JPH09261008A - ディジタルビーム形成装置のためのｆｉｒ型ディジタルフィルタのフィルタ係数演算装置、ディジタルビーム形成装置のためのｆｉｒ型ディジタルフィルタ及びディジタルビーム形成装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 広帯域の所望信号に対処でき、荷重係数の演
算時間を少なくでき、しかも所望信号の入射方向に関す
る事前知識を必要としないディジタルビーム形成装置を
提供する。 【解決手段】 複数のアンテナ素子からなるアレーアン
テナと、各アンテナ素子で受信された受信信号をディジ
タル信号に変換して出力する変換手段と、フィルタ係数
に基づいてディジタル信号をろ波して出力する複数のＦ
ＩＲ型ディジタルフィルタと複数のろ波後のディジタル
信号を加算して出力する加算器とを含むＤＢＦ回路と、
サンプリング周波数で正規化された正規化時間周波数と
アンテナ素子間隔の逆数で正規化された正規化空間周波
数とで形成された２次元周波数平面において、所定の幅
と長さを有する所望通過領域で振幅を有する複数のＦＩ
Ｒ型ディジタルフィルタのフィルタ係数を演算する係数
演算手段を備えた。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、到来する伝搬波信
号のうち、所望信号の方向にビームを形成して受信し、
干渉信号の到来方向にはヌルを向けて抑圧するディジタ
ルビーム形成装置と、当該ディジタルビーム形成装置の
ためのＦＩＲ型ディジタルフィルタのフィルタ係数演算
装置及びＦＩＲ型ディジタルフィルタに関する。

【０００２】

【従来の技術】ビーム形成技術は従来からレーダーやソ
ナーで用いられている重要な信号処理技術である。しか
し、レーダーやソナーでは、一般に比帯域幅の狭い狭帯
域信号が使用されることが多い。音響信号のように、比
帯域幅が無限大のベースバンドの伝搬波を対象とする広
帯域のビームを形成する従来の方法としては、従来技術
文献１「西川他、“ファンフィルタを用いた広帯域ビー
ム形成”，電子情報通信学会技術研究報告ＣＡＳ８９−
８５，pp．９５−１００，１９８９年」に開示された方
法がある。この従来の広帯域ビームの形成方法は、地下
資源の探査における地震波データ処理で用いられている
ファンフィルタ（速度フィルタとも呼ばれる。）を用い
て広帯域のビームを所望の方向に形成するというもので
ある。

【０００３】また、伝搬波信号が電波で、搬送波を用い
る情報伝送において、広帯域信号のビームを形成する装
置としては、以下に示す装置がある。ここで、本明細書
において、高周波(ＲＦ)信号の帯域幅が搬送波周波数に
比べて無視できないような信号を広帯域信号と呼ぶこと
にする。但し、帯域幅は搬送波周波数の１／２より狭い
ものとする。図９は、従来技術文献２「Ｏ．Ｌ．Ｆros
t, III，“Ａn algorithm of linearly constrained ad
aptive array processing", Ｐroceedings of the ＩＥ
ＥＥ，Ｖol．６０, Ｎo.８, pp．９２６−９３５, １９
７２年８月」に開示された適応ビームフォーマを応用し
た、上述の広帯域信号に対する第１の従来例の適応ディ
ジタルビーム形成装置のブロック図である。図９の第１
の従来例の適応ディジタルビーム形成装置は、近似的に
同一の指向特性・周波数特性を持つＮ個のアンテナ素子
１−１乃至１−Ｎからなるアレーアンテナ１００と、受
信機２−１乃至２−Ｎと、Ａ／Ｄ変換器３−１乃至３−
Ｎと、ミキサー４−１乃至４−Ｎと、低域通過ディジタ
ルフィルタ５−１乃至５−Ｎと、ディジタル局部発振器
６０と、有限インパルス応答（以下、ＦＩＲという。）
型ディジタルフィルタ９−１乃至９−Ｎと、第２の係数
制御器１１ｂと、加算器１０とからなる。

【０００４】以下、図９を用いて第１の従来例の適応デ
ィジタルビーム形成装置を説明する。複数Ｎ個のアンテ
ナ素子１−ｋで受信された高周波信号はそれぞれ、受信
機２−ｋで中間周波信号に変換され、Ａ／Ｄ変換器３−
ｋでそれぞれディジタル中間周波信号に変換される（以
下、中間周波数をｆ_IFという。）。ここで、ｋ＝１，
２，…，Ｎであり、以下、本明細書において特に断らな
い限り同様とする。そしてこれらのディジタル中間周波
信号は、ディジタル局部発振器６０で発振した周波数ｆ
_IFのディジタル正弦波とミキサー４−ｋでそれぞれ混合
され、低域通過ディジタルフィルタ５−ｋにより高周波
成分がカットされて、低域通過ディジタルフィルタ５−
ｋから複素数であるディジタル同相・直交信号ｘ
_k（ｍ）が出力される。ここで、ディジタル同相・直交
信号ｘ_k（ｍ）において、実部は同相成分であり、虚部
は直交成分である。また、図面のラインに２と示してい
るのは複素数の記号を示す。

【０００５】Ｎ個のディジタル同相・直交信号ｘ
₁（ｍ）、ｘ₂（ｍ）、…、ｘ_N（ｍ）はそれぞれＦＩＲ
型ディジタルフィルタ９−１乃至９−Ｎに入力される。
ＦＩＲ型ディジタルフィルタ９−ｋは、第２の係数制御
器１１ｂから入力される荷重係数ｗＥ_k,0（ｍ）、ｗＥ
_k,1（ｍ）、…、ｗＥ_k,q-1（ｍ）に基づいて、入力され
るディジタル同相・直交信号ｘ_k（ｍ）をディジタル的
にろ波して、ろ波後のディジタル同相・直交信号ｘ
_k（ｍ）を加算器１０に出力する。ここで、第２の係数
制御器１１ｂは、ディジタル同相・直交信号ｘ
₁（ｍ）、ｘ₂（ｍ）、…、ｘ_N（ｍ）に基づいて、適応
ディジタルビーム形成装置の出力ｚ_es（ｍ）において、
広帯域の所望信号を抽出して広帯域の干渉信号を抑圧す
るように荷重係数ｗＥ_k,0（ｍ）、ｗＥ_k,1（ｍ）、…、
ｗＥ_k,q-1（ｍ）を演算して、荷重係数ｗＥ_k,0（ｍ）、
ｗＥ_k,1（ｍ）、…、ｗＥ_k,q-1（ｍ）をＦＩＲ型ディジ
タルフィルタ９−ｋに出力する。

