JPH09252327A - デジタル復調器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 部品点数を低減し、簡単な構成で多値ＱＡＭ
復調を可能とするコスタス型デジタル復調器を提供す
る。 【解決手段】 コスタス型デジタル復調器１００におい
て、ロック検出回路２８は、コスタス方式により復調さ
れた同相復調信号および直交復調信号のレベル値をモニ
タして、未同期状態ではロック判定出力を活性状態に変
化させる。波形成形回路４０は、ロック判定出力の活性
化に応じて、ループフィルタに供給する基準電位Ｖｒｅ
ｆ−ＨおよびＶｒｅｆ−Ｌを所定の周期で間欠的に、一
定時間、ともに“Ｈ”レベルまたは“Ｌ”レベルとする
状態を繰返す。これに応じて、ＶＣＯコントロール電圧
Ｖ２ｃは、所定量増加あるいは減少した後、一定の時定
数で定常値に復帰していく。この信号Ｖ２ｃの変化に応
じて、位相ロック状態に復帰すると、ロック判定信号は
不活性状態となり、通常の動作モードに復帰する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、位相変調された変
調波から同期検波によりベースバンド信号を取出すデジ
タル復調器に関し、より特定的には、同期検波に必要な
搬送波を再生するコスタス型位相同期回路を備えたデジ
タル復調器の構成に関する。

【０００２】

【従来の技術】搬送波が位相変調された変調波に対して
同期検波を行なうための局部発振波を生成する代表的な
方法としては、逓倍法、逆変調（再変調）法、コスタス
（Costas）法などがよく知られている。これらは、いず
れも非線形操作により変調成分を除去し、狭帯域フィル
タにより雑音と振幅変動を抑圧した搬送波を受信機側で
再生する方式である。

【０００３】中でもコスタス法は、復調したベースバン
ド信号を逓倍して搬送波を再生する方式であり、再生す
るための処理がベースバンド帯域で可能なことや遅延線
が不要なためＩＣ化が容易な方式として知られている。

【０００４】すなわち、コスタス法においては、受信さ
れた搬送波に対して位相同期して局部発振波を発生する
ための制御信号を得る過程がベースバンド帯域であるた
め、ＩＣ技術によって同期検波回路をＰＬＬ（Phase Lo
cked Loop ）回路として一体化することが可能である。

【０００５】ここで、多値ＱＡＭ（Quadrature Amplitu
de Modulation ）とは、一度に複数ビットの情報を送信
するために、搬送波に対して位相変調および振幅変調を
同時に行なう変調方式であって、たとえば、１６値ＱＡ
Ｍなどが知られている。

【０００６】ただし、以下の説明においては、振幅変調
に対応した多値ＱＡＭ復調器の構成部分については、本
質的でないので、説明を簡単にするために、主に位相変
調に対する復調器の構成について説明することにする。
すなわち、以下では、多値ＱＡＭの１つであるＱＰＳＫ
（Quadrature Phase Shift Keying ）復調器の構成につ
いて説明することと同等である。

【０００７】まず、ＱＰＳＫ復調器の構成について説明
する前に、簡単にコスタス法の原理について説明するこ
とにする。

【０００８】ＱＰＳＫでは２軸（Ｉ，Ｑ）のデータがあ
るので、このデータをＤ_I ，Ｄ_Q （Ｄ_I ，Ｄ_Q はサンプ
ルポイントにおいて±１の値を取る）とすると、変調波
は以下のとおりになる。

【０００９】 Ｄ₁ ×ｃｏｓ（ｗ_C ｔ）＋Ｄ_Q ×ｓｉｎ（ｗ_C ｔ）…（式１） 今、再生搬送波（局部発振波）の位相がθずれて再生さ
れているとすると、再生されたＩ′，Ｑ′信号は、以下
のようになる。

【００１０】 Ｉ′＝Ｄ₁ ×ｃｏｓ（θ）−Ｄ_Q ×ｓｉｎ（θ）…（式２） Ｑ′＝Ｄ_Q ×ｃｏｓ（θ）−Ｄ_I ×ｓｉｎ（θ）…（式３） ここで、Ｉ′とＱ′の乗算を行なうと、 Ｉ′×Ｑ′＝（Ｄ_I ×Ｄ_Q ）｛ｃｏｓ² （θ）−ｓｉｎ² （θ）｝ ＝Ｄ_I ×Ｄ_Q ×ｃｏｓ（２θ）…（式４） したがって、受信された変調波と再生された搬送波との
位相差が、０から増加するに従って、再生されたＩ′，
Ｑ′信号の大きさは、小さくなっていくことがわかる。

【００１１】また、Ｉ′信号およびＱ′信号の和および
差を乗算した出力は、以下のようになる。

【００１２】 （Ｉ′＋Ｑ′）×（Ｉ′−Ｑ′） ＝ ｛Ｄ_I ＋Ｄ_Q ）×ｃｏｓ（θ）＋（Ｄ_I −Ｄ_Q ）×ｓｉｎ（θ）｝ ×｛Ｄ_I −Ｄ_Q ）×ｃｏｓ（θ）−（Ｄ_I ＋Ｄ_Q ）×ｓｉｎ（θ）｝ ＝ （Ｄ_I ＋Ｄ_Q ）×（Ｄ_I −Ｄ_Q ）ｃｏｓ² （θ） −（Ｄ_I ＋Ｄ_Q ）×（Ｄ_I −Ｄ_Q ）ｓｉｎ² （θ） ＋｛−（Ｄ_I ＋Ｄ_Q ）² ＋（Ｄ_I −Ｄ_Q ）² ｝×ｃｏｓ（θ）×ｓｉｎ（θ ） ＝−４Ｄ_I ×Ｄ_Q ×ｃｏｓ（θ）×ｓｉｎ（θ） ＝−２Ｄ_I ×Ｄ_Q ×ｓｉｎ（２θ）…（式５） 定数係数を無視して、（式４）と（式５）とを乗算する
と、 Ｄ_I ² ×Ｄ_Q ² ×ｓｉｎ（４θ）＝ｓｉｎ（４θ）…（式６） となる。

