JPH09233044A - 無線通信機器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】無線器のキャリア生成で、現状のアナログ構成
をデジタル構成に置き換えた場合に、参照離散キャリア
データ量を必要最小限とする。 【解決手段】送信部では、送信ビットストリーム１を波
形生成部２に入力し、同相および直交成分の周波数シフ
トを行い、周波数シフトされた両成分のサンプル速度を
必要な速度まで高速化させた後、デジタル化直交変調器
１０２で所望の送信周波数を得る。受信部では、Ａ／Ｄ
変換器１０４でデジタル化された受信信号をデジタル化
直交検波器１０５に入力し、Δｆの中心周波数を有する
同相および直交成分を生成し、受信信号の同相および直
交成分のサンプル速度を必要な速度まで低下させた後、
Δｆの周波数シフトを行い中心周波数を０とした同相お
よび直交成分を生成する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は無線通信の分野に関
し、特に実質上デジタル回路にて構成される無線通信機
器に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来の無線通信機器は主としてアナログ
回路にて構成されている。図１５に従来の無線通信機器
の構成を示す。

【０００３】初めに、送信側について説明する。送信ビ
ットストリーム１は波形生成部２に入力され、送信ビッ
トストリーム１に応じて、所定の変調のための同相およ
び直交成分を生成する。同相および直交成分の各デジタ
ル信号はそれぞれＤ／Ａ変換器３によってアナログ信号
に変換される。直交変調器４でアナログ信号に変換され
た同相および直交成分を入力として所定のＩＦ信号を出
力とする直交変調操作が行われる。この際、同相成分に
はＩＦ周波数に等しいローカル信号が乗じられ、また、
直交成分にはローカル信号の位相がπ／２だけシフトし
たものが乗じられる。各々位相の異なるローカル信号を
乗じた同相および直交成分は加算されＩＦ信号となる。

【０００４】ＩＦ信号は増幅器５で所定の増幅を行った
後、周波数シンセサイザ７で所望のキャリア周波数を得
るために生成された周波数とミクサ６で乗算が行われ
る。この出力信号には所望の周波数成分以外にイメージ
およびキャリアリークなどの不要波成分が存在する。従
って、前述の不要波を除去するためにＢＰＦ８が必要で
ある。ＢＰＦ８を通過した所望の周波数信号はＰＡ（Ｐ
ｏｗｅｒ Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ）９で所望の電力まで増
幅された後、例えば、ＴＤＭＡ／ＴＤＤ(Time Division
MultipleAccess／Time Division Duplex）方式の移動
機の場合には、送受切り替えスイッチ１０，ＢＰＦ１１
およびアンテナ１２を介して送信される。

【０００５】次に、受信側について説明する。アンテナ
１２で受けられた受信信号はBPF11で該当する無線シス
テムで使用される信号以外の不要波を除去する。受信信
号は送受切り替えスイッチ１０を通過した後、ＬＮＡ(L
ow Noise Amplifier）１３で所定の増幅を行った後、Ｂ
ＰＦ１４で不要波を除去する。その後、受信信号は周波
数シンセサイザ７で所望の信号を選択するために生成さ
れた周波数信号とミクサ１５で乗算が行われる。この出
力信号から所望のＩＦ信号を抽出するためにＢＰＦ１６
が必要である。ＢＰＦ１６を通過した所望の周波数信号
は増幅器１７で所定の増幅が行われた後、直交検波器１
８でＩＦ信号から同相および直交成分が抽出される。抽
出された同相および直交成分は各々Ａ／Ｄ変換器１９で
デジタル信号へと変換され、復調器２０で受信ビットス
トリーム２１が生成される。

【０００６】次に、従来例におけるアナログ回路で構成
される部分をデジタル回路に置き換えた構成例を図１６
に示す。図１６の構成で図１５と異なる点は、送信側，
受信側共にＩＦを持たない点である。この構成でキャリ
アの選択は直交変調器および直交検波器におけるローカ
ル周波数を可変とすることによりなされる。

