JPH09247934A - 電流共振形コンバータ回路及び力率改善コンバータ回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 自励式電流共振形コンバータにおいて、バイ
ポーラのスイッチング素子の蓄積時間Ｔｓとクランプダ
イオードの逆回復時間Ｔｒｒ等の特性上のばらつきを解
消して、設計効率及び回路の信頼性を向上する。 【解決手段】 スイッチング素子Ｑ₁ のベース−エミッ
タ間に対して、クランプダイオードＤ_B1及びツェナーダ
イオードＤ_Z1を直列に挿入し、スイッチング素子Ｑ₂ 側
に対してもクランプダイオードＤ_B2及びツェナーダイオ
ードＤ_Z2を同様に設け、スイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ を
駆動する自励発振回路は、並列共振回路（Ｎ_B1／Ｃ_D1及
びＮ_B2／Ｃ_D2）として高レベルのドライブ電圧が得られ
るようにする。これによって、クランプダイオードにベ
ース電流Ｉ_B を分流させないようにしてドライブ電圧を
保ち、ターンオフ時のマイナスのベース電流Ｉ_B を増加
させてスイッチング素子のＴｓを小さくする。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、スイッチング電源
回路として用いられる電流共振形コンバータ回路、及び
スイッチング電源回路の力率を改善するように設けられ
る電流共振形コンバータによる力率改善コンバータ回路
に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】近年、高周波の比較的大きい電流及び電
圧に耐えることができるスイッチング素子の開発によっ
て、商用電源を整流して所望の直流電圧を得る電源装置
としては、大部分がスイッチング方式の電源装置になっ
ている。スイッチング電源はスイッチング周波数を高く
することによりトランスその他のデバイスを小型にする
と共に、大電力のＤＣ−ＤＣコンバータとして各種の電
子機器の電源として使用される。

【０００３】ところで、一般に商用電源を整流すると平
滑回路に流れる電流は歪み波形になるため、電源の利用
効率を示す力率が損なわれるという問題が生じる。ま
た、歪み電流波形となることによって発生する高調波を
抑圧するための対策が必要とされている。

【０００４】そこで、スイッチング電源回路において力
率を改善する力率改善手段として、整流回路系において
ＰＷＭ制御方式の昇圧型コンバータを設けて力率を１に
近付ける、いわゆるアクティブフィルタを設ける方法が
知られている。ただし、このようなアクティブフィルタ
は、高ＥＭＩ対策のための部品の増加／大型化などによ
って回路規模の拡大、高コストなど要因を多く抱えてい
ることから、電源回路の小型化及び低コスト化の観点か
らは不利となる。また、アクティブフィルタにおける電
力損失が比較的大きいことも知られている。

【０００５】そこで先に本出願人により、自励式の電流
共振形コンバータを用いて整流出力をスイッチングし、
これによって交流入力電流の導通角を拡大して力率改善
を図るように構成された力率改善コンバータ回路が各種
提案されている。このような電流共振形コンバータによ
る力率改善コンバータ回路では、コンバータ回路のスイ
ッチング動作が電流共振形とされることで、アクティブ
フィルタと比較して、低ノイズ化が実現されると共に回
路規模も小さくて済み、これに伴って低コスト化を図る
ことも可能とされる。また、電力損失も大幅に低減され
て電力変換効率も向上される。

【０００６】図９は、先に本出願人により出願された発
明に基づいて構成することのできる力率改善コンバータ
回路を備えてなる電源回路の一例を示す回路図とされ
る。この図に示す電源回路においては、商用交流電源Ａ
Ｃに対してコモンモードのノイズを除去するノイズフィ
ルタとして、コモンモードチョークコイルＣＭＣとアク
ロスコンデンサＣ_L が設けられている。商用交流電源Ａ
Ｃはブリッジ整流回路Ｄ₁ により全波整流される。この
場合には、ブリッジ整流回路Ｄ₁ の整流出力ラインと、
平滑回路である平滑コンデンサＣｉ間に対して力率改善
コンバータ部２０が設けられて、後述するようにして力
率改善を図る。

【０００７】スイッチング電源部１は、平滑コンデンサ
Ｃｉの両端に得られる整流平滑電圧Ｅｉを入力してスイ
ッチング動作を行い、二次側より直流出力電圧Ｅ₁ 、Ｅ
₂ を出力するＤＣ−ＤＣコンバータとされ、例えばこの
場合には、ＰＷＭ方式により定電圧化制御を行うスイッ
チングコンバータが備えられているものとされる。

【０００８】この図に示す力率改善コンバータ部２０に
おいては、先ず、ブリッジ整流回路Ｄ₁ の正極出力端子
と平滑コンデンサＣｉの正極端子間のライン（整流出力
ライン）に対して、フィルタチョークコイルＬ_N −高速
リカバリ型ダイオードＤ₂ が直列に挿入されている。こ
こで、高速リカバリ型ダイオードＤ₂ はアノードがブリ
ッジ整流回路Ｄ₁ 側となる方向により挿入されている。
この場合、ブリッジ整流回路Ｄ₁ の正極出力端子と上記
フィルタチョークコイルＬ_N の接続点と、平滑コンデン
サＣｉの正極端子間にはフィルタコンデンサＣ_N が挿入
されて、フィルタチョークコイルＬ_N と共にノーマルモ
ードのローパスフィルタを形成している。また、高速リ
カバリ型ダイオードＤ₂ に対しては並列に共振用コンデ
ンサＣ₂ が接続されている。なお、共振用コンデンサＣ
₂ の作用については後述する。

【０００９】この力率改善コンバータ部２０においては
整流平滑電圧Ｅｉを動作電源とする自励式の電流共振形
コンバータが備えられている。この電流共振形コンバー
タとしては、図のようにハーフブリッジ結合された２つ
のバイポーラトランジスタのスイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ
₂ が備えられ、整流平滑電圧Ｅｉを動作電源としてスイ
ッチング動作を行う。この場合、スイッチング素子Ｑ₁
のコレクタが平滑コンデンサＣｉの正極端子と接続さ
れ、エミッタはスイッチング素子Ｑ₂ のコレクタと接続
される。スイッチング素子Ｑ₂ のエミッタは一次側アー
スに接地される。また、スイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ の
各コレクタ−ベース間には、それぞれ起動抵抗Ｒ_S1、Ｒ
_S2が挿入され、抵抗Ｒ_B1、Ｒ_B2によりスイッチング素子
Ｑ₁ 、Ｑ₂ のベース電流（ドライブ電流）を調整する。
また、スイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ の各ベース−エミッ
タ間にはそれぞれクランプダイオードＤ_B1、Ｄ_B2が挿入
される。この、クランプダイオードＤ_B1、Ｄ_B2には逆回
復時間Ｔｒｒが長い（この場合には１０μｓ〜１６μｓ
程度とされる）低速ダイオードが用いられる。そして、
共振コンデンサＣ_B1、Ｃ_B2は次に説明するドライブトラ
ンスＰＲＴの駆動巻線Ｎ_B1、Ｎ_B2と共に、スイッチング
素子を自励発振駆動するための直列共振回路を形成して
いる。また、スイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ の各コレクタ
−エミッタ間にはそれぞれコンデンサＣ_C1、Ｃ_C2が並列
に接続されて、矩形波となるスイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ
₂ のスイッチング電圧の立ち上がり／立ち下がり帰還に
傾きを与え、スイッチングノイズを抑制するようにして
いる。

【００１０】ドライブトランスＰＲＴ（Power Regulati
ng Transformer) は、スイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ を駆
動すると共にスイッチング周波数を可変制御する。この
ドライブトランスＰＲＴは、駆動巻線Ｎ_B1、Ｎ_B2と、駆
動巻線Ｎ_B1を巻き上げるようにして設けられる巻線Ｎ_D
に対して、その巻回方向が直交するようにして巻装され
た制御巻線Ｎ_C が設けられる直交型の可飽和リアクトル
とされている。駆動巻線Ｎ_B1は、その一端が抵抗Ｒ_B1−
共振コンデンサＣ_B1を介してスイッチング素子Ｑ₁ のベ
ースと接続され、他端はスイッチング素子Ｑ₁ のエミッ
タに接続される。また、駆動巻線Ｎ_B2の一端はアースに
接地されると共に、他端は抵抗Ｒ_B2−共振コンデンサＣ
_B2を介してスイッチング素子Ｑ₂ のベースと接続されて
おり、駆動巻線Ｎ_B1とは逆の極性の電圧が出力されるよ
うになされている。

【００１１】コンバータトランスＣＶＴは、一次巻線Ｎ
₁ と三次巻線Ｎ₃ を巻装して構成される。なお、この場
合一次巻線Ｎ₁ は後述するようにして整流経路にスイッ
チング電圧を重畳するためのインダクタとされる。上記
コンバータトランスＣＶＴの一次巻線Ｎ₁ の一端は、巻
線Ｎ_D を介してスイッチング素子Ｑ₁ のエミッタとスイ
ッチング素子Ｑ₂ のコレクタの接続点（スイッチング出
力点）と接続されて、その他端は直列共振コンデンサＣ
₁ を介してフィルタチョークコイルＬ_N と高速リカバリ
型ダイオードＤ₂ との接続点と接続される。上記接続形
態によると、コンバータトランスＣＶＴの一次巻線Ｎ₁
と直列共振コンデンサＣ₁ は直列に接続されることにな
るが、一次巻線Ｎ₁ のインダクタンス成分と直列共振コ
ンデンサＣ₁ のキャパシタンスとによって、このスイッ
チングコンバータを電流共振形とするための直列共振回
路を形成するようにされている。そして、この直列共振
回路に対してスイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ のスイッチン
グ動作により得られるスイッチング出力が供給されると
共に、このスイッチング出力を、フィルタチョークコイ
ルＬ_N と高速リカバリ型ダイオードＤ₂ の接続点に印加
するようにされる。

