される。よって、この構成で
は、基本周波数を除去するために普通は必要とされる濾
波が不要となっている。これら２トランジスタのドレン
電流の第２高調波同士の間には位相差はないので、この
周波数のドレン電流成分は出力において同相で結合され
る。
回路図である。図において、トランジスタＱ１を含む回
路ブロック１０’は、入力ＩＮに入力された１つの信号
を使って、１８０°の位相差を有する２つの逆相信号を
発生させる。トランジスタＱ２及びＱ３の周りに作られ
ている回路ブロックはプッシュプッシュ型の周波数二倍
器の非線形ポート１２及び１３として作用し、２乗器１
１を構成する。同じバイアス電圧ｖｂを有するトランジ
スタＱ２及びＱ３は、互いに１８０°の位相差を有する
トランジスタＱ１からの信号により制御されるので、ト
ランジスタＱ２及びＱ３のドレイン電流の基本成分は反
対位相で、従って、実際上は、該トランジスタは基本周
波数において互いに短絡される。よって、この構成で
は、基本周波数を除去するために普通は必要とされる濾
波が不要となっている。これら２トランジスタのドレン
電流の第２高調波同士の間には位相差はないので、この
周波数のドレン電流成分は出力において同相で結合され
る。
【００２０】この出力は、基本周波数の２倍の周波数を
持っていて、トランジスタＱ４の周囲に構築されている
位相分割器１４’によって互いに１８０°の位相差を有
する２つの信号からなる差動信号を発生させるために使
われる。トランジスタＱ５及びＱ７、並びにＱ６及びＱ
８は、全て同じバイアス電圧ｖｂ２を有し、２つの２ゲ
ートＦＥＴ型のミクサ１５及び１６を形成しており、こ
のミクサに第１位相分割器１０’からの基本周波数の入
力信号と第２位相分割器１４’の対応する出力からの２
倍の周波数の信号とが入力される。ミクサ１５及び１６
の出力は合計され、従って信号周波数と２倍の周波数と
の漏れ信号を相殺し、入力信号の振幅と振幅の２乗とに
比例するこれらの信号を、出力ＯＵＴに出現する（更に
移相器１７及び減衰器１８に入力されるべき）入力信号
と３乗の関係にある所望の信号から分離して除去する。
持っていて、トランジスタＱ４の周囲に構築されている
位相分割器１４’によって互いに１８０°の位相差を有
する２つの信号からなる差動信号を発生させるために使
われる。トランジスタＱ５及びＱ７、並びにＱ６及びＱ
８は、全て同じバイアス電圧ｖｂ２を有し、２つの２ゲ
ートＦＥＴ型のミクサ１５及び１６を形成しており、こ
のミクサに第１位相分割器１０’からの基本周波数の入
力信号と第２位相分割器１４’の対応する出力からの２
倍の周波数の信号とが入力される。ミクサ１５及び１６
の出力は合計され、従って信号周波数と２倍の周波数と
の漏れ信号を相殺し、入力信号の振幅と振幅の２乗とに
比例するこれらの信号を、出力ＯＵＴに出現する（更に
移相器１７及び減衰器１８に入力されるべき）入力信号
と３乗の関係にある所望の信号から分離して除去する。
【００２１】図４は、本発明の定先行歪みリニアライザ
の動作を示しており、或る非線形増幅器モデルを使った
シミュレーションに基づいている。図の曲線のそばに記
されている値は、固定先行歪みリニアライザに含まれて
いる減衰器の種々の減衰設定値を表わし、曲線は種々の
減衰設定値における入力電力に対する出力電力の線形値
からのずれを表している。したがって、８０ｄＢ減衰曲
線は、使用された増幅器モデルの非線形特性を示す。例
えば、線形挙動からの最大０．２ｄＢのずれが回路の動
作に要求されることがある。シミュレーションの結果
は、この種の場合には適切な減衰器の値すなわち５ｄＢ
で電力の線形範囲を改善することができることを示して
いる。
の動作を示しており、或る非線形増幅器モデルを使った
シミュレーションに基づいている。図の曲線のそばに記
されている値は、固定先行歪みリニアライザに含まれて
いる減衰器の種々の減衰設定値を表わし、曲線は種々の
減衰設定値における入力電力に対する出力電力の線形値
からのずれを表している。したがって、８０ｄＢ減衰曲
線は、使用された増幅器モデルの非線形特性を示す。例
えば、線形挙動からの最大０．２ｄＢのずれが回路の動
作に要求されることがある。シミュレーションの結果
は、この種の場合には適切な減衰器の値すなわち５ｄＢ
で電力の線形範囲を改善することができることを示して
いる。
【００２２】本発明の３乗器は差動信号を処理する２乗
器を使用し、そのために素子を著しく節約することとな
り、更に２乗器を公知の平衡型３乗器において実現する
ことにより、２乗器による２乗信号の発生と３乗信号の
発生との両方のために同じ位相分割器を使用することが
可能であるので、より多くの素子を節約することが可能
である。また、本発明の構造は、１集積回路として又は
線形化されるべき電力増幅器等の構成要素と同じ回路に
集積され得るものであり、それ故にこの構造は例えば移
動電話に用いるのに有利である。
器を使用し、そのために素子を著しく節約することとな
り、更に２乗器を公知の平衡型３乗器において実現する
ことにより、２乗器による２乗信号の発生と３乗信号の
発生との両方のために同じ位相分割器を使用することが
可能であるので、より多くの素子を節約することが可能
である。また、本発明の構造は、１集積回路として又は
線形化されるべき電力増幅器等の構成要素と同じ回路に
集積され得るものであり、それ故にこの構造は例えば移
動電話に用いるのに有利である。
【００２３】本発明の主な適用分野は、無線電話の高周
波増幅器であり、またこの発明は、使用されている変調
方法が線形増幅を必要とする如何なる種類の送信機にも
適用し得るものである。本発明の３乗器は、π／４シフ
トＱＰＳＫ変調方式を使用するデジタルセルラーシステ
ムに特に使用し得るものである。例えばＪＤＣ（Japan