【０００７】初めに送信側について説明する。送信ビッ
トストリーム１は波形生成部２に入力され、送信ビット
ストリーム１に応じて、同相および直交成分を生成す
る。この後、同相および直交成分はそれぞれサンプル速
度変換部１６０１で適当なサンプル速度まで高速化され
る。サンプル速度変換部の一例を図１７に示す。この例
で、波形生成部２からの同相および直交成分を各々イン
ターポレートすることによりサンプル速度を高速化させ
ている。各同相および直交成分の周波数特性を図１８に
示す。

【０００８】高速化された同相および直交成分はデジタ
ル化直交変調器１０２に入力され、所望の送信周波数信
号に対して変調を施す。高速化された同相および直交成
分をそれぞれＩtx(ｔ)，Ｑtx(ｔ)と表し、また、所望の
送信周波数をｆと表すと、デジタル化直交変調器１０２
の出力信号Ｓ(ｔ)は以下の式で示される。

【０００９】

【数３】 Ｓ(ｔ)＝Ｉtx(ｔ)×cos(２πｆｔ)−Ｑtx(ｔ)×sin(２πｆｔ) …（数３） デジタル化直交変調器１０２では、Ｓ(ｔ)を生成するた
めに所望の送信周波数ｆに対するcos（２πｆｔ）およ
び−sin（２πｆｔ）が必要となる。この生成に関して
は、メモリ上に予めcosおよびsinテーブルを作成してお
き必要に応じて時間に対応するデータを読みだす方法
や、ＤＳＰ等により必要に応じて毎回cos およびsin 値
を算出する方法等が考えられる。このメモリ上にテーブ
ルを作成する方法の一例については後述する。

【００１０】Ｓ(ｔ)はＤ／Ａ変換器１０３によりアナロ
グ信号に変換される。この際、Ｄ／Ａ変換器１０３の出
力では所望の周波数以外に不要波が複数存在する。従っ
て、Ｄ／Ａ変換器１０３の出力信号を不要波の除去のた
めにＢＰＦ８またはＬＰＦを通過させる必要がある。Ｂ
ＰＦ８またはＬＰＦを通過した信号は従来例と同様に、
ＰＡ９，ＳＷ１０，ＢＰＦ１１およびアンテナ１２を介
して送信される。

【００１１】受信に関しては、アンテナ１２，ＢＰＦ１
１，ＳＷ１０，ＬＮＡ１３およびＢＰＦ１４を介して得
られたアナログ受信信号をＡ／Ｄ変換器１０４でデジタ
ル信号に変換する。変換されたデジタル信号はデジタル
化直交検波器１０５で所望の受信波の同相成分および直
交成分が抽出される。Ａ／Ｄ変換されたデジタル信号を
Ｒ(ｔ)，所望の受信波の同相成分および直交成分をそれ
ぞれＩrx(ｔ)，Ｑrx(ｔ)と表し、また、所望の受信周波
数をｆと表すと、デジタル化直交検波器１０５の出力信
号Ｉrx(ｔ)，Ｑrx(ｔ)は以下の式で示される。

【００１２】

【数４】 Ｉrx(ｔ)＝ＬＰＦ(Ｒ(ｔ)×cos(２πｆｔ)) Ｑrx(ｔ)＝ＬＰＦ(−Ｒ(ｔ)×sin(２πｆｔ)) …（数４） ただし、ＬＰＦ（ｘ）はｘに対しキャリア選択用ＬＰＦ
で、ある規定された周波数以下の信号のみ通過させるこ
とを意味する。

【００１３】デジタル化直交検波器１０５では、Ｉrx
(ｔ)，Ｑrx(ｔ)を生成するために所望の受信周波数ｆに
対するcos（２πｆｔ）およびsin（２πｆｔ）が必要と
なる。この生成に関しては、前述のデジタル化直交変調
器１０２における場合と同様の方法が考えられる。

【００１４】以上により生成された所望の受信波の同相
成分および直交成分はそれぞれサンプル速度変換部１６
０２で適当なサンプル速度まで低速化される。サンプル
速度変換部の一例を図１９に示す。この例で、デジタル
化直交検波器１０５からの同相および直交成分を各々デ
シメートすることによりサンプル速度を低減している。
低速化された同相成分および直交成分は復調器２０に入
力され、所定の復調を経て受信ビットストリーム２１が
出力される。