【００１２】また、トランジスタＱ₁₀は、制御巻線Ｎ_C
に対して制御電流Ｉ_C を供給するために設けられる。こ
の場合、トランジスタＱ₁₀のベースは、整流平滑電圧Ｅ
ｉのラインと一次側アース間に対して直列に挿入された
分圧抵抗Ｒ₁₁、Ｒ₁₂の分圧点と接続されて、整流平滑電
圧Ｅｉのレベルに応じた直流電流が供給される。また、
コンバータトランスＣＶＴの三次巻線Ｎ₂ は、スイッチ
ングコンバータのスイッチング動作により交番電圧が発
生するが、上記三次巻線Ｎ₃ に対しては接続された整流
ダイオードＤ₃ 、平滑コンデンサＣ₃ からなる半波整流
回路及び抵抗Ｒ₃ 及びツェナーダイオードＺＤ₁ からな
る定電圧回路によって所定レベルの直流電圧が生成され
る。この直流電圧は、トランジスタＱ₁₀の動作電源とし
て制御巻線Ｎ_C を介してトランジスタＱ₁₀のコレクタに
供給される。トランジスタＱ₁₀のエミッタは抵抗Ｒ₁₃を
介して一次側アースに接地される。

【００１３】力率改善コンバータ部２０は上記のように
して構成されるが、その電流共振形コンバータのスイッ
チング動作としては次のようになる。先ず商用交流電源
が投入されると、例えば起動抵抗Ｒ_S1、Ｒ_S2を介してス
イッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ のベースにベース電流が供給
されることになるが、例えばスイッチング素子Ｑ₁ が先
にオンとなったとすれば、スイッチング素子Ｑ₂ はオフ
となるように制御される。そしてスイッチング素子Ｑ₁
の出力として、共振電流検出巻線Ｎ_D →一次巻線Ｎ₁ →
直列共振コンデンサＣ₁ に共振電流が流れるが、この共
振電流が０となる近傍でスイッチング素子Ｑ₂ がオン、
スイッチング素子Ｑ₁ がオフとなるように制御される。
そして、スイッチング素子Ｑ₂ を介して先とは逆方向の
共振電流が流れる。以降、スイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂
が交互にオンとなる自励式のスイッチング動作が開始さ
れる。このように、平滑コンデンサＣｉの端子電圧を動
作電源としてスイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ が交互に開閉
を繰り返すことによって、コンバータトランスＣＶＴの
一次側巻線Ｎ₁ に共振電流波形に近いドライブ電流を供
給する。なお、ドライブトランスＰＲＴによるスイッチ
ング周波数の可変制御については後述する。

【００１４】そして、本実施の形態の力率改善コンバー
タ部２０における力率改善動作としては次のようにな
る。上述のように、電流共振形コンバータのスイッチン
グ動作が行われると、そのスイッチング出力はコンバー
タトランスＣＶＴの一次巻線Ｎ₁ に供給される。そし
て、コンバータトランスＣＶＴにおいては一次巻線Ｎ₁
に供給されたスイッチング出力により発生するスイッチ
ング周期の交番電圧を、直列共振コンデンサＣ₁ の静電
容量結合を介して、フィルタチョークコイルＬ_N と高速
リカバリ型ダイオードＤ₂ の接続点に印加する。上記フ
ィルタチョークコイルＬ_N と高速リカバリ型ダイオード
Ｄ₂ は、ブリッジ整流回路Ｄ₁ の正極出力ラインに挿入
されていることから、直列共振回路を介して印加された
スイッチング電圧により、整流経路を介する整流出力電
圧に対してスイッチング電圧が重畳されることになる。
そして、このスイッチング電圧の重畳分によって、整流
経路に挿入されている高速リカバリ型ダイオードＤ₂ で
は整流電流をスイッチング周期で断続する動作が得られ
ることになる。この動作により、力率改善コンバータ部
２０においては整流出力電圧にスイッチング出力が重畳
された状態で平滑コンデンサＣｉに充電を行うようにさ
れ、このスイッチング電圧の重畳分によって平滑コンデ
ンサＣｉの両端電圧をスイッチング周期で引き下げるよ
うにされる。このため、整流出力電圧レベルが平滑コン
デンサの両端電圧（整流平滑電圧Ｅｉ）よりも低いとさ
れる期間にも平滑コンデンサＣｉへ充電電流が流れるよ
うにされる。この結果、交流入力電流の平均的な波形が
交流入力電圧の波形に近付くようにされ、交流入力電流
の導通角が拡大されることになって力率改善が図られる
ことになる。

【００１５】また、高速リカバリ型ダイオードＤ₂ に対
して並列に接続される共振用コンデンサＣ₂ は、例えば
フィルタチョークコイルＬ_N 及びフィルタコンデンサＣ
_N と共に並列共振回路を形成する。この並列共振回路は
負荷変動に対応してその共振インピーダンスが変化する
ようにされており、この電源回路の負荷が軽くなった時
に、整流経路に帰還されるスイッチング電圧を抑圧する
ようにしている。この結果、軽負荷時の平滑コンデンサ
Ｃｉの端子電圧の上昇を抑制することになる。

【００１６】また、この図に示すような力率改善コンバ
ータ回路のように、電流共振形コンバータのスイッチン
グ出力を整流経路に帰還するように構成された力率改善
コンバータにおいては、仮にスイッチング周波数が固定
されていると、入力される交流入力電圧が上昇するのに
従って、力率特性が低下する。そこで、ドライブトラン
スＰＲＴにより電流共振形コンバータのスイッチング周
波数を可変することによって、入力される交流入力電圧
レベルに対して力率がほぼ一定となるように制御可能に
構成されている。

【００１７】例えば、この図に示す電源回路の商用交流
電源に入力される交流入力電圧Ｖ_ACが上昇したように変
化したとすると、これに対応して整流平滑電圧Ｅｉも上
昇することから、整流平滑電圧Ｅｉから分圧抵抗Ｒ₁₁を
介してトランジスタＱ₁₀のベースに供給されるベース電
流が増加する。これによりトランジスタＱ₁₀は、コレク
タ電流レベルを大きくするように動作することから、コ
レクタに接続された制御巻線Ｎ_C には、上記コレクタ電
流が制御電流Ｉ_S として流れることになる。つまり、交
流入力電圧レベルが上昇するのに応じて制御巻線Ｎ_C に
流れる制御電流Ｉ_S のレベルが大きくなるように制御さ
れる。ドライブトランスＰＲＴでは、上記のように制御
電流Ｉ_S のレベルが大きくなることにより、駆動巻線Ｎ
_B1、Ｎ_B2のインダクタンスを小さくする。これにより、
駆動巻線Ｎ_B1と共振コンデンサＣ_B1、及び駆動巻線Ｎ_B2
と共振コンデンサＣ_B2により形成される２組の自励発振
駆動回路の共振周波数を低下させ、スイッチング素子Ｑ
₁₁、Ｑ₁₂のスイッチング周波数を高くするように制御す
ることになる。この場合、直列共振回路の共振周波数に
対してスイッチング周波数が変化することになるが、こ
れによって直列共振回路に供給されるスイッチング出力
の帰還量が変化して、この場合には力率改善を高めるよ
うに制御されることになる。

【００１８】図１０は、上記図９に示した力率改善コン
バータ部２０の要部の動作をスイッチング周期で示す波
形図とされ、この場合にはスイッチング素子Ｑ₂ 側のス
イッチング動作に関連する動作波形が示されている。な
お、スイッチング素子Ｑ₁ 及びＱ₂ は交互にオン／オフ
動作を繰り返し、その動作としては交流的に同様となる
ため、スイッチング素子Ｑ₁ 側の動作波形の図示は省略
する。

【００１９】図１０において、図１０（ａ）はスイッチ
ング素子Ｑ₂ のコレクタ−エミッタ間電圧Ｖ_CEを示し、
図１０（ｂ）は、スイッチング素子Ｑ₂ のコレクタ電流
Ｉ_Cを示す。図１０（ｃ）は、スイッチング素子Ｑ₂ の
ベース電流Ｉ_B を示し、図１０（ｄ）はスイッチング素
子Ｑ₂ のベース−エミッタ間電圧Ｖ_BEを示す。また、図
１０（ｄ）は駆動巻線Ｎ_B2の両端に得られるドライブ電
圧Ｖ_D とされ、図１０（ｆ）はクランプダイオードＤ_B2
に流れる電流Ｉ_D を示す。この場合には図の矢印に示す
方向が電流Ｉ_D の流れる正方向と見なされる。