Digital Cellular (日本デジタルセルラー））及びＤＡ
ＭＰＳ（Digital Advanced Mobile Phone Service （高
度デジタル移動電話サービス））などはそのようなシス
テムである。
波増幅器であり、またこの発明は、使用されている変調
方法が線形増幅を必要とする如何なる種類の送信機にも
適用し得るものである。本発明の３乗器は、π／４シフ
トＱＰＳＫ変調方式を使用するデジタルセルラーシステ
ムに特に使用し得るものである。例えばＪＤＣ（Japan
Digital Cellular (日本デジタルセルラー））及びＤＡ
ＭＰＳ（Digital Advanced Mobile Phone Service （高
度デジタル移動電話サービス））などはそのようなシス
テムである。
【００２４】図５は、本発明の先行歪みが採用された本
発明による移動機を示す。マイクロホン２１から到来す
る送信されるべき音声信号はＡ／Ｄ変換器２２でサンプ
リングされ、その後、例えば従来技術において知られて
いる音声符号化、チャネル符号化、インターリーブ、変
調などを含むベースバント周波数信号処理がブロック２
３で行われる。その後、信号はＤ／Ａ変換器２４でアナ
ログ形に変換され、無線周波数に変換されて送信機２６
により共用フィルターＤＰＬＸ及びアンテナＡＮＴを通
して送信される。
発明による移動機を示す。マイクロホン２１から到来す
る送信されるべき音声信号はＡ／Ｄ変換器２２でサンプ
リングされ、その後、例えば従来技術において知られて
いる音声符号化、チャネル符号化、インターリーブ、変
調などを含むベースバント周波数信号処理がブロック２
３で行われる。その後、信号はＤ／Ａ変換器２４でアナ
ログ形に変換され、無線周波数に変換されて送信機２６
により共用フィルターＤＰＬＸ及びアンテナＡＮＴを通
して送信される。
【００２５】送信機２６において電力増幅器３０の前
に、例えば図２に示されているような本発明の先行歪み
回路２５が置かれている。先行歪み回路２５は、送信機
の一部分として集積されることができ、また送信機から
分離されることもできるものである。先行歪み回路２５
は、送信機２６の動作を線形化するものであり、特に送
信機の電力増幅器３０の動作を線形化する。電力増幅器
３０は普通は多段増幅器である。送信機は、普通は、変
調された信号を１又は複数の中間周波数を経て無線周波
数にアップコンバートするアップコンバーターブロック
２９を有する。アップコンバーターブロック２９からの
ＲＦ信号出力は、先行歪み回路２５と、信号を送信のた
めに増幅する電力増幅器３０とに供給される。出力電力
は電力検出素子３１とループ制御回路３２とにより制御
され、このループ制御回路は、電力検出素子３１から受
け取った信号に応じて電力増幅器３０を制御することに
より電力レベルを制御する。増幅されたＲＦ信号は、ア
ンテナＡＮＴを通して無線経路で送信される。受信枝路
２７の公知の動作が受信時に受信された音声のために実
行され、スピーカー２８を通して再生される。送信枝路
及び受信枝路において処理される信号は、移動機の制御
ブロック（図示せず）又は移動機の他の部分又は移動機
に接続された外付けの装置から来るデータ信号であるこ
ともある。
に、例えば図２に示されているような本発明の先行歪み
回路２５が置かれている。先行歪み回路２５は、送信機
の一部分として集積されることができ、また送信機から
分離されることもできるものである。先行歪み回路２５
は、送信機２６の動作を線形化するものであり、特に送
信機の電力増幅器３０の動作を線形化する。電力増幅器
３０は普通は多段増幅器である。送信機は、普通は、変
調された信号を１又は複数の中間周波数を経て無線周波
数にアップコンバートするアップコンバーターブロック
２９を有する。アップコンバーターブロック２９からの
ＲＦ信号出力は、先行歪み回路２５と、信号を送信のた
めに増幅する電力増幅器３０とに供給される。出力電力
は電力検出素子３１とループ制御回路３２とにより制御
され、このループ制御回路は、電力検出素子３１から受
け取った信号に応じて電力増幅器３０を制御することに
より電力レベルを制御する。増幅されたＲＦ信号は、ア
ンテナＡＮＴを通して無線経路で送信される。受信枝路
２７の公知の動作が受信時に受信された音声のために実
行され、スピーカー２８を通して再生される。送信枝路
及び受信枝路において処理される信号は、移動機の制御
ブロック（図示せず）又は移動機の他の部分又は移動機
に接続された外付けの装置から来るデータ信号であるこ
ともある。
【００２６】当然に、本発明の適用分野はこれらの基本
的な適用分野に限られるものではなく、３乗器による先
行歪み線形化を行う必要がある場合に本発明によるその
実施が目的にかなうならば、如何なる電子回路と関連さ
せて本発明を利用することもできる。
的な適用分野に限られるものではなく、３乗器による先
行歪み線形化を行う必要がある場合に本発明によるその
実施が目的にかなうならば、如何なる電子回路と関連さ
せて本発明を利用することもできる。
【００２７】ここでは、回路及び移動機について実例を
取り上げて本発明及びその実施例を説明した。本発明は
その実施例の細目に限定されるものではなく、本発明の
特徴から逸脱せずに他の形で本発明を実施することも可
能であることは当業者にとっては明白である。ここに提
示した実施例は、説明のためのものであって限定のため
のものではないと解されなければならない。本発明を実
施し利用する方法は特許請求の範囲の欄の記載内容のみ
により限定される。その請求項により定義される、均等
物を含む本発明の種々の実施態様は本発明の範囲に含ま
れる。
取り上げて本発明及びその実施例を説明した。本発明は
その実施例の細目に限定されるものではなく、本発明の