【００１５】前述の様に、無線通信機器のデジタル化に
関して、キャリア選択のためのデジタル化直交変調器お
よびデジタル化直交検波器はいずれも所望の周波数信号
の生成が必要となる。以下にその所望の周波数信号の生
成法の一例を説明する。

【００１６】まず初めに図２に周波数信号の基本となる
離散正弦波（もしくは余弦波）データ（以下、離散キャ
リアデータと称する）のメモリへの格納例を示す。一周
期の正弦波を等間隔にＮ分割した各サンプル値２０３は
順番にメモリ２０１内の所定のアドレス２０２に格納さ
れている。

【００１７】次に、図３を用いて複数周波数信号の生成
原理について説明する。メモリ201に格納された離散キ
ャリアデータをサンプル周波数ｆｓで順次読みだした場
合、周波数ｆ１（＝ｆｓ／Ｎ）の正弦波３０１が生成さ
れる。読みだしアドレスはＮのモジュロをとるものとす
る。次に、離散キャリアデータをサンプル周波数ｆｓで
一つ置きに読みだした場合、周波数ｆ２（＝２ｆｓ／
Ｎ）の正弦波３０２が生成される。また、離散キャリア
データをサンプル周波数ｆｓで二つ置きに読みだした場
合、周波数ｆ３（＝３ｆｓ／Ｎ）の正弦波３０３が生成
される。

【００１８】以上の原理に基づきメモリ２０１で生成可
能な周波数信号ｆｎ′は、

【００１９】

【数５】 ｆｎ′＝ｎ×ｆｓ／Ｎ （ｎ：整数、１≦ｎ＜Ｎ／２） …（数５） で示される。生成周波数間隔をｆａと表すと、

【００２０】

【数６】 ｆａ＝ｆｓ／Ｎ …（数６） と表される。

【００２１】

【発明が解決しようとする課題】上記周波数生成例を例
えばＰＨＳ(Personal Handy Phone System）に適用した
場合を考えてみる。ＰＨＳにおけるキャリア周波数は１
８９５.１５〜1917.95ＭＨｚ(キャリア周波数間隔 ３
００ＫＨｚ)である。従って、所望周波数をｆｎとする
と、

【００２２】

【数７】 ｆｎ＝ｎ×３００ＫＨｚ＋５０ＫＨｚ ＝（６ｎ＋１）×５０ＫＨｚ ただし、（ｎ：整数、６３１７≦ｎ≦６３９３） …（数７） と表されるため、５０ＫＨｚ間隔の周波数生成が必要と
なる。しかし、同程度のｆｓに関しては、数６より生成
周波数間隔ｆａが大きい程、離散キャリアデータのデー
タ量Ｎが小さくなると考えられる。即ち、上述のＰＨＳ
の例ではキャリア周波数間隔である３００ＫＨｚとする
ことにより、離散キャリアデータ量の低減が可能である
が、数７よりこのままでは困難である。

【００２３】仮に、ｆｓ＝７６２２.４ＭＨｚ とした場
合、５０ＫＨｚ間隔の周波数生成のためには、数６より
１５２４４８(７６２２.４ＭＨｚ／５０ＫＨｚ）ワード
の離散キャリアデータ量が必要となる。

【００２４】

【課題を解決するための手段】本発明は、アナログ構成
部分をデジタル回路に置き換えた際の離散キャリアデー
タ量を低減するために、同相および直交成分の周波数を
シフトする。これにより離散キャリアデータ量を必要最
小限とすることができる。

【００２５】周波数シフトに関しては、上記離散キャリ
アデータで生成される周波数間隔を該当する無線システ
ムのキャリア間隔とすることにより離散キャリアデータ
量を最小とすることができると考えられる。しかし、実
際にはキャリア間隔の整数倍が必ずしも該当する無線シ
ステムのキャリア周波数となっていない。従って、その
ずれ分を補正することにより達成される。即ち、上述の
ＰＨＳの例では５０ＫＨｚの補正がこれにあたる。