【００２０】この場合、図１０（ｆ）の電流Ｉ_D が期間
Ｔ１１より前の期間から正のレベルとなっていることか
ら分かるように、スイッチング素子Ｑ₂ 側の駆動巻線Ｎ
_B2に流れるドライブ電流（図示しない）は、スイッチン
グ素子Ｑ₁ がオフとなる前に正レベルに転じている。し
かし、前述のようにクランプダイオードＤ_B1には逆回復
時間Ｔｒｒが存在することから、例えば図１０（ｆ）に
示すように期間Ｔ１１においてクランプダイオードＤ_B1
の逆回復電流が流れることで、ベース電流Ｉ_Bが導通し
ないようにされ、スイッチング素子Ｑ₂ は、期間Ｔ１１
まではオンとならないように制御される。つまり、この
電流共振形による力率改善コンバータ回路では、低速ダ
イオードの逆回復電流を利用してスイッチング素子Ｑ
₁ 、Ｑ₂ が共にオンとなる状態を回避するようにされて
いる。

【００２１】そして、スイッチング素子Ｑ₂ は、スイッ
チング素子Ｑ₁ のオフ時に生じるコンバータトランスＣ
ＶＴの一次巻線Ｎ₁ の励磁エネルギーにより発生するダ
ンパー電流により、期間Ｔ１２においてオフからオンに
変化するようにされる。なお、このときのダンパー電流
は、『一次巻線Ｎ₁ →直列共振コンデンサＣ₁ →（共振
用コンデンサＣ₂ ／高速リカバリ型ダイオードの並列接
続）→平滑コンデンサＣｉ→一次側アース→クランプダ
イオードＤ_B2→スイッチング素子Ｑ₂ のベース→スイッ
チング素子Ｑ₂ のコレクタ→巻線Ｎ_D →一次巻線Ｎ₁ 』
のループで流れるようにされる。次にベース電流Ｉ_B が
エミッタへ流れる期間Ｔ１３においては、先の期間Ｔ１
２におけるダンパー電流に対する逆回復電流がクランプ
ダイオードＤ_B2に発生する。このため、この期間Ｔ１３
においてスイッチング素子Ｑ₂ に流れるべきベース電流
Ｉ_B は分岐してクランプダイオードＤ_B2にも流れ、その
レベルは駆動巻線Ｎ_B2のドライブ電流よりも小さくな
る。これに伴って、駆動巻線Ｎ_B2のドライブ電圧Ｖ_D の
振幅（ピークレベルをＶ₁ で示す）も小さくなるが、こ
れにより期間Ｔ１４〜Ｔ１５において図１０（ｃ）に示
すベース電流Ｉ_B のマイナスの電流（ベース電荷の引き
抜き電流）のレベルＩ₁ も小さくなる。このため、スイ
ッチング素子Ｑ₂ の蓄積時間Ｔｓも長くなる。

【００２２】

【発明が解決しようとする課題】図９に示した力率改善
コンバータ回路のスイッチング動作は、上記図１０によ
る動作波形図の説明から理解されるように、バイポーラ
トランジスタによるスイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ の蓄積
時間Ｔｓ及び低速型のクランプダイオードＤ_B1、Ｄ_B2の
逆回復時間Ｔｒｒのバランスに依存する。ただし、上記
スイッチング素子の蓄積時間Ｔｓ及び逆回復時間Ｔｒｒ
にはばらつきがあり、その値による最悪条件と最適条件
の差が比較的開くことが分かっている。このため、スイ
ッチング素子については少なくとも蓄積時間Ｔｓについ
て選別を行い、クランプダイオードについては逆回復時
間Ｔｒｒについて選別を行う必要があった。また、温度
上昇に対してスイッチング素子の蓄積時間Ｔｓが指数関
数的に変化するのに対して、クランプダイオードの逆回
復時間Ｔｒｒはリニアに変化する。このため、両者のバ
ランスをとって温度変化に対する良好な補償を行うこと
が比較的困難とされており、例えば低温時にはドライブ
不足による間欠発振や起動不良となる可能性があり、高
温時においてはスイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ が共にオン
／オン状態となることによる熱暴走に対するマージンが
少なくなることが分かっている。

【００２３】また、図１０（ｃ）にて説明したように、
スイッチング素子のターンオフ時には、期間Ｔ１２にお
いて発生するクランプダイオードのダンパー電流に対す
る逆回復電流の作用によって、期間Ｔ１３におけるベー
ス電流Ｉ_B のマイナスレベルの電流量が少なくなる。こ
のためにスイッチング素子Ｑ₂ では下降時間Ｔｆによる
スイッチング損失が比較的大きくなる。また、これに伴
って、スイッチング素子の蓄積時間Ｔｓも増加するため
に、スイッチング素子オン時にはベース電流Ｉ_B のプラ
ス電流がクランプダイオードＤ_B2にも分流する。このた
めに、本来スイッチング素子Ｑ₂ のベースに供給される
べきベース電流Ｉ_B が減少するが、これによってコレク
タ飽和電圧Ｖ_CE(SAT) による電力損失が増加していくこ
とも分かっている。

【００２４】

【課題を解決するための手段】そこで、本発明は上記し
た問題点を考慮して、電流共振形コンバータ及び力率改
善コンバータ回路としての特性のばらつきの低減、温度
保証範囲の拡大、電力変換効率等の特性面での向上を図
って信頼性を高めると共に、スイッチング素子及びクラ
ンプダイオードの特性上のばらつき要因をできるだけ排
除して、回路設計効率の向上を図ることを目的とする。

【００２５】このため、バイポーラトランジスタがスイ
ッチング素子として用いられ、自励発振駆動回路を備え
てスイッチング素子を駆動するスイッチング回路系と、
直列共振コンデンサ及び直列共振巻線により形成され、
上記スイッチング回路系のスイッチング出力が供給され
る直列共振回路とを備えた電流共振形コンバータにおい
て、上記自励発振回路により生成される駆動電圧を所要
のレベルにまで設定可能なように設けられる駆動電圧レ
ベル設定回路を備えてることとした。そして、駆動電圧
レベル設定回路としては、スイッチング素子のベース−
エミッタ間に挿入されてクランプ電流の経路を形成する
ためのダイオード素子に対して直列に接続され、設定さ
れるべき駆動電圧レベルに対応するツェナー電圧を有す
るツェナーダイオード素子を備えて構成することとし
た。また、自励発振駆動回路としては、駆動巻線と共振
コンデンサを並列接続した並列共振回路とすることとし
た。また、スイッチング素子と、このスイッチング素子
に対して設けられる駆動電圧レベル設定回路よりなる回
路部を１パッケージの部品として構成することとした。

【００２６】そして、上記構成によると、例えばツェナ
ーダイオード素子により、クランプ電流の経路を形成す
るためのダイオード素子にはダンパー電流が流れないよ
うにされ、このツェナーダイオード素子のツェナー電圧
によりスイッチング素子を駆動する自励発振駆動回路の
ドライブ電圧のレベル（振幅）を決定するようにされる
が、ドライブ電圧のレベルを大きく設定することで、ス
イッチング素子ターンオフ時のマイナスレベルのベース
電流（ベースの蓄積電荷の引き抜き電流）も大きくなる
ようにされる。この結果、バイポーラトランジスタであ
るスイッチング素子の蓄積時間Ｔｓを小さくして、回路
の動作に対する蓄積時間Ｔｓの影響を小さくすることが
可能となる。

【００２７】

【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態につい
て図１〜図８を参照して説明する。なお、本発明として
の電流共振形コンバータ回路は、単体のスイッチング電
源回路としての構成を採ることが可能とされるが、以下
説明する実施の形態は、本発明の電流共振形コンバータ
回路に力率改善のための回路構成を付加した力率改善コ
ンバータとして構成しているものとされる。

【００２８】第１の実施の形態 図１は、本発明の第１の実施の形態としての力率改善コ
ンバータ回路を備えた電源回路の構成例を示す回路図と
され、先に先行技術として示した図９と同一部分は同一
符号を付して説明を省略する。この図に示す本実施の形
態としての力率改善コンバータ回路としては、力率改善
コンバータ部１０がこれに相当する。この力率改善コン
バータ部１０においては、図のようにスイッチング素子
Ｑ₁ のベース−エミッタ間にツェナーダイオードＤ_Z1及
びクランプダイオードＤ_B1が直列接続されて挿入されて
いる。この場合、ツェナーダイオードＤ_Z1のアノードが
スイッチング素子Ｑ₁ のベースと接続され、ツェナーダ
イオードＤ_Z1のカソードはクランプダイオードＤ_B1のカ
ソードと接続される。クランプダイオードＤ_B1のアノー
ドはスイッチング素子Ｑ₁ のエミッタと接続される。ま
た、スイッチング素子Ｑ₂ のベース−エミッタ間には、
ツェナーダイオードＤ_Z2及びクランプダイオードＤ_B2が
直列接続されて挿入されており、その接続形態は、上記
スイッチング素子Ｑ₁ 側に設けられるツェナーダイオー
ドＤ_Z1及びクランプダイオードＤ_B1と同様となる。本実
施の形態の場合、クランプダイオードＤ_B1、Ｄ_B2は、そ
れぞれツェナーダイオードＤ_Z1、Ｄ_Z2を順方向（アノー
ド→カソード）に流れようとする電流を阻止するための
逆流阻止用ダイオードとしての作用を有する。