特徴から逸脱せずに他の形で本発明を実施することも可
能であることは当業者にとっては明白である。ここに提
示した実施例は、説明のためのものであって限定のため
のものではないと解されなければならない。本発明を実
施し利用する方法は特許請求の範囲の欄の記載内容のみ
により限定される。その請求項により定義される、均等
物を含む本発明の種々の実施態様は本発明の範囲に含ま
れる。
【図１】３乗器に基づく在来の先行歪みリニアライザの
略図である。
略図である。
【図２】本発明による３乗器及び先行歪みリニアライザ
の略図である。
の略図である。
【図３】本発明の３乗器の実施例を示す回路図である。
【図４】電子回路が高周波電力増幅器を構成するときの
本発明の３乗器を使用する先行歪みリニアライザのシミ
ュレーションされた動作を示す図である。
本発明の３乗器を使用する先行歪みリニアライザのシミ
ュレーションされた動作を示す図である。
【図５】本発明の移動機をブロック図の形で示す。
１１…２乗器 １２、１３…非線形ポート １５、１６…ミクサ １７…移相器 １８…減衰器 １９…加算器又は減算器 ｖn …入力信号
Claims (8)
- 【請求項１】 ２次信号を生成するための２乗器（１
１）と、 入力信号（ｖin）と２次信号とを混合して３次信号を生
成するための混合手段（１５、１６）と、 ３次信号の位相及び振幅を調整して歪み補償信号を生成
する位相及び増幅制御手段（１７、１８）と、 入力信号（ｖin）及び歪み補償信号を結合して先行歪み
出力信号（Ｖ１）を生成する手段（１９）とを含む、入
力信号（ｖin）を前もって歪ませるための先行歪み回路
において、 該２乗器（１１）は、２つの信号を結合することにより
２次信号を生成する差動信号処理結合手段（１２、１
３）を含むことを特徴とする先行歪み回路。 - 【請求項２】 入力信号を互いに位相が１８０°異なる
第１及び第２の信号成分に分割する第１信号分割手段
（１０’）と、 ２次信号を互いに位相が１８０°異なる第３及び第４の
信号成分に分割する第２信号分割手段（１４’）とを更
に含んでおり、前記混合手段（１５、１６）は、 該第１信号成分及び該第３信号成分を混合して第１の３
次信号成分を生成する第１混合手段（１５）と、 該第２信号成分及び該第４信号成分を混合して第２の３
次信号成分を生成する第２混合手段（１６）と、 該第１の３次信号成分と該第２の３次信号成分とを結合
して１つの３次信号成分を生成する手段とを更に含んで
おり、 該２乗器（１１）の中の前記の差動信号処理結合手段
（１２、１３）は、 前記第１信号成分から出力として多次成分を生成する第
１非線形ポート（１２）と、 前記第２信号成分から出力として多次成分を生成する第
２非線形ポート（１３）と、 前記第１ポート（１２）及び前記第２ポート（１３）の
出力を結合し、該入力信号の該２次成分を通過させ奇数
次信号成分を除去する手段とを含むことを特徴とする請
求項１に記載の先行歪み回路。 - 【請求項３】 前記第１非線形ポート（１２）及び前記
第２非線形ポートは同等であることを特徴とする請求項
２に記載の先行歪み回路。 - 【請求項４】 該２乗器（１１）、混合手段（１５、１
６）及び信号分割手段（１０’、１４’）は全て同じ回
路技術により実現されることを特徴とする請求項１に記
載の先行歪み回路。 - 【請求項５】 該２乗器（１１）、混合手段（１５、１
６）及び信号分割手段（１０’、１４’）は、基本素子
としてトランジスタを使用する能動的回路として実現さ
れることを特徴とする請求項１又は４に記載の先行歪み
回路。 - 【請求項６】 集積回路又は集積回路の一部分として実
現されることを特徴とする請求項１〜５のいずれか１項
記載の先行歪み回路。 - 【請求項７】 ２次信号を生成する２乗器（１１）と、 入力信号（ｖin）及び該２次信号を混合して３次の３乗
された信号を生成する混合手段（１５、１６）とを含
む、入力信号（ｖin）を３乗する３乗器において、 該２乗器（１１）は、２つの信号を結合することによっ
て２次信号を生成する差動信号処理結合手段（１２、１
３）を含むことを特徴とする３乗器。 - 【請求項８】 送信枝路及び受信枝路を有する無線通信
用の移動機であって、該送信枝路は、 無線周波数信号の形の送信信号を生成する送信装置（２
６、２９）と、 前記送信装置の動作を線形化するために該送信枝路にお
いて入力信号（ｖin）を前もって歪ませて該送信装置
（２６）のために先行歪み出力信号（ｖ１）を出力する
先行歪み回路（２５）とから成り、この先行歪み回路
（２５）は、 ２次信号を生成する２乗器（１１）と、 前記入力信号（ｖin）と前記２次信号とを混合して３次
信号を生成する混合手段（１５、１６）と、 ３次信号の位相及び振幅を調整して歪み補償信号を生成
する位相及び増幅制御手段（１７、１８）と、 前記入力信号（ｖin）及び前記歪み補償信号を結合して
前記の先行歪み出力信号（ｖ１）を生成する手段（１
９）とを包含する移動機において、 該２乗器（１１）は、２つの信号を結合することによっ
て２次信号を生成する差動信号処理結合手段（１２、１
３）を含むことを特徴とする移動機。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| FI953251 | 1995-06-30 | ||
| FI953251A FI98014C (fi) | 1995-06-30 | 1995-06-30 | Kuutiointipiiri signaalin esisäröyttämiseksi |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0923119A true JPH0923119A (ja) | 1997-01-21 |
Family
ID=8543713