【００１３】ここで、式６を導くに当たっては、演算過
程において、Ｄ_I ＝±１，Ｄ_Q ＝±１（それぞれ、サン
プルポイント時点における値）であるので、信号Ｄ_I お
よび信号Ｄ_Q との間には、以下の（式７）〜（式９）の
関係が成り立つことを用いている。

【００１４】Ｄ_I ² ＋Ｄ_Q ² ＝２…（式７） （Ｄ_I ＋Ｄ_Q ）×（Ｄ_I −Ｄ_Q ）＝０…（式８） Ｄ_I ² ＝Ｄ_Q ² ＝１…（式９） 以上の信号処理により、（式６）のように変調波によら
ない再生搬送波（局部発振波）の位相差θのみを得るこ
とができ、この値を用いて局部発振波を出力する局部発
振器の動作をフィードバック制御することによって、位
相差のない搬送波を受信機側で再生することが可能にな
る。

【００１５】

【発明が解決しようとする課題】コスタス法では、上述
のとおり受信した変調波と再生搬送波の位相差θの検出
は可能であるが、両者の周波数誤差の検出は不可能であ
る。

【００１６】このため、一般にコスタス法を用いた搬送
波再生回路では、コスタス回路で引込み可能な周波数ま
で強制的に搬送波再生用のＶＣＯ（Voltage Controlled
Oscillator ）回路や周波数コンバータ用のＶＣＯの出
力周波数をスイープさせる方法が用いられる。

【００１７】図６は、従来のコスタス型多値ＱＡＭ復調
器２００の構成を示す概略ブロック図である。

【００１８】受信された変調波は、まず初段の周波数ダ
ウンコンバータ（図示せず）により中間周波数（以下、
ＩＦと呼ぶ。）に変換される。ＩＦ入力は、バンドパス
フィルタ（以下、ＢＰＦと呼ぶ。）２により、不要な周
波数の信号成分を除去される。その後、ＩＦ入力は、ミ
キサ４で、ＶＣＯ３６からの局部発振波と乗算され、さ
らに第２ＩＦに変換される。ここで、ミキサ４に入力さ
れるＶＣＯ３６の出力は、ループフィルタ２６からのＶ
ＣＯコントロール電圧により制御される構成となってい
る。

【００１９】後に説明するように、このＶＣＯ３６の出
力周波数の制御は、ベースバンド信号の同相成分および
直交成分から検出された周波数誤差や位相同期状態の検
出結果に応じて制御される構成となっている。

【００２０】第２ＩＦ信号は、ＢＰＦ６において、さら
に不要な信号成分が除去された後、ミキサ８および１０
にそれぞれ入力する。ミキサ８には、搬送波再生用のＶ
ＣＯ２０からの出力を９０°位相器２２において位相を
９０°変化させた局部発振波も入力される構成となって
いる。したがって、ミキサ８において、第２ＩＦ信号
は、９０°位相変換された局部発振波と乗算され、ロー
パスフィルタ（以下、ＬＰＦと呼ぶ。）１２において、
不要周波数成分が除去された後、同相復調信号（以下、
Ｉ復調信号と呼ぶ。）として出力される。

【００２１】一方、ミキサ１０には、搬送波再生用のＶ
ＣＯ２０からの局部発振波も入力する構成となってい
る。したがって、第２ＩＦ信号は、ミキサ１０におい
て、局部発振波と乗算され、ＬＰＦ１４において不要周
波数成分が除去された後、直交復調信号（以下、Ｑ復調
信号と呼ぶ）として出力される。

【００２２】位相誤差検出回路１６は、Ｉ復調信号およ
びＱ復調信号を周期的にサンプリングし、両者の位相誤
差を上述の式６に対応する処理を行なうことで検出し、
Ｉ復調信号とＱ復調信号の位相差に応じた位相誤差信号
をループフィルタ１８に対して出力する。

【００２３】ループフィルタ１８は、一種の積分回路で
あって、位相誤差信号のうち所定の周波数以上の信号成
分を除去し、平滑化してＶＣＯコントロール電圧に変換
し、搬送波再生用のＶＣＯ２０の発振周波数を制御して
いる。

【００２４】したがって、ミキサ８および１０、ループ
フィルタ１２および１４、位相誤差検出回路１６、ルー
プフィルタ１８、搬送波再生用ＶＣＯ２０および９０°
位相器２２とで、いわゆるコスタスループを形成する構
成となっている。

【００２５】以上のように、復調されたＩ復調信号およ
びＱ復調信号から検出された受信変調波と局部発振波と
の位相差に基づいて、位相同期状態が維持されるように
ＶＣＯ２０の発振周波数が制御される構成となってい
る。しかしながら、コスタスループにおいては、位相誤
差の検出しか行なわれないため、復調動作を正常に維持
するために周波数誤差をほぼ０に維持するための構成が
必要となる。つまり、受信変調波の周波数と局部発振波
の周波数との間にずれが生じた場合は、強制的に局部発
振波の周波数をコスタス回路の引込み可能な範囲まで移
行させるための構成が必要となる。

【００２６】そこで、図６に示した多値ＱＡＭ復調器２
００では、受信変調波の周波数と局部発振波との間に周
波数誤差が生じた場合に、周波数誤差が０の点を強制的
に発生させるために、周波数変換用のＶＣＯ３６のコン
トロール電圧に、別のＶＣＯ３０で発生されたスイープ
信号を付加させる構成としている。