【００２６】

【発明の実施の形態】従来例の送信側で述べた様に、一
周期の離散キャリアデータから生成される周波数信号は
ｆａの整数倍となる。従って、離散キャリアデータ量を
低減するためには、ｆａ＝キャリア周波数間隔とする必
要がある。この際に、前述のＰＨＳの例では５０ＫＨｚ
分の周波数シフトが必要である。

【００２７】上述のような周波数シフトを考慮した、無
線機構成例を図１に示す。送信ビットストリーム１は波
形生成部２に入力され、同相および直交成分を生成す
る。この後、周波数シフト部により同相および直交成分
の周波数シフトを行う。周波数シフトを施された同相お
よび直交成分のサンプル速度を必要な速度まで高速化さ
せた後、デジタル化直交変調器１０２で所望の送信周波
数を得る。

【００２８】次に、受信側について述べる。Ａ／Ｄ変換
器１０４でデジタル化された受信信号はデジタル化直交
検波器１０５に入力され、所望の受信信号はΔｆの中心
周波数を有する同相および直交成分を生成する。出力さ
れた所望の受信信号の同相および直交成分はサンプル速
度を必要な速度まで低下させる。この後、Δｆの周波数
シフトを行い中心周波数を０とした同相および直交成分
を生成する。新たな同相および直交成分は復調器２０に
入力され、復調動作を経て受信ビットストリーム２１が
出力される。

【００２９】次に、送信側における周波数シフト部の一
例を図４を用いて示す。送信ビットストリーム１は波形
生成部２に入力され、送信ビットストリーム１に応じ
て、所定の変調のための同相および直交成分を生成す
る。本発明ではこの後、周波数シフト部１０１−２によ
り同相および直交成分の周波数シフトを行う。同相およ
び直交成分をそれぞれＩtx(ｔ)，Ｑtx(ｔ)、シフトした
い周波数をΔｆ、出力されるΔｆシフトされた新たな同
相および直交成分をＩ′tx(ｔ)，Ｑ′tx(ｔ)と表した場
合に、以下のような関係となる。

【００３０】

【数８】 Ｉ′tx(ｔ)＝Ｉtx(ｔ)×cos(２πΔｆｔ)−Ｑtx(ｔ)×sin(２πΔｆｔ) Ｑ′tx(ｔ)＝Ｉtx(ｔ)×sin(２πΔｆｔ)＋Ｑtx(ｔ)×cos(２πΔｆｔ) …（数８） 数８の構成例を図５に示す。また、Ｉ′tx，Ｑ′txの周
波数特性を図６に示す。

【００３１】以上に基づいて生成されたＩ′tx，Ｑ′tx
に対して、サンプル速度をインターポレータ１０１−１
で必要な速度まで高速化させた後、直交変調器１０２で
所望の送信周波数を得る。この直交変調器１０２で使用
される周波数をｆとした場合に、その出力Ｓ(ｔ)は以下
の様に示される、

【００３２】

【数９】 Ｓ(ｔ)＝Ｉ′tx(ｔ)×cos(２πｆｔ)−Ｑ′tx(ｔ)×sin(２πｆｔ) ＝（Ｉtx(ｔ)×cos(２πΔｆｔ)−Ｑtx(ｔ)×sin(２πΔｆｔ)） ×cos(２πｆｔ) −(Ｉtx(ｔ)×sin(２πΔｆｔ)＋Ｑtx(ｔ)×cos(２πΔｆｔ)） ×sin(２πｆｔ) ＝Ｉtx(ｔ)×cos(２π(ｆ＋Δｆ)ｔ) −Ｑtx(ｔ)×sin(２π(ｆ＋Δｆ)ｔ) …（数９） 従って、Ｉtx，Ｑtxに対して(ｆ＋Δｆ)の周波数信号で
直交変調を施したことと同等となる。

【００３３】図７に本発明における直交変調器の構成例
を示す。チャネル選択器７０１によって所望の周波数を
生成するためのキャリア生成メモリ２０１のアドレス２
０２の更新量（ここではΔＡとする）を指定する。ΔＡ
は前述のＰＨＳを例にとると所望のキャリア周波数より
周波数シフト分５０ＫＨｚ（ここではΔｆとする）を差
し引いた値が直交変調器におけるアップコンバート周波
数量（ここではｆｎ′とする）となる。数６におけるｆ
ａ＝３００ＫＨｚ（ここではｆａ′とする）に設定した
場合、ΔＡは（ｆｎ′／ｆａ′）と表される。従って、
仮に所望のキャリア周波数ｆｎ＝１８９５.１５ＭＨｚ
とした場合、ΔＡ＝（ｆｎ−Δｆ）／ｆａ′＝(１８９
５.１５ＭＨｚ−５０ＫＨｚ）／３００ＫＨｚ＝６３１
７となる。

