JPH09258747A - アクティブ騒音抑制制御方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】演算処理が少なくてすみ、信号処理装置に対す
る負担を減少させることができ、かつ十分な騒音抑制制
御が行えるアクティブ騒音抑制制御方法を提供する。 【解決手段】 再生音によって騒音をキャンセルための
スピーカ１２とスピーカ１２と騒音との差の音に基づく
誤差信号を送出するマイクロホン１１とを音場に備えて
騒音をキャンセルするアクティブ騒音抑制制御方法にお
いて、音場の波動方程式から得られる伝達関数の内乱要
因および外乱要因による変動量を加法的摂動として周波
数に対して予め近似設定し、近似設定された値とスピー
カ１２からマイクロホン１１までの距離とＩＭＣフィル
タ１５ａの伝達関数との積の絶対値が１未満になるよう
にＩＭＣフィルタ１５ａの可変パラメータを選定し、選
定された可変パラメータに基づいて音場内の振動を抑制
する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明はロードノイズ等によ
る車室内騒音の抑制などに利用できるアクティブ騒音抑
制制御方法に関し、さらに詳細にはインターナル モデ
ル コントローラ構成によるアクティブ騒音抑制制御方
法に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来のアクティブ騒音抑制制御方法は図
７乃至図１０に示すようにフィードバックによる制御が
行われている。さらに説明すれば、図７（ａ）に示すよ
うに、騒音抑制領域内に誤差検出のためのセンサである
マイクロホン２１を設けると共に、マイクロホン２１と
予め定めた距離隔てて出力音によって騒音をキャンセル
する騒音キャンセル用の音源であるスピーカ２２を設け
て、騒音とスピーカ２２からの出力音との差をマイクロ
ホン２１にて検出し、マイクロホン２１の出力信号を適
応フィルタを備えたフィードバックコントローラ２３に
供給し、フィードバックコントローラ２３の出力によっ
てスピーカ２２を駆動して騒音を打ち消すように構成さ
れている。

【０００３】図７（ａ）において、スピーカ２２からマ
イクロホン２１までの伝達関数をＰ（ｓ）、フィードバ
ックコントローラ２３の伝達関数をＫ（ｓ）で示すと、
図７（ａ）に示すアクティブ騒音抑制制御装置は図７
（ｂ）のブロック線図で示される。ここで、スピーカ２
２からマイクロホン２１までをプラント２４とみなす。
Ｓは複素パラメータである。

【０００４】なお、本明細書の文中における記号の表示
と数式中および図面中の表示との対応は、次の表１に示
す。

【０００５】

【表１】

【０００６】図７に示すアクティブ騒音抑制制御は、具
体的には適応制御によって行っている。その例は図８、
図９および図１０に示すごとくである。図８に模式的に
示したブロック線図の従来例では、マイクロホン２１か
らの出力信号にハウリングキャンセルフィルタ２５を通
した信号を加えてハウリング特性の補償をした信号を参
照信号とし、この参照信号を入力とするフィードバック
型のフィルタード−Ｘ−ＬＭＳの信号処理による適応フ
ィルタ２６に供給して、適応フィルタ２６の出力によっ
てスピーカ２２を駆動して騒音の抑制を行っている。図
８において、∧Ｅはスピーカ２２からマイクロホン２１
に至るまでの伝達関数をシミュレートしたＦＩＲフィル
タの伝達関数を示し、Ｗはフィルタ係数がフィルタード
−Ｘ−ＬＭＳ信号処理出力に基づいて制御されるアダプ
ティブフィルタの伝達関数を示している。

【０００７】図９に模式的に示したブロック線図の従来
例では、フィードフォワード制御を加えた２自由度アク
ティブ騒音抑制制御の例であり、騒音抑制制御コントロ
ーラ２７は適応フィルタであるフィードバックコントロ
ーラ２８およびフィードフォワードコントローラ９を備
えて、フィードバックコントローラ２８およびフィード
フォワードコントローラ２９にフィルタード−Ｘ−ＬＭ
Ｓの信号処理による適応フィルタを用いて、騒音抑制制
御を行っている。図９において、（Ｚ^-1）は遅延方向へ
のシフトオペレータを示し、Ｇｒ（Ｚ^-1）は騒音源とオ
ブザーバとの間の伝達関数を、Ｇ（Ｚ^-1）は制御源とオ
ブザーバとの間の伝達関数を、Ｅ（Ｚ^-1）はＧ（Ｚ^-1）
を除いたＦＩＲフィルタの伝達関数を示している。ま
た、制御源はスピーカ２２に、オブザーバはマイクロホ
ン２１に対応している。