【００２７】すなわち、受信変調波と局部発振波との周
波数誤差が所定の値以下である範囲では、周波数誤差検
出回路２４は、Ｉ復調信号とＱ復調信号とを受けて、周
波数誤差を検知し、対応する周波数誤差検出信号ｄｆを
ループフィルタ２６に対して出力する。ループフィルタ
２６は、信号ｄｆを受けて、その値を平滑化し、対応す
るＶＣＯコントロール電圧Ｖ１ｃを出力する。この状態
においては、Ｉ復調信号およびＱ復調信号の出力レベル
をモニタしているロック検出回路２８からのロック判定
出力Ｌｊは不活性状態（“Ｈ”レベル）であって、スイ
ッチ３２は非導通状態となっている。したがって、加算
器３４からはループフィルタ２６の出力電圧Ｖ１ｃが出
力され、これに応じてＶＣＯ３６の出力周波数が制御さ
れる。したがって、Ｉ復調信号およびＱ復調信号を受け
る周波数誤差検出回路２４、その出力信号ｄｆを受け
て、ＶＣＯコントロール電圧Ｖ１ｃを出力するループフ
ィルタ２６、加算器３４、ＶＣＯ３６およびミキサ４に
より、負帰還ループが形成され周波数誤差が０となるよ
うにＶＣＯ３６の出力周波数が制御される。

【００２８】ここで、周波数誤差が所定の値以上とな
り、Ｉ復調信号およびＱ復調信号の出力レベルが一定値
以下となったことをロック検出回路２８が検知すると、
ロック検出回路２８は、その出力信号Ｌｊを活性状態
（“Ｌ”レベル）に変化させる。これを受けて、スイッ
チ３２は導通状態となり、ＶＣＯ３０からのスイープ信
号が加算器３４に対して出力される。したがって、ＶＣ
Ｏ３６には、ループフィルタ２６から出力されるＶＣＯ
コントロール電圧Ｖ１ｃとＶＣＯ３０からのスイープ信
号とが重畳された電圧が印加されることになる。

【００２９】上記の信号Ｖ１ｃおよびスイープ信号がＶ
ＣＯ３６に印加されている状態での、多値ＱＡＭ復調器
２００の動作を、図７を参照してより詳しく説明する。

【００３０】図７において、斜線の領域（ａ）がコスタ
ス回路の周波数引込み範囲であり、（ｂ）がＶＣＯ３６
のコントロール電圧の初期値であるものとする。

【００３１】初期状態においては、ＶＣＯコントロール
電圧が領域（ａ）にないため、本回路は位相ロックを行
なうことができず、同期した搬送波の再生を行なうこと
ができない。このため、図６中のロック検出回路２８
が、未同期状態であると判別し、スイープ信号用ＶＣＯ
３０に接続されているスイッチ回路３２も導通状態とす
る。スイープ信号は、加算器３４によって周波数変換用
ＶＣＯ３６のコントロール入力に重畳される。これによ
り、図７に示すようにＶＣＯのコントロール電圧は、サ
イン波を描いて変化する。サイン波を描いたＶＣＯコン
トロール電圧が領域（ａ）に入った点であるｃ２、ｃ３
においては、コスタス回路は、位相を同期させた動作を
行なうことが可能である。

【００３２】図７に示した例では、動作点ｃ２では位相
ロックが完了できず、動作点ｃ３において位相ロックが
完了した場合を示している。すなわち、図６中のロック
検出回路２８は、動作点ｃ３において初めて位相ロック
状態を検出し、スイッチ３２を非導通状態とすることに
より、コントロール電圧のスイープを停止する。

【００３３】これら一連の動作により、受信変調波と局
部発振波との周波数誤差がほぼ０の値に復帰し、コスタ
ス回路における位相ロック動作も同期状態に復帰する。

【００３４】しかしながら、従来の多値ＱＡＭ復調器２
００は、以上のような構成であったので、周波数誤差を
所定の値以下に維持するために、ダウンコンバータ用Ｖ
ＣＯ３６および再生搬送波発生用のＶＣＯ２０以外に、
スイープ信号発生用のＶＣＯ３０を必要とし、回路構成
が複雑なものとなるという問題点を有していた。

【００３５】本発明は、上記のような問題点を解決する
ためになされたものであって、その目的は、多値ＱＡＭ
復調器において、部品点数を削減しより簡単な構成で、
強制的にコスタス回路の引込み可能な周波数まで局部発
振波の周波数を変換させることが可能なデジタル復調器
を提供することである。

【００３６】

【課題を解決するための手段】請求項１記載のコスタス
型デジタル復調器は、多値ＱＡＭ変調された搬送波によ
り送信されたデジタル信号を受信して復調するコスタス
型デジタル復調器であって、発振制御信号に応じて、対
応する周波数の第１の局部発振波と、第１の局部発振波
と直交する位相を有する第２の局部発振波を出力する局
部発振手段と、搬送波と第１の局部発振波を受けて、ベ
ースバンド信号の同相成分を抽出する第１の再生手段
と、搬送波と第２の局部発振波を受けて、ベースバンド
信号の直交成分を抽出する第２の再生手段と、同相成分
および直交成分を受けて、第１の局部発振波と搬送波と
の位相差に応じた位相誤差信号を出力する位相誤差検出
手段と、同相成分および直交成分を受けて、少なくとも
いずれか一方のレベル値が所定値以下となることに応じ
て、フィルタ制御信号を活性化する位相同期検出手段
と、位相誤差信号を受けて平滑化し、発振制御信号を出
力するフィルタ手段とを備え、フィルタ手段は、フィル
タ制御信号の活性化に応じて、所定の範囲で発振制御信
号を変化させる。