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8136981A Pending JPH0923119A (ja) | 1995-06-30 | 1996-05-30 | 先行歪み回路及びこの回路を使用する移動機 |
Country Status (6)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5786728A (ja) |
| EP (1) | EP0751614B1 (ja) |
| JP (1) | JPH0923119A (ja) |
| DE (1) | DE69617111T2 (ja) |
| ES (1) | ES2167485T3 (ja) |
| FI (1) | FI98014C (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2005318373A (ja) * | 2004-04-30 | 2005-11-10 | Sony Ericsson Mobilecommunications Japan Inc | 歪み補償電力増幅装置 |
Families Citing this family (40)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| FI106413B (fi) * | 1996-07-11 | 2001-01-31 | Nokia Mobile Phones Ltd | Lineaarisen tehovahvistimen tehonsäätöpiiri |
| GB2335812B (en) * | 1998-03-06 | 2000-03-22 | Wireless Systems Int Ltd | A predistorter |
| GB2335813B (en) * | 1998-03-06 | 2000-03-08 | Wireless Systems Int Ltd | Predistorter |
| GB9811382D0 (en) | 1998-05-27 | 1998-07-22 | Nokia Mobile Phones Ltd | A transmitter |
| GB9811381D0 (en) | 1998-05-27 | 1998-07-22 | Nokia Mobile Phones Ltd | Predistortion control for power reduction |
| GB2339113B (en) | 1998-06-30 | 2003-05-21 | Nokia Mobile Phones Ltd | Data transmission in tdma system |
| US6104761A (en) | 1998-08-28 | 2000-08-15 | Sicom, Inc. | Constrained-envelope digital-communications transmission system and method therefor |
| US6298096B1 (en) * | 1998-11-19 | 2001-10-02 | Titan Corporation | Method and apparatus for determination of predistortion parameters for a quadrature modulator |
| GB2354126B (en) * | 1999-09-13 | 2004-07-21 | Wireless Systems Int Ltd | Signal processing |
| GB9926886D0 (en) | 1999-11-12 | 2000-01-12 | Nokia Networks Oy | Linerisation of an amplifier |
| GB0123494D0 (en) | 2001-09-28 | 2001-11-21 | Roke Manor Research | Polynormial pre-disorter |
| US6999522B2 (en) | 2001-09-28 | 2006-02-14 | Intersil Americas, Inc. | Constrained-envelope digital communications transmitter and method therefor |
| US20030125065A1 (en) * | 2001-12-27 | 2003-07-03 | Ilan Barak | Method and apparatus for generating an output signal |
| US20030123566A1 (en) * | 2001-12-27 | 2003-07-03 | Jaime Hasson | Transmitter having a sigma-delta modulator with a non-uniform polar quantizer and methods thereof |
| US8811917B2 (en) | 2002-05-01 | 2014-08-19 | Dali Systems Co. Ltd. | Digital hybrid mode power amplifier system |
| US8472897B1 (en) | 2006-12-22 | 2013-06-25 | Dali Systems Co. Ltd. | Power amplifier predistortion methods and apparatus |