【０００８】図１０のブロック線図に示す従来例では、
フィードバックコントローラ３０を例えばＬＭＳ信号処
理により制御される適応フィルタ３１とプラント２４の
モデルであるインターナルモデル３２と加算器３３とに
よって構成し、適応フィルタ３１の出力を伝達関数Ｐ
（ｓ）のプラント３４および伝達関数〜Ｐ（ｓ）のイン
ターナルモデル３２に供給する。かかる構成、すなわち
プラント３４とプラント３４のモデル（インターナルモ
デル）とを並列に配置する構成はインターナルモデルコ
ントローラ（ＩＭＣ）と称されている。図１０において
プラント２４の出力と騒音との差を加算器３５にて検出
し、加算器３５からの出力信号とインターナルモデル３
２からの出力信号との差を加算器３３によって検出し、
加算器３３によって検出した出力に基づいて適応フィル
タ３１を制御して、加算器３５の出力信号を“０”に制
御する騒音抑制制御を行っている。

【０００９】なお、適応フィルタ３１はインターナルモ
デル３１ａ、ＬＭＳ法による適応アルゴリズムの演算を
する信号処理装置３１ｂ、信号処理装置３１ｂの出力に
よりフィルタ係数が更新されるフィードバックコントロ
ーラ３１ｃからなっている。

【００１０】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記し
たように従来のアクティブ騒音抑制制御においては、フ
ィードフォワードコントローラだけでなくフィードバッ
クコントローラに対しても適応フィルタが用いられてお
り、適応フィルタを制御するための適応アルゴリズムの
演算量は、特表平１−５０１３４４号あるいは特願平６
−１６２４５８号で示されるように多大である。このた
めに、従来のアクティブ騒音抑制制御においては、適応
アルゴリズム演算のためのデジタル演算処理量が非常に
多くなって、演算処理に時間を要し、演算処理速度が遅
い演算処理装置を用いると騒音抑制制御が高速で行え
ず、騒音抑制のための応答性に劣るという問題点が生ず
る。

【００１１】また、演算処理時間を短縮しようとすれば
信号処理装置に演算速度が高速のものを必要とし、アク
ティブ騒音抑制装置として実装するに当たって、アクテ
ィブ騒音抑制制御装置が高価なものになるという問題点
があった。

【００１２】本発明は、演算処理が少なくてすみ、信号
処理装置に対する負担を減少させることができ、かつ十
分な騒音抑制制御が行えるアクティブ騒音抑制制御方法
を提供することを目的とする。

【００１３】

【課題を解決するための手段】本発明のアクティブ騒音
抑制制御方法は、騒音キャンセル用の音源と前記音源と
騒音との差の音に基づく誤差信号を送出する誤差検出セ
ンサとを音場に備えて騒音をキャンセルするアクティブ
騒音抑制制御方法において、前記音場の波動方程式から
得られる伝達関数の内乱要因および外乱要因による変動
量を加法的摂動として周波数に対して予め近似設定し、
前記近似設定された値と前記音源から前記誤差検出セン
サまでの距離とＩＭＣフィルタの伝達関数との積の絶対
値が１未満になるようにＩＭＣフィルタの可変パラメー
タを選定し、選定された可変パラメータに基づいたＩＭ
Ｃフィルタを用いて前記音場内の振動を抑制することを
特徴とする。

【００１４】本発明にかかるアクティブ騒音抑制制御方
法によれば、音場の伝達関数の内乱要因および外乱要因
による変動量を加法的摂動として周波数に対して予め近
似設定し、前記近似設定された値と前記音源から前記誤
差検出センサまでの距離とＩＭＣフィルタの伝達関数と
の積の絶対値が１未満になるようにＩＭＣフィルタの可
変パラメータを選定したため、騒音が抑制される。