【００３７】請求項２記載のコスタス型デジタル復調器
は、請求項１記載のコスタス型デジタル復調器の構成に
おいて、位相同期検出手段は、所定の周期で同相成分の
レベル値を検知し、所定値以下の場合、第１のエラー信
号を活性とする第１のレベル反転手段と、所定の期間に
わたり、第１のエラー信号の活性化回数を積算する第１
のカウント手段と、所定の周期で直交成分のレベル値を
検出し、所定値以下の場合、第２のエラー信号を活性と
する第２のレベル判０手段と、所定の期間にわたり、第
２のエラー信号の活性化回数を積算する第２のカウント
手段と、第１および第２のカウント手段の積算結果に応
じて、フィルタ制御信号を活性化する同期判定手段を含
む。

【００３８】請求項３記載のコスタス型デジタル復調器
は、請求項２記載のコスタス型デジタル復調器の構成に
おいて、位相同期検出手段は、同期判定手段の出力を受
けて、フィルタ制御信号の活性期間中、第２の所定の周
期で間欠的に、ともに第１の電位となる状態と、ともに
第２の電位となる状態とを繰返す第１および第２の基準
電位を出力する波形成形手段をさらに含み、フィルタ手
段は、第１の入力ノードに位相誤差信号を受け、発振制
御信号を出力する差動増幅手段と、第１の入力ノードと
差動増幅手段の出力ノードとの間に接続する第１の容量
手段と、差動増幅手段の第２の入力ノードと一端が接続
し、他端が第１の電位に保持される第２の容量手段と、
第１および第２の基準電位が、ともに第１の電位のとき
およびともに第２の電位のときのいずれかの場合は、対
応する第１の電位および第２の電位のいずれかを抵抗体
を介して、第２の入力ノードに供給し、第１および第２
の基準電位が、それぞれ第１の電位および第２の電位の
場合は、第１および第２の電位の中間電位を第２の入力
ノードに供給する基準電位制御手段を含む。

【００３９】

【発明の実施の形態】図１は、本発明の実施の形態のコ
スタス型デジタル復調器１００の構成を示す概略ブロッ
ク図である。

【００４０】図１を参照して、デジタル復調器１００
は、多値ＱＡＭ復調器としての構成を有する。

【００４１】デジタル復調器１００は、ＩＦ入力を受け
て、不要な周波数の信号成分を除去するＢＰＦ２と、Ｂ
ＰＦ２からの出力とＶＣＯ３４からの出力を受けて両者
を乗算し第２ＩＦ信号を出力するミキサ４と、ミキサ４
の出力を受けて、不要な周波数の信号成分を除去するＢ
ＰＦ６と、ＢＰＦ６の出力と搬送波再生用ＶＣＯ２０か
らの局部発振波を受けて、両者を乗算するミキサ１０
と、ＶＣＯ２０の出力を９０°位相変換して出力する９
０°位相器２２と、ＢＰＦ６の出力と９０°位相器２２
の出力とを受けて、両者を乗算して出力するミキサ８
と、ミキサ８の出力を受けて、不要な信号成分を除去し
てＩ復調信号を出力するＬＰＦ１２と、ミキサ１０の出
力を受けて、不要な信号成分を除去して、Ｑ復調信号を
出力するＬＰＦ１４と、Ｉ復調信号およびＱ復調信号を
受けて、受信変調波と局部発振波との周波数誤差を検知
し、周波数誤差信号ｄｆを出力する周波数誤差検出回路
２４と、信号ｄｆを受けて平滑化し、ＶＣＯコントロー
ル信号Ｖ１ｃを出力するループフィルタ２６と、信号Ｖ
１ｃにより制御され、対応する周波数の局部発振波を出
力するＶＣＯ３４とを含む。

【００４２】デジタル復調器１００は、さらに、Ｉ復調
信号およびＱ復調信号を受けて、受信変調波と局部発振
波との位相誤差を検出し、位相誤差信号を出力する位相
誤差検出回路１６と、Ｉ復調信号およびＱ復調信号を受
けて、位相同期状態を判定するロック検出回路２８と、
ロック検出回路２８の出力を受けて、ループフィルタ１
８に対して、基準電位Ｖｒｅｆ−ＨおよびＶｒｅｆ−Ｌ
を出力する波形整形回路４０と、位相誤差信号および基
準電位Ｖｒｅｆ−ＨおよびＶｒｅｆ−Ｌを受けて、ＶＣ
Ｏコントロール電圧Ｖ２ｃを出力するループフィルタ１
８と、信号Ｖ２ｃを受けて、対応する周波数の局部発振
波を出力するＶＣＯ２０と、ＶＣＯ２０の出力を受け
て、位相を９０°変換して出力する９０°位相器２２と
を含む。

【００４３】図２は、ループフィルタ１８の構成を示す
概略ブロック図である。ループフィルタ１８は、基本構
成要素として差動増幅器（オペアンプ）を含む、いわゆ
るアクティブフィルタ回路である。

【００４４】ループフィルタ１８は、差動増幅器１８２
と、差動増幅器のマイナス入力ノードＩｎ２と差動増幅
器１８２の出力ノードとの間に接続されるキャパシタ１
８４と、差動増幅器１８２のプラス入力端Ｉｎ１と接地
電位との間に接続されるキャパシタ１８６と、位相誤差
検出回路１６からの位相誤差信号を受けて、所定の電位
に変換し、差動増幅器１８２の入力ノードＩｎ２に出力
するチャージャポンプ回路１８８と、差動増幅器１８２
の入力ノードＩｎ１の電位レベルを、波形整形回路４０
からの基準電位Ｖｒｅｆ−ＨおよびＶｒｅｆ−Ｌに応じ
て制御する基準電位制御回路１９０とを含む。

