JPH0923125A - リニア変調波自動利得制御回路 - Google Patents
リニア変調波自動利得制御回路Info
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- JPH0923125A JPH0923125A JP17366195A JP17366195A JPH0923125A JP H0923125 A JPH0923125 A JP H0923125A JP 17366195 A JP17366195 A JP 17366195A JP 17366195 A JP17366195 A JP 17366195A JP H0923125 A JPH0923125 A JP H0923125A
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- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 claims abstract description 10
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 24
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- 230000010354 integration Effects 0.000 description 2
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 ＴＤＭＡ方式の送信装置の出力信号の歪を低
減する。 【構成】 Ｉ信号Ｓ２１ａ及びＱ信号Ｓ２１ｂは直交変
調器２２で変調信号Ｓ２２となり、可変利得増幅器２３
を経て電力増幅器２４に入力する。電力増幅器２４の出
力信号Ｓ２４の一部が包絡線検波回路３１により検波さ
れ、補正回路３２へ出力される。補正回路３２は、検波
用ダイオードの非線形領域における特性に基づく包絡線
検波回路３１の入出力特性を、該非線形領域と逆の特性
を用いて線形特性に近似した特性に補正する。補正され
た出力信号Ｓ３２は、比較器３３の一方の入力端子へ出
力される。一方、包絡線検出部３４でベースバンド信号
ｉｎの絶対値が計算され、加算器３５で送信電力を決定
する基準電圧Ｖｒｅｆが加算されて比較器３３の他方の
入力端子へ出力される。比較器３３は、出力信号Ｓ３２
と出力信号Ｓ３５とを差動増幅して可変利得増幅器２３
へ帰還する。
減する。 【構成】 Ｉ信号Ｓ２１ａ及びＱ信号Ｓ２１ｂは直交変
調器２２で変調信号Ｓ２２となり、可変利得増幅器２３
を経て電力増幅器２４に入力する。電力増幅器２４の出
力信号Ｓ２４の一部が包絡線検波回路３１により検波さ
れ、補正回路３２へ出力される。補正回路３２は、検波
用ダイオードの非線形領域における特性に基づく包絡線
検波回路３１の入出力特性を、該非線形領域と逆の特性
を用いて線形特性に近似した特性に補正する。補正され
た出力信号Ｓ３２は、比較器３３の一方の入力端子へ出
力される。一方、包絡線検出部３４でベースバンド信号
ｉｎの絶対値が計算され、加算器３５で送信電力を決定
する基準電圧Ｖｒｅｆが加算されて比較器３３の他方の
入力端子へ出力される。比較器３３は、出力信号Ｓ３２
と出力信号Ｓ３５とを差動増幅して可変利得増幅器２３
へ帰還する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、例えば無線機、特に時
分割多重（Time Devision Multiple Access、以下、Ｔ
ＤＭＡという）方式の送信装置に設けられるリニア変調
波自動利得制御回路（以下、リニア変調波ＡＧＣとい
う）に関するものである。
分割多重（Time Devision Multiple Access、以下、Ｔ
ＤＭＡという）方式の送信装置に設けられるリニア変調
波自動利得制御回路（以下、リニア変調波ＡＧＣとい
う）に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】図２は、従来のリニア変調波ＡＧＣを有
するＴＤＭＡ方式の送信装置の一例を示す構成ブロック
図である。この送信装置は、複数チャネルの入力信号で
あるベースバンド信号ｉｎを各チャネル毎に時分割多重
で送信する機能を有し、入力されたベースバンド信号ｉ
ｎに搬送波（９０°位相のずれたものと位相のずれてい
ないもの）を掛けて同相成分（以下、Ｉ信号という）Ｓ
１ａ及び直交成分（以下、Ｑ信号という）Ｓ１ｂに分離
するシリアル／パラレル変換器１を有し、そのＩ信号出
力端子及びＱ信号出力端子が、直交変調器２のＩ信号入
力端子及びＱ信号入力端子にそれぞれ接続されている。
直交変調器２は、前記Ｉ信号及びＱ信号に搬送波を乗算
し、それらの乗算結果を加算することにより被変調波Ｓ
２を生成する機能を有している。直交変調器２の出力端
子は、可変利得増幅器３の入力端子に接続されている。
可変利得増幅器３は、制御信号に基づいた利得で被変調
波Ｓ２を増幅する機能を有している。可変利得増幅器３
の出力端子は、電力増幅器４の入力端子に接続されてい
る。電力増幅器４は、可変利得増幅器３の出力信号Ｓ３
を電力増幅して出力信号Ｓ４を生成する機能を有してい
る。電力増幅器４の出力端子は、出力端子５に接続され
ると共に、リニア変調波ＡＧＣ１０に接続されている。
するＴＤＭＡ方式の送信装置の一例を示す構成ブロック
図である。この送信装置は、複数チャネルの入力信号で
あるベースバンド信号ｉｎを各チャネル毎に時分割多重
で送信する機能を有し、入力されたベースバンド信号ｉ
ｎに搬送波（９０°位相のずれたものと位相のずれてい
ないもの）を掛けて同相成分（以下、Ｉ信号という）Ｓ
１ａ及び直交成分（以下、Ｑ信号という）Ｓ１ｂに分離
するシリアル／パラレル変換器１を有し、そのＩ信号出
力端子及びＱ信号出力端子が、直交変調器２のＩ信号入
力端子及びＱ信号入力端子にそれぞれ接続されている。
直交変調器２は、前記Ｉ信号及びＱ信号に搬送波を乗算
し、それらの乗算結果を加算することにより被変調波Ｓ
２を生成する機能を有している。直交変調器２の出力端
子は、可変利得増幅器３の入力端子に接続されている。
可変利得増幅器３は、制御信号に基づいた利得で被変調
波Ｓ２を増幅する機能を有している。可変利得増幅器３
の出力端子は、電力増幅器４の入力端子に接続されてい
る。電力増幅器４は、可変利得増幅器３の出力信号Ｓ３
を電力増幅して出力信号Ｓ４を生成する機能を有してい
る。電力増幅器４の出力端子は、出力端子５に接続され
ると共に、リニア変調波ＡＧＣ１０に接続されている。
【０００３】リニア変調波ＡＧＣ１０は、包絡線検波回
路１１、比較器１２、及び包絡線検出部１３で構成され
ている。包絡線検波回路１１は、出力信号Ｓ４を包絡線
検波して検波信号Ｓ１１を生成する機能を有している。
包絡線検波回路１１の出力端子は、比較器１２の一方の
入力端子に接続されている。又、シリアル／パラレル変
換器１のＩ信号出力端子及びＱ信号出力端子は、包絡線
検出部１３のＩ信号入力端子及びＱ信号入力端子にそれ
ぞれ接続されている。包絡線検出部１３は、Ｉ信号Ｓ１
ａ及びＱ信号Ｓ１ｂからベースバンド信号ｉｎの絶対値