【０００６】これらの荷重係数ｗＥ_k,0（ｍ）、ｗＥ_k,1
（ｍ）、…、ｗＥ_k,q-1（ｍ）は一般に複素数である。
ここで、ｑはＦＩＲ型ディジタルフィルタ９−ｋのタッ
プ長であり所定の整数である。荷重係数ｗＥ
_k,0（ｍ）、ｗＥ_k,1（ｍ）、…、ｗＥ_{k, q-1}（ｍ）の演
算方法は、例えば、参照信号を用いる場合にはＬＭＳ
（Least Mean Squares）法、所望信号の入射方向が既知
であれば方向拘束付きＬＭＳ法等の公知の方法を用いる
ことができる。ここで、図９の第１の従来例の適応ディ
ジタルビーム形成装置のように、全て同じ指向特性を持
つアンテナ素子１−ｋからの信号を制御対象とする構成
をエレメントスペース構成という。

【０００７】第１の従来例の適応ディジタルビーム形成
装置において、対象とする高周波信号の帯域幅が搬送波
周波数に比べて無視できない広帯域信号を扱う場合、広
帯域のビームやヌルを形成するためには、周波数に依存
しない単なる荷重係数の代わりに、周波数に依存する
「荷重係数」を実現する必要があるので、ＦＩＲ型ディ
ジタルフィルタを用いている。

【０００８】また、図１０は、広帯域信号に対処でき、
演算すべき荷重係数の数も少なくて済む適応ディジタル
ビーム形成装置として、従来技術文献３「Ｊ．Ｆ．Ｙan
g他，“Ｗideband adaptive arrays based on the cohe
rent signal−subspace transformation"，ＩＥＥＥ
Ｉnternational Ｃonfererence on Ａcoustics，Ｓpeec
h，and Ｓignal Ｐrocessing，pp．２０１１−２０１
４，１９８７年」に開示された第２の従来例の適応ディ
ジタルビーム形成装置の構成を示すブロック図である。
この第２の従来例の適応ディジタルビーム形成装置は、
受信信号に対してコヒーレント部分空間変換と呼ばれる
非線形な前処理を信号変換器２０で行って広帯域信号に
対処するものである。この変換後に、ＦＩＲ型ディジタ
ルフィルタを用いることなく、１つのパスあたり１つの
荷重係数により適応処理を行っている。

【０００９】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、従来技
術文献１に開示された従来の広帯域ビームの形成方法
は、電波である搬送波を用いる情報伝送には適用するこ
とができないという問題点があった。また、エレメント
スペース構成の第１の従来例の適応ディジタルビーム形
成装置の場合、ＦＩＲ型ディジタルフィルタ９−１乃至
９−Ｎにおいて、演算するべき荷重係数ｗＥ
_1,0（ｍ）、ｗＥ_1,1（ｍ）、…、ｗＥ_1,q-1（ｍ）、ｗ
Ｅ_2,0（ｍ）、…、ｗＥ_L,q-1（ｍ）の数はｑ×Ｎ個とな
り、ＦＩＲ型ディジタルフィルタ９−ｋのタップ長ｑと
アンテナ素子数Ｎとが共に多い場合には、制御すべき荷
重係数の数は非常に多くなってしまい、そのために荷重
係数を演算するための信号処理演算量も飛躍的に多くな
ってしまうという問題点があった。また、第２の従来例
の適応ディジタルビーム形成装置では、信号変換器２０
におけるコヒーレント部分空間変換が信号の入射方向に
関する正確な事前知識を必要とするという問題点があっ
た。

【００１０】本発明の第１の目的は、以上の問題点を解
決して、電波である搬送波を用いる情報伝送に適用する
ことができるディジタルビーム形成装置のためのＦＩＲ
型ディジタルフィルタのフィルタ係数演算装置を提供す
ることにある。

【００１１】本発明の第２の目的は、以上の問題点を解
決して、電波である搬送波を用いる情報伝送に適用する
ことができるディジタルビーム形成装置のためのＦＩＲ
型ディジタルフィルタを提供することにある。

【００１２】本発明の第３の目的は、以上の問題点を解
決して、広帯域の所望信号に対処でき、荷重係数の演算
時間を少なくでき、しかも所望信号の入射方向に関する
事前知識を必要としないディジタルビーム形成装置を提
供することにある。

【００１３】

【課題を解決するための手段】本発明に係る請求項１記
載のディジタルビーム形成装置のためのＦＩＲ型ディジ
タルフィルタのフィルタ係数演算装置は、複数のアンテ
ナ素子が１直線上に所定の素子間隔で並置されたリニア
アレーアンテナを用いて、上記複数のアンテナ素子に対
応してそれぞれ設けられ、所望の入射角の方向でビーム
を形成するディジタルビーム形成装置のための複数のＦ
ＩＲ型ディジタルフィルタのフィルタ係数演算装置であ
って、上記ディジタルビーム形成装置のサンプリング周
波数で正規化された正規化時間周波数Ｆ₁の第１の軸
と、上記素子間隔の逆数で正規化された正規化空間周波
数Ｆ₂の第２の軸とで形成された２次元周波数平面にお
いて、第２の軸上で中心を有し、所定の幅を有して負の
正規化時間周波数から正の正規化時間周波数に延在する
所望通過領域で振幅を有する上記複数のＦＩＲ型ディジ
タルフィルタのフィルタ係数を演算する係数演算手段を
備えたことを特徴とする。

【００１４】また、請求項２記載のディジタルビーム形
成装置のためのＦＩＲ型ディジタルフィルタのフィルタ
係数演算装置は、請求項１記載のＦＩＲ型ディジタルフ
ィルタのフィルタ係数演算装置において、上記係数演算
手段は、所定の１次元ＦＩＲ型ディジタルフィルタの周
波数応答を所定の変数変換することにより、上記所望通
過領域に対応しかつ、上記正規化時間周波数Ｆ₁と上記
正規化空間周波数Ｆ₂とに関する周波数応答を演算し、
演算された周波数応答を逆フーリエ変換することにより
インパルス応答を演算し、演算されたインパルス応答に
基づいて上記所望通過領域で振幅を有する上記複数のＦ
ＩＲ型ディジタルフィルタのフィルタ係数を演算するこ
とを特徴とする。