【００１５】さらに、本発明にかかるアクティブ騒音抑
制制御方法によれば、伝達関数の変動量を周波数に対し
て予め近似設定したため、近似設定された伝達関数の変
動量と音源から前記誤差検出センサまでの距離とＩＭＣ
フィルタの伝達関数との積が１未満となるようにＩＭＣ
フィルタの可変パラメータを定数として設定すれば足る
ことになり、伝達関数の変動に対して追従させる適応制
御の場合のような多大の演算を必要とせず、演算量が少
なくてすむ。

【００１６】またさらに、本発明にかかるアクティブ騒
音抑制制御方法によれば、騒音抑制制御のためのシステ
ムが単純なフィードバックコントローラによって構成で
きるほか、騒音抑制のための演算処理時間が減少して応
答性も向上する。また、実装に際して安価に構成でき
る。従来の適応制御の場合と同一処理時間を許容すれ
ば、本発明にかかるアクティブ騒音抑制制御方法によれ
ば、信号処理装置は演算処理速度の遅いものですむこと
になる。

【００１７】本発明にかかるアクティブ騒音抑制制御方
法は、アクティブ騒音抑制制御方法において伝達関数の
予め近似設定される変動量を、周波数重み関数とするこ
とを特徴とする。

【００１８】本発明にかかるアクティブ騒音抑制制御方
法において、近似設定された伝達関数の変動量を周波数
重み関数としたときは、伝達関数の変動量と音源から誤
差検出センサまでの距離とＩＭＣフィルタの伝達関数と
の積が、周波数の関数として得られるために、ＩＭＣフ
ィルタの可変パラメータの選定が容易となる。 本発明
にかかるアクティブ騒音抑制制御方法は、アクティブ騒
音抑制制御方法において伝達関数の予め近似設定される
変動量を、周波数に対して予め設定してしておくことを
特徴とする。

【００１９】本発明にかかるアクティブ騒音抑制制御方
法において、伝達関数の変動量が周波数に対して予め設
定されているために、前記変動量の変化態様に応じて、
変動量近似時の自由度が増加し、ＩＭＣフィルタの可変
パラメータの選定に際し精度よく選定することができ
る。

【００２０】本発明にかかるアクティブ騒音抑制制御方
法は、アクティブ騒音抑制制御方法において伝達関数の
内乱要因および外乱要因による変動量を、伝達関数の内
乱要因および外乱要因による実測変動量または推測変動
量以上で、かつ前記実測変動量または前記推測変動量に
漸近的に近似する変動量とすることを特徴とする。

【００２１】伝達関数の変動量を、伝達関数の内乱要因
および外乱要因による実測変動量または推測変動量以上
の変動量に設定したときは騒音抑制効果が低下し、残留
する騒音が多くなり、また伝達関数の内乱要因および外
乱要因による実測変動量または推測変動量未満の変動量
に設定したときは騒音抑制が不安定となってハウリング
が生ずる。しかるに、本発明にかかるアクティブ騒音抑
制制御方法において、伝達関数の変動量を、伝達関数の
内乱要因および外乱要因による実測変動量または推測変
動量以上で、かつ実測変動量または推測変動量に漸近的
に近似する変動量としたときは、騒音抑制効果が最大で
あり、かつ騒音抑制効果が安定して得られる。

【００２２】本発明にかかるアクティブ騒音抑制制御方
法は、アクティブ騒音抑制制御方法において、積の絶対
値が０．９以上でかつ１未満となるようにＩＭＣフィル
タの可変パラメータを選定することを特徴とする。

【００２３】本発明にかかるアクティブ騒音抑制制御方
法において、積の絶対値が０．９以上でかつ１未満にな
るようにＩＭＣフィルタの可変パラメータが選定される
ために、騒音キャンセル効果が増大することになる。

【００２４】

【発明の実施の形態】以下、本発明にかかるアクティブ
騒音抑制制御方法を実施の形態によって説明する。

【００２５】図１および図２はそれぞれ本発明の実施の
形態にかかるアクティブ騒音抑制制御方法が適用される
アクティブ騒音抑制制御装置のブロック図およびブロッ
ク線図である。

【００２６】図１において、符号１２は騒音キャンセル
用の音源としてのスピーカを示し、符号１１は消音点に
設けられて騒音とスピーカ１２からの再生音との和に基
づく誤差信号を送出する誤差信号センサであるマイクロ
ホンを示し、スピーカ１２とマイクロホン１１との間の
距離はｌ（エル）である。スピーカ１２からマイクロホ
ン１１までをプラント１６とみなすことは前記の通りで
ある。