を計算してベースバンド信号ｉｎに対応する基準包絡線
信号Ｓ１３を生成する機能を有している。包絡線検出部
１３の出力端子は、比較器１２の他方の入力端子に接続
されている。比較器１２は、包絡線検波回路１１の出力
信号（即ち、検波信号）Ｓ１１と包絡線検出部１３の出
力信号（即ち、基準包絡線信号）Ｓ１３との差分を検出
する機能を有している。比較器１２の出力端子は、可変
利得増幅器３の制御端子に接続されている。
路１１、比較器１２、及び包絡線検出部１３で構成され
ている。包絡線検波回路１１は、出力信号Ｓ４を包絡線
検波して検波信号Ｓ１１を生成する機能を有している。
包絡線検波回路１１の出力端子は、比較器１２の一方の
入力端子に接続されている。又、シリアル／パラレル変
換器１のＩ信号出力端子及びＱ信号出力端子は、包絡線
検出部１３のＩ信号入力端子及びＱ信号入力端子にそれ
ぞれ接続されている。包絡線検出部１３は、Ｉ信号Ｓ１
ａ及びＱ信号Ｓ１ｂからベースバンド信号ｉｎの絶対値
を計算してベースバンド信号ｉｎに対応する基準包絡線
信号Ｓ１３を生成する機能を有している。包絡線検出部
１３の出力端子は、比較器１２の他方の入力端子に接続
されている。比較器１２は、包絡線検波回路１１の出力
信号（即ち、検波信号）Ｓ１１と包絡線検出部１３の出
力信号（即ち、基準包絡線信号）Ｓ１３との差分を検出
する機能を有している。比較器１２の出力端子は、可変
利得増幅器３の制御端子に接続されている。
【０００４】次に、図２の動作を説明する。ベースバン
ド信号ｉｎは、シリアル／パラレル変換器１に入力して
Ｉ信号Ｓ１ａ及びＱ信号Ｓ１ｂとなり、該Ｉ信号Ｓ１ａ
及びＱ信号Ｓ１ｂが直交変調器２で変調されて変調信号
Ｓ２となる。この変調信号Ｓ２は、可変利得増幅器３を
通った後、電力増幅器４に入力される。電力増幅器４の
出力信号Ｓ４の一部は包絡線検波回路１１により検波さ
れ、その検波信号Ｓ１１が比較器１２の一方の入力信号
となる。一方、Ｉ信号Ｓ１ａ及びＱ信号Ｓ１ｂは、包絡
線検出部１２を経て比較器１２へ出力される。比較器１
２は検波信号Ｓ１１と基準包絡線信号Ｓ１３とを差動増
幅し、その出力信号Ｓ１２を制御信号として可変利得増
幅器３へ帰還する。
ド信号ｉｎは、シリアル／パラレル変換器１に入力して
Ｉ信号Ｓ１ａ及びＱ信号Ｓ１ｂとなり、該Ｉ信号Ｓ１ａ
及びＱ信号Ｓ１ｂが直交変調器２で変調されて変調信号
Ｓ２となる。この変調信号Ｓ２は、可変利得増幅器３を
通った後、電力増幅器４に入力される。電力増幅器４の
出力信号Ｓ４の一部は包絡線検波回路１１により検波さ
れ、その検波信号Ｓ１１が比較器１２の一方の入力信号
となる。一方、Ｉ信号Ｓ１ａ及びＱ信号Ｓ１ｂは、包絡
線検出部１２を経て比較器１２へ出力される。比較器１
２は検波信号Ｓ１１と基準包絡線信号Ｓ１３とを差動増
幅し、その出力信号Ｓ１２を制御信号として可変利得増
幅器３へ帰還する。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、図２の
リニア変調波ＡＧＣでは、次のような課題があった。即
ち、図２中の包絡線検波回路１２は、検波用ダイオード
及び積分回路で構成されているが、この検波用ダイオー
ドの非線形特性により、電力増幅器４の出力信号Ｓ４の
電力が小さいときに理想的な検波特性に対して誤差を生
じていた。そのため、電力増幅器４の出力信号Ｓ４に振
幅歪が発生し、隣接チャネル漏洩電力が増大するので、
電力増幅器のバックオフを大きくとる必要があり、消費
電力が大きいという問題があった。図３は、包絡線検波
回路１１の検波特性を表す図であり、縦軸に検波電圧、
及び横軸に入力レベルがとられている。この図では、理
想的な検波特性ａに対して、測定値ｂでは、検波用ダイ
オードの非線形特性により、入力電力が小さいときに検
波電圧の非線形性が現れている。
リニア変調波ＡＧＣでは、次のような課題があった。即
ち、図２中の包絡線検波回路１２は、検波用ダイオード
及び積分回路で構成されているが、この検波用ダイオー
ドの非線形特性により、電力増幅器４の出力信号Ｓ４の
電力が小さいときに理想的な検波特性に対して誤差を生
じていた。そのため、電力増幅器４の出力信号Ｓ４に振
幅歪が発生し、隣接チャネル漏洩電力が増大するので、
電力増幅器のバックオフを大きくとる必要があり、消費
電力が大きいという問題があった。図３は、包絡線検波
回路１１の検波特性を表す図であり、縦軸に検波電圧、
及び横軸に入力レベルがとられている。この図では、理
想的な検波特性ａに対して、測定値ｂでは、検波用ダイ
オードの非線形特性により、入力電力が小さいときに検
波電圧の非線形性が現れている。
【０００６】
【課題を解決するための手段】第１の発明は、前記課題
を解決するために、複数チャネルの入力信号を各チャネ
ル毎に時分割多重で送信するＴＤＭＡ方式の送信装置に
設けられ、前記複数チャネルの入力信号の被変調波を制
御信号に基づいた利得で増幅する可変利得増幅器と、検
波用ダイオードを用いて前記可変利得増幅器の出力信号
を包絡線検波する包絡線検波回路と、前記入力信号に対
応する基準包絡線信号を生成する包絡線検出部と、前記
包絡線検波回路の出力信号と前記基準包絡線信号とを差
動増幅し、その出力信号を前記制御信号として前記可変
利得増幅器の利得を制御する差動増幅器とを、備えたリ
ニア変調波ＡＧＣにおいて、次のような手段を設けてい
る。即ち、前記検波用ダイオードの電圧／電流特性の非
線形領域における特性に基づく前記包絡線検波回路の入
出力特性を、該非線形領域における入出力特性を相殺す
る特性を用いて線形特性に近似した特性に補正する補正
回路を設けている。第２の発明では、第１の発明の可変
利得増幅器と、第１の発明の包絡線検波回路と、第１の
発明の包絡線検出部と、第１の発明の差動増幅器とを、
備えたリニア変調波ＡＧＣにおいて、次のような手段を
設けている。即ち、前記包絡線検出部の入出力特性を、
前記検波用ダイオードの電圧／電流特性の非線形領域に
おける特性に基づく前記包絡線検波回路の入出力特性に
近似した特性を用いて該非線形領域における特性に近似
した特性に補正する補正回路を設けている。
を解決するために、複数チャネルの入力信号を各チャネ
ル毎に時分割多重で送信するＴＤＭＡ方式の送信装置に
設けられ、前記複数チャネルの入力信号の被変調波を制
御信号に基づいた利得で増幅する可変利得増幅器と、検
波用ダイオードを用いて前記可変利得増幅器の出力信号
を包絡線検波する包絡線検波回路と、前記入力信号に対
応する基準包絡線信号を生成する包絡線検出部と、前記
包絡線検波回路の出力信号と前記基準包絡線信号とを差
動増幅し、その出力信号を前記制御信号として前記可変
利得増幅器の利得を制御する差動増幅器とを、備えたリ
ニア変調波ＡＧＣにおいて、次のような手段を設けてい
る。即ち、前記検波用ダイオードの電圧／電流特性の非
線形領域における特性に基づく前記包絡線検波回路の入
出力特性を、該非線形領域における入出力特性を相殺す
る特性を用いて線形特性に近似した特性に補正する補正
回路を設けている。第２の発明では、第１の発明の可変
利得増幅器と、第１の発明の包絡線検波回路と、第１の
発明の包絡線検出部と、第１の発明の差動増幅器とを、