【００１５】さらに、請求項３記載のディジタルビーム
形成装置のためのＦＩＲ型ディジタルフィルタのフィル
タ係数演算装置は、請求項１又は２記載のＦＩＲ型ディ
ジタルフィルタのフィルタ係数演算装置において、上記
係数演算手段は、上記２次元周波数平面において、上記
所望通過領域で所定の振幅を有し、かつ上記第２の軸上
で中心を有し所定の幅を有して負の正規化時間周波数か
ら正の正規化時間周波数に延在するサイドローブレベル
を下げるべき領域で所定の減衰量を有する上記複数のＦ
ＩＲ型ディジタルフィルタのフィルタ係数を演算するこ
とを特徴とする。

【００１６】また、請求項４記載のディジタルビーム形
成装置のためのＦＩＲ型ディジタルフィルタのフィルタ
係数演算装置は、請求項２記載のＦＩＲ型ディジタルフ
ィルタのフィルタ係数演算装置において、上記係数演算
手段は、上記１次元ＦＩＲ型ディジタルフィルタの通過
領域を上記２次元周波数平面上で回転させて、当該回転
させた通過領域を上記２次元周波数平面上で平行移動さ
せることにより変数変換して、上記所望通過領域に対応
する、上記正規化時間周波数Ｆ₁と上記正規化空間周波
数Ｆ₂とに関する周波数応答を演算し、演算された周波
数応答を逆フーリエ変換することによりインパルス応答
を演算し、演算されたインパルス応答に基づいて上記所
望通過領域で振幅を有する上記複数のＦＩＲ型ディジタ
ルフィルタのフィルタ係数を演算することを特徴とす
る。

【００１７】また、請求項５記載のディジタルビーム形
成装置のためのＦＩＲ型ディジタルフィルタのフィルタ
係数演算装置は、請求項２又は３記載のＦＩＲ型ディジ
タルフィルタのフィルタ係数演算装置において、上記係
数演算手段は、上記ディジタルビーム形成装置によって
形成されるビームパターンが周波数に対して変化しない
ように、上記１次元ＦＩＲ型ディジタルフィルタの周波
数応答を変数変換することにより、上記所望通過領域に
対応しかつ、上記正規化時間周波数Ｆ₁と上記正規化空
間周波数Ｆ₂とに関する周波数応答を演算し、演算され
た周波数応答を逆フーリエ変換することによりインパル
ス応答を演算し、演算されたインパルス応答に基づいて
上記所望通過領域で所定の振幅を有する上記複数のＦＩ
Ｒ型ディジタルフィルタのフィルタ係数を演算すること
を特徴とする。

【００１８】さらに、本発明に係る請求項６記載のディ
ジタルビーム形成装置のためのＦＩＲ型ディジタルフィ
ルタは、請求項１乃至５のうちの１つに記載のＦＩＲ型
ディジタルフィルタのフィルタ係数演算装置によって演
算された上記複数のＦＩＲ型ディジタルフィルタのフィ
ルタ係数が設定されたことを特徴とする。

【００１９】また、本発明に係る請求項７記載のディジ
タルビーム形成装置は、複数のアンテナ素子からなるア
レーアンテナと、上記各アンテナ素子によって受信され
た各受信信号をそれぞれＡ／Ｄ変換して、上記各受信信
号に対応する各ディジタル信号を出力する変換手段と、
それぞれ複数のフィルタ係数に基づいて、上記変換手段
から出力される上記複数のディジタル信号をろ波して出
力する複数のＦＩＲ型ディジタルフィルタと、上記複数
のＦＩＲ型ディジタルフィルタから出力される複数のろ
波後のディジタル信号を加算して加算後の信号を出力信
号として出力する加算器とを含むＤＢＦ回路とを備え、
上記複数のＦＩＲ型ディジタルフィルタの複数のフィル
タ係数は、請求項１乃至５のうちの１つに記載のフィル
タ係数演算装置によって演算されたことを特徴とする。

【００２０】さらに、本発明に係る請求項８記載のディ
ジタルビーム形成装置は、複数Ｎ個のアンテナ素子から
なるアレーアンテナと、上記各アンテナ素子によって受
信された各受信信号をそれぞれＡ／Ｄ変換して、上記各
受信信号に対応する各ディジタル信号を出力する変換手
段と、上記各アンテナ素子に対して複数Ｎ個のＦＩＲ型
ディジタルフィルタが対応しかつ形成すべき複数Ｂ個の
ビームの各ビームに対して複数Ｎ個のＦＩＲ型ディジタ
ルフィルタが対応するように設けられ、それぞれ上記各
ディジタル信号を予め決められたフィルタ係数に従って
ろ波して出力する複数（Ｎ×Ｂ）個のＦＩＲ型ディジタ
ルフィルタと、それぞれ上記各ビームを形成するための
複数Ｎ個のＦＩＲ型ディジタルフィルタから出力される
複数Ｎ個の信号を加算して出力する複数Ｂ個の加算器と
を備え、上記変換手段から出力される各ディジタル信号
に基づいて、複数Ｂ個の異なる方向にそれぞれビームを
形成して、当該ビームに対応する複数Ｂ個のビーム受信
信号を出力するビーム形成手段と、上記ビーム形成手段
から出力される複数Ｂ個のビーム受信信号から複数Ｍ個
のビーム受信信号を選択して出力する信号選択手段と、
上記信号選択手段から入力される上記複数Ｍ個のビーム
受信信号と入力される複数Ｍ個の荷重係数とをそれぞれ
乗算して乗算結果の信号を出力する複数Ｍ個の乗算器
と、上記信号選択手段から出力される複数Ｍ個のビーム
受信信号に基づいて、少なくとも所望信号の周波数を含
む所定の周波数範囲において、上記アレーアンテナの主
ビームを所望信号の到来方向に向けかつ干渉信号の到来
方向の受信信号のレベルを零にするような上記複数Ｍ個
の荷重係数を上記各乗算器に対して演算して、当該複数
Ｍ個の荷重係数をそれぞれ対応する上記各乗算器に出力
する係数制御手段と、上記複数Ｍ個の乗算器から出力さ
れる複数Ｍ個の乗算結果の信号を加算して受信信号とし
て出力する加算手段とを備えたことを特徴とする。