【００２７】また、マイクロホン１１は出力を増幅する
増幅器およびその増幅器の出力をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ
変換器を含み、スピーカ１２は駆動信号をＤ／Ａ変換す
るＤ／Ａ変換器およびＤ／Ａ変換器からの出力を増幅し
てスピーカを駆動する増幅器を含んでいる。

【００２８】プラントのモデルである伝達関数が〜Ｐ
（ｓ）に構成されたインターナルモデル１４からの出力
信号を、マイクロホン１１の出力信号から加算器１３に
よって減算し、加算器１３からの出力信号はＩＭＣフィ
ルタ１５ａを含むフィードバックコントローラ１５に供
給し、フィードバックコントローラ１５の出力信号を位
相反転してスピーカ１２およびインターナルモデル１４
に供給して、騒音をキャンセルさせるように構成してあ
る。

【００２９】図１（ｂ）において、Ｐ（ｓ）はプラント
の伝達関数を示し、〜Ｐ（ｓ）はインターナルモデル１
４の伝達関数を示し、Ｑｄ（ｓ）はフィードバックコン
トローラ１５の伝達関数を示している。

【００３０】ここで、スピーカ１２とマイクロホン１１
とを含む音場を自由音場とし、球面波の波動方程式をラ
プラス変換することによってプラントの伝達関数Ｐ
（ｓ）を求める。

【００３１】伝達関数Ｐ（ｓ）は下記に示す（１）式に
よって示される。

【００３２】

【数１】

【００３３】（１）式において、Ａは定数であり、ｌ
（エル）は前記のようにスピーカ１２からマイクロホン
１１までの距離である。また、ｃを音速としたとき、τ
（＝ｌ（エル）／ｃ）はむだ時間である。このようにフ
ィードバックアクティブ騒音抑制制御で対象とするプラ
ントはむだ時間系であり、むだ時間系は無限次元系であ
るため、一般に制御が難しい。

【００３４】本発明の実施の形態にかかるアクティブ騒
音抑制制御では、むだ時間を１次パデ近似した下記の
（２）式に示す〜Ｐ（ｓ）をインターナルモデル１４の
伝達関数として用いる。

【００３５】

【数２】

【００３６】プラントの伝達関数とそのモデルであるイ
ンターナルモデルの伝達関数とを並列に配置して同一信
号を入力し、その出力の差を誤差としてフードバックす
る制御方式の構成は、インターナルモデルコントローラ
（ＩＭＣ）と呼ばれており、ロバスト性に優れているこ
とが知られている。

【００３７】本発明の実施の形態にかかるアクティブ騒
音抑制制御ではフィードバック系にＩＭＣ構成を用いて
いる。ＩＭＣ構成の場合に、伝達関数Ｐ（ｓ）＝〜Ｐ
（ｓ）のときに、フィードバックコントローラ１５を安
定に設計すればフィードバック系が安定であることが知
られている。

【００３８】図１において騒音源からマイクロホン１１
の誤差信号発生端までの伝達関数Ｓ（ｓ）は感度関数と
よばれて、下記の（３）式、（４）式に示す通りであ
る。

【００３９】

【数３】

【００４０】

【数４】

【００４１】フィードバック−アクティブ騒音抑制制御
では、制御対象周波数帯域で感度関数Ｓ（ｓ）が１より
も小さくできれば消音される。すなわち消音するという
制御目的は制御関数Ｓ（ｓ）を１より小さくすることに
他ならない。

【００４２】ここで、インターナルモデル１４の伝達関
数〜Ｐ（ｓ）とプラントの伝達関数Ｐ（ｓ）とが等しい
ノミナルケースについてみた場合を説明する。

【００４３】ノミナルケースの場合に、伝達関数Ｑｄ
（ｓ）は〜Ｑｄ（ｓ）と記す。

【００４４】このとき、上記（３）式および（４）式
は、下記の（５）式および（６）式に示すようになる。

【００４５】

【数５】

【００４６】

【数６】

【００４７】したがって、プラントが最小位相系であれ
ば、下記の（７）式のように選ぶことによって外乱の影
響を０にすることができる。しかし、本発明の実施の形
態にかかるアクティブ騒音抑制制御の場合では、非最小
位相系であるため、伝達関数〜Ｐ（ｓ）を下記の（８）
式に示すようにインナーアウター分解する。