【００３４】加算器７０２では上記ΔＡとラッチａ７０
３における出力値との加算を行い、その加算結果を分周
期７１６からのサンプルタイミングによりラッチａ７０
３で保持する。

【００３５】ラッチａ７０３に保持された値は二つの経
路を取ることになる。第１の経路はセレクタ７０６の第
１入力となる。また、第２の経路は加算器７０５で前述
の離散キャリアデータ格納メモリ２０１におけるデータ
数Ｎの１／４の値が減算され、その出力結果がセレクタ
７０６の第２入力となる。この減算により第１の経路と
π／２の位相シフトを行うことになる。

【００３６】２経路の値を基に各サンプルタイミングに
おけるcosおよび−sin振幅値を生成する。始めに第１経
路の値を用いたcos振幅値の生成について述べる。

【００３７】セレクタ７０６で選択された第１経路の出
力はモジュロＮ算出器７０７でＮの剰余が取られる。こ
の結果をアドレスとして離散キャリアデータ格納メモリ
201よりアドレスに対応する値を得る。この値をラッチ
ｂ７０８で次回のサンプルタイミングまで保持する。こ
の保持値が各サンプルタイミングにおけるcos 振幅値で
ある。

【００３８】次に−sin 振幅値の生成について述べる。
セレクタ７０６で第２経路が選択された時の出力はモジ
ュロＮ算出器７０７でＮの剰余が取られる。この結果を
アドレスとして離散キャリアデータ格納メモリ２０１よ
りアドレスに対応する値を得る。この値をラッチｃ７１
１で次回のサンプルタイミングまで保持する。この保持
値が各サンプルタイミングにおける−sin 振幅値であ
る。

【００３９】以上により、ラッチｂ７０８およびラッチ
ｃ７１１に各サンプルタイミング毎にcos振幅値および
−sin振幅値が保持される。また、ラッチｄ７０９およ
びラッチｅ７１２には各サンプルタイミング毎に前述の
周波数シフト後の同相Ｉ′txおよび直交成分Ｑ′txが保
持され、数９に基づいて直交変調出力７１４が生成され
る。図８に動作タイミングチャートを示す。

【００４０】仮に、ｆｓ＝７６２２.４ＭＨｚ とした場
合、３００ＫＨｚ間隔の周波数生成のためには、数６よ
り２５４０８(７６２２.４ＭＨｚ／３００ＫＨｚ）ワー
ドの離散キャリアデータ量が必要となる。また、この場
合周波数シフトを行う際に必要な５０ＫＨｚの周波数デ
ータを生成するための離散キャリアデータ量は、波形生
成部２の出力サンプル周波数を１.９２ＭＨｚとした場
合、数６より１.９２ＭＨｚと５０ＫＨｚの最大公約数
が１０ＫＨｚであることに注意すると１９２(１.９２Ｍ
Ｈｚ／１０ＫＨｚ）ワードとなる。従って、この場合必
要な合計離散キャリアデータ量は２５６００(＝２５４
０８＋１９２)ワードとなり、前述の周波数シフトを行
わない例に比べて、離散キャリアデータ量は約１／６
（＝25600／１５２４４８）となる。

【００４１】以上の方法を用いることにより、直交変調
器１０２で用意するべき離散キャリアデータをキャリア
周波数間隔にすることが可能となり、離散キャリアデー
タ量を低減できる。

【００４２】前述の例は、低サンプル速度の同相および
直交成分に対して行われたものであるが、インターポレ
ート１０１−１後でも同様の形態が考えられる。この構
成を図９に示す。