備えたリニア変調波ＡＧＣにおいて、次のような手段を
設けている。即ち、前記包絡線検出部の入出力特性を、
前記検波用ダイオードの電圧／電流特性の非線形領域に
おける特性に基づく前記包絡線検波回路の入出力特性に
近似した特性を用いて該非線形領域における特性に近似
した特性に補正する補正回路を設けている。
【０００７】
【作用】第１の発明によれば、以上のようにリニア変調
波ＡＧＣを構成したので、複数チャネルの入力信号の被
変調波は、可変利得増幅器で差動増幅器からの制御信号
に基づいた利得で増幅される。この可変利得増幅器の出
力信号の一部は、包絡線検波回路で検波用ダイオードに
より包絡線検波される。包絡線検波回路の出力信号であ
る検波信号の前記検波用ダイオードの電圧／電流特性の
非線形領域における特性に基づく特性は、補正回路で該
非線形領域における入出力特性を相殺する特性を用いて
線形特性に近似した特性に補正される。一方、前記入力
信号は、包絡線検出部で基準包絡線信号になる。補正回
路の出力信号と基準包絡線信号とが差動増幅器で差動増
幅され、その出力信号が前記制御信号として前記可変利
得増幅器へ帰還される。そのため、複数チャネルの入力
信号を時分割多重で送信する場合、送信される信号の歪
が正確に検知されて補正され、隣接チャネル漏洩電力が
低減される。この隣接チャネル漏洩電力が低減すれば、
電力増幅器のバックオフを大きくとる必要がなく、消費
電力が低減され、高効率化される。
波ＡＧＣを構成したので、複数チャネルの入力信号の被
変調波は、可変利得増幅器で差動増幅器からの制御信号
に基づいた利得で増幅される。この可変利得増幅器の出
力信号の一部は、包絡線検波回路で検波用ダイオードに
より包絡線検波される。包絡線検波回路の出力信号であ
る検波信号の前記検波用ダイオードの電圧／電流特性の
非線形領域における特性に基づく特性は、補正回路で該
非線形領域における入出力特性を相殺する特性を用いて
線形特性に近似した特性に補正される。一方、前記入力
信号は、包絡線検出部で基準包絡線信号になる。補正回
路の出力信号と基準包絡線信号とが差動増幅器で差動増
幅され、その出力信号が前記制御信号として前記可変利
得増幅器へ帰還される。そのため、複数チャネルの入力
信号を時分割多重で送信する場合、送信される信号の歪
が正確に検知されて補正され、隣接チャネル漏洩電力が
低減される。この隣接チャネル漏洩電力が低減すれば、
電力増幅器のバックオフを大きくとる必要がなく、消費
電力が低減され、高効率化される。
【０００８】第２の発明によれば、複数チャネルの入力
信号の被変調波は、可変利得増幅器で差動増幅器からの
制御信号に基づいた利得で増幅される。この可変利得増
幅器の出力信号の一部は、包絡線検波回路で検波用ダイ
オードにより包絡線検波される。一方、包絡線検出部の
入出力特性は、補正回路で検波用ダイオードの電圧／電
流特性の非線形領域における特性に基づく包絡線検波回
路の入出力特性に近似した特性を用いて該非線形領域に
おける特性に近似した特性に補正される。包絡線検波回
路の出力信号である検波信号と補正回路の出力信号とが
差動増幅器で差動増幅され、その出力信号が前記制御信
号として前記可変利得増幅器へ帰還される。そのため、
第１の発明のと同様に、複数チャネルの入力信号を時分
割多重で送信する場合、送信される信号の歪が正確に検
知されて補正され、隣接チャネル漏洩電力が低減され
る。この隣接チャネル漏洩電力が低減すれば、電力増幅
器のバックオフを大きくとる必要がなく、消費電力が低
減され、高効率化される。従って、前記課題を解決でき
るのである。
信号の被変調波は、可変利得増幅器で差動増幅器からの
制御信号に基づいた利得で増幅される。この可変利得増
幅器の出力信号の一部は、包絡線検波回路で検波用ダイ
オードにより包絡線検波される。一方、包絡線検出部の
入出力特性は、補正回路で検波用ダイオードの電圧／電
流特性の非線形領域における特性に基づく包絡線検波回
路の入出力特性に近似した特性を用いて該非線形領域に
おける特性に近似した特性に補正される。包絡線検波回
路の出力信号である検波信号と補正回路の出力信号とが
差動増幅器で差動増幅され、その出力信号が前記制御信
号として前記可変利得増幅器へ帰還される。そのため、
第１の発明のと同様に、複数チャネルの入力信号を時分
割多重で送信する場合、送信される信号の歪が正確に検
知されて補正され、隣接チャネル漏洩電力が低減され
る。この隣接チャネル漏洩電力が低減すれば、電力増幅
器のバックオフを大きくとる必要がなく、消費電力が低
減され、高効率化される。従って、前記課題を解決でき
るのである。
【０００９】
【実施例】第１の実施例 図１は、本発明の第１の実施例を示すもので、リニア変
調波ＡＧＣを有するＴＤＭＡ方式の送信装置の構成ブロ
ック図である。この送信装置は、複数チャネルの入力信
号であるベースバンド信号ｉｎを各チャネル毎に時分割
多重で送信する機能を有し、入力されたベースバンド信
号ｉｎをＩ信号Ｓ２１ａ及びＱ信号Ｓ２１ｂに分離する
シリアル／パラレル変換器２１を有し、そのＩ信号出力
端子及びＱ信号出力端子が、直交変調器２２のＩ信号入
力端子及びＱ信号入力端子にそれぞれ接続されている。
直交変調器２２は、前記Ｉ信号Ｓ２１ａ及びＱ信号Ｓ２
１ｂに搬送波を乗算し、それらの乗算結果を加算するこ
とにより被変調波Ｓ２２を生成する機能を有している。
直交変調器２２の出力端子は、可変利得増幅器２３の入
力端子に接続されている。可変利得増幅器２３は、制御
信号に基づいた利得で被変調波Ｓ２２を増幅する機能を
有している。可変利得増幅器２３の出力端子は、電力増
幅器２４の入力端子に接続されている。電力増幅器２４
は、可変利得増幅器２３の出力信号Ｓ２３を電力増幅し
て出力信号Ｓ２４を生成する機能を有している。電力増
幅器２４の出力端子は、出力端子２５に接続されると共
に、リニア変調波ＡＧＣ３０に接続されている。
調波ＡＧＣを有するＴＤＭＡ方式の送信装置の構成ブロ
ック図である。この送信装置は、複数チャネルの入力信
号であるベースバンド信号ｉｎを各チャネル毎に時分割
多重で送信する機能を有し、入力されたベースバンド信
号ｉｎをＩ信号Ｓ２１ａ及びＱ信号Ｓ２１ｂに分離する
シリアル／パラレル変換器２１を有し、そのＩ信号出力
端子及びＱ信号出力端子が、直交変調器２２のＩ信号入
力端子及びＱ信号入力端子にそれぞれ接続されている。
直交変調器２２は、前記Ｉ信号Ｓ２１ａ及びＱ信号Ｓ２
１ｂに搬送波を乗算し、それらの乗算結果を加算するこ
とにより被変調波Ｓ２２を生成する機能を有している。
直交変調器２２の出力端子は、可変利得増幅器２３の入
力端子に接続されている。可変利得増幅器２３は、制御
信号に基づいた利得で被変調波Ｓ２２を増幅する機能を
有している。可変利得増幅器２３の出力端子は、電力増
幅器２４の入力端子に接続されている。電力増幅器２４
は、可変利得増幅器２３の出力信号Ｓ２３を電力増幅し
て出力信号Ｓ２４を生成する機能を有している。電力増
幅器２４の出力端子は、出力端子２５に接続されると共
に、リニア変調波ＡＧＣ３０に接続されている。
【００１０】リニア変調波ＡＧＣ３０は、包絡線検波回
路３１、補正回路３２、比較器３３、包絡線検出部３
４、及び加算器３５で構成されている。包絡線検波回路