【００４５】ここで、基準電位Ｖｒｅｆ−ＨおよびＶｒ
ｅｆ−Ｌは、後に説明するように、ロック検出回路２８
が復調動作が正常に行なわれず未ロック状態であると判
別している期間は所定の周期で間欠的に、ともに電源電
位となる期間と、ともに接地電位となる期間とを繰返す
信号である。すなわち、ロック検出回路２８が、未ロッ
ク状態であると判別している期間は、所定の期間信号Ｖ
ｒｅｆ−ＨおよびＶｒｅｆ−Ｌはともに“Ｌ”レベルと
なり、その後の一定期間は、信号Ｖｒｅｆ−Ｈは“Ｈ”
レベルに、Ｖｒｅｆ−Ｌは“Ｌ”レベルとなる。続い
て、信号Ｖｒｅｆ−ＨおよびＶｒｅｆ−Ｌは、ともに所
定の期間“Ｈ”レベルとなる。以後は、ロック検出回路
が未ロック状態と判別している期間中、以上の動作が繰
返されることになる。

【００４６】基準電位制御回路１９０は、一端がノード
Ｉｎ１と接続し、他端に信号Ｖｒｅｆ−Ｈを受ける抵抗
体１９２と、抵抗体１９２と並列に、かつノードＩｎ１
から抵抗体１９２の他端に向けて順方向に接続されるダ
イオード１９６と、一端がノードＩｎ１に、他端が信号
Ｖｒｅｆ−Ｌを受ける抵抗体１９４と、抵抗体１９４と
並列に、かつ抵抗体１９４の他端からノードＩｎ１に向
けて順方向に接続されるダイオード１９８とを含む。

【００４７】したがって、ループフィルタ１８は、信号
Ｖｒｅｆ−Ｈが“Ｈ”レベルであり、信号Ｖｒｅｆ−Ｌ
が“Ｌ”レベルである場合は、以下のような動作をす
る。

【００４８】この場合、ノードＩｎ１の電位レベルは、
“Ｈ”レベルと“Ｌ”レベルとの中間値であって抵抗体
１９２および１９４により抵抗分割された電位となって
いる。したがって、差動増幅器１８２およびキャパシタ
１８４は積分回路を構成し、位相誤差信号を所定の時定
数で平滑化したものを、ＶＣＯコントロール信号Ｖ２ｃ
として出力する。

【００４９】この状態を、以下通常モードと呼ぶことに
する。次に、上記通常モードでの動作状態から、信号Ｖ
ｒｅｆ−Ｈおよび信号Ｖｒｅｆ−Ｌがともに“Ｈ”レベ
ルとなると、ノードＩｎ１の電位レベルは、“Ｈ”レベ
ルまで引上げられる。したがって、差動増幅回路１８２
の出力レベルも、入力電位レベルの変化に応じて、大き
く変動する。その後、信号Ｖｒｅｆ−Ｈが“Ｈ”レベル
に、信号Ｖｒｅｆ−Ｌが“Ｌ”レベルに復帰すると、ダ
イオード１９８には逆方向に電圧が印加されることにな
るため、ノードＩｎ１が“Ｈ”レベルとなった際にキャ
パシタ１８６に蓄積されていた電荷は、抵抗１９４を介
して放電される。したがって、キャパシタ１８６の容量
値と抵抗体１９４の抵抗値とで決定される時定数で、ノ
ードＩｎ１の電位レベルは、通常モードでの電位レベル
近傍に復帰していくことになる。

【００５０】したがって、ＶＣＯコントロール信号Ｖ２
ｃの電位レベルは、大きく変動した後、所定の時定数で
通常モードでの出力レベル範囲に徐々に復帰していくこ
とになる。

【００５１】一方、通常モードでの動作状態から、信号
Ｖｒｅｆ−Ｈおよび信号Ｖｒｅｆ−Ｌがともに“Ｌ”レ
ベルとなった場合は、ＶＣＯコントロール信号Ｖ２ｃ
は、上記の場合とは逆の方向に大きく変動することにな
る。その後、信号Ｖｒｅｆ−Ｈおよび信号Ｖｒｅｆ−Ｌ
がそれぞれ“Ｈ”レベルおよび“Ｌ”レベルとなると、
ＶＣＯコントロール信号Ｖ２ｃは、抵抗体１９２の抵抗
値とキャパシタ１８６の容量値とで決定される時定数で
充電され、ノードＩｎ１の電位レベルも、通常モードで
の電位レベルに復帰していく。したがって、ＶＣＯコン
トロール信号Ｖ２ｃも、通常モードでのレベル近傍に復
帰していくことになる。

【００５２】すなわち、信号Ｖｒｅｆ−Ｈおよび信号Ｖ
ｒｅｆ−Ｌとを、上記のように制御することで、ループ
フィルタ１８から出力されるＶＣＯコントロール信号Ｖ
２ｃを、所定の範囲で、かつ所定の時定数で変化させる
ことが可能となり、これに応じて、ＶＣＯ２０の出力す
る局部発振波の周波数を所定の範囲でスイープさせるこ
とが可能となる。

【００５３】すなわち、コスタス型デジタル復調器１０
０においては、周波数誤差が所定の値以上となり、Ｉ復
調信号およびＱ復調信号の出力レベルが所定値以下とな
っている場合には、ループフィルタ１８から出力される
ＶＣＯコントロール信号Ｖ２ｃを変化させることで、再
び位相ロック状態に復帰させる構成となっている。

【００５４】したがって、従来のコスタス型デジタル復
調器２００の構成においては必要であったスイープ信号
発生用のＶＣＯ３０が不要となり、より簡単な回路構成
とすることが可能になる。