【００２９】また、本実施の形態においては駆動巻線Ｎ
_B1に対して共振コンデンサＣ_D1が並列に設けられて並列
共振回路を形成し、駆動巻線Ｎ_B2に対しては共振コンデ
ンサＣ_D2が並列に接続されて、それぞれ並列共振回路を
形成するようにされる。即ち、本実施の形態において
は、スイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ は、それぞれ［駆動巻
線Ｎ_B1／共振コンデンサＣ_D1］、［駆動巻線Ｎ_B2−共振
コンデンサＣ_D2］により形成される並列共振回路により
自励発振駆動され、そのスイッチング周波数もこれら並
列共振回路により設定されることとなる。この場合、コ
ンデンサＣ_B1、Ｃ_B2はそれぞれ直流素子用コンデンサと
して作用する。

【００３０】このようにして構成される力率改善コンバ
ータ部１０では、スイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ のスイッ
チング出力を整流電流経路に帰還するための回路構成
は、図９の場合と同様であり、従って、本実施の形態と
しての力率改善動作は図９において説明したものと同様
となる。また、制御トランスＰＲＴにより整流平滑電圧
Ｅｉの変動に応じてスイッチング周波数を可変して、交
流入力電圧レベルの変化に対して力率を一定に保つため
の回路構成及びその動作も図９の場合と同様となる。

【００３１】図２は、力率改善コンバータ部１０のスイ
ッチング周期での要部の動作を示す波形図とされ、この
場合にはスイッチング素子Ｑ₂ 側のスイッチング動作に
関わる要部の動作波形が示されている。なおスイッチン
グ素子Ｑ₁ 側の動作波形は示さないが、スイッチング素
子Ｑ₁ はスイッチング素子Ｑ₂ と交互にオン／オフ動作
を行うものであり、この図２に示す動作タイミングに対
して、スイッチング周期にして１／２周期のタイミング
で位相が異なるうえで、同一の動作波形が得られるもの
とされる。図２（ａ）〜（ｆ）は、それぞれスイッチン
グ素子Ｑ₂ のコレクタ−エミッタ間電圧Ｖ_CE、コレクタ
電流Ｉ_C 、ベース電流Ｉ_B 、ベース−エミッタ間電圧Ｖ
_BE、駆動巻線Ｎ_B2の両端電圧（以下ドライブ電圧とい
う）Ｖ_D 、及びクランプダイオードＤ_B2を図１の矢印方
向に流れるクランプ電流Ｉ_D を示している。

【００３２】図２において、期間Ｔ１はスイッチング素
子Ｑ₁ がオン状態からオフ状態に移行する期間とされ、
これによって、コンバータトランスＣＶＴの励磁エネル
ギーにより一次巻線Ｎ₁ に発生するダンパー電流により
共振用コンデンサＣ₂ に蓄積された電荷が放電される。
このとき、ベース−エミッタ間電圧Ｖ_BE（図１０（ｄ）
がオン電圧に達していないために、スイッチング素子Ｑ
₂ はまだオフ状態とされている。これにより、スイッチ
ング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ が共にオン／オン状態となることが
防がれる。この場合、共振用コンデンサＣ₂ の放電が完
了して、期間Ｔ２に至っても上記ダンパー電流は継続し
て流れ、この期間Ｔ２には、ダンパー電流は『一次巻線
Ｎ₁ →直列共振コンデンサＣ₁ →（共振用コンデンサＣ
₂ ／高速リカバリ型ダイオードＤ₂ の並列接続）→平滑
コンデンサＣｉ→一次側アース→並列共振回路（駆動巻
線Ｎ_B2、共振コンデンサＣ_D2）→スイッチング素子Ｑ₂
のベース→スイッチング素子Ｑ₂ のコレクタ→共振電流
検出巻線Ｎ_D →一次巻線Ｎ₁ 』のループで流れるように
される。このため、ベース電流Ｉ_B は図１０（ｃ）に示
すように正レベルが現れ、コレクタ電流Ｉ_C は図１０
（ｂ）に示すようにマイナス方向に流れる波形が得ら
れ、このようにして、スイッチング素子Ｑ₂ はオン状態
となる。この期間Ｔ２においては、上記の経路によって
流れるダンパー電流によって、スイッチング素子Ｑ₂ の
ベースが側がマイナスとなる電位により、コンデンサＣ
_B2に対して充電が行われ、これによって、スイッチング
素子Ｑ₂ のベース電位（この場合にはＶ_BEとなる）は駆
動巻線Ｎ_B2のドライブ電圧Ｖ_D 図１０（ｅ）に対して、
コンデンサＣ_B2の電圧分だけマイナス側にシフトする
（図１０（ｄ））。この後、ダンパー電流は減少してゼ
ロとなるが、スイッチング素子Ｑ₂ においてはこれまで
流れていたダンパー電流に対する蓄積時間Ｔｓが発生す
るためにオン状態を維持する。

【００３３】次の期間Ｔ３では、図１０（ｂ）のコレク
タ電流波形がプラスレベルに変化していることからも分
かるように、図１０（ｃ）のプラスレベルのベース電流
Ｉ_Bはエミッタに流れる。次の期間Ｔ４においては、上
記期間Ｔ２、Ｔ３においてスイッチング素子Ｑ₂ のベー
スに流れ込んだ電流による蓄積電荷を放出する動作が得
られ、これによってエミッタからベースに電流が流れ
る。このためベース電流Ｉ_B はマイナスレベルに変化し
ている。そして、期間Ｔ５においてスイッチング素子Ｑ
₂ のベース電流Ｉ_B のレベルはゼロとなって、スイッチ
ング素子Ｑ₂ はオフ状態に移行し、次の期間Ｔ６におい
て、先のスイッチング素子Ｑ₂ のオン動作により生じた
ダンパー電流がスイッチング素子Ｑ₁ 側に流れるように
される。この期間Ｔ６ではスイッチング素子Ｑ₂側のド
ライブ電流が流れるループにはクランプ電流が流れず、
これに伴って、ベース−エミッタ間電圧Ｖ_BEは、ドライ
ブ電圧Ｖ_D のマイナス側への下降と共に下降していく。
そして、次の期間Ｔ７において、下降するドライブ電圧
Ｖ_D のレベルの絶対値が、［ツェナーダイオードＤ_Z2の
ツェナー電圧＋クランプダイオードＤ_B2の順方向電圧Ｖ
_F ］より大きくなると、ツェナーダイオードＤ_Z2及びク
ランプダイオードＤ_B2が導通し、図１０（ｆ）に示すよ
うにクランプ電流が流れる。このクランプ電流は、並列
共振回路（駆動巻線Ｎ_B2、共振コンデンサＣ_D2）→クラ
ンプダイオードＤ_B2→ツェナーダイオードＤ_Z1→コンデ
ンサＣ_B2→抵抗Ｒ_B2→並列共振回路（駆動巻線Ｎ_B2、共
振コンデンサＣ_D2）のループで流れる。この後、ドライ
ブ電圧Ｖ_D が上昇するのに伴って、期間Ｔ８に至ってク
ランプ電流のレベルが０となる。

【００３４】これまでの動作波形の説明から分かるよう
に、本実施の形態ではツェナーダイオードＤ_Z2が設けら
れることで、図９の回路の場合のようにクランプダイオ
ードＤ_B2にはダンパー電流が流れず、これに伴って逆回
復電流を生じないために、スイッチング素子オン時に
は、クランプダイオードＤ_B2に流れる電流レベルは０と
なるようにされる。即ち、期間Ｔ３以降においては、先
行技術である図１０の波形図のように、ベース電流Ｉ_B
がクランプダイオードＤ_B2に流れる現象は見られなくな
るが、これによってドライブ電圧Ｖ_D の振幅の減縮がな
いようにされるこのことから、本実施の形態ではスイッ
チング素子のベース−エミッタ間に直列に挿入されたク
ランプダイオードＤ_B2及びツェナーダイオードＤ_Z2は、
ドライブ電圧Ｖ_D の振幅Ｖ₁ を決定するものとみること
ができる。また、駆動巻線と共振コンデンサからなる並
列共振回路（Ｎ_B1／Ｃ_D1の並列接続、及びＮ_B2／Ｃ_D2の
並列接続）が電圧共振することによって、スイッチング
素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ のためのドライブ電圧を生成している。
なお、本実施の形態としてはツェナーダイオードＤ_Z1、
Ｄ_Z2のツェナー電圧は、例えば４〜５Ｖ程度を選定する
ことができる。

【００３５】このため、本実施の形態においては上記ド
ライブ電圧Ｖ_D の振幅Ｖ₁ （図２（ｅ））は、先行技術
の動作波形である図１０（ｅ）のドライブ電圧Ｖ_D の振
幅Ｖ₁ と比較して分かるように、より大きい振幅が得ら
れるように設定されている。これは、本実施の形態の自
励発振駆動回路が、駆動巻線Ｎ_B2／共振コンデンサＣ_D2
（駆動巻線Ｎ_B1／共振コンデンサＣ_D1）の並列共振回路
とされていることによる。これに対して、図９に示した
力率改善改善コンバータ部２０では駆動巻線Ｎ_B2−共振
コンデンサＣ_B2（駆動巻線Ｎ_B1−共振コンデンサＣ_B1）
による直列共振回路とされている。