| US8380143B2 (en) | 2002-05-01 | 2013-02-19 | Dali Systems Co. Ltd | Power amplifier time-delay invariant predistortion methods and apparatus |
| US6985704B2 (en) | 2002-05-01 | 2006-01-10 | Dali Yang | System and method for digital memorized predistortion for wireless communication |
| US7333557B2 (en) * | 2002-12-16 | 2008-02-19 | Nortel Networks Limited | Adaptive controller for linearization of transmitter with impairments |
| US7336753B2 (en) * | 2003-06-26 | 2008-02-26 | Marvell International Ltd. | Transmitter |
| US7912145B2 (en) * | 2003-12-15 | 2011-03-22 | Marvell World Trade Ltd. | Filter for a modulator and methods thereof |
| US7356315B2 (en) | 2003-12-17 | 2008-04-08 | Intel Corporation | Outphasing modulators and methods of outphasing modulation |
| WO2005094536A2 (en) * | 2004-03-25 | 2005-10-13 | Optichron, Inc. | Digital linearizing system |
| EP1728329A4 (en) * | 2004-03-25 | 2007-03-28 | Optichron Inc | NONLINEAR FILTER REDUCED COMPLEXITY FOR LINEARIZING AN ANLOG / DIGITAL TRANSFER |
| US8498590B1 (en) | 2006-04-04 | 2013-07-30 | Apple Inc. | Signal transmitter linearization |
| US8995502B1 (en) | 2006-04-04 | 2015-03-31 | Apple Inc. | Transceiver with spectral analysis |
| US7796960B1 (en) * | 2006-04-04 | 2010-09-14 | Nortel Networks Limited | Signal transmitter linearization |
| US8886341B1 (en) | 2006-04-04 | 2014-11-11 | Microsoft Corporation | Adaptive sample-by-sample controller for under-determined systems |
| CN101479956B (zh) | 2006-04-28 | 2013-07-31 | 大力系统有限公司 | 用于无线通信的高效率线性化功率放大器 |
| CN101517890B (zh) * | 2006-09-29 | 2012-06-06 | 网络逻辑微系统公司 | 一种信号处理的方法和系统 |
| US9026067B2 (en) * | 2007-04-23 | 2015-05-05 | Dali Systems Co. Ltd. | Remotely reconfigurable power amplifier system and method |
| WO2008078195A2 (en) | 2006-12-26 | 2008-07-03 | Dali Systems Co., Ltd. | Method and system for baseband predistortion linearization in multi-channel wideband communication systems |
| CN102089966B (zh) * | 2007-04-23 | 2016-02-03 | 大力系统有限公司 | N路doherty分布式功率放大器 |
| US8274332B2 (en) | 2007-04-23 | 2012-09-25 | Dali Systems Co. Ltd. | N-way Doherty distributed power amplifier with power tracking |
| US8224266B2 (en) * | 2007-08-30 | 2012-07-17 | Dali Systems Co., Ltd. | Power amplifier predistortion methods and apparatus using envelope and phase detector |
| JP5250636B2 (ja) * | 2007-12-07 | 2013-07-31 | ダリ システムズ カンパニー リミテッド | ベースバンド導出ｒｆデジタルプリディストーション |
| CN103597807B (zh) | 2010-09-14 | 2015-09-30 | 大理系统有限公司 | 远程可重新配置的分布式天线系统和方法 |
| US8805304B2 (en) * | 2011-10-25 | 2014-08-12 | Scintera Networks Llc | Linearization of broadband power amplifiers |