【００５５】図３は、図１に示したロック検出回路２８
および波形整形回路４０の構成を示す概略ブロック図で
ある。

【００５６】ロック検出回路２８は、Ｉ復調信号を、所
定の周期で、サンプリングし、そのレベル判定を行な
い、所定値以下であることを検出すると第１のエラー信
号を活性とするレベル判定回路２８２と、第１のエラー
信号が活性化する回数を所定の期間積算するエラー積算
カウンタ２８６と、Ｑ復調信号を受けて、そのレベル判
定を行ない、所定値以下であると判定すると第２のエラ
ー信号を活性とするレベル判定回路２８４と、第２のエ
ラー信号の活性化の回数を所定の期間積算するエラー積
算カウンタ２８８と、エラー積算カウンタ２８６および
２８８からの出力を受けて、同期状態が達成されている
か否かの判定を行なうロック判定回路２９０と、ロック
判定回路２９０により制御され、所定の周期でエラー積
算カウンタ２８６および２８８の積算値をリセットする
リセット信号を発生するリセット回路２９２とを含む。

【００５７】波形整形回路４０は、ロック判定回路２８
からの判定結果を受けて、ロック状態である場合は、
“Ｈ”レベルの電位を信号Ｖｒｅｆ−Ｈとして出力し、
未ロック状態である場合は、所定の周期で所定の期間信
号Ｖｒｅｆ−Ｈを“Ｌ”レベルとするＶｒｅｆ−Ｈ発生
回路４０２と、ロック状態である場合は、“Ｈ”レベル
の電位を信号Ｖｒｅｆ−Ｌとして出力し、未ロック状態
である場合は、所定の周期で所定の期間、Ｖｒｅｆ−Ｈ
発生回路４０２とは半周期ずれて信号Ｖｒｅｆ−Ｌを
“Ｈ”レベルに変化させるＶｒｅｆ−Ｌ発生回路４０４
とを含む。

【００５８】すなわち、ロック検出回路２８において、
Ｉ復調信号またはＱ復調信号のいずれかの出力レベル
が、所定の期間にわたって一定のレベル値以下であると
判定されると、前述のとおり基準電位Ｖｒｅｆ−Ｈおよ
びＶｒｅｆ−Ｌは、所定の周期で間欠的に、ともに
“Ｈ”レベルとなる期間とともに“Ｌ”レベルとなる期
間を繰返すことになる。一方、ロック検出回路２８が、
ロック状態であると判定している期間中は、基準電位Ｖ
ｒｅｆ−Ｈは“Ｈ”レベルに、基準電位Ｖｒｅｆ−Ｌは
“Ｌ”レベルに維持されることになる。

【００５９】以下、ロック検出回路２８と波形整形回路
４０との動作をより詳しく説明する。

【００６０】図４は、ロック検出回路２８、波形整形回
路４０およびループフィルタ１８の動作を説明するタイ
ミングチャートである。

【００６１】図４を参照して、ロック判定回路２８中の
レベル判定回路２８２および２８４は、所定のサンプリ
ングポイントで、それぞれ入力するＩ復調信号およびＱ
復調信号のレベル値の判定を行なう。位相同期が完全に
取れている場合、サンプリングポイントでのデータ値
は、ＱＰＳＫ信号の復調では＋１または−１となるもの
とする。このとき、レベル判定回路は、サンプリングポ
イントでのデータ値が＋１±αまたは−１±α（たとえ
ば、α＝０．５）の範囲になければ、それぞれ出力する
第１および第２のエラー信号を活性状態とする。

【００６２】エラー積算カウンタ２８６および２８８
は、それぞれ一定期間対応するレベル判定回路２８２お
よび２８４から出力される第１および第２のエラー信号
が活性となっている回数を積算する。この積算値のいず
れかが上記一定期間中にスレッショルドレベルを超えて
いるか否かにより、ロック判定回路２９０は、同期状態
となっているか否かの判定を行なう。エラー積算カウン
タ２８６および２８８でエラー信号の活性状態の回数を
積算する構成としたのは、ノイズによっても、Ｉ復調信
号またはＱ復調信号のレベルが上記＋１±αまたは−１
±αの範囲外になる場合があるからである。

【００６３】図４では、初期状態としてロック反転出力
が活性状態（“Ｌ”レベル）であって、未ロック状態で
あると判定されているものとする。

【００６４】時刻ｔ０において基準電位Ｖｒｅｆ−Ｈが
所定の期間（Δｔ）“Ｌ”レベルに変化する。したがっ
て、基準電位Ｖｒｅｆ−ＨおよびＶｒｅｆ−Ｌがともに
“Ｌ”レベルとなることで、図２に示したループフィル
タ１８の差動増幅器１８２の＋入力電圧は通常モードで
の値に比べて大きく低下する。これに応じて、差動増幅
器１８２の出力電圧は、入力電圧が反転されて大きく増
加する側に変化する。

【００６５】時間Δｔ経過後は、基準電位Ｖｒｅｆ−Ｈ
は“Ｈ”レベルに復帰するので、差動増幅器１８４の＋
入力電圧も所定の時定数で中間レベルまで復帰する。

【００６６】時刻ｔ１において、今度は基準電位Ｖｒｅ
ｆ−Ｌが時間Δｔの間だけ“Ｈ”レベルへと変化する。
したがって、差動増幅器１８２の＋入力電圧は大きく＋
側にシフトする。

【００６７】これに応じて、差動増幅器１８２の出力電
圧、すなわちＶＣＯコントロール信号Ｖ２ｃは大きく減
少する側に変化する。時刻ｔ１から時間Δｔだけ経過後
は、基準電位Ｖｒｅｆ−Ｌは“Ｌ”レベルに復帰するの
で、その後は所定の時定数で、差動増幅器１８２への＋
入力電圧も中間レベルに復帰し、それに応じて、差動増
幅器１８２の出力電圧Ｖ２ｃも中間レベルに向けて復帰
していく。