【００４８】

【数７】

【００４９】

【数８】

【００５０】（８）式において、ＰＭ（ｓ）は最小位相
関数、ＰＡ（ｓ）は全域通過関数であって、それぞれ次
の（９）式のように与えられる。ここで、Ａ＝１とおい
た。

【００５１】

【数９】

【００５２】この解析を容易にするためと広帯域な周波
数成分を含むという観点から、ステップ状の外乱ｄ
（ｓ）＝１／ｓを想定すると、ステップ状の外乱に対す
る最小エラーノルムは下記の（１０）式によって得られ
る。

【００５３】

【数１０】

【００５４】（１０）式に示す最小エラーノルムは、次
の（１１）式の関係が成立したときに最小値をとる。

【００５５】

【数１１】

【００５６】（１０）式に示す最小エラーノルムは、原
点に近い不安定零点が存在すると、達成できるＨ２ノル
ムが増大することを示している。したがって、本発明の
実施の形態にかかるアクティブ騒音抑制制御ではスピー
カ１２からマイクロホン１１までの距離ｌ（エル）が長
いほど不安定零点は原点に近づき、騒音抑制制御が難し
いことを示している。

【００５７】次に、本発明の実施の形態にかかるアクテ
ィブ騒音抑制制御のロバスト安定性について説明する。

【００５８】プラントの存在範囲（不確かさの集合）が
次の（１２）式に示す加法的摂動によって記述できると
仮定する。

【００５９】

【数１２】

【００６０】Ｗａ（ｊω）はプラントのシステマティッ
ク誤差をおおう周波数重み関数である。このときのロバ
スト安定条件は、（１３）式に示すとおりであることが
知られている。

【００６１】

【数１３】

【００６２】ここで、〜Ｔａ（ｓ）は、（１４）式とし
て定義されている準相補感度関数である。

【００６３】

【数１４】

【００６４】また、ＩＭＣ構成では、フィードバックコ
ントローラ１５中にローパスフィルタで構成されたＩＭ
Ｃフィルタ１５ａが用いられて、ＩＭＣフィルタ１５ａ
の伝達関数をＦ（ｓ）で示すと、フィードバックコント
ローラ１５の伝達関数Ｑｄ（ｓ）は下記の（１５）式に
示すように表される。

【００６５】

【数１５】

【００６６】したがって、（１４）式および（１５）式
を用いると、ロバスト安定条件は、総ての角速度ω（＝
２πｆ）の範囲において、下記の（１６）式で表示でき
る。

【００６７】

【数１６】

【００６８】ここで、前記のようにステップ状の外乱を
想定しているから、ＩＭＣフィルタ１５ａの伝達関数Ｆ
（ｓ）は、λをＩＭＣフィルタ１５ａの可変パラメータ
として、下記に示した（１７）式の伝達関数を選び、〜
Ｑｄ（ｓ）が下記に示す（１８）式となることに注目す
れば、ロバスト安定条件を示す（１６）式は、下記に示
す（１９）式のようになる。

【００６９】

【数１７】

【００７０】

【数１８】

【００７１】

【数１９】

【００７２】ここで、ロバスト安定条件を満たすように
ＩＭＣフィルタ１５ａの可変パラメータλを調整する。

【００７３】（１７）式に示したＩＭＣフィルタ１５ａ
の伝達関数Ｆ（ｓ）を用いて、フィードバックコントロ
ーラ１５の伝達関数Ｑｄ（ｓ）は下記の（２０）式とし
て求めることができる。

【００７４】

【数２０】

【００７５】このようにして求めたフィードバックコン
トローラ１５の伝達関数Ｑｄ（ｓ）を用いて、フィード
バックコントローラ１５の入力信号をｅとしたとき、フ
ィードバックコントローラ１５の出力ｕは ｕ＝Ｑｄ（ｓ）ｅ …（２１） にて得られる。

【００７６】（２０）、（２１）式にて求められるフィ
ードバックコントローラ１５の構成は簡単であり、かか
る構成の簡単なフィードバックコントローラ１５を用い
て得られる騒音抑制効果は図３の破線ｂに示す如くであ
り、一点鎖線ｃで示したＬＭＳ法による騒音抑制効果と
比較して遜色がない。なお、図３において実線ａは騒音
抑制制御を行わない場合の騒音を示している。