３１は、検波用ダイオード及び積分回路で構成され、電
力増幅器２４の出力信号Ｓ２４を検波して検波信号Ｓ３
１を生成する機能を有している。包絡線検波回路３１の
出力端子は、補正回路３２の入力端子に接続されてい
る。補正回路３２は、包絡線検波回路３１の検波特性の
非直線性を補正する機能を有している。補正回路３２の
出力端子は、比較器３３の一方の入力端子に接続されて
いる。又、シリアル／パラレル変換器２１のＩ信号出力
端子及びＱ信号出力端子は、包絡線検出部３４のＩ信号
入力端子及びＱ信号入力端子にそれぞれ接続されてい
る。包絡線検出部３４は、Ｉ信号Ｓ２１ａ及びＱ信号Ｓ
２１ｂからベースバンド信号ｉｎの絶対値を計算してベ
ースバンド信号ｉｎに対応する包絡線信号Ｓ３４を生成
する機能を有している。包絡線検出部３４の出力端子
は、加算器３５の入力端子に接続されている。加算器３
５は、包絡線信号Ｓ３４に送信電力に対応した基準値電
圧Ｖｒｅｆを加算する機能を有している。加算器３５の
出力端子は、比較器３３の他方の入力端子に接続されて
いる。比較器３３は、差動増幅器で構成され、補正回路
３２の出力信号Ｓ３２と加算器３５の出力信号Ｓ３５と
を差動増幅する機能を有している。比較器３３の出力端
子は、可変利得増幅器２３の制御端子に接続されてい
る。
路３１、補正回路３２、比較器３３、包絡線検出部３
４、及び加算器３５で構成されている。包絡線検波回路
３１は、検波用ダイオード及び積分回路で構成され、電
力増幅器２４の出力信号Ｓ２４を検波して検波信号Ｓ３
１を生成する機能を有している。包絡線検波回路３１の
出力端子は、補正回路３２の入力端子に接続されてい
る。補正回路３２は、包絡線検波回路３１の検波特性の
非直線性を補正する機能を有している。補正回路３２の
出力端子は、比較器３３の一方の入力端子に接続されて
いる。又、シリアル／パラレル変換器２１のＩ信号出力
端子及びＱ信号出力端子は、包絡線検出部３４のＩ信号
入力端子及びＱ信号入力端子にそれぞれ接続されてい
る。包絡線検出部３４は、Ｉ信号Ｓ２１ａ及びＱ信号Ｓ
２１ｂからベースバンド信号ｉｎの絶対値を計算してベ
ースバンド信号ｉｎに対応する包絡線信号Ｓ３４を生成
する機能を有している。包絡線検出部３４の出力端子
は、加算器３５の入力端子に接続されている。加算器３
５は、包絡線信号Ｓ３４に送信電力に対応した基準値電
圧Ｖｒｅｆを加算する機能を有している。加算器３５の
出力端子は、比較器３３の他方の入力端子に接続されて
いる。比較器３３は、差動増幅器で構成され、補正回路
３２の出力信号Ｓ３２と加算器３５の出力信号Ｓ３５と
を差動増幅する機能を有している。比較器３３の出力端
子は、可変利得増幅器２３の制御端子に接続されてい
る。
【００１１】図４は、図１中の補正回路３２の回路図
（１）である。この補正回路３２は検波信号Ｓ３１を入
力する入力端子３２−１を有し、該入力端子３２−１が
抵抗３２−２を介してダイオード３２−３のアノードＡ
及び出力端子３２−４に接続されている。ダイオード３
２−３のカソードＫはグランドに接続されている。又、
出力端子３２−４は抵抗３２−５を介してグランドに接
続されている。図５は、補正回路３２の特性図であり、
縦軸に出力電圧、及び横軸に入力電圧がとられ、この図
５中のグラフａが図４に示す補正回路の特性図である。
この図では、ダイオード３２−３のアノードＡにおける
電圧ＶＡが該ダイオード３２−３の拡散電位よりも小さ
いとき、該ダイオード３２−３はオフ状態なので、入力
電圧が抵抗３２−２と抵抗３２−５とで分圧された電圧
が出力端子３２−４から出力される。又、電圧ＶＡはダ
イオード３２−３の拡散電位の近辺では非線形となり、
更に入力電圧が増加するとダイオード３２−３がオン状
態になり、電圧ＶＡが該拡散電位の値を有して一定にな
る。即ち、この補正回路３２は、ダイオード３２−３の
非線形領域における電圧／電流特性を用いて包絡線検波
回路３１の検波用ダイオードの電圧／電流特性の非線形
領域における特性に基づく検波特性を相殺する特性に近
似した特性を備え、該検波特性の非直線性を線形特性に
近似した特性に補正する機能を有している。次に、図１
の動作を説明する。
（１）である。この補正回路３２は検波信号Ｓ３１を入
力する入力端子３２−１を有し、該入力端子３２−１が
抵抗３２−２を介してダイオード３２−３のアノードＡ
及び出力端子３２−４に接続されている。ダイオード３
２−３のカソードＫはグランドに接続されている。又、
出力端子３２−４は抵抗３２−５を介してグランドに接
続されている。図５は、補正回路３２の特性図であり、
縦軸に出力電圧、及び横軸に入力電圧がとられ、この図
５中のグラフａが図４に示す補正回路の特性図である。
この図では、ダイオード３２−３のアノードＡにおける
電圧ＶＡが該ダイオード３２−３の拡散電位よりも小さ
いとき、該ダイオード３２−３はオフ状態なので、入力
電圧が抵抗３２−２と抵抗３２−５とで分圧された電圧
が出力端子３２−４から出力される。又、電圧ＶＡはダ
イオード３２−３の拡散電位の近辺では非線形となり、
更に入力電圧が増加するとダイオード３２−３がオン状
態になり、電圧ＶＡが該拡散電位の値を有して一定にな
る。即ち、この補正回路３２は、ダイオード３２−３の
非線形領域における電圧／電流特性を用いて包絡線検波
回路３１の検波用ダイオードの電圧／電流特性の非線形
領域における特性に基づく検波特性を相殺する特性に近
似した特性を備え、該検波特性の非直線性を線形特性に
近似した特性に補正する機能を有している。次に、図１
の動作を説明する。
【００１２】ベースバンド信号ｉｎはシリアル／パラレ
ル変換器２１に入力してＩ信号Ｓ２１ａ及びＱ信号Ｓ２
１ｂとなり、該Ｉ信号Ｓ２１ａ及びＱ信号Ｓ２１ｂが直
交変調器２２で変調されて変調信号Ｓ２２となる。この
変調信号Ｓ２２は、可変利得増幅器２３を通った後、電
力増幅器２４に入力される。電力増幅器２４の出力信号
Ｓ２４の一部は包絡線検波回路３１により検波され、そ
の検波信号Ｓ３１は補正回路３２へ出力される。補正回
路３２は、包絡線検波回路３１中の検波用ダイオードの
電圧／電流特性の非線形領域における特性に基づく該包
絡線検波回路３１の入出力特性を、該非線形領域におけ
る入出力特性を相殺する特性を用いて線形特性に近似し
た特性に補正する。例えば、π／４シフトＱＰＳＫ（Qu
adrature Phase Shift Keying ）変調波では、最大出力
電力と最小出力電力との差が１４ｄＢであるから、包絡
線検波回路３１の線形性も１４ｄＢになるように補正す
る。線形特性に近似した特性に補正された補正回路３２
の出力信号Ｓ３２は、比較器３３の一方の入力端子へ出
力される。
ル変換器２１に入力してＩ信号Ｓ２１ａ及びＱ信号Ｓ２
１ｂとなり、該Ｉ信号Ｓ２１ａ及びＱ信号Ｓ２１ｂが直
交変調器２２で変調されて変調信号Ｓ２２となる。この
変調信号Ｓ２２は、可変利得増幅器２３を通った後、電
力増幅器２４に入力される。電力増幅器２４の出力信号
Ｓ２４の一部は包絡線検波回路３１により検波され、そ
の検波信号Ｓ３１は補正回路３２へ出力される。補正回
路３２は、包絡線検波回路３１中の検波用ダイオードの
電圧／電流特性の非線形領域における特性に基づく該包