【００２１】また、請求項９記載のディジタルビーム形
成装置は、請求項８記載のディジタルビーム形成装置に
おいて、上記複数（Ｎ×Ｂ）個のＦＩＲ型ディジタルフ
ィルタの複数のフィルタ係数は、請求項１乃至５のうち
の１つに記載のフィルタ係数演算装置によって演算され
たことを特徴とする。

【００２２】また、本発明に係る請求項１０記載のディ
ジタルビーム形成装置は、複数Ｎ個のアンテナ素子から
なるアレーアンテナと、上記各アンテナ素子によって受
信された各受信信号をそれぞれＡ／Ｄ変換して、上記各
受信信号に対応する各ディジタル信号を出力する変換手
段と、上記各アンテナ素子に対して複数Ｎ個の荷重係数
器が対応しかつ形成すべき複数Ｂ個の第１のビームの各
第１のビームに対して複数Ｎ個の荷重係数器が対応する
ように設けられ、それぞれ上記各ディジタル信号を予め
決められた第１の荷重係数で乗算して出力する複数（Ｎ
×Ｂ）個の荷重係数器と、それぞれ上記各第１のビーム
を形成するための複数Ｎ個の荷重係数器から出力される
複数Ｎ個の信号を加算して出力する複数Ｂ個の第１の加
算器とを備え、上記変換手段から出力される各ディジタ
ル信号に基づいて、複数Ｂ個の異なる方向にそれぞれ第
１のビームを形成して、当該第１のビームに対応する複
数Ｂ個の第１のビーム受信信号を出力するビーム形成手
段と、上記各第１のビーム受信信号に対して複数Ｌ個の
ＦＩＲ型ディジタルフィルタが対応し、かつ形成すべき
複数Ｂ個の第２のビームの各第２のビームに対して複数
Ｌ個のＦＩＲ型ディジタルフィルタが対応するように設
けられ、それぞれ上記各第１のビーム受信信号を、上記
複数Ｂ個の第２のビームを形成するように予め決められ
た複数のフィルタ係数でろ波して出力する複数（Ｌ×
Ｂ）個のＦＩＲ型ディジタルフィルタと、それぞれ上記
各第２のビームを形成するための複数Ｌ個のＦＩＲ型デ
ィジタルフィルタから出力される複数Ｌ個の信号を加算
して上記各第２のビームに対応した各第２のビーム受信
信号を出力する複数Ｂ個の第２の加算器と、上記複数Ｂ
個の加算器から出力される複数Ｂ個の第２のビーム受信
信号から複数Ｍ個の第２のビーム受信信号を選択して出
力する信号選択手段と、上記信号選択手段から入力され
る上記複数Ｍ個の第２のビーム受信信号と入力される複
数Ｍ個の第２の荷重係数とをそれぞれ乗算して乗算結果
の信号を出力する複数Ｍ個の乗算器と、上記信号選択手
段から出力される複数Ｍ個の第２のビーム受信信号に基
づいて、少なくとも所望信号の周波数を含む所定の周波
数範囲において、上記アレーアンテナの主ビームを所望
信号の到来方向に向けかつ干渉信号の到来方向の受信信
号のレベルを零にするような上記複数Ｍ個の第２の荷重
係数を上記各乗算器に対して演算して、当該複数Ｍ個の
第２の荷重係数をそれぞれ対応する上記各乗算器に出力
する係数制御手段と、上記複数Ｍ個の乗算器から出力さ
れる複数Ｍ個の乗算結果の信号を加算して受信信号とし
て出力する加算手段とを備えたことを特徴とする。

【００２３】また、請求項１１記載のディジタルビーム
形成装置は、請求項１０記載のディジタルビーム形成装
置において、上記複数（Ｌ×Ｂ）個のＦＩＲ型ディジタ
ルフィルタの複数のフィルタ係数は、請求項１乃至５の
うちの１つに記載のフィルタ係数演算装置によって演算
されたことを特徴とする。

【００２４】さらに、請求項１２記載のディジタルビー
ム形成装置は、請求項８、９、１０又は１１記載のディ
ジタルビーム形成装置において、上記係数制御手段は、
上記ディジタルビーム形成装置から出力される信号の包
絡線を一定に保つように、上記各荷重係数を演算するこ
とを特徴とする。

【００２５】

【発明の実施の形態】

＜第１の実施形態＞図１は、本発明に係る第１の実施形
態のディジタルビーム形成装置の構成を示すブロック図
である。第１の実施形態のディジタルビーム形成装置
は、図９の第１の従来例の適応ディジタルビーム形成装
置において、第２の係数制御器１１ｂに代えて、ＦＩＲ
型ディジタルフィルタ係数演算器１３を備える。ここ
で、第１の実施形態のディジタルビーム形成装置におい
て、ＦＩＲ型ディジタルフィルタ係数演算器１３は、詳
細後述するように、ビームを形成するべき方向である入
射角θが与えられたとき、周波数応答Ｇ（Ｆ₁，Ｆ₂）を
演算して、演算された周波数応答Ｇ（Ｆ₁，Ｆ₂）を逆フ
ーリエ変換することによりインパルス応答ｇ(ｍ₁,ｍ₂)
を演算して、さらに当該インパルス応答ｇ(ｍ₁,ｍ₂)に
基づいて荷重係数ｗ_{k ,s}を演算して出力し、ＦＩＲ型デ
ィジタルフィルタ９−１乃至９−Ｎはそれぞれ、当該荷
重係数ｗ_k,sに基づいて、入力されるディジタル同相・
直交信号ｘ_k（ｍ）をろ波して、加算器１０に出力する
ことを特徴とする。これによって、加算器１０は複数Ｎ
個のろ波後のディジタル同相・直交信号ｘ_k（ｍ）を加
算して、加算後の信号を、広帯域の所望信号が抽出され
かつ広帯域の干渉信号が抑圧された出力信号ｚ（ｍ）と
して出力する。ここで、ｋ＝１，２，…，Ｎであり、以
下、本明細書において特に断らない限り同様とする。ま
た、ディジタル同相・直交信号ｘ_k（ｍ）における括弧
（）内のｍは時刻（時刻の番号）を表す。