【００４３】なお、前述の方法で注意すべき点として、
数６で示される関係より、周波数間隔＝キャリア周波数
間隔とした場合には、直交変調器におけるサンプル周波
数はキャリア周波数間隔の整数倍でなければならない。
もし、サンプル周波数がキャリア周波数間隔の整数倍で
ない場合には、周波数間隔≠キャリア周波数間隔とな
り、数６の関係から離散キャリアデータ量が増大してし
まう。

【００４４】次に、受信側について述べる。前述の様に
離散キャリアデータ量を低減するためには、ｆａ＝キャ
リア周波数間隔とする必要がある。従って、上記ＰＨＳ
の例では５０ＫＨｚ（＝Δｆ）の周波数シフトが必要で
ある。この一例を図１０を用いて示す。入力受信信号を
Ｒ(ｔ)と表すと、Ｒ(ｔ)は直交検波器１０５に入力さ
れ、所望の受信信号の同相および直交成分を生成する。
Ｒ(ｔ)における所望のキャリア周波数をｆｃ，直交検波
器におけるダウンコンバ−ト周波数量をｆｄ，キャリア
周波数間隔をｆｃｈとすると以下の関係となる。

【００４５】

【数１０】 ｆｃ＝ｆｄ＋Δｆ …（数１０） ただし、ｆｄ＝ｎ×ｆｃｈ （ｎ：整数） 直交検波器におけるダウンコンバ−トにより出力された
Δｆの中心周波数を持つ所望の受信信号の同相および直
交成分はサンプル速度をデシメータ１０６−１で必要な
サンプル速度まで低下させる。Δｆの中心周波数を持つ
同相および直交成分をＩrx(ｔ)，Ｑrx(ｔ)、またその中
心周波数が０の同相および直交成分をＩ′rx(ｔ)，Ｑ′
rx(ｔ)と表すとすると数１１の関係となる。

【００４６】

【数１１】 Ｉrx(ｔ)＝ＬＰＦ(Ｒ(ｔ)×cos(２πｆｄｔ)) ＝ＬＰＦ((Ｉ′rx(ｔ)×cos(２πｆｃｔ) −Ｑ′rx(ｔ)×sin(２πｆｃｔ))×cos(２πｆｄｔ)) ＝(Ｉ′rx(ｔ)×cos(２πΔｆｔ) −Ｑ′rx(ｔ)×sin(２πΔｆｔ))／２ Ｑrx(ｔ)＝ＬＰＦ(−Ｒ(ｔ)×sin(２πｆｄｔ)) ＝ＬＰＦ((−Ｉ′rx(ｔ)×cos(２πｆｃｔ） ＋Ｑ′ｒｘ（ｔ)×sin(２πｆｃｔ))×sin(２πｆｄｔ)) ＝(Ｉ′rx(ｔ)×sin(２πΔｆｔ) ＋Ｑ′rx(ｔ)×cos(２πΔｆｔ))／２ …（数１１） ただし、ＬＰＦ（ｘ）はｘに対しキャリア選択用ＬＰＦ
で、ある規定された周波数以下の信号のみ通過させるこ
とを意味する。

【００４７】以上により、Δｆの中心周波数を持つ同相
および直交成分をＩrx(ｔ)，Ｑrx(ｔ)が生成される。こ
の後、Δｆの周波数シフトを行い中心周波数を０とす
る。これは数８が参考となる。しかし、この際に注意す
るべき点としてΔｆを正数とした場合、負の方向に周波
数シフトしなければならない。従って、周波数シフト後
の同相および直交成分を仮にＩ(ｔ)，Ｑ(ｔ)とした場
合、以下に示す数１２の関係を用いる。

【００４８】

【数１２】 Ｉ(ｔ)＝Ｉrx(ｔ)×cos(−２πΔｆｔ)−Ｑrx(ｔ)×sin(−２πΔｆｔ) ＝Ｉrx(ｔ)×cos(２πΔｆｔ)＋Ｑrx(ｔ)×sin(２πΔｆｔ) ＝Ｉ′rx(ｔ)／２ Ｑ(ｔ)＝Ｉrx(ｔ)×sin(−２πΔｆｔ)＋Ｑrx(ｔ)×cos(−２πΔｆｔ) ＝−Ｉrx(ｔ)×sin(２πΔｆｔ)＋Ｑrx(ｔ)×cos(２πΔｆｔ) ＝Ｑ′rx(ｔ)／２ …（数１２） 従って、周波数シフト後の出力は１／２の係数がつくも
のの、中心周波数を０とした同相および直交信号とな
る。数１２に示される関係の一構成例を図９に示す。