絡線検波回路３１の入出力特性を、該非線形領域におけ
る入出力特性を相殺する特性を用いて線形特性に近似し
た特性に補正する。例えば、π／４シフトＱＰＳＫ（Qu
adrature Phase Shift Keying ）変調波では、最大出力
電力と最小出力電力との差が１４ｄＢであるから、包絡
線検波回路３１の線形性も１４ｄＢになるように補正す
る。線形特性に近似した特性に補正された補正回路３２
の出力信号Ｓ３２は、比較器３３の一方の入力端子へ出
力される。
【００１３】一方、Ｉ信号Ｓ２１ａ及びＱ信号Ｓ２１ｂ
は、包絡線検出部３４へ入力されてベースバンド信号ｉ
ｎの絶対値が計算され、更に加算器３５にて送信電力を
決定する基準電圧Ｖｒｅｆが加算されて比較器３３の他
方の入力端子へ出力される。比較器３３は、検波信号Ｓ
３１が補正された信号（即ち、補正回路３２の出力信号
Ｓ３２）と加算器３５の出力信号Ｓ３５とを差動増幅
し、その出力信号Ｓ３３を可変利得増幅器２３へ帰還す
る。そのため、複数チャネルの入力信号を時分割多重で
送信する場合、送信される信号の歪が正確に検知されて
補正され、電力増幅器２４の出力信号Ｓ２４の振幅歪が
低減されるので、隣接チャネル漏洩電力が低減される。
又、より正確に図３中の測定値ｂを理想的な検波特性ａ
に近似する場合には、関数発生回路を補正回路として使
用する。
は、包絡線検出部３４へ入力されてベースバンド信号ｉ
ｎの絶対値が計算され、更に加算器３５にて送信電力を
決定する基準電圧Ｖｒｅｆが加算されて比較器３３の他
方の入力端子へ出力される。比較器３３は、検波信号Ｓ
３１が補正された信号（即ち、補正回路３２の出力信号
Ｓ３２）と加算器３５の出力信号Ｓ３５とを差動増幅
し、その出力信号Ｓ３３を可変利得増幅器２３へ帰還す
る。そのため、複数チャネルの入力信号を時分割多重で
送信する場合、送信される信号の歪が正確に検知されて
補正され、電力増幅器２４の出力信号Ｓ２４の振幅歪が
低減されるので、隣接チャネル漏洩電力が低減される。
又、より正確に図３中の測定値ｂを理想的な検波特性ａ
に近似する場合には、関数発生回路を補正回路として使
用する。
【００１４】図６は、関数発生回路で構成した図１中の
補正回路３２の他の回路図（２）である。この補正回路
３２は、検波信号Ｓ３１を入力する入力端子３２ａを有
し、該入力端子３２ａが、抵抗３２ｂを介して演算増幅
器（以下、オペアンプという）３２ｃの反転入力端子に
接続されている。又、入力端子３２ａは、抵抗３２ｄを
介してダイオード３２ｅのアノードＡに接続され、該ダ
イオード３２ｅのカソードＫが固定電圧ＶＢに接続され
ている。更に、ダイオード３２ｅのアノードＡは、抵抗
３２ｆを介してオペアンプ３２ｃの反転入力端子に接続
されている。オペアンプ３２ｃの非反転入力端子はグラ
ンドに接続されている。オペアンプ３２ｃの出力端子は
抵抗３２ｇを介して該オペアンプ３２ｃの反転入力端子
に接続されると共に、抵抗３２ｈを介してオペアンプ３
２ｉの反転入力端子に接続されている。オペアンプ３２
ｉの非反転入力端子はグランドに接続されている。オペ
アンプ３２ｉの出力端子は抵抗３２ｊを介して該オペア
ンプ３２ｉの反転入力端子に接続されると共に、出力端
子３２ｋに接続されている。
補正回路３２の他の回路図（２）である。この補正回路
３２は、検波信号Ｓ３１を入力する入力端子３２ａを有
し、該入力端子３２ａが、抵抗３２ｂを介して演算増幅
器（以下、オペアンプという）３２ｃの反転入力端子に
接続されている。又、入力端子３２ａは、抵抗３２ｄを
介してダイオード３２ｅのアノードＡに接続され、該ダ
イオード３２ｅのカソードＫが固定電圧ＶＢに接続され
ている。更に、ダイオード３２ｅのアノードＡは、抵抗
３２ｆを介してオペアンプ３２ｃの反転入力端子に接続
されている。オペアンプ３２ｃの非反転入力端子はグラ
ンドに接続されている。オペアンプ３２ｃの出力端子は
抵抗３２ｇを介して該オペアンプ３２ｃの反転入力端子
に接続されると共に、抵抗３２ｈを介してオペアンプ３
２ｉの反転入力端子に接続されている。オペアンプ３２
ｉの非反転入力端子はグランドに接続されている。オペ
アンプ３２ｉの出力端子は抵抗３２ｊを介して該オペア
ンプ３２ｉの反転入力端子に接続されると共に、出力端
子３２ｋに接続されている。
【００１５】図７は図６に示す補正回路３２の特性図で
あり、縦軸に出力電圧Ｖｏ、及び横軸に入力電圧Ｖｉが
とられている。この補正回路３２の特性は、入力電圧Ｖ
ｉ≧Ｖｐ＝ＶＢ（Ｒ32d ＋Ｒ32f ）／Ｒ32f のとき、 利得＝（Ｒ32g ／Ｒ32b ）×（Ｒ32j ／Ｒ32h ） 入力電圧Ｖｉ≦Ｖｐ＝ＶＢ（Ｒ32d ＋Ｒ32f ）／Ｒ32f
のとき、 利得＝Ｒ32g ｛１／（Ｒ32d ＋Ｒ32f ）＋１／Ｒ32b ｝
×（Ｒ32j ／Ｒ32h ） 但し、 Ｒ32b ；抵抗３２ｂの抵抗値 Ｒ32d ；抵抗３２ｄの抵抗値 Ｒ32f ；抵抗３２ｆの抵抗値 Ｒ32g ；抵抗３２ｇの抵抗値 Ｒ32h ；抵抗３２ｈの抵抗値 Ｒ32j ；抵抗３２ｊの抵抗値 となっている。
あり、縦軸に出力電圧Ｖｏ、及び横軸に入力電圧Ｖｉが
とられている。この補正回路３２の特性は、入力電圧Ｖ
ｉ≧Ｖｐ＝ＶＢ（Ｒ32d ＋Ｒ32f ）／Ｒ32f のとき、 利得＝（Ｒ32g ／Ｒ32b ）×（Ｒ32j ／Ｒ32h ） 入力電圧Ｖｉ≦Ｖｐ＝ＶＢ（Ｒ32d ＋Ｒ32f ）／Ｒ32f
のとき、 利得＝Ｒ32g ｛１／（Ｒ32d ＋Ｒ32f ）＋１／Ｒ32b ｝
×（Ｒ32j ／Ｒ32h ） 但し、 Ｒ32b ；抵抗３２ｂの抵抗値 Ｒ32d ；抵抗３２ｄの抵抗値 Ｒ32f ；抵抗３２ｆの抵抗値 Ｒ32g ；抵抗３２ｇの抵抗値 Ｒ32h ；抵抗３２ｈの抵抗値 Ｒ32j ；抵抗３２ｊの抵抗値 となっている。
【００１６】この補正回路３２は、包絡線検波回路３１
の検波用ダイオードの電圧／電流特性の非線形領域にお
ける特性に基づく検波特性を相殺する特性に近似した特
性を備え、該検波特性の非直線性を補正する。以上のよ
うに、この第１の実施例では、包絡線検波回路３１の後
に補正回路３２を設けることにより、包絡線検波回路３
１中の検波用ダイオードの電圧／電流特性の非線形領域
における特性に基づく該包絡線検波回路３１の入出力特
性の非線形特性が線形特性に近似した特性に補正される
ので、複数チャネルの入力信号を時分割多重で送信する
場合、電力増幅器２４の出力信号Ｓ２４の振幅歪が正確
に検出され、該電力増幅器２４の出力信号Ｓ２４の振幅
歪が低減されるので、隣接チャネル漏洩電力が低減され
る。この隣接チャネル漏洩電力が低減すれば、電力増幅
器２４のバックオフを大きくとる必要がなく、消費電力
が低減され高効率化される。
の検波用ダイオードの電圧／電流特性の非線形領域にお
ける特性に基づく検波特性を相殺する特性に近似した特
性を備え、該検波特性の非直線性を補正する。以上のよ
うに、この第１の実施例では、包絡線検波回路３１の後
に補正回路３２を設けることにより、包絡線検波回路３
１中の検波用ダイオードの電圧／電流特性の非線形領域
における特性に基づく該包絡線検波回路３１の入出力特
性の非線形特性が線形特性に近似した特性に補正される
ので、複数チャネルの入力信号を時分割多重で送信する