【００３６】そして、このようにドライブ電圧Ｖ_D の振
幅が大きい場合には、期間Ｔ４のマイナスレベルのベー
ス電流Ｉ_B のレベル（Ｉ₁ ）を大きくするように作用す
る（図２（ｃ））ことになる。例えば図１０（ｃ）の期
間Ｔ１４に示したベース電流Ｉ_B のレベル（Ｉ₁ ）と比
較しても、本実施の形態のほうがレベルが大きくなって
いることが確認される。上記期間Ｔ４のマイナスレベル
のベース電流Ｉ_B は、スイッチング素子Ｑ₂ に蓄積され
た電荷の引き抜き電流と見なすことができることから、
本実施の形態ではそれだけ期間Ｔ４の時間長を短縮する
ことができる。即ち、本実施の形態においては、ツェナ
ーダイオードＤ_Z1、Ｄ_Z2のツェナー電圧の設定によって
１スイッチング周期に対する蓄積時間Ｔｓの比率を小さ
くすることが可能となり、それだけ蓄積時間Ｔｓのばら
つきの影響を小さくすることが可能となる。

【００３７】例えば、仮にスイッチング素子の蓄積時間
Ｔｓが大きくなると、ドライブ電圧Ｖ_D に応答する期間
Ｔ２としての動作の開始が遅れ、その分延長される期間
Ｔ１の終了時点付近でベース電位が上昇して、この時点
でスイッチング素子Ｑ₂ がオンとなる結果、スイッチン
グ素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ が同時にオン／オン状態となる可能性
が高くなる。前述のように蓄積時間Ｔｓはばらつきが比
較的大きいため、上記のような現象を避けるにはスイッ
チング素子であるバイポーラトランジスタＴｓについて
選別を行うことになる。また、蓄積時間Ｔｓは周囲温度
による変化も比較的大きいことが分かっている。これに
対して、本実施の形態では蓄積時間Ｔｓのばらつきの影
響を小さくすることが可能であり、従って上記のような
スイッチング動作の安定性及び周囲温度変化に対するマ
ージンを得る場合にも、蓄積時間Ｔｓのばらつきの許容
範囲をより拡く取ることができるようになる。本実施の
形態の場合、少なくともスイッチング素子についての蓄
積時間Ｔｓによる選別は不要となる。

【００３８】また、図９に示した先行技術のようにクラ
ンプダイオードＤ_B2にプラスレベルのベース電流Ｉ_B が
分岐して流れることで、起動時にスイッチング素子が間
欠発振を継続して引き起こす可能性があることが分かっ
ている。この対策としてドライブ電流制限抵抗Ｒ_B1、Ｒ
_B2の値を小さく設定してベースに供給されるドライブ電
流を増加させる方法があるが、この場合には高温時にお
けるスイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ のオン／オン状態防止
のためのマージンが犠牲となり、蓄積時間Ｔｓの選別が
要求された。これに対して本実施の形態では、図２
（ｆ）に示したようにクランプダイオードＤ_B2にはスイ
ッチング素子オフ時のクランプ電流のみが流れるように
されるため、起動時の間欠発振の問題は解消され、これ
によっても蓄積時間Ｔｓによる選別は不要とされること
になる。

【００３９】また、本実施の形態においては電力変換効
率も向上される。これは、前述のようにツェナーダイオ
ードＤ_Z1、Ｄ_Z2の挿入によってドライブ電圧Ｖ_D の振幅
を大きく設定し、期間Ｔ４のベース電流Ｉ_B のマイナス
レベルを増加させることによって、ベースの電荷の引き
抜きに要する時間を短縮してスイッチング素子オフ時の
電力損失を抑制することが可能となる。また、図９の回
路ではプラスレベルのベース電流がクランプダイオード
にも分流してベース電流レベルが抑えられることにより
コレクタ飽和電圧Ｖ_CE(SAT) が上昇し、それだけスイッ
チング素子オン時の電力損失が存在したが、本実施の形
態ではプラスレベルのベース電流はクランプダイオード
を流れないようにされるため、コレクタ飽和電圧Ｖ
_CE(SAT) も低下してそれだけ電力損失も低減されること
になる。また、これに伴って、先行技術の回路と同等の
電力変換効率としながらより高いスイッチング周波数を
設定して、その分コンバータトランスＣＶＴや共振コン
デンサなどの周辺部品の小型化を図ることも可能であ
る。

【００４０】また、スイッチングトランジスタの蓄積時
間Ｔｓのばらつきや温度変化などにより、トランジスタ
のオン時間が変化するため、仮に駆動巻線のインダクタ
ンスが一定であれば、蓄積時間Ｔｓが大きくなるのに応
じてスイッチング周波数は低下し出力電圧が上昇するよ
うに変化する。そして、本実施の形態の場合にはこれま
で述べてきているように蓄積時間Ｔｓの影響は小さく見
ることができるため、それだけ直流出力電圧（整流平滑
電圧Ｅｉ）の変動率が抑制されることになる。これに伴
って、温度変化による整流平滑電圧Ｅｉの変動に対する
制御状態の変化も小さくなる。このように温度変化に対
する特性変化が安定するために、例えば温度変化の激し
い環境で用いられる車載用機器の電源回路としても好適
な電流共振形コンバータを得ることができる。また、ス
イッチングＱ₁ 、Ｑ₂ 間の蓄積時間Ｔｓのアンバランス
は、例えば直流出力電圧の変動率等に影響を与えるが、
このアンバランスのマージンの許容範囲も本実施の形態
では拡大される。

【００４１】第２の実施の形態 図３は、本発明の第２の実施の形態としての力率改善コ
ンバータ回路を備えたスイッチング電源回路の構成を示
す回路図とされ、図１と同一部分には同一符号を付して
説明を省略する。この図に示す力率改善コンバータ部１
１においては、力率改善のための回路系として磁気結合
トランスＭＣＴが備えられる。磁気結合トランスＭＣＴ
は、少なくとも一次巻線Ｎ₁ と二次巻線Ｎ₂ をフェライ
トコア等によって磁気的に密結合するように巻装して形
成される。なお、この場合にはスイッチング素子Ｑ₁ 、
Ｑ₂ のための駆動巻線Ｎ_B1、Ｎ_B2が巻装されており、本
実施の形態では磁気結合トランスＭＣＴがスイッチング
素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ を駆動するためのコンバータドライブト
ランスの機能を兼用する構成が採られている。

【００４２】磁気結合トランスＭＣＴに巻装される二次
巻線Ｎ₂ はブリッジ整流回路Ｄ₁ の正極出力ラインにお
いて、高速リカバリ型ダイオードＤ₂ と平滑コンデンサ
Ｃｉの正極端子間に直列に挿入されている。また、この
場合には共振用コンデンサＣ₂ は二次巻線Ｎ₂ に対して
並列に設けられて、二次巻線Ｎ₂ のインダクタンス成分
と共に並列共振回路を形成するようにされるが、その作
用は図１の場合と同様であり、軽負荷時の整流平滑電圧
Ｅｉの上昇を抑制する。また、この場合には一次巻線Ｎ
₁ の一端は直列共振コンデンサを介してスイッチング出
力点接続されると共に他端は一次側アースに接地される
ことで、スイッチング出力が供給されるようになってい
る。

【００４３】上記磁気結合トランスＭＣＴを備えた場合
の力率改善動作であるが、この場合には、磁気結合トラ
ンスＭＣＴの一次巻線Ｎ₁ に対してスイッチング素子Ｑ
₁ 、Ｑ₂ のスイッチング出力が供給されてスイッチング
周期の電圧（スイッチング電圧）が得られることにな
る。この一次巻線Ｎ₁ に得られたスイッチング電圧は磁
気結合トランスＭＣＴの磁気結合を介して二次巻線Ｎ₂
に伝送され、これによって、ブリッジ整流回路Ｄ₁ の整
流電流経路に対してスイッチング電圧が重畳するように
して帰還されることになる。このようにして整流出力電
圧に重畳されたスイッチング電圧の重畳分によって、高
速リカバリ型ダイオードＤ₂ は整流電流をスイッチング
周期でスイッチングするように動作することになり、以
降は図９にて説明したのと同様の作用によって力率改善
が図られることになる。

【００４４】また、本実施の形態ではスイッチング素子
Ｑ₁ と、そのベース−エミッタ間に挿入されるツェナー
ダイオードＤ_Z1及びクランプダイオードＤ_B1、及びスイ
ッチング素子Ｑ₁ 、とツェナーダイオードＤ_Z2及びクラ
ンプダイオードＤ_B2の各素子を１パッケージとしたパッ
ケージ部品部３として構成される。図４は、パッケージ
部品部３の外観例を示す正面図とされており、例えば、
この場合には本体部が２０ｍｍ×１６．８ｍｍのサイズ
とされており、Ｐ１〜Ｐ６の６本のピン端子が設けられ
ている。図５はパッケージ部品部３の内部回路構成を示
す回路図とされて、［スイッチング素子Ｑ₁ 、ツェナー
ダイオードＤ_Z1、クランプダイオードＤ_B1］及び［スイ
ッチング素子Ｑ₂ 、ツェナーダイオードＤ_Z2、クランプ
ダイオードＤ_B2］については、図２に示す接続形態と同
様とされている。そして、ピン端子Ｐ１はスイッチング
素子Ｑ₁ のベースと接続され、ピン端子Ｐ２はコレクタ
と接続され、ピン端子Ｐ３はエミッタと接続される。同
様にして、ピン端子Ｐ４はスイッチング素子Ｑ₂ のベー
スと接続され、ピン端子Ｐ５はコレクタと接続され、ピ
ン端子Ｐ６はエミッタと接続される。