【００６８】一方、エラー積算カウンタは、時刻ｔ０か
ら時刻ｔ２までの期間のレベル判定回路２８２および２
８４からのエラー信号の活性化の回数を積算している。
この場合、時刻ｔ０〜ｔ２の期間におけるエラー積算値
が所定のスレッショルド値を超えているので、ロック判
定回路２９０は、未だ未ロック状態であると判定する。
これに応じて、再び時刻ｔ２において基準電位Ｖｒｅｆ
−Ｈが時間Δｔの期間“Ｌ”レベルに変化する。一方
で、リセット回路２９２からのリセット信号の応じて、
エラー積算カウンタ２８６および２８８のカウント値が
リセットされる。

【００６９】以後は、時刻ｔ２〜時刻ｔ４の間で、再
び、エラー積算カウンタ２８６および２８８はレベル判
定回路２８２および２８４からのエラー信号の活性化の
回数を積算し、基準電位Ｖｒｅｆ−ＨおよびＶｒｅｆ−
Ｌは、時刻ｔ０〜時刻ｔ２と同様に間欠的にともに
“Ｌ”レベルとなる状態と“Ｈ”レベルとなる状態を繰
返す。

【００７０】時刻ｔ４において、再びエラー積算カウン
タ２８６および２８８の積算値をロック判定回路２９０
が判定する。この場合、エラー積算カウンタ値がやは
り、スレッショルド値を超えているため、ロック判定回
路は、未ロック状態であるものと判定し、ロック判定出
力を活性状態（“Ｌ”レベル）に維持する。この状態
で、再び基準電位Ｖｒｅｆ−ＨおよびＶｒｅｆ−Ｌが、
時刻ｔ４〜時刻ｔ６の期間、時刻ｔ２〜時刻ｔ４の期間
と同様に変化する。差動増幅器１８２の出力電圧の変化
に応じて、コスタス回路が位相ロック状態に復帰する
と、時刻ｔ４〜時刻ｔ６の期間におけるエラー積算カウ
ンタ値は減少し、この期間のエラー積算値がスレッショ
ルド値以下となる。したがって、ロック判定回路２９０
は、時刻ｔ６において、ロック状態に復帰したものと判
断し、ロック判定出力を不活性状態（“Ｈ”レベル）へ
と変化させる。

【００７１】これに応じて、Ｖｒｅｆ−Ｈ発生回路４０
２の出力レベルは“Ｈ”レベルを保持し、Ｖｒｅｆ−Ｌ
発生回路４０４の出力レベルは“Ｌ”レベルを保持す
る。

【００７２】したがって、差動増幅器１８２の＋入力電
圧も中間電位を保持する。つまり、差動増幅器１８２の
出力電圧、すなわちＶＣＯコントロール信号Ｖ２ｃは、
位相誤差検出回路１６からの位相誤差信号に応じて、微
小に変化しつつ、位相ロック状態を保持する。

【００７３】図５は、図４における時刻ｔ４から時刻ｔ
６におけるＶＣＯコントロール電圧の変化を拡大して示
す図である。

【００７４】図５において、コスタス回路の周波数引込
み範囲（ａ）を斜線で示している。時刻ｔ４において
は、ＶＣＯコントロール電圧は（ｂ）の位置にあり、位
相ロックができない状態である。ロック検出回路２８に
おいて、現在の状態が位相ロック状態でないと判断する
と、ロック検出回路２８は、波形整形回路４０の出力す
る基準電位のうち基準電位Ｖｒｅｆ−Ｌのレベルを
“Ｈ”レベルにする。

【００７５】抵抗１９４と並列に接続されているダイオ
ード１９８により、ループフィルタの＋入力電圧は一挙
に上昇する。次に、時間Δｔ経過後基準電位Ｖｒｅｆ−
Ｌのレベルが“Ｌ”レベルに復帰すると、ＲＣの時定数
で決まる傾きでループフィルタの出力電圧、すなわちＶ
ＣＯコントロール電圧が徐々に下降する。

【００７６】時刻ｔ５において、基準電位Ｖｒｅｆ−Ｈ
のレベルは、時間Δｔの期間“Ｌ”レベルになる。この
とき、抵抗１９２と並列に接続されているダイオード１
９６により、ロープフィルタの差動増幅器１８２の＋入
力電圧は一挙に下降する。時間Δｔ経過後に、基準電位
Ｖｒｅｆ−Ｈのレベルは、再び“Ｈ”レベルに復帰し、
ＲＣの時定数で決まる傾きでループフィルタの出力電
圧、すなわちＶＣＯコントロール信号Ｖ２ｃは徐々に上
昇する。図５においては、上昇中に、コスタス回路の引
込み周波数範囲に入り、図中（ｃ１）において位相がロ
ックしたものとする。以後は、レベル判定回路２８２お
よび２８４から出力される第１および第２のエラー信号
は活性状態となることがなくなるため、エラー積算カウ
ンタ２８６および２８８の積算値は増加しない。したが
って、時刻ｔ６において、ロック判定回路２９０は、ロ
ック状態に復帰したものと判定し、ロック判定出力を不
活性状態（“Ｈ”レベル）とする。以後は、基準電位Ｖ
ｒｅｆ−ＨおよびＶｒｅｆ−Ｌは、それぞれ“Ｈ”レベ
ルおよび“Ｌ”レベルとなって、通常モードの動作とな
る。