場合、電力増幅器２４の出力信号Ｓ２４の振幅歪が正確
に検出され、該電力増幅器２４の出力信号Ｓ２４の振幅
歪が低減されるので、隣接チャネル漏洩電力が低減され
る。この隣接チャネル漏洩電力が低減すれば、電力増幅
器２４のバックオフを大きくとる必要がなく、消費電力
が低減され高効率化される。
【００１７】第２の実施例 図８は、本発明の第２の実施例を示すもので、リニア変
調波ＡＧＣを有するＴＤＭＡ方式の送信装置の構成ブロ
ック図であり、図１中の要素と共通の要素には共通の符
号が付されている。この送信装置では、電力増幅器２４
の出力端子は、出力端子２５に接続されると共に、リニ
ア変調波ＡＧＣ３０Ａに接続されている。リニア変調波
ＡＧＣ３０Ａは、包絡線検波回路３１、比較器３３、包
絡線検出部３４、加算器３５、及び補正回路３６で構成
されている。包絡線検波回路３１の出力端子は比較器３
３の一方の入力端子に接続され、加算器３５の出力端子
が補正回路３６を介して該比較器３３の他方の入力端子
に接続されている。他は図１と同様の構成である。
調波ＡＧＣを有するＴＤＭＡ方式の送信装置の構成ブロ
ック図であり、図１中の要素と共通の要素には共通の符
号が付されている。この送信装置では、電力増幅器２４
の出力端子は、出力端子２５に接続されると共に、リニ
ア変調波ＡＧＣ３０Ａに接続されている。リニア変調波
ＡＧＣ３０Ａは、包絡線検波回路３１、比較器３３、包
絡線検出部３４、加算器３５、及び補正回路３６で構成
されている。包絡線検波回路３１の出力端子は比較器３
３の一方の入力端子に接続され、加算器３５の出力端子
が補正回路３６を介して該比較器３３の他方の入力端子
に接続されている。他は図１と同様の構成である。
【００１８】図９は、図８中の補正回路の回路図（１）
である。この補正回路３６は、加算器３５の出力信号Ｓ
３５を入力する入力端子３６−１を有し、該入力端子３
６−１がダイオード３６−２のアノードＡに接続される
と共に、抵抗３６−３を介して出力端子３６−４に接続
されている。又、ダイオード３６−２のカソードＫも出
力端子３６−４に接続されている。出力端子３６−４
は、抵抗３６−５を介してグランドに接続されている。
図５中のグラフｂは、図９に示す補正回路３６の特性図
である。この図では、入力電圧がダイオード３６−２の
拡散電位よりも小さいとき、該ダイオード３６−２の等
価抵抗と抵抗３６−３との並列合成抵抗と、抵抗３６−
５とで分圧された電圧が出力端子３６−４から出力され
る。又、入力電圧がダイオード３６−２の拡散電位の近
辺では、出力端子３６−４における電圧の変化は非線形
となり、更に入力電圧が増加するとダイオード３６−２
がオン状態になり、該出力端子３６−４における電圧の
変化は入力電圧に比例して増加する。即ち、この補正回
路３６は、ダイオードの非線形領域における電圧／電流
特性を用いて包絡線検波回路３１中の検波用ダイオード
の電圧／電流特性の非線形領域における特性に基づく入
出力特性に近似した特性を備え、包絡線検出部３４の入
出力特性を非線形特性に近似した特性に補正する機能を
有している。
である。この補正回路３６は、加算器３５の出力信号Ｓ
３５を入力する入力端子３６−１を有し、該入力端子３
６−１がダイオード３６−２のアノードＡに接続される
と共に、抵抗３６−３を介して出力端子３６−４に接続
されている。又、ダイオード３６−２のカソードＫも出
力端子３６−４に接続されている。出力端子３６−４
は、抵抗３６−５を介してグランドに接続されている。
図５中のグラフｂは、図９に示す補正回路３６の特性図
である。この図では、入力電圧がダイオード３６−２の
拡散電位よりも小さいとき、該ダイオード３６−２の等
価抵抗と抵抗３６−３との並列合成抵抗と、抵抗３６−
５とで分圧された電圧が出力端子３６−４から出力され
る。又、入力電圧がダイオード３６−２の拡散電位の近
辺では、出力端子３６−４における電圧の変化は非線形
となり、更に入力電圧が増加するとダイオード３６−２
がオン状態になり、該出力端子３６−４における電圧の
変化は入力電圧に比例して増加する。即ち、この補正回
路３６は、ダイオードの非線形領域における電圧／電流
特性を用いて包絡線検波回路３１中の検波用ダイオード
の電圧／電流特性の非線形領域における特性に基づく入
出力特性に近似した特性を備え、包絡線検出部３４の入
出力特性を非線形特性に近似した特性に補正する機能を
有している。
【００１９】次に、図８の動作を説明する。この送信装
置では、包絡線検波回路３１中の検波用ダイオードの非
線形性を伸張し、包絡線検出部３４の入出力特性を補正
回路３６で該包絡線検波回路３１の検波用ダイオードの
電圧／電流特性の非線形領域における特性に基づく入出
力特性に近似する。他は、図１と同様の動作を行う。
又、より正確に図３中の測定値ｂを理想的な検波特性ａ
に近似する場合には、関数発生回路を補正回路として使
用する。図１０は、関数発生回路で構成した図８中の補
正回路３６の他の回路図（２）である。この補正回路３
６は、加算器３５の出力信号Ｓ３５を入力する入力端子
３６ａを有し、該入力端子３６ａが、抵抗３６ｂを介し
てオペアンプ３６ｃの反転入力端子に接続されている。
又、入力端子３６ａは、抵抗３６ｄを介してダイオード
３６ｅのアノードＡに接続され、該ダイオード３６ｅの
カソードＫがオペアンプ３６ｃの反転入力端子に接続さ
れている。又、ダイオード３６ｅのアノードＡは、抵抗
３６ｆを介して固定電圧−ＶＢに接続されている。オペ
アンプ３６ｃの非反転入力端子はグランドに接続されて
いる。オペアンプ３６ｃの出力端子は抵抗３６ｇを介し
て該オペアンプ３６ｃの反転入力端子に接続されると共
に、抵抗３６ｈを介してオペアンプ３６ｉの反転入力端
子に接続されている。オペアンプ３６ｉの非反転入力端
子はグランドに接続されている。オペアンプ３６ｉの出
力端子は抵抗３６ｊを介して該オペアンプ３６ｉの反転
入力端子に接続されると共に、出力端子３６ｋに接続さ
れている。
置では、包絡線検波回路３１中の検波用ダイオードの非
線形性を伸張し、包絡線検出部３４の入出力特性を補正
回路３６で該包絡線検波回路３１の検波用ダイオードの
電圧／電流特性の非線形領域における特性に基づく入出
力特性に近似する。他は、図１と同様の動作を行う。
又、より正確に図３中の測定値ｂを理想的な検波特性ａ
に近似する場合には、関数発生回路を補正回路として使
用する。図１０は、関数発生回路で構成した図８中の補
正回路３６の他の回路図（２）である。この補正回路３
６は、加算器３５の出力信号Ｓ３５を入力する入力端子
３６ａを有し、該入力端子３６ａが、抵抗３６ｂを介し
てオペアンプ３６ｃの反転入力端子に接続されている。
又、入力端子３６ａは、抵抗３６ｄを介してダイオード
３６ｅのアノードＡに接続され、該ダイオード３６ｅの
カソードＫがオペアンプ３６ｃの反転入力端子に接続さ
れている。又、ダイオード３６ｅのアノードＡは、抵抗
３６ｆを介して固定電圧−ＶＢに接続されている。オペ
アンプ３６ｃの非反転入力端子はグランドに接続されて
いる。オペアンプ３６ｃの出力端子は抵抗３６ｇを介し
て該オペアンプ３６ｃの反転入力端子に接続されると共
に、抵抗３６ｈを介してオペアンプ３６ｉの反転入力端