【００２６】以下、図１を参照して、第１の実施形態の
ディジタルビーム形成装置について詳細に説明する。第
１の実施形態のディジタルビーム形成装置において、複
数Ｎ個のアンテナ素子１−ｋで受信された高周波信号は
それぞれ、第１の従来例の適応ディジタルビーム形成装
置と同様に、受信機２−ｋで中間周波信号に変換され、
Ａ／Ｄ変換器３−ｋでそれぞれディジタル中間周波信号
に変換される。そして、これらのディジタル中間周波信
号は、ディジタル局部発振器６０で発振した周波数ｆ_IF
のディジタル正弦波とミキサー４−ｋでそれぞれ混合さ
れ、低域通過ディジタルフィルタ５−ｋにより高周波成
分がカットされて、低域通過ディジタルフィルタ５−ｋ
から複素数であるディジタル同相・直交信号ｘ_k（ｍ）
が出力される。そして、ディジタル同相・直交信号ｘ_k
（ｍ）は、ＦＩＲ型ディジタルフィルタ９−１乃至９−
Ｎと加算器１０とからなるＤＢＦ回路６のＦＩＲ型ディ
ジタルフィルタ９−ｋに入力される。ここで、第１の実
施形態において、アレーアンテナ１００は一直線上に所
定の素子間隔ｄでアンテナ素子１−１乃至１−Ｎが並置
されたリニアアレーアンテナである。

【００２７】ＦＩＲ型ディジタルフィルタ係数演算器１
３は、詳細後述するように、ビームを形成するべき方向
である入射角θが与えられたとき、ディジタルビーム形
成装置の出力信号ｚ（ｍ）において、広帯域の所望信号
を抽出して広帯域の干渉信号を抑圧するように荷重係数
ｗ_k,0、ｗ_k,1、…、ｗ_k,q-1を演算して、荷重係数
ｗ_{k ,0}、ｗ_k,1、…、ｗ_k,q-1をＦＩＲ型ディジタルフィ
ルタ９−ｋに出力する。

【００２８】そして、ＤＢＦ回路６において、ＦＩＲ型
ディジタルフィルタ９−ｋは、ＦＩＲ型ディジタルフィ
ルタ係数演算器１３から入力される荷重係数ｗ_k,0、ｗ
_k,1、…、ｗ_k,q-1に基づいて、入力されるディジタル同
相・直交信号ｘ_k（ｍ）をディジタル的にろ波して、ろ
波後のディジタル同相・直交信号ｘ_k（ｍ）を加算器１
０に出力する。加算器１０は各ＦＩＲ型ディジタルフィ
ルタ９−ｋから入力される複数Ｎ個のろ波後のディジタ
ル同相・直交信号ｘ_k（ｍ）を加算して、加算後の信号
を、広帯域の所望信号が抽出されかつ広帯域の干渉信号
が抑圧された出力信号ｚ（ｍ）として出力する。

【００２９】次に、図２を参照して、ＦＩＲ型ディジタ
ルフィルタ９−ｋの構成を説明する。ＦＩＲ型ディジタ
ルフィルタ９−ｋは、図２に示すように、（ｑ−１）個
の遅延器９１−１乃至９１−（ｑ−１）と、ｑ個の乗算
器９２−１乃至９２−ｑと、（ｑ−１）個の加算器９３
−１乃至９３−（ｑ−１）とからなる。ここで、ＦＩＲ
型ディジタルフィルタ９−ｋにおいてｑはタップ長と呼
ばれ、第１の実施形態では奇数に設定される。そして、
ＦＩＲ型ディジタルフィルタ９−ｋに入力されるディジ
タル同相・直交信号ｘ_k（ｍ）は、遅延器９１−１と乗
算器９２−１とに入力される。また、ＦＩＲ型ディジタ
ルフィルタ９−ｋに入力される荷重係数ｗ_k,s-1は乗算
器９２−ｓ（ｓ＝１，２，…，ｑ）に入力される。

【００３０】ＦＩＲ型ディジタルフィルタ９−ｋにおい
て、遅延器９１−ｓ（ｓ＝１，２，…，ｑ−１）は、入
力されるディジタル同相・直交信号ｘ_k（ｍ−ｓ＋１）
を１サンプル周期だけ遅らせて１サンプル周期だけ遅れ
た信号ｘ_k（ｍ−ｓ）を遅延器９１−（ｓ＋１）と乗算
器９２−（ｓ＋１）とに出力する。乗算器９２−１は、
入力されるディジタル同相・直交信号ｘ_k（ｍ）と荷重
係数ｗ_k,0とを乗算して、加算器９３−１に出力する。
乗算器９２−ｓ（ｓ＝２，３，…，ｑ）は、入力される
信号ｘ_k（ｍ−ｓ＋１）と荷重係数ｗ_k,s-1とを乗算し
て、加算器９３−（ｓ−１）に出力する。加算器９３−
１は、乗算器９２−１から入力される信号と乗算器９２
−２から入力される信号とを加算して、加算器９３−２
に出力する。加算器９３−ｓ（ｓ＝２，３，…，ｑ−
２）は、加算器９３−（ｓ−１）から入力される信号と
乗算器９２−（ｓ＋１）から入力される信号とを加算し
て、加算器９３−（ｓ＋１）に出力する。加算器９３−
（ｑ−１）は、加算器９３−（ｑ−２）から入力される
信号と乗算器９２−ｑから入力される信号とを加算し
て、加算器１０に出力する。ここで、第１の実施形態で
は、（ｑ−１）個の加算器９３−１乃至９３−（ｑ−
１）を設けて構成したが、本発明はこれに限らず、（ｑ
−１）個の加算器９３−１乃至９３−（ｑ−１）に代え
て、乗算器９２−１乃至９２−ｑから出力されるｑ個の
出力信号を一括して加算して加算器１０に出力する１つ
の加算器を用いて構成してもよい。また、そのような加
算器を用いずに、乗算器９２−１乃至９２−ｑから出力
されるｑ個の出力信号を直接、加算器１０に出力しても
よい。