【００７７】また、従来のＬＭＳ法を用いた適応制御に
よる場合の演算量と本発明の実施の形態に掛かるアクテ
ィブ騒音抑制制御による場合の演算量とについて説明す
る。

【００７８】図１０に示した適応フィルタ３１におい
て、インターナルモデル３１ａの入力信号をｘ、信号処
理装置３１ｂの入力をｗ、フィードバックコントローラ
３１ｃの入力信号をｖ、フィードバックコントローラ３
１ｃの出力信号をｚとしたとき、次の（２２）〜（２
４）式の演算を必要とする。

【００７９】 ｚ＝Ｑ_A ｖ …（２２）

【００８０】

【数２１】

【００８１】 Ｑ_A （ｎｅｗ）＝Ｑ_A （ｏｌｄ）＋μｗｘ…（２４） ここでＱ_A はフィードバックコントローラ３１ｃの伝達
関数を、〜Ｐ₁ （ｓ）はインターナルモデル３１ａの伝
達関数を、μはステップパラメータであって、ＬＭＳ法
に基づいて演算される。これに対して、本発明の実施の
形態に掛かるアクティブ騒音抑制制御による場合は（２
１）式のみですみ、（２３）式および（２４）式の演算
は不用であって、演算量は大幅に減少する。

【００８２】本発明の実施の形態にかかるアクティブ騒
音抑制制御方法では、例えば車室内の騒音抑制制御に適
用した場合に、乗員数の増減、窓の開閉などの外乱要因
と、マイクロホン１１およびスピーカ１２の経年変化、
プラントの伝達関数Ｐ（ｓ）とインターナルモデル１４
の伝達関数〜Ｐ（ｓ）との誤差による内乱要因に基づい
てプラントの伝達関数Ｐ（ｓ）が変化する。この伝達関
数Ｐ（ｓ）の変動量は加法的摂動として周波数に対して
予め見積もって近似設定しておく。ここで、（１２）式
に示した加法的摂動がプラントの伝達関数の変動量の見
積りにあたる。この見積りは実装前に予め行っておく。

【００８３】また、ＩＭＣフィルタ１５ａの可変パラメ
ータλを調整して、（１６）式に示したロバスト安定条
件を満たすようにする。

【００８４】具体的に述べると、スピーカ１２からマイ
クロホン１１までの距離ｌ（エル）は物理的に定まって
おり、変動量をおおう周波数重み関数は近似設定された
伝達関数Ｐ（ｓ）の変動量であって予め近似設定されて
いる。したがって、｜ｌ・Ｆ（ｓ）・Ｗａ（ｓ）｜＜１
になるように、すなわちロバスト安定条件が満たされる
ように可変パラメータλを予め調整することによりＩＭ
Ｃフィルタ１５ａの伝達関数Ｆ（ｓ）を選定し、この選
定された伝達関数Ｆ（ｓ）を用いてフィードバックコン
トローラ１５の伝達関数Ｑｄ（ｓ）は（２０）式によっ
て求められ、フィードバックコントローラ１５の構成は
簡単ですむことになる。

【００８５】このため、従来の適応制御による場合のよ
うにプラントの伝達関数の変動にリアルタイムに追従す
るべく演算を常に行うようなことは必要なく、前述の如
く演算量はきわめて少なくてすむことになる。フィード
バックコントローラ１５の構成も簡単になる。

【００８６】ここで、｜ｌ・Ｆ（ｓ）・Ｗａ（ｓ）｜は
可能な限り“１”に近くなるように可変パラメータλを
選定する。｜ｌ・Ｆ（ｓ）・Ｗａ（ｓ）｜は可能な限り
“１”に近付けることによって、大きな騒音抑制効果が
得られるためである。

【００８７】具体的に、スピーカ１２からマイクロホン
１１までの距離ｌ（エル）が０．２ｍのとき、Ｆ（ｓ）
＝１／（０．０００２ｓ＋１）と選んだ。このときのロ
バスト安定条件は｜ｌ・Ｆ（ｊω）・Ｗａ（ｊω）｜
は、図４に示すごとくになり、最大値０．９７が得られ
た。なお、ロバスト安定条件は｜ｌ・Ｆ（ｊω）・Ｗａ
（ｊω）｜は、１未満０．９以上になるように可変パラ
メータλを選定するのが好都合である。