子に接続されている。オペアンプ３６ｉの非反転入力端
子はグランドに接続されている。オペアンプ３６ｉの出
力端子は抵抗３６ｊを介して該オペアンプ３６ｉの反転
入力端子に接続されると共に、出力端子３６ｋに接続さ
れている。
【００２０】図１１は、図１０に示す補正回路３６の特
性図であり、縦軸に出力電圧、及び横軸に入力電圧がと
られている。この補正回路３６の特性は、入力電圧Ｖｉ
≧Ｖｐ＝ＶＢ（Ｒ36g ／Ｒ36b ）のとき、 利得＝（Ｒ36g ／Ｒ36b ）×（Ｒ36j ／Ｒ36h ） 入力電圧Ｖｉ≦Ｖｐ＝ＶＢ（Ｒ36g ／Ｒ36b ）のとき、 利得＝Ｒ36g （１／Ｒ36b ＋１／Ｒ36d ）×（Ｒ36j ／
Ｒ36h ） 但し、 Ｒ36b ；抵抗３６ｂの抵抗値 Ｒ36d ；抵抗３６ｄの抵抗値 Ｒ36g ；抵抗３６ｇの抵抗値 Ｒ36h ；抵抗３６ｈの抵抗値 Ｒ36j ；抵抗３６ｊの抵抗値 となっている。この補正回路３６は、包絡線検波回路３
１の検波用ダイオードの電圧／電流特性の非線形領域に
おける特性に基づく検波特性に近似した特性を備え、包
絡線検波部３４の入出力特性を該包絡線検波回路３１の
検波特性に近似した特性に補正する。
性図であり、縦軸に出力電圧、及び横軸に入力電圧がと
られている。この補正回路３６の特性は、入力電圧Ｖｉ
≧Ｖｐ＝ＶＢ（Ｒ36g ／Ｒ36b ）のとき、 利得＝（Ｒ36g ／Ｒ36b ）×（Ｒ36j ／Ｒ36h ） 入力電圧Ｖｉ≦Ｖｐ＝ＶＢ（Ｒ36g ／Ｒ36b ）のとき、 利得＝Ｒ36g （１／Ｒ36b ＋１／Ｒ36d ）×（Ｒ36j ／
Ｒ36h ） 但し、 Ｒ36b ；抵抗３６ｂの抵抗値 Ｒ36d ；抵抗３６ｄの抵抗値 Ｒ36g ；抵抗３６ｇの抵抗値 Ｒ36h ；抵抗３６ｈの抵抗値 Ｒ36j ；抵抗３６ｊの抵抗値 となっている。この補正回路３６は、包絡線検波回路３
１の検波用ダイオードの電圧／電流特性の非線形領域に
おける特性に基づく検波特性に近似した特性を備え、包
絡線検波部３４の入出力特性を該包絡線検波回路３１の
検波特性に近似した特性に補正する。
【００２１】以上のように、この第２の実施例では、加
算器３５の後に補正回路３６を設けることにより、包絡
線検波部３４の入出力特性が包絡線検波回路３１中の検
波用ダイオードの電圧／電流特性の非線形領域における
特性に基づく該包絡線検波回路３１の入出力特性に近似
した特性に補正されるので、第１の実施例と同様に、電
力増幅器２４の出力信号Ｓ２４の振幅歪が正確に検出さ
れ、該電力増幅器２４の出力信号Ｓ２４の振幅歪が低減
されるので、隣接チャネル漏洩電力が低減される。この
隣接チャネル漏洩電力が低減すれば、電力増幅器２４の
バックオフを大きくとる必要がなく、消費電力が低減さ
れ高効率化される。尚、本発明は上記実施例に限定され
ず、種々の変形が可能である。その変形例としては、例
えば次のようなものがある。 （ａ） 図１中の補正回路３２は、測定値を理想特性に
補正する機能を有していれば、他の回路構成でもよい。 （ｂ） 図８中の補正回路３６は、加算器３５の出力信
号Ｓ３５を包絡線検波回路３１の非線形特性に近似する
機能を有していれば、他の回路構成でもよい。 （ｃ） 補正回路として関数発生回路を用いる場合、更
に折点を増加し、より理想特性に近似してもよい。
算器３５の後に補正回路３６を設けることにより、包絡
線検波部３４の入出力特性が包絡線検波回路３１中の検
波用ダイオードの電圧／電流特性の非線形領域における
特性に基づく該包絡線検波回路３１の入出力特性に近似
した特性に補正されるので、第１の実施例と同様に、電
力増幅器２４の出力信号Ｓ２４の振幅歪が正確に検出さ
れ、該電力増幅器２４の出力信号Ｓ２４の振幅歪が低減
されるので、隣接チャネル漏洩電力が低減される。この
隣接チャネル漏洩電力が低減すれば、電力増幅器２４の
バックオフを大きくとる必要がなく、消費電力が低減さ
れ高効率化される。尚、本発明は上記実施例に限定され
ず、種々の変形が可能である。その変形例としては、例
えば次のようなものがある。 （ａ） 図１中の補正回路３２は、測定値を理想特性に
補正する機能を有していれば、他の回路構成でもよい。 （ｂ） 図８中の補正回路３６は、加算器３５の出力信
号Ｓ３５を包絡線検波回路３１の非線形特性に近似する
機能を有していれば、他の回路構成でもよい。 （ｃ） 補正回路として関数発生回路を用いる場合、更
に折点を増加し、より理想特性に近似してもよい。
【００２２】
【発明の効果】以上詳細に説明したように、第１の発明
によれば、包絡線検波回路の後に補正回路を設けること
により、該包絡線検波回路中の検波用ダイオードの電圧
／電流特性の非線形領域における特性に基づく該包絡線
検波回路の入出力特性の非線形特性が線形特性に近似し
た特性に補正されるようにしたので、複数チャネルの入
力信号を時分割多重で送信する場合、電力増幅器の出力
信号の振幅歪を正確に検出でき、該電力増幅器の出力信
号の振幅歪を低減できる。そのため、隣接チャネル漏洩
電力を低減できる。この隣接チャネル漏洩電力が低減す
れば、電力増幅器のバックオフを大きくとる必要がな
く、消費電力を低減でき、高効率化できる。第２の発明
によれば、補正回路を設けることにより、包絡線検波部
の入出力特性が包絡線検波回路中の検波用ダイオードの
電圧／電流特性の非線形領域における特性に基づく該包
絡線検波回路の入出力特性に近似した特性に補正される
ようにしたので、複数チャネルの入力信号を時分割多重
で送信する場合、電力増幅器の出力信号の振幅歪を正確
に検出でき、該電力増幅器の出力信号の振幅歪を低減で
きる。そのため、第１の発明とほぼ同様の効果がある。
によれば、包絡線検波回路の後に補正回路を設けること
により、該包絡線検波回路中の検波用ダイオードの電圧
／電流特性の非線形領域における特性に基づく該包絡線
検波回路の入出力特性の非線形特性が線形特性に近似し
た特性に補正されるようにしたので、複数チャネルの入
力信号を時分割多重で送信する場合、電力増幅器の出力
信号の振幅歪を正確に検出でき、該電力増幅器の出力信
号の振幅歪を低減できる。そのため、隣接チャネル漏洩
電力を低減できる。この隣接チャネル漏洩電力が低減す
れば、電力増幅器のバックオフを大きくとる必要がな
く、消費電力を低減でき、高効率化できる。第２の発明
によれば、補正回路を設けることにより、包絡線検波部
の入出力特性が包絡線検波回路中の検波用ダイオードの
電圧／電流特性の非線形領域における特性に基づく該包
絡線検波回路の入出力特性に近似した特性に補正される
ようにしたので、複数チャネルの入力信号を時分割多重
で送信する場合、電力増幅器の出力信号の振幅歪を正確
に検出でき、該電力増幅器の出力信号の振幅歪を低減で
きる。そのため、第１の発明とほぼ同様の効果がある。
【図１】本発明の第１の実施例を示すＴＤＭＡ方式の送
信装置の構成ブロック図である。
信装置の構成ブロック図である。
【図２】従来のＴＤＭＡ方式の送信装置を示す構成ブロ
ック図である。
ック図である。
【図３】包絡線検波回路の特性図である。
【図４】図１中の補正回路の回路図（１）である。
【図５】補正回路の特性図である。
【図６】図１中の補正回路の回路図（２）である。