【００４９】この後、周波数シフト後の同相および直交
信号を復調器に入力し、復調動作を経て受信ビットスト
リームが出力される。

【００５０】以上の方法を用いることにより、直交検波
器１０５で用意するべき離散キャリアデータをキャリア
周波数間隔にすることが可能となり、また離散キャリア
データ量を低減できる。

【００５１】前述の例は、低サンプル速度の同相および
直交成分に対して行われたものであるが、直交検波直後
でも同様の形態が考えられる。この構成を図１０に示
す。

【００５２】なお、前述の方法で注意すべき点として、
送信側でも説明した様に数６で示される関係より、周波
数間隔＝キャリア周波数間隔とした場合には、直交検波
器におけるサンプル周波数はキャリア周波数間隔の整数
倍でなければならない。もし、サンプル周波数がキャリ
ア周波数間隔の整数倍でない場合には、周波数間隔≠キ
ャリア周波数間隔となり、数６の関係から離散キャリア
データ量が増大してしまう。

【００５３】直交変調器および直交検波器で、正弦波お
よび余弦波データが必要である。図１３に正弦波データ
から余弦波データを作成する方法を示す。仮に離散キャ
リアデータが一周期分の正弦波データで構成されている
場合、余弦波信号１３０２の生成に関しては、正弦波信
号１３０１と位相をπ／２ずらせばよい。即ち、上述の
正弦波生成の読みだしアドレスをＮ／４だけオフセット
すればよい。従って、Ｎは４の整数倍であることが望ま
しい。

【００５４】また、仮に離散キャリアデータが一周期分
の余弦波データで構成されている場合には同様に、正弦
波信号の生成に関しては、余弦波信号と位相をπ／２ず
らせばよい。即ち、上述の余弦波生成の読みだしアドレ
スをＮ／４だけオフセットすればよい。従って、Ｎは４
の整数倍であることが望ましい。

【００５５】次に、ＩＦまでをデジタル化した場合の構
成例を図１４に示す。通常ＩＦ周波数は固定であるが、
仮に前述の様に直交変調器および直交検波器でキャリア
選択する構成を考えた場合には同様に考えることができ
る。この場合、周波数シンセサイザは不要となり、代わ
りに固定発振器１４０２，１４０３によって固定周波数
分だけアップコンバートおよびダウンコンバートを行う
ことになる。

【００５６】最後に、本発明における無線機を実現した
際に、送信側と受信側のキャリア周波数誤差に起因する
復調器での位相回転に関しては、単位時間当たりの位相
回転量を検出および補正するためのベースバンドＡＦＣ
（Automatic Frequency Control）機能が必要となる。

【００５７】

【発明の効果】本発明によれば、ＲＦまたはＩＦ部まで
をデジタル化した無線通信機器で、キャリア選択のため
のキャリア生成に必要な離散キャリアデータ量を必要最
小限とすることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明におけるデジタル化無線通信機器のブロ
ック図。