【００７７】すなわち、これらの動作により、強制的に
局部発振波の周波数をコスタス回路の引込み範囲内に移
動させることが可能になる。

【００７８】以上説明した本実施の形態では、搬送波再
生のためのＶＣＯ２０を制御するＶＣＯコントロール電
圧Ｖ２ｃをスイープする構成について説明したが、スイ
ープ用のＶＣＯ３０を省略する構成としては、このよう
なものに限定されるわけではなく、たとえば波形整形回
路４０から出力される基準電位に応じて、ループフィル
タ２６の出力電圧Ｖ１ｃをスイープさせ、ダウンコンバ
ータ用ＶＣＯ３４の発振周波数をスイープさせる構成と
することも可能である。

【００７９】

【発明の効果】以上のような構成とすることで、コスタ
ス型デジタル復調器において、復調動作のために復調器
内で発生させる局部発振波の周波数と受信変調波の周波
数との誤差が所定値以上となり、局部発振波の発振周波
数をスイープさせて、コスタス回路の引込み可能範囲ま
で局部発進周波数をスイープさせる必要がある場合で
も、このスイープを行なうための専用の発振回路が不要
となり、より簡単な回路構成でコスタス型デジタル復調
器を構成できるという利点がある。

【００８０】このことは、部品点数の削減をもたらし、
製造コストの低減をも可能とする。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明に係るコスタス型デジタル復調器１００
の構成を示す概略ブロック図である。

【図２】コスタス型デジタル復調器１００のループフィ
ルタ１８の構成を示す概略ブロック図である。

【図３】コスタス型デジタル復調器１００のロック検出
回路２８および波形整形回路４０の構成を示す概略ブロ
ック図である。

【図４】コスタス型デジタル復調器１００の動作を示す
タイミングチャートである。

【図５】図４に示したタイミングチャートの要部拡大図
である。

【図６】従来のコスタス型デジタル復調器２００の構成
を示す概略ブロック図である。

【図７】従来のコスタス型デジタル復調器２００の動作
を説明するタイミングチャートである。

【符号の説明】

２，６ バンドパスフィルタ ４，８，１０ ミキサ １２，１４ ローパスフィルタ １６ 位相誤差検出回路 １８ ループフィルタ ２０ 搬送波再生用ＶＣＯ ２２ ９０°位相器 ２４ 周波数誤差検出回路 ２６ ループフィルタ ２８ ロック検出回路 ３０ スイープ用ＶＣＯ ３２ スイッチ回路 ３４ 加算器 ３６ ダウンコンバータ用ＶＣＯ １００ コスタス型デジタル復調器 ２００ 従来のコスタス型デジタル復調器

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 多値ＱＡＭ変調された搬送波により送信
   されたデジタル信号を受信して復調するコスタス型デジ
   タル復調器であって、 発振制御信号に応じて、対応する周波数の第１の局部発
   振波と、前記第１の局部発振波と直交する位相を有する
   第２の局部発振波を出力する局部発振手段と、 前記搬送波と前記第１の局部発振波を受けて、ベースバ
   ンド信号の同相成分を抽出する第１の再生手段と、 前記搬送波と前記第２の局部発振波を受けて、ベースバ
   ンド信号の直交成分を抽出する第２の再生手段と、 前記同相成分および前記直交成分を受けて、前記第１の
   局部発振波と前記搬送波との位相差に応じた位相誤差信
   号を出力する位相誤差検出手段と、 前記同相成分および前記直交成分を受けて、少なくとも
   いずれか一方のレベル値が所定値以下となることに応じ
   て、フィルタ制御信号を活性化する位相同期検出手段
   と、 前記位相誤差信号を受けて平滑化し、前記発振制御信号
   を出力するフィルタ手段とを備え、 前記フィルタ手段は、前記フィルタ制御信号の活性化に
   応じて、所定の範囲で前記発振制御信号を変化させる、
   コスタス型デジタル復調器。
2. 【請求項２】 前記位相同期検出手段は、 所定の周期で前記同相成分のレベル値を検知し、所定値
   以下の場合、第１のエラー信号を活性とする第１のレベ
   ル判定手段と、 所定の期間にわたり、前記第１のエラー信号の活性化回
   数を積算する第１のカウント手段と、 所定の周期で前記直交成分のレベル値を検出し、所定値
   以下の場合、第２のエラー信号を活性とする第２のレベ
   ル反転手段と、 所定の期間にわたり、前記第２のエラー信号の活性化回
   数を積算する第２のカウント手段と、 前記第１および前記第２のカウント手段の積算結果に応
   じて、前記フィルタ制御信号を活性化する同期判定手段
   を含む、請求項１記載のコスタス型デジタル復調器。
3. 【請求項３】 前記位相同期検出手段は、 前記同期判定手段の出力を受けて、前記フィルタ制御信
   号の活性期間中、第２の所定の周期で間欠的に、ともに
   第１の電位となる状態と、ともに第２の電位となる状態
   とを繰返す第１および第２の基準電位を出力する波形成
   形手段をさらに含み、 前記フィルタ手段は、 第１の入力ノードに前記位相誤差信号を受け、前記発振
   制御信号を出力する差動増幅手段と、 前記第１の入力ノードと前記差動増幅手段の出力ノード
   との間に接続する第１の容量手段と、 前記差動増幅手段の第２の入力ノードと一端が接続し、
   他端が前記第１の電位に保持される第２の容量手段と、 前記第１および前記第２の基準電位が、ともに前記第１
   の電位のときおよびともに前記第２の電位のときのいず
   れかの場合は、対応する前記第１の電位および前記第２
   の電位のいずれかを、抵抗体を介して前記第２の入力ノ
   ードに供給し、前記第１および前記第２の基準電位が、
   それぞれ前記第１の電位および前記第２の電位の場合
   は、前記第１および前記第２の電位の中間電位を前記第
   ２の入力ノードに供給する基準電位制御手段を含む、請
   求項２記載のコスタス型デジタル復調器。