【００３１】以上のように構成されたＦＩＲ型ディジタ
ルフィルタ９−ｋは、ＦＩＲ型ディジタルフィルタ係数
演算器１３から入力される各荷重係数ｗ_k,0、ｗ_k,1、
…、ｗ_k,q-1に基づいて、低域通過ディジタルフィルタ
５−ｋから入力されるディジタル同相・直交信号ｘ
_k（ｍ）をディジタル的にろ波して加算器１０に出力す
る。以上の様に構成されたＦＩＲ型ディジタルフィルタ
９−１乃至９−Ｎを備えたＤＢＦ回路６は、２次元ディ
ジタルフィルタと考えることができる。なお、図２のＦ
ＩＲ型ディジタルフィルタ９−１乃至９−Ｎの構造は直
接形としたが、他の構成、例えば、縦続形やラティス形
でもよい。ただし、ＦＩＲ型ディジタルフィルタ９−ｋ
に入力される荷重係数ｗ_k,sの演算方法はＦＩＲ型ディ
ジタルフィルタ９−ｋの構造に応じて異なる。

【００３２】次に、ＦＩＲ型ディジタルフィルタ係数演
算器１３における荷重係数ｗ_k,sの演算方法について説
明する。まず、所望信号の入射角θを、図１に示すよう
に、アンテナ素子１−１乃至１−Ｎが並置されたライン
の垂線と所望信号の入射する方向との角度で定義する。
また、高周波信号である所望信号の周波数ｆ₁と搬送波
信号の搬送波周波数ｆ_cとディジタルビーム形成装置の
サンプリング周波数ｆ_sとを用いて正規化時間周波数Ｆ₁
を次の数１で定義する。さらに、入射角θと光速ｃと所
望信号の周波数ｆ₁とを用いて、非正規化空間周波数ｆ₂
を数２のように定義し、当該非正規化空間周波数ｆ₂を
数３で表すようにアンテナ素子１−１乃至１−Ｎの素子
間隔ｄの逆数で正規化して、正規化空間周波数Ｆ₂を定
義する。ここで、アンテナ素子の素子間隔ｄの逆数１／
ｄは、空間サンプリング周波数と呼ばれる。すなわち、
正規化時間周波数Ｆ₁は、ある時刻における周波数ｆ₁と
搬送波周波数ｆ_cとの差をサンプリング周波数ｆ_sで正規
化した周波数であり、正規化空間周波数Ｆ₂は入射角θ
を考慮したある時刻においてアンテナ素子１−ｋの並置
ライン上で正規化した空間周波数である。

【００３３】

【数１】Ｆ₁＝（ｆ₁−ｆ_c）／ｆ_s

【数２】ｆ₂＝（ｆ₁sinθ）／ｃ

【数３】Ｆ₂＝ｄｆ₂＝（ｄｆ₁sinθ）／ｃ＝｛（ｄsin
θ）／ｃ｝（ｆ_sＦ₁＋ｆ_c）

【００３４】また、ＤＢＦ回路６を２次元ディジタルフ
ィルタとみたときの、伝達特性Ｈ（ｆ₁,θ）は、次の数
４で表すことができ、当該伝達特性Ｈ（ｆ₁,θ）は、上
述のように定義した正規化時間周波数Ｆ₁と正規化空間
周波数Ｆ₂とを用いて数５に示す周波数応答Ｇ（Ｆ₁，Ｆ
₂）に変換することができる。すなわち、周波数応答Ｇ
（Ｆ₁，Ｆ₂）は、正規化時間周波数Ｆ₁と正規化空間周
波数Ｆ₂との２次元周波数平面上の周波数応答である。

【００３５】

【数４】

【数５】

【００３６】ここで、数４において、Ｔ_sはＤＢＦ回路
６内のサンプリング間隔であって、ＤＢＦ回路６におけ
るサンプリング周波数ｆ_sの逆数、すなわちＴ_s＝1/f_sで
表される。また、数４、数５において、ｑは上述のよう
にＦＩＲ型ディジタルフィルタ９−ｋのタップ長であ
る。上述の数４と数５は、素子間隔ｄが一定であると仮
定した場合に成り立つ数式であって、この方法は、素子
間隔ｄが一定のリニアアレーにしか適用できないという
制約がある。しかし、アンテナ素子１−１乃至１−Ｎが
平面に格子状に縦横それぞれ等間隔に配置されている場
合には、数４と数５を拡張することで対応できる。すな
わち、ディジタルフィルタを３次元（時間−空間２次
元）とした場合にも適用できる。

【００３７】このＤＢＦ回路６は、広帯域ビームを所望
の方向に形成する周波数−角度平面上での所望特性を、
正規化時間周波数Ｆ₁と正規化空間周波数Ｆ₂平面の２次
元周波数平面上での所望特性に変換して、２次元ディジ
タルフィルタの特性を２次元周波数平面上での所望特性
に近似させることにより実現したものである。本発明者
らは、上述の処理において、搬送波を用いて情報を伝送
する電波の処理をする広帯域のＤＢＦ回路６では、図３
（ａ）で示す周波数−角度平面における所望特性は、２
次元周波数平面上においては図３（ｂ）に示す所望通過
域で表されることを見いだした。

【００３８】ここで、広帯域のマルチビームを形成し
て、そのあとビームを選択してアダプティブな広帯域ビ
ームや広帯域ヌルを形成するには、各ビームを形成する
回路の位相特性が周波数に関して線形であり、かつその
傾きがすべてそろっていなければならないが、これから
述べる方法はその要求を満足させることができる。

【００３９】そこでまず、ＤＢＦ回路６に入力されるデ
ィジタル同相・直交信号ｘ_k（ｍ）について詳細に検討
した結果、入射角θで入射する信号に対応するディジタ
ル同相・直交信号ｘ_k（ｍ）の、ＤＢＦ回路６の入力時
における時間と空間に関する２次元スペクトルが、２次
元周波数平面上で次の数６で表される直線上にあること
を見いだした。図５は、当該２次元スペクトルＳｐを模
式的に示した図である。

【００４０】

【数６】Ｆ₂＝{(ｄsinθ)／ｃ}(ｆ_sＦ₁＋ｆ_ｃ）

【００４１】すなわち、数６で表される直線は、図３
（ｂ）に示した矩形の所望通過域の幅方向の中心に位置
する直線である。従って、図３（ｂ）に示した矩形の所
望通過域は、次の数７に示す不等式で表すことができ、
ディジタルビーム形成装置のサンプリング周波数で正規
化された正規化時間周波数Ｆ_１の第１の軸と、上記素子
間隔の逆数で正規化された正規化空間周波数Ｆ₂の第２
の軸とで形成された２次元周波数平面において、第２の
軸上で中心を有し、所定の幅を有して負の正規化時間周
波数から正の正規化時間周波数に延在する。