【００８８】次に、プラント１６の伝達関数Ｐ（ｓ）の
変動量の見積りについて説明する。

【００８９】すなわち、周波数重み関数Ｗａ（ｓ）は、
（１）式で示したプラントの伝達関数Ｐ（ｓ）と（２）
式で近似したインターナルモデル１４の伝達関数〜Ｐ
（ｓ）との差をおおうように設定される。

【００９０】スピーカ１２からマイクロホン１１までの
距離ｌ（エル）＝０．２ｍとおいたときの周波数重み関
数Ｗａ（ｊω）は図５（ａ）の実線で示すように設定さ
れる。図５（ａ）において、破線は加法的摂動（Ｐ（ｊ
ω）−〜Ｐ（ｊω））を示し、周波数重み関数Ｗａ（ｊ
ω）の値は試行錯誤的に設定されるが、加法的摂動以上
であって加法的摂動に漸近的に近似するように設定す
る。図５（ａ）に示す例では、周波数重み関数Ｗａ
（ｓ）は下記の（２５）式に示すように設定した。

【００９１】

【数２２】

【００９２】なお、周波数重み関数Ｗａ（ｓ）は図５
（ｂ）に示したように、加法的摂動の包絡線以上の一点
鎖線で示す周波数重み関数Ｗａ（ｊω）″に設定したと
きは、騒音の抑制が不十分であり、加法的摂動に漸近的
に近似する重み関数Ｗａ（ｓ）未満の二点鎖線で示す周
波数重み関数Ｗａ（ｊω）′に設定したときはハウリン
グが生じるなど不安定となる。

【００９３】したがって、周波数重み関数Ｗａ（ｊω）
は加法的摂動以上であって加法的摂動に漸近的に近似す
るように設定するのが最もよい。

【００９４】また、プラント１６の伝達関数Ｐ（ｓ）の
変動量の他の見積り法について、図６によって説明す
る。

【００９５】図６において、破線は周波数に対する加法
的摂動（Ｐ（ｊω）−〜Ｐ（ｊω））を示している。変
動量の他の見積りは、図６の破線に示す加法的摂動に近
接する階段状の変動量によって伝達関数Ｐ（ｓ）の変動
量を推定する。

【００９６】このように推定した場合は、伝達関数Ｐ
（ｓ）の変動量が周波数に対して予め設定されているた
めに、変動量の変化態様に応じて変動量近似時における
自由度が増加し、ＩＭＣフィルタの可変パラメータを精
度よく選定することができる。

【００９７】

【発明の効果】以上説明したように本発明のアクティブ
騒音抑制制御方法によれば、伝達関数の変動量を周波数
に対して予め近似設定したため、近似設定された伝達関
数の変動量と音源から前記誤差検出センサまでの距離と
ＩＭＣフィルタの伝達関数との積が１未満となるように
ＩＭＣフィルタの可変パラメータを定数として設定すれ
ば足りて、伝達関数の変動に対して追従させる従来の適
応制御の場合のような多大の演算を必要とせず、演算量
が少なくてすむという効果が得られる。

【００９８】また、本発明にかかるアクティブ騒音抑制
制御方法によれば、騒音抑制制御のためのシステムが単
純なフィードバックコントローラによって構成できるほ
か、騒音抑制のための演算処理時間が減少して応答性も
向上する効果も得られる。さらにまた、実装に際して安
価に構成できるほか、従来の適応制御の場合と同一処理
時間を許容すれば、本発明にかかるアクティブ騒音抑制
制御方法によれば、信号処理装置は演算処理速度の遅い
ものですむという効果が得られる。

【００９９】本発明にかかるアクティブ騒音抑制制御方
法において、近似設定された伝達関数の変動量を周波数
重み関数としたときは、伝達関数の変動量と音源から誤
差検出センサまでの距離とＩＭＣフィルタの伝達関数と
の積が、周波数の関数として得られるために、ＩＭＣフ
ィルタの可変パラメータの選定が容易となるという効果
が得られる。

【０１００】本発明にかかるアクティブ騒音抑制制御方
法において、伝達関数の変動量が周波数に対して予め設
定されているために、前記変動量の変化態様に応じて、
変動量近似時の自由度が増加し、ＩＭＣフィルタの可変
パラメータの選定に際し精度よく選定することが可能と
なる効果が得られる。