【００４５】本実施の形態のように２組のスイッチング
素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ 、クランプダイオードＤ_B1、Ｄ_B2、及び
ツェナーダイオードＤ_Z1、Ｄ_Z2を、ディスクリートによ
る構成から１つのパッケージ部品部３として構成するこ
とで、各素子の特性のばらつきの程度はより小さくな
り、これによって設計効率及び、温度補償範囲や電力変
換効率等の回路の信頼性の面でもより向上されることに
なる。また、上記各素子のための基板実装面積が縮小さ
れると共に、スイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ に取り付ける
べき放熱板も１つで済むことになり、よりコンバータ回
路の小型／軽量化も図られることになる。

【００４６】第３の実施の形態 図６は、本発明の第３の実施の形態としての力率改善コ
ンバータ回路を備えたスイッチング電源回路の構成を示
す回路図とされ、図１及び図３と同一部分には同一符号
を付して説明を省略する。先に説明した第１及び第２の
実施の形態の力率改善コンバータ回路は、交流入力電圧
ＡＣ１００Ｖ系又はＡＣ２００Ｖ系の単レンジの条件に
適用して好適とされるが、この第３の実施の形態では、
交流入力電圧に対して略２倍の整流平滑電圧を生成する
倍電圧整流回路を備えて構成され、例えばＡＣ１００系
の単レンジで比較的重負荷時の条件に適用して好適とさ
れる。

【００４７】この図に示す本実施の形態の力率改善コン
バータ回路としては、力率改善整流回路１２がこれに相
当する。この力率改善整流回路１２においては商用交流
電源ＡＣの正極ラインに直列にフィルタチョークコイル
Ｌ_N が挿入されており、フィルタコンデンサＣ_N は図の
ように商用交流電源ＡＣの両極ラインに並列に挿入され
てノーマルモードのローパスフィルタを形成する。本実
施の形態では、図３の実施の形態と同様に磁気結合トラ
ンスＭＣＴを備えた力率改善のための構成が採られる
が、この場合には、磁気結合トランスＭＣＴの二次巻線
Ｎ₂ はフィルタチョークコイルＬ_N と整流ダイオードＤ
₁₁，Ｄ₁₂の接続点に対して直列に挿入される。

【００４８】整流ダイオードＤ₁₁，Ｄ₁₂は倍電圧整流回
路を形成するものとされ、整流ダイオードＤ₁₁のカソー
ドは、商用交流電源ＡＣの正極ラインに対して、二次巻
線Ｎ₂ −フィルタチョークコイルＬ_N を介して接続さ
れ、アノードは一次側アースに接地される。整流ダイオ
ードＤ₁₂のアノードは整流ダイオードＤ₁₁のカソードと
接続され、そのカソードは平滑コンデンサＣｉ_A の正極
端子と接続される。この場合、整流ダイオードＤ₁₁，Ｄ
₁₂は、スイッチング周期で断続される整流電流が流れる
ことに対応して高速リカバリ型とされている。

【００４９】この場合、力率改善整流回路１２に対して
設けられる平滑回路は、平滑コンデンサＣｉ_A ，Ｃｉ_B
を直列に接続し、整流平滑ラインと一次側アース間に対
して挿入されるようにして設けられる。この直列接続さ
れた平滑コンデンサＣｉ_A −Ｃｉ_B の接続点は商用交流
電源ＡＣの負極ラインに対して接続される。

【００５０】本実施の形態の力率改善整流回路１２にお
いては、上記のような接続形態により倍電圧整流回路が
形成されるが、その倍電圧整流動作は次のようになる。
例えば、商用電源ＡＣに供給された交流入力電圧Ｖ_ACが
正の期間では、整流電流は『商用交流電源ＡＣ→コモン
モードチョークコイルＣＭＣの巻線Ｎａ→フィルタチョ
ークコイルＬ_N →二次巻線Ｎ₂ →整流ダイオードＤ₁₂→
平滑コンデンサＣｉ_A →コモンモードチョークコイルＣ
ＭＣの巻線Ｎｂ→商用交流電源ＡＣ』の経路で流れ、整
流ダイオードＤ₁₂の整流出力によって平滑コンデンサＣ
ｉ_A に充電する動作となる。従って、平滑コンデンサＣ
ｉ_A の両端には、図に示すように、交流入力電圧レベル
に対応するＥｉのレベルの整流平滑電圧が得られる。

【００５１】一方、交流入力電圧Ｖ_ACが負の期間は、整
流電流は『商用交流電源ＡＣ→巻線Ｎｂ→平滑コンデン
サＣｉ_B →整流ダイオードＤ₁₁→二次巻線Ｎ₂ →フィル
タチョークコイルＬ_N →巻線Ｎａ→商用交流電源ＡＣ』
の経路で流れ、整流ダイオードＤ₁₁の整流出力を平滑コ
ンデンサＣｉ_B に充電する動作となり、平滑コンデンサ
Ｃｉ_B の両端にもＥｉのレベルの整流平滑電圧が得られ
る。このような平滑コンデンサＣｉ_A ，Ｃｉ_B に対する
それぞれ正期間、負期間の充電動作が行われる結果、直
列接続された平滑コンデンサＣｉ_A −Ｃｉ_B の両端に得
られる総合的な整流平滑電圧としては２Ｅｉとなり、交
流入力電圧Ｖ_ACがＡＣ１００系とした場合、そのピーク
レベルのほぼ倍の２００Ｖ系の整流平滑電圧が得られる
倍電圧整流動作となる。従って、本実施の形態の場合に
はスイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ は、上記２００Ｖ系の整
流平滑電圧を入力電源としてスイッチング動作を行うこ
とになる。

【００５２】この場合、図２にて説明したと同様の動作
によって、磁気結合トランスの二次巻線Ｎ₂ にスイッチ
ング電圧が発生するようにされるが、これにより、整流
ダイオードＤ₁₁，Ｄ₁₂の整流電流経路に対してスイッチ
ング電圧が重畳されることになり、このスイッチング電
圧の重畳分によって、高速リカバリ型ダイオードである
整流ダイオードＤ₁₁，Ｄ₁₂が整流電流をスイッチング周
期で断続する動作が得られることになる。この動作によ
って、力率改善整流回路１２においては整流出力電圧に
スイッチング出力が重畳された状態で、平滑コンデンサ
Ｃｉ_A 、Ｃｉ_B に充電を行うようにされ、交流入力電圧
が正／負の各期間で、スイッチング電圧の重畳分によっ
て平滑コンデンサＣｉ_A 、Ｃｉ_B の両端電圧をスイッチ
ング周期で引き下げるようにされる。このため、整流出
力電圧レベルが平滑コンデンサの両端電圧よりも低いと
される期間にも平滑コンデンサＣｉ_A 、Ｃｉ_B へ充電電
流が流れるようにされる。この結果、交流入力電流の平
均的な波形が交流入力電圧Ｖ_ACの波形に近付くようにさ
れ、交流入力電流の導通角が拡大されることになって力
率改善が図られることになる。

【００５３】このように本実施の形態は、倍電圧整流回
路を備えることによってＡＣ１００Ｖ系の重負荷時に適
用して好適な力率改善コンバータ回路が得られるように
された上で、上記各実施の形態と同様の効果を有するよ
うにされる。

【００５４】第４の実施の形態 図７の回路図は、本発明の第４の実施の形態としての力
率改善コンバータ回路を備えたスイッチング電源回路の
構成を示すものとされる。なお、図１、図３及び図６と
同一部分には同一符号を付して説明を省略する。この図
に示す力率改善整流回路１３は、図６に示した倍電圧整
流回路系を備えると共に、力率改善の構成としては図１
と同様に、一次巻線Ｎ₁ を巻装したコンバータトランス
ＣＶＴを備えて、一次巻線Ｎ₁ に得られたスイッチング
出力を直列共振コンデンサの静電容量結合によって整流
電流経路に対して印加する方式が採られている。この場
合にはコンバータトランスＣＶＴの一次巻線Ｎ₁ はスイ
ッチング出力点に対して直列共振コンデンサＣ₁ を介し
て接続され、他端は整流ダイオードＤ₁₁、Ｄ₁₂の接続点
に接続されて、スイッチング電圧を整流電流経路に帰還
するように構成されている。これによって、整流ダイオ
ードＤ₁₁、Ｄ₁₂では整流電流経路に重畳されたスイッチ
ング出力に基づいて整流電流をスイッチング周期で断続
するように促され、以降は図６にて説明したと同様の動
作によって力率改善が図られることになる。また、本実
施の形態では図１の実施の形態と同様に、駆動巻線
Ｎ_B1、Ｎ_B2に対して制御巻線Ｎ_C が巻装された制御トラ
ンスＰＲＴを備える構成が採られており、交流入力電圧
及び負荷変動等に対して力率及び整流平滑電圧を安定化
させるようにされている。なお、本実施の形態において
も図３のようにパッケージ部品部３を用いて、スイッチ
ング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ 、クランプダイオードＤ_Z1、Ｄ_Z2、
ツェナーダイオードＤ_B1、Ｄ_B2を１パッケージの部品と
することが可能である。