【００４２】

【数７】{(ｄsinθ)/ｃ}(ｆ_sＦ₁＋f_c)−ε≦Ｆ₂≦{(ｄs
inθ)/ｃ}(ｆ_sＦ₁＋ｆ_c)＋ε

【００４３】ここで、数７におけるεは図３（ｂ）に示
した矩形の所望通過域の幅に対応する所定の小さな数で
ある。すなわち、数７で示した図３（ｂ）の矩形の所望
通過域において振幅特性Ｄ(Ｆ₁,Ｆ₂)＝１であり、当該
所望通過域の外部では振幅特性Ｄ(Ｆ₁,Ｆ₂)＝０である
振幅特性を近似的に実現できる２次元ディジタルフィル
タであるＤＢＦ回路６を構成することができれば、入射
角θの方向に広帯域ビームを形成するＤＢＦ回路６を構
成できることになる。ここで、第１の実施形態では、Ｆ
₁＝±０．５の近傍においても、振幅特性Ｄ(Ｆ₁,Ｆ₂)＝
０にした。

【００４４】次に、上述の矩形の所望通過域で振幅を有
する振幅特性、すなわち、数７で示した図３（ｂ）の矩
形の所望通過域において振幅特性Ｄ(Ｆ₁,Ｆ₂)＝１であ
り、当該所望通過域の外部では振幅特性Ｄ(Ｆ₁,Ｆ₂)＝
０である振幅特性を近似的に実現できる２次元ディジタ
ルフィルタの検討を行った。その結果を図４を参照して
説明する。

【００４５】まず、アンテナ素子数Ｎに基づいて、１次
元線形位相ＦＩＲ型狭帯域低域通過ディジタルフィルタ
（以下、ＦＩＲ型低域通過ディジタルフィルタとい
う。）のインパルス応答長Ｎｉを次のように定義する。
すなわち、アンテナ素子数Ｎが奇数の場合は、Ｎｉ＝Ｎ
とし、アンテナ素子数Ｎが偶数の場合は、Ｎｉ＝Ｎ−１
とする。これによって、インパルス応答長Ｎｉを、常に
奇数に設定する。次に、インパルス応答長がＮｉのＦＩ
Ｒ型狭帯域低域通過ディジタルフィルタのインパルス応
答ｐ(m)を求める。ここで、ＦＩＲ型狭帯域低域通過デ
ィジタルフィルタの帯域幅はなるべく狭い方が良い。イ
ンパルス応答ｐ(m)の計算方法はいくつか知られている
が、一番簡単なのは、ｐ(m)＝１／Ｎｉとすることであ
る。

【００４６】ここでは簡単のため、振幅特性には影響を
与えない、線形位相成分は除いた、零位相部分のみを考
える。従って、ここで求めたＦＩＲ型低域通過ディジタ
ルフィルタの周波数応答Ｐ（Ｆ₂）は次の数８で表すこ
とができる。ここで、数８の周波数応答Ｐ（Ｆ₂）は、
零位相なので、ｐ（ｍ）＝ｐ（−ｍ）の関係が成り立
つ。

【００４７】

【数８】

【００４８】ここで、数８において、Ｔ_m（ｘ）はｍ次
の第１種チェビシェフ多項式であって、Ｔ₀（ｘ）＝
１，Ｔ₁（ｘ）＝ｘ，Ｔ_m（ｘ）＝２ｘＴ_m-1（ｘ）−Ｔ
_m-2（ｘ）；ｍ＝２，３，…，Ｔ_m（cosｘ）＝cos（ｍ
ｘ）である。数８の周波数応答Ｐ（Ｆ₂）を２次元周波
数平面上に表すと図４（ａ）のように表すことができ
る。

【００４９】次に、図４（ａ）に示された数８の周波数
応答Ｐ（Ｆ₂）を２次元周波数平面上で図４（ｂ）に示
すように回転させる。この回転は以下のようにして行
う。すなわち、数８におけるcos(2πF₂)を、次の数９で
表される関数Ｒ（Ｆ₁,Ｆ₂）に置き換えると、周波数特
性を近似的に回転することができる。

【００５０】

【数９】Ｒ(Ｆ₁,Ｆ₂)＝Ｒ_c(Ｆ₁)cos(2πＦ₂)−Ｒ_s(Ｆ₁)
sin(2πＦ₂)

【数１０】 ここで、ａ₀＝sin(ｕπ)/(ｕπ)，ａ_m＝2・(−1)^mｕsin
(ｕπ)/{π(ｕ²−ｍ²)}

【数１１】 ここで、ｂ_m＝2・(−1)^mｍsin(ｕπ)/{π(ｕ²−ｍ²)}

【数１２】ｕ＝−(ｄｆ_s/ｃ)sinθ

【００５１】ここで、数９における関数Ｒ_c(Ｆ₁)は数１
０で表され、関数Ｒ_s(Ｆ₁)は数１１で表される。また数
１０、数１１におけるｕは数１２で表される定数であ
る。また、数１１におけるｃ_mはｍ＝0を中心とする、長
さ2L＋1の適当な窓関数である（方形窓を除く）。ここ
で、回転角は、tan^-1(−ｕ)で表される。以上の周波数
特性の回転方法は、公知の方法であり、従来技術文献４
「長谷川他，“スペクトル変換に基づく通過域可変２Ｄ
ＦＩＲファンフィルタ”電子情報通信学会技術研究報告
ＣＡＳ８９−１５８」に詳しく述べられている。