【図２】離散キャリアデータの一構成例の説明図。

【図３】離散キャリアデータから複数の周波数を生成す
る原理の説明図。

【図４】本発明における周波数シフト部を用いた直交変
調のブロック図。

【図５】本発明における周波数シフト部の説明図。

【図６】本発明における周波数シフト後の同相および直
交成分の周波数特性図。

【図７】本発明における直交変調器のブロック図。

【図８】本発明における直交変調器構成例における動作
タイミングチャート。

【図９】本発明における周波数シフト部を用いた直交変
調のもう一つのブロック図。

【図１０】本発明における周波数シフト部を用いた直交
検波のブロック図。

【図１１】本発明における周波数シフト部の説明図。

【図１２】本発明における周波数シフト部を用いた直交
検波のもう一つのブロック図。

【図１３】サンプル点をＮ／４シフトした場合の余弦波
の説明図。

【図１４】本発明をＩＦまでデジタル化した無線通信機
器に適用した場合のブロック図。

【図１５】従来における無線通信機器のブロック図。

【図１６】従来例に関し、ＲＦまでをデジタル化した無
線通信機器のブロック図。

【図１７】デジタル化直交変調器のブロック図。

【図１８】変調器出力における同相および直交成分の周
波数特性図。

【図１９】デジタル化直交検波器のブロック図。

【符号の説明】

１…送信ビットストリーム、２…波形生成部、８，１
１，１４…ＢＰＦ、９…ＰＡ、１０…ＳＷ、１２…アン
テナ、１３…ＬＮＡ、１０４…Ａ／Ｄ変換器、２０…復
調器、２１…受信ビットストリーム、１０１,１０６…
周波数シフト部およびサンプル速度変換部、１０２…デ
ジタル化直交変調器、１０５…デジタル化直交検波器、
１０１−１…インターポレータ、１０６−１…デシメー
タ、１０１−２…周波数シフト部。

Claims (6)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】送信キャリア周波数ｆｎが、ｆｎ＝Ａ×ｆ
   ｃｈ＋Δｆ（ただし、ｆｃｈ：キャリア周波数間隔，
   Ａ：整数，Δｆ：オフセット周波数）と記述される関係
   を有する場合に、波形生成後の同相成分をＩ(ｔ)，直交
   成分をＱ(ｔ)と表した際に、 【数１】 Ｉ′(ｔ)＝Ｉ(ｔ)×cos(２πΔｆｔ)−Ｑ(ｔ)×sin(２πΔｆｔ) Ｑ′(ｔ)＝Ｉ(ｔ)×sin(２πΔｆｔ)＋Ｑ(ｔ)×cos(２πΔｆｔ)…（数１） にて示される構成により、Ｉ′およびＱ′を生成し、前
   記生成されたＩ′およびＱ′をデジタル化された直交変
   調器の同相成分および直交成分入力信号として使用する
   ことを特徴とする無線通信機器。
2. 【請求項２】前記デジタル化された直交変調器における
   キャリア生成用離散正弦波データが一周期をＮ等分した
   振幅値で構成されている場合、Ｎが４の整数倍である請
   求項１の無線通信機器。
3. 【請求項３】前記キャリア生成用離散正弦波データにお
   いて、サンプル周波数ｆｓおよび前記キャリア周波数間
   隔ｆｃｈとの間に、ｆｓ＝Ｂ×ｆｃｈ（Ｂ：整数）の関
   係を有する請求項１または請求項２の無線通信機器。
4. 【請求項４】受信キャリア周波数ｆｎが、ｆｎ＝Ａ×ｆ
   ｃｈ＋Δｆ（ただし、ｆｃｈ：キャリア周波数間隔，
   Ａ：整数，Δｆ：オフセット周波数）と記述される関係
   を有する場合に、 直交検波器出力の同相成分をＩ(ｔ)，直交成分をＱ(ｔ)
   と表した際に、 【数２】 Ｉ′(ｔ)＝Ｉ(ｔ)×cos(２πΔｆｔ)＋Ｑ(ｔ)×sin(２πΔｆｔ) Ｑ′(ｔ)＝−Ｉ(ｔ)×sin(２πΔｆｔ)＋Ｑ(ｔ)×cos(２πΔｆｔ） …（数２） にて示される構成により、Ｉ′およびＱ′を生成し、前
   記生成されたＩ′およびＱ′より位相または振幅情報を
   抽出し、前記抽出された位相または振幅情報を基に復調
   動作を行うことを特徴とする無線通信機器。
5. 【請求項５】デジタル化された直交検波器におけるキャ
   リア生成用離散正弦波データが一周期をＮ等分した振幅
   値にて構成されている場合、Ｎが４の整数倍である請求
   項４の無線通信機器。
6. 【請求項６】前記キャリア生成用離散正弦波（もしくは
   余弦波）データにおいて、サンプル周波数ｆｓおよび前
   記キャリア周波数間隔ｆｃｈとの間に、ｆｓ＝Ｂ×ｆｃ
   ｈ（Ｂ：整数）と示される関係を有することを特徴とす
   る請求項４または請求項５の無線通信機器。