【００５５】第５の実施の形態 図８は本発明の第５の実施の形態としての力率改善コン
バータ回路を備えた電源回路の構成例を示す回路図であ
り、これまで説明してきた図１、図３、図６及び図７と
同一部分には同一符号を付して説明を省略する。この図
に示す力率改善コンバータ部１４においては、４本のス
イッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ 、Ｑ₃ 、Ｑ₄ が備えられ、こ
れら４本のスイッチング素子がフルブリッジ結合されて
構成される。

【００５６】この場合には、それぞれハーフブリッジ結
合されたスイッチング素子Ｑ₁ ，Ｑ₂ の組と、スイッチ
ング素子Ｑ₃ ，Ｑ₄ の組を図のように設けることで、フ
ルブリッジ結合が形成される。また、スイッチング素子
Ｑ₃ 、Ｑ₄ の駆動回路系として設けられる、各素子（Ｎ
_B3，Ｄ_Z3，Ｄ_B3，Ｃ_D3，Ｒ_S3，Ｃ_B3，Ｃ_C3及びＮ_B4，Ｄ
_Z4，Ｄ_B4，Ｃ_D4，Ｒ_S4，Ｃ_B4，Ｃ_C4）の接続形態は、ス
イッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ に設けられた駆動回路系の素
子と同様とされている。

【００５７】本実施の形態においては、スイッチング素
子Ｑ₁ ，Ｑ₂ 、クランプダイオードＤ_Z1、Ｄ_Z2、ツェナ
ーダイオードＤ_B1、Ｄ_B2からなるパッケージ部品部３
と、スイッチング素子Ｑ₃ ，Ｑ₄ 、クランプダイオード
Ｄ_Z3、Ｄ_Z4、ツェナーダイオードＤ_B3、Ｄ_B4からなるパ
ッケージ部品部３の、２つのパッケージ部品が用いられ
るようにされる。また、このようなフルブリッジ結合の
場合、例えば、直列共振回路としては磁気結合トランス
ＭＣＴの一次巻線Ｎ₁ の一端が、スイッチング素子Ｑ
₁ ，Ｑ₂ のソース−ドレインの接続点と接続され、その
他端は直列共振コンデンサＣ₁ を介して、スイッチング
素子Ｑ₃ ，Ｑ₄ のソース−ドレインの接続点に対して接
続されて、スイッチング素子Ｑ₁ ，Ｑ₂ ，Ｑ₃ ，Ｑ₄ の
スイッチング出力が供給される。

【００５８】上記のようにフルブリッジ結合タイプとさ
れる場合のスイッチング動作としては、スイッチング素
子Ｑ₁ 、Ｑ₄ の組と、スイッチング素子Ｑ₂ 、Ｑ₃ の組
が交互にオン／オフするようにしてスイッチング動作を
行うようにされる。従って、スイッチング素子Ｑ₃ のス
イッチング動作により得られる動作波形は、先に図２に
示したスイッチング素子Ｑ₂ と同様の動作波形が得られ
ることになる。また、スイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₄ のス
イッチング動作により得られる動作波形は、図２と同様
の動作波形とされた上で、スイッチング周期の１／２周
期ずれたタイミングとなる。

【００５９】そして、本実施の形態の力率改善動作とし
ては、上記フルブリッジ結合されたスイッチング素子Ｑ
₁ 〜Ｑ₄ のスイッチング出力が、磁気結合トランスＭＣ
Ｔの一次巻線Ｎ₁ に供給されることで、以降は図３にて
説明したと同様の作用によって行われることになる。

【００６０】また、この場合には制御回路２が設けられ
ているが、この制御回路２は例えば図１に示したトラン
ジスタＱ₁₀を備えてなる増幅回路をブロック化して示し
たものとされ、制御トランスＰＲＴに巻装された制御巻
線Ｎ_C に対して整流平滑電圧の変動に応じた直流電流を
制御電流として供給する。この制御電流によりスイッチ
ング素子Ｑ₁ 〜Ｑ₄ のスイッチング周波数が可変され
て、図１の実施の形態と同様に交流入力電圧及び負荷変
動等に対して力率及び整流平滑電圧を安定化させること
になる。

【００６１】本実施の形態のような構成の場合、これま
で説明してきた実施の形態と同様の効果を有することが
でき、また、倍電圧整流回路系を備えると共にフルブリ
ッジ結合方式を採ることによって、例えば交流入力電圧
ＡＣ１００Ｖ系で重負荷の条件に対応する力率改善コン
バータ回路を得ることができる。

【００６２】ところで、これまで説明してきた各実施の
形態は、力率改善を図るために既存のスイッチング電源
回路に付加することのできる力率改善コンバータ回路と
されているが、本発明の力率改善コンバータ回路は単体
のスイッチング電源回路自体として利用することも当然
可能とされるものである。例えば、具体的に図１に示し
た力率改善コンバータ部１０の構成に基づいてスイッチ
ング電源回路を構成するのであれば、図示は省略する
が、例えばコンバータトランスの代わりに、絶縁コンバ
ータトランスＰＩＴ（Power Isolation Transformer)を
設け、一次側巻線とされる一次巻線Ｎ₁ と、二次側に交
番電圧を得るための二次側巻線を分割配置して粗結合に
より巻装してリーケージインダクタンスを構成する。そ
して、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側巻線に得
られた交番電圧を整流することによって二次側直流電圧
が得られるように、二次側に整流平滑回路を設ければよ
い。

【００６３】なお、本発明とされる力率改善コンバータ
としてのハーフブリッジ／フルブリッジ結合方式、整流
方式、及び力率改善方式の組み合わせ形態は、上記各実
施の形態に限定されるものではなく、図１、図３、及び
図６〜図８に示した以外の組み合わせによっても本発明
としての力率改善コンバータ回路を構成することが可能
である。また、上記各実施の形態に示すスイッチング電
源部１としては、ＰＷＭ方式によるフライバックコンバ
ータあるいはフォワードコンバータ等のほか、ＲＣＣ
（リンギングチョークコンバータ）をはじめとする他の
方式による各種タイプのスイッチングコンバータが用い
られても構わないことはいうまでもないが、スイッチン
グ動作の電流波形もしくは電圧波形が矩形波となるスイ
ッチングコンバータが接続される場合に適用して好適と
される。また、先に本出願人により上記各実施の形態に
示す回路構成以外で、電流共振形コンバータのスイッチ
ング出力を整流電流経路に帰還することにより力率改善
を図るスイッチング電源回路が各種提案されているが、
これらの発明の構成を本発明のコンバータ回路の構成と
して適用することも可能とされる。

【００６４】

【発明の効果】以上説明したように本発明は、バイポー
ラであるスイッチング素子のベース−エミッタ間に対し
て、直列にクランプダイオードとツェナーダイオードを
備えると共に、スイッチング駆動用の自励発振回路に並
列共振回路を設けるという簡単な構成により、これまで
問題となっていた、スイッチング動作時におけるスイッ
チング素子の蓄積時間Ｔｓ及びクランプダイオードの逆
回復時間Ｔｒｒの影響を非常に小さくすることができ
る。これにより、蓄積時間Ｔｓばらつきによる部品選別
管理の必要が無くなることから、製造工程上の部品管理
が簡略化されて低コスト化及び製造能率の向上が図られ
ることになる。また、蓄積時間Ｔｓ及び逆回復時間Ｔｒ
ｒ等のばらつきによるコンバータ自体のの動作特性のば
らつきも安定化されるため製品としての信頼性が向上さ
れると共に、温度変化に対する補償範囲も拡大されるこ
とになる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施の形態としての力率改善コ
ンバータ回路を備えたスイッチング電源回路の構成を示
す回路図である。

【図２】実施の形態の力率改善コンバータ回路の動作を
スイッチング周期で示す波形図である。

【図３】第２の実施の形態の力率改善コンバータ回路を
備えたスイッチング電源回路の構成を示す回路図であ
る。

【図４】本実施の形態のパッケージ部品部の外観例を示
す正面図である。

【図５】パッケージ部品部の内部構成を示す回路図であ
る。

【図６】第３の実施の形態の力率改善コンバータ回路を
備えたスイッチング電源回路の構成を示す回路図であ
る。

【図７】第４の実施の形態の力率改善コンバータ回路を
備えたスイッチング電源回路の構成を示す回路図であ
る。

【図８】第５の実施の形態の力率改善コンバータ回路を
備えたスイッチング電源回路の構成を示す回路図であ
る。

【図９】先行技術としての力率改善コンバータ回路を備
えたスイッチング電源回路の構成を示す回路図である。

【図１０】先行技術の力率改善コンバータ回路の動作を
スイッチング周期で示す波形図である。

【符号の説明】

１ スイッチング電源部、２ 制御回路、３ パッケー
ジ部品部、１０，１１，１４ 力率改善コンバータ回
路、１２，１３ 力率改善整流回路、Ｄ₁ ブリッジ整
流回路、Ｄ₁₁，Ｄ₁₂ 整流ダイオード Ｃｉ，Ｃｉ_A ，
Ｃｉ_B 平滑コンデンサ、ＣＶＴ コンバータトラン
ス、ＣＤＴ コンバータドライブトランス、ＰＲＴ 制
御トランス、 Ｑ₁ ，Ｑ₂ ，Ｑ₃ ，Ｑ₄ スイッチング
素子、Ｎ_B1〜Ｎ_B4 駆動巻線、Ｚ_D1〜Ｚ_D4 ツェナーダ
イオード、Ｄ_B1〜Ｄ_B4 クランプダイオード、Ｃ_D1〜Ｃ
_D4 共振コンデンサ、Ｃ₁ 直列共振コンデンサ、Ｎ₁
一次巻線、ＭＣＴ 磁気結合トランス、Ｎ₂ 二次巻
線、Ｌ_N フィルタチョークコイル、Ｃ_N フィルタコ
ンデンサ、Ｃ₂ 共振用コンデンサ