【図７】図６の特性図である。
【図８】本発明の第２の実施例を示すＴＤＭＡ方式の送
信装置の構成ブロック図である。
信装置の構成ブロック図である。
【図９】図８中の補正回路の回路図（１）である。
【図１０】図８中の補正回路の回路図（２）である。
【図１１】図１０の特性図である。
１，２１ 直列並列変換回路 ２，２２ 直交変調器 ３，２３ 可変利得増幅器 ４，２４ 電力増幅器 １０，３０，３０Ａ リニア変調波ＡＧＣ １１，３１ 包絡線検波回路 １２，３３ 比較器 １３，３４ 包絡線検出部 ３２，３６ 補正回路 ３５ 加算器
Claims (2)
- 【請求項１】 複数チャネルの入力信号を各チャネル毎
に時分割多重で送信する時分割多重方式の送信装置に設
けられ、 前記複数チャネルの入力信号の被変調波を制御信号に基
づいた利得で増幅する可変利得増幅器と、 検波用ダイオードを用いて前記可変利得増幅器の出力信
号を包絡線検波する包絡線検波回路と、 前記入力信号に対応する基準包絡線信号を生成する包絡
線検出部と、 前記包絡線検波回路の出力信号と前記基準包絡線信号と
を差動増幅し、その出力信号を前記制御信号として前記
可変利得増幅器の利得を制御する差動増幅器とを、備え
たリニア変調波自動利得制御回路において、 前記検波用ダイオードの電圧／電流特性の非線形領域に
おける特性に基づく前記包絡線検波回路の入出力特性
を、該非線形領域における入出力特性を相殺する特性を
用いて線形特性に近似した特性に補正する補正回路を、 設けたことを特徴とするリニア変調波自動利得制御回
路。 - 【請求項２】 請求項１記載の可変利得増幅器と、請求
項１記載の包絡線検波回路と、請求項１記載の包絡線検
出部と、請求項１記載の差動増幅器とを、備えたリニア
変調波自動利得制御回路において、 前記包絡線検出部の入出力特性を、前記検波用ダイオー
ドの電圧／電流特性の非線形領域における特性に基づく
前記包絡線検波回路の入出力特性に近似した特性を用い
て該非線形領域における特性に近似した特性に補正する
補正回路を、設けたことを特徴とするリニア変調波自動
利得制御回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP17366195A JPH0923125A (ja) | 1995-07-10 | 1995-07-10 | リニア変調波自動利得制御回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP17366195A JPH0923125A (ja) | 1995-07-10 | 1995-07-10 | リニア変調波自動利得制御回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0923125A true JPH0923125A (ja) | 1997-01-21 |
Family
ID=15964761
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP17366195A Withdrawn JPH0923125A (ja) | 1995-07-10 | 1995-07-10 | リニア変調波自動利得制御回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0923125A (ja) |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2000074265A1 (en) * | 1999-05-28 | 2000-12-07 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Communication device and communication method |
| US6999737B2 (en) | 2001-07-12 | 2006-02-14 | Nec Corporation | Wireless transmitter and device for mobile station |
| KR100559756B1 (ko) * | 1998-05-29 | 2006-03-13 | 쿄세라 코포레이션 | 부호 분할 다중 접속 시스템에서의 송신 전력 제어 회로 및 방법 |
| KR100598696B1 (ko) * | 2004-12-17 | 2006-07-10 | 인티그런트 테크놀로지즈(주) | 전력 검출 회로를 포함하는 자동 이득 제어 회로. |
| CN106788300A (zh) * | 2016-12-14 | 2017-05-31 | 中国科学院微电子研究所 | 用于高速串行接口中自动恒定差分信号幅值的系统 |
-
1995
- 1995-07-10 JP JP17366195A patent/JPH0923125A/ja not_active Withdrawn
Cited By (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100559756B1 (ko) * | 1998-05-29 | 2006-03-13 | 쿄세라 코포레이션 | 부호 분할 다중 접속 시스템에서의 송신 전력 제어 회로 및 방법 |
| WO2000074265A1 (en) * | 1999-05-28 | 2000-12-07 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Communication device and communication method |
| KR100425610B1 (ko) * | 1999-05-28 | 2004-04-01 | 마츠시타 덴끼 산교 가부시키가이샤 | 통신 장치 및 통신 방법 |
| US7058425B1 (en) | 1999-05-28 | 2006-06-06 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Communication apparatus and communication method |
| US6999737B2 (en) | 2001-07-12 | 2006-02-14 | Nec Corporation | Wireless transmitter and device for mobile station |
| KR100598696B1 (ko) * | 2004-12-17 | 2006-07-10 | 인티그런트 테크놀로지즈(주) | 전력 검출 회로를 포함하는 자동 이득 제어 회로. |
| CN106788300A (zh) * | 2016-12-14 | 2017-05-31 | 中国科学院微电子研究所 | 用于高速串行接口中自动恒定差分信号幅值的系统 |
| CN106788300B (zh) * | 2016-12-14 | 2019-12-10 | 中国科学院微电子研究所 | 用于高速串行接口中自动恒定差分信号幅值的系统 |
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