【０１０１】伝達関数の変動量を、伝達関数の内乱要因
および外乱要因による実測変動量または推測変動量以上
の変動量に設定したときは騒音抑制効果が低下し、残留
する騒音が多くなり、また伝達関数の内乱要因および外
乱要因による実測変動量または推測変動量未満の変動量
に設定したときは騒音抑制が不安定となってハウリング
が生ずるが、本発明にかかるアクティブ騒音抑制制御方
法において、伝達関数の変動量を、伝達関数の内乱要因
および外乱要因による実測変動量または推測変動量以上
で、かつ実測変動量または推測変動量に漸近的に近似す
る変動量としたことにより、騒音抑制効果が最大であ
り、かつ騒音抑制効果が安定して得られる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施の一形態にかかるアクティブ騒音
抑制制御方法が適用されるアクティブ騒音抑制制御装置
のブロック図である。

【図２】本発明の実施の一形態にかかるアクティブ騒音
抑制制御方法が適用されるアクティブ騒音抑制制御装置
のブロック線図である。

【図３】本発明の実施の一形態にかかるアクティブ騒音
抑制制御方法における騒音抑制効果の説明に供する模式
的特性図である。

【図４】本発明の実施の一形態にかかるアクティブ騒音
抑制制御方法におけるＩＭＣフィルタの可変パラメータ
選定の説明に供する模式的特性図である。

【図５】本発明の実施の一形態にかかるアクティブ騒音
抑制制御方法における周波数重み関数設定の説明に供す
る模式的特性図である。

【図６】本発明の実施の一形態にかかるアクティブ騒音
抑制制御方法におけるプラントの伝達関数の変動量の近
似選定の説明に供する模式図である。

【図７】従来のアクティブ騒音抑制制御装置のブロック
図であって、（ａ）はブロック図、（ｂ）はブロック線
図である。

【図８】従来のアクティブ騒音抑制制御装置の他の模式
的ブロック線図である。

【図９】従来のアクティブ騒音抑制制御装置の他の模式
的ブロック線図である。

【図１０】従来のアクティブ騒音抑制制御装置の他の模
式的ブロック線図である。

【符号の説明】

１１ マイクロホン １２ スピーカ １３ 加算器 １４ インターナルモデル １５ フィードバックコントローラ １５ａ ＩＭＣフィルタ

Claims (5)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】騒音キャンセル用の音源と前記音源と騒音
   との差の音に基づく誤差信号を送出する誤差検出センサ
   とを音場に備えて騒音をキャンセルするアクティブ騒音
   抑制制御方法において、前記音場の波動方程式から得ら
   れる伝達関数の内乱要因および外乱要因による変動量を
   加法的摂動として周波数に対して予め近似設定し、前記
   近似設定された値と前記音源から前記誤差検出センサま
   での距離とＩＭＣフィルタの伝達関数との積の絶対値が
   １未満になるようにＩＭＣフィルタの可変パラメータを
   選定し、選定された可変パラメータに基づいたＩＭＣフ
   ィルタを用いて前記音場内の振動を抑制することを特徴
   とするアクティブ騒音抑制制御方法。
2. 【請求項２】請求項１記載のアクティブ騒音抑制制御方
   法において、伝達関数の予め近似設定される変動量を、
   周波数重み関数とすることを特徴とするアクティブ騒音
   抑制制御方法。
3. 【請求項３】請求項１記載のアクティブ騒音抑制制御方
   法において、伝達関数の予め近似設定される変動量を、
   周波数に対して予め設定してしておくことを特徴とする
   アクティブ騒音抑制制御方法。
4. 【請求項４】請求項１乃至３のいずれかに記載のアクテ
   ィブ騒音抑制制御方法において、伝達関数の内乱要因お
   よび外乱要因による変動量を、伝達関数の内乱要因およ
   び外乱要因による実測変動量または推測変動量以上で、
   かつ前記実測変動量または前記推測変動量に漸近的に近
   似する変動量とすることを特徴とするアクティブ騒音抑
   制制御方法。
5. 【請求項５】請求項１乃至４のいずれかに記載のアクテ
   ィブ騒音抑制制御方法において、積の絶対値が０．９以
   上でかつ１未満となるようにＩＭＣフィルタの可変パラ
   メータを選定することを特徴とするアクティブ騒音抑制
   制御方法。