| US10050636B2 (en) * | 2016-05-04 | 2018-08-14 | Texas Instruments Incorporated | Methods and apparatus to reduce non-linearity in analog to digital converters |
| WO2018141398A1 (en) * | 2017-02-03 | 2018-08-09 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) | A broadband frequency tripler |
Family Cites Families (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3825843A (en) * | 1973-06-08 | 1974-07-23 | Bell Telephone Labor Inc | Selective distortion compensation circuit |
| US4157508A (en) * | 1977-11-21 | 1979-06-05 | Bell Telephone Laboratories, Incorporated | Signal cuber circuit |
| US4532604A (en) * | 1982-09-16 | 1985-07-30 | Ampex Corporation | Predistortion circuit |
| US4481645A (en) * | 1982-12-29 | 1984-11-06 | At&T Bell Laboratories | Linear distortion canceller circuit |
| CA1190607A (en) * | 1983-05-31 | 1985-07-16 | Stephen G. Harman | Signal cuber |
| DE3614785A1 (de) * | 1986-05-02 | 1988-01-21 | Rohde & Schwarz | Hilfssystem zur entzerrung frequenzabhaengiger nichtlinearer systeme insbesondere verstaerker |
| US4943783A (en) * | 1989-07-31 | 1990-07-24 | Nippon Telegraph And Telephone Corporation | Feed forward distortion correction circuit |
| US4992754B1 (en) * | 1989-09-07 | 1997-10-28 | Ortel Corp | Predistorter for linearization of electronic and optical signals |
| FI88452C (fi) * | 1990-03-29 | 1993-05-10 | Nokia Mobile Phones Ltd | Konstruktion foer att foerbaettra avkylning av en effekttransistor |
| US5172068A (en) * | 1990-09-17 | 1992-12-15 | Amoco Corporation | Third-order predistortion linearization circuit |
-
1995
- 1995-06-30 FI FI953251A patent/FI98014C/fi active IP Right Grant
-
1996
- 1996-05-17 ES ES96107871T patent/ES2167485T3/es not_active Expired - Lifetime
- 1996-05-17 DE DE69617111T patent/DE69617111T2/de not_active Expired - Fee Related
- 1996-05-17 EP EP96107871A patent/EP0751614B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1996-05-30 JP JP8136981A patent/JPH0923119A/ja active Pending
- 1996-06-27 US US08/671,069 patent/US5786728A/en not_active Expired - Fee Related
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2005318373A (ja) * | 2004-04-30 | 2005-11-10 | Sony Ericsson Mobilecommunications Japan Inc | 歪み補償電力増幅装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| FI98014B (fi) | 1996-12-13 |
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| FI953251A0 (fi) | 1995-06-30 |
| DE69617111T2 (de) | 2002-06-27 |
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