Claims (19)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 バイポーラトランジスタがスイッチング
   素子として用いられ、自励発振駆動回路を備えてスイッ
   チング素子を駆動するスイッチング手段と、直列共振コ
   ンデンサ及び直列共振巻線により形成され、上記スイッ
   チング手段のスイッチング出力が供給される直列共振回
   路とを備えた電流共振形コンバータ回路として、 上記自励発振駆動回路により生成される駆動電圧を所要
   のレベルにまで設定可能なように設けられる駆動電圧レ
   ベル設定手段を備えていることを特徴とする電流共振形
   コンバータ回路。
2. 【請求項２】 上記駆動電圧レベル設定手段は、上記ス
   イッチング素子のベース−エミッタ間に挿入されてクラ
   ンプ電流の経路を形成するためのダイオード素子に対し
   て直列に接続され、設定されるべき駆動電圧レベルに対
   応するツェナー電圧を有するツェナーダイオード素子、 を備えて構成されていることを特徴とする請求項１に記
   載の電流共振形コンバータ回路。
3. 【請求項３】 上記自励発振駆動回路は、駆動巻線と共
   振コンデンサを並列接続した並列共振回路とされている
   ことを特徴とする請求項１に記載の電流共振形コンバー
   タ回路。
4. 【請求項４】 少なくとも、１又は複数の上記スイッチ
   ング素子、及び当該スイッチング素子に対して設けられ
   る上記駆動電圧レベル設定手段よりなる回路部が、１つ
   のパッケージ部品として構成されることを特徴とする請
   求項１に記載の電流共振形コンバータ回路。
5. 【請求項５】 バイポーラトランジスタがスイッチング
   素子として用いられ、自励発振駆動回路を備えて上記ス
   イッチング素子を駆動するスイッチング手段と、直列共
   振コンデンサ及び直列共振巻線により形成され、上記ス
   イッチング手段のスイッチング出力が供給される直列共
   振回路とを備えた電流共振形コンバータと、 上記直列共振回路から整流電流経路に対して帰還された
   スイッチング出力に基づいて力率改善を図るようにされ
   た力率改善手段とを備えると共に、 上記自励発振駆動回路により生成される駆動電圧を所要
   のレベルにまで設定可能なように設けられる駆動電圧レ
   ベル設定手段、 を備えていることを特徴とする力率改善コンバータ回
   路。
6. 【請求項６】 上記駆動電圧レベル設定手段は、上記ス
   イッチング素子のベース−エミッタ間に挿入されてクラ
   ンプ電流の経路を形成するためのダイオード素子に対し
   て直列に接続され、設定されるべき駆動電圧レベルに対
   応するツェナー電圧を有するツェナーダイオード素子、 を備えて構成されていることを特徴とする請求項５に記
   載の力率改善コンバータ回路。
7. 【請求項７】 上記自励発振駆動回路は、駆動巻線と共
   振コンデンサを並列接続した並列共振回路とされている
   ことを特徴とする請求項５に記載の力率改善コンバータ
   回路。
8. 【請求項８】 少なくとも、１又は複数の上記スイッチ
   ング素子、及び当該スイッチング素子に対して設けられ
   る上記駆動電圧レベル設定手段よりなる回路部が、１つ
   のパッケージ部品として構成されることを特徴とする請
   求項５に記載の力率改善コンバータ回路。
9. 【請求項９】 上記力率改善手段は、 整流回路の出力に対して設けられるフィルタチョーク及
   びフィルタコンデンサからなるノーマルモードのローパ
   スフィルタと、 整流回路の整流電流経路に直列に挿入される高速リカバ
   リ型整流素子と、 少なくとも上記直列共振巻線が巻装されるコンバータト
   ランスとを備え、 上記直列共振回路は、上記直列共振巻線に得られたスイ
   ッチング出力を上記直列共振コンデンサの静電容量結合
   を介して整流電流経路に対して印加するようにして設け
   られていることを特徴とする請求項５に記載の力率改善
   コンバータ回路。
10. 【請求項１０】 上記力率改善手段は、 整流回路の出力に対して設けられるフィルタチョーク及
    びフィルタコンデンサからなるノーマルモードのローパ
    スフィルタと、 整流回路の整流電流経路に直列に挿入される高速リカバ
    リ型整流素子と、 少なくとも、上記直列共振巻線と、整流電流経路に直列
    に挿入される重畳巻線とを互いに磁気的に密結合して形
    成される磁気結合トランスを備えて構成されていること
    を特徴とする請求項５に記載の力率改善コンバータ回
    路。
11. 【請求項１１】 入力される交流入力電圧レベルの変化
    に対して、力率がほぼ一定となるように制御を行う力率
    制御手段を備えて構成されていることを特徴とする請求
    項５に記載の力率改善コンバータ回路。
12. 【請求項１２】 ４本のスイッチング素子が備えられ、
    これら４本のスイッチング素子がフルブリッジ結合され
    ていることを特徴とする請求項５に記載の力率改善コン
    バータ回路。
13. 【請求項１３】 商用電源を倍電圧整流して入力された
    交流入力電圧レベルの略２倍に対応する整流平滑電圧を
    生成する倍電圧整流回路と、バイポーラトランジスタが
    スイッチング素子として用いられ、上記整流平滑電圧を
    動作電源として、自励発振駆動回路を備えて自励式によ
    るスイッチング動作を行うスイッチング手段と、直列共
    振コンデンサ及び直列共振巻線により形成され、上記ス
    イッチング手段のスイッチング出力が供給される直列共
    振回路とを備えた電流共振形コンバータと、 上記直列共振回路から整流電流経路に対して帰還された
    スイッチング出力に基づいて力率改善を図るようにされ
    た力率改善手段とを備えると共に、 上記自励発振駆動回路により生成される駆動電圧を所要
    のレベルにまで設定可能なように設けられる駆動電圧レ
    ベル設定手段、 を備えていることを特徴とする力率改善コンバータ回
    路。
14. 【請求項１４】 上記駆動電圧レベル設定手段は、上記
    スイッチング素子のベース−エミッタ間に挿入されてク
    ランプ電流の経路を形成するためのダイオード素子に対
    して直列に接続され、設定されるべき駆動電圧レベルに
    対応するツェナー電圧を有するツェナーダイオード素
    子、 を備えて構成されていることを特徴とする請求項１３に
    記載の力率改善コンバータ回路。
15. 【請求項１５】 上記自励発振駆動回路は、駆動巻線と
    共振コンデンサを並列接続した並列共振回路とされてい
    ることを特徴とする請求項１３に記載の力率改善コンバ
    ータ回路。
16. 【請求項１６】 少なくとも、１又は複数の上記スイッ
    チング素子、及び当該スイッチング素子に対して設けら
    れる上記駆動電圧レベル設定手段よりなる回路部が、１
    つのパッケージ部品として構成されることを特徴とする
    請求項１３に記載の力率改善コンバータ回路。
17. 【請求項１７】 上記力率改善手段は、 上記倍電圧整流回路を形成する整流素子を高速リカバリ
    型とすると共に、 商用電源に対して設けられるフィルタチョーク及びフィ
    ルタコンデンサからなるノーマルモードのローパスフィ
    ルタと、 少なくとも、上記直列共振巻線と、整流電流経路に直列
    に挿入される重畳巻線とを互いに磁気的に密結合して形
    成される磁気結合トランスを備えて構成されていること
    を特徴とする請求項１３に記載の力率改善コンバータ回
    路。
18. 【請求項１８】 上記力率改善手段は、 上記倍電圧整流回路を形成する整流素子を高速リカバリ
    型とすると共に、 商用電源に対して設けられるフィルタチョーク及びフィ
    ルタコンデンサからなるノーマルモードのローパスフィ
    ルタと、 少なくとも上記直列共振巻線が巻装されるコンバータト
    ランスとを備え、 上記直列共振回路は、上記直列共振巻線に得られたスイ
    ッチング出力を上記直列共振コンデンサの静電容量結合
    を介して整流電流経路に対して印加するようにして設け
    られていることを特徴とする請求項１３に記載の力率改
    善コンバータ回路。
19. 【請求項１９】 入力される交流入力電圧レベルの変化
    に対して、力率がほぼ一定となるように制御を行う力率
    制御手段を備えて構成されていることを特徴とする請求
    項１３に記載の力率改善コンバータ回路。