【００５２】次に、回転した周波数特性をＦ₂軸に沿っ
て平行移動する。平行移動量Ｆ_{2shif t}は、次の数１３で
与えられる。

【００５３】

【数１３】Ｆ_2shift＝(ｄｆ_c/ｃ)sinθ

【００５４】以上のように平行移動した周波数応答Ｇ
(Ｆ₁,Ｆ₂)は次の数１４で表すことができる。

【００５５】

【数１４】

【００５６】ここで、アンテナ素子数Ｎが偶数の場合
は、数１４の右辺にさらにcos｛π(Ｆ₂−Ｆ_2shift)｝を
掛けることにより、次の数１５で表される。

【００５７】

【数１５】

【００５８】次に、数１４又は数１５の周波数応答に基
づいてインパルス応答を求め、荷重係数ｗ_k,sを計算す
る。それにはまず、２のべき乗で表される適切な点数Ｉ
で、時間周波数Ｆ₁と空間周波数Ｆ₂とを２次元周波数平
面上で、それぞれ−０．５から０．５の間を等間隔に分
割する。それらの点上でそれぞれ、数１４または数１５
で表される周波数応答Ｇ(Ｆ₁,Ｆ₂)を求め、当該周波数
応答Ｇ(Ｆ₁,Ｆ₂)を逆離散（高速）フーリエ変換すると
インパルス応答ｇ(ｍ₁,ｍ₂)が得られる。そして、以上
のように求めたインパルス応答ｇ(ｍ₁,ｍ₂)を用いて、
荷重係数ｗ_k,sは次の数１６で与えられる。ここで、ｍ₁
は時間に関する変数であり、ｍ₂は空間に関する変数で
ある。

【００５９】

【数１６】 ｗ_k,s＝ｇ(ｓ−(ｑ−1)/２，−ｋ＋(Ｎ−1)/２＋１) ｋ＝１，２，…,Ｎ;ｓ＝０，１，…，ｑ−１

【００６０】ここで、ｍ₁,ｍ₂の範囲は−Ｉ／２からＩ
／２までに設定し、アンテナ素子数Ｎが偶数の場合は、
上式の(Ｎ−１)／２はＮ／２とする。時間方向(m₁)に関
しては、ｇ(ｍ₁,ｍ₂)をｑの値に応じて途中で打ち切る
ことになる。以上の原理に基づいて、ＤＢＦ回路６を、
上述の数７で示した図３（ｂ）の矩形の所望通過域にお
いて近似的に振幅特性Ｄ(Ｆ₁,Ｆ₂)＝１であり、当該所
望通過域の外部では近似的に振幅特性Ｄ(Ｆ₁,Ｆ₂)＝０
である振幅特性を有する２次元ディジタルフィルタとし
て動作させることにより、所望信号の入射角θの方向に
広帯域のビームを形成することができる。

【００６１】以上の原理に基づいてＤＢＦ処理を実行す
るために、第１の実施形態において、ＦＩＲ型ディジタ
ルフィルタ係数演算器１３は、ビームを形成するべき方
向である入射角θに基づいて、ＦＩＲ型低域通過ディジ
タルフィルタの通過特性を２次元周波数平面上で回転さ
せた後平行移動することにより、２次元ディジタルフィ
ルタの周波数応答Ｇ（Ｆ₁，Ｆ₂）を演算して、当該周波
数応答Ｇ（Ｆ₁，Ｆ₂）を逆離散フーリエ変換することに
よりインパルス応答ｇ(ｍ₁,ｍ₂)を演算して、さらに当
該インパルス応答ｇ(ｍ₁,ｍ₂)に基づいて荷重係数ｗ_k,s
を演算する。そして、ＤＢＦ回路６において、ＦＩＲ型
ディジタルフィルタ９−１乃至９−Ｎはそれぞれ、荷重
係数ｗ_k,sに基づいて、入力されるディジタル同相・直
交信号ｘ_kをディジタル的にろ波して、ろ波後のディジ
タル同相・直交信号ｘ_kを出力し、加算器１０は複数Ｎ
個のろ波後のディジタル同相・直交信号ｘ_kを加算して
出力する。これによって、ＤＢＦ回路６は、上述の振幅
特性Ｄ(Ｆ₁,Ｆ₂)を有する２次元ディジタルフィルタと
して動作するので、所望信号の入射角θが与えられてい
るとき、その方向に広帯域のビームを形成することがで
き、当該広帯域のビームに対応した広帯域の所望信号で
ある出力信号ｚ（ｍ）を出力する。

【００６２】以上、詳述した第１の実施形態のディジタ
ルビーム形成装置においては、広帯域の伝搬波信号であ
る所望信号は、広帯域の干渉信号とともにＮ個のアンテ
ナ素子１−１乃至１−Ｎで受信されて、アンテナ素子１
−１乃至１−Ｎで受信された受信信号はそれぞれ、Ａ／
Ｄ変換器３−１乃至３−Ｎでディジタル信号に変換され
て、低域通過ディジタルフィルタ５−ｋによって低域ろ
波された後、各ＦＩＲ型ディジタルフィルタ９−１乃至
９−Ｎによって、広帯域の所望信号を抽出し、所望信号
とは異なる入射角の広帯域の干渉信号を抑圧するように
演算された荷重係数ｗ_k,0、ｗ_k,1、…、ｗ_k,q-1に基づ
いてろ波された後合成されて、所望信号が抽出され、干
渉信号が抑圧された所望の出力信号ｚ（ｍ）がディジタ
ルビーム形成装置の出力信号として出力される。

【００６３】以上の第１の実施形態のディジタルビーム
形成装置において、ＦＩＲ型ディジタルフィルタ係数演
算器１３は、最適化手法を用いたり、連立方程式を解く
ことなく、周波数応答Ｇ（Ｆ₁，Ｆ₂）を計算して当該周
波数応答Ｇ（Ｆ₁，Ｆ₂）を逆フーリエ変換することによ
り荷重係数ｗ_k,sを演算しているので、高速に荷重係数
ｗ_k,sを計算することができる。

【００６４】以上の第１の実施形態において、ＤＢＦ回
路６は、ＦＩＲ型ディジタルフィルタ係数演算器１３に
よって演算された荷重係数ｗ_k,sに基づいて入力される
ディジタル同相・直交信号ｘ_k（ｍ）をろ波して出力す
るＦＩＲ型ディジタルフィルタ９−１乃至９−Ｎと加算
器１０とを備えているので、上述の振幅特性Ｄ(Ｆ₁,
Ｆ₂)を有する２次元ディジタルフィルタとして動作す
る。これによって、ＤＢＦ回路６は、所望信号の入射角
θの方向に広帯域のビームを形成することができ、当該
広帯域のビームに対応した広帯域の所望信号である出力
信号ｚ（ｍ）を出力することができる。

【００６５】以上の第１の実施形態のディジタルビーム
形成装置は、上述のＤＢＦ回路６とＦＩＲ型ディジタル
フィルタ係数演算器１３とを備えているので、電波であ
る搬送波を用いた情報伝送において、電波である所望信
号の到来方向に広帯域のビームを形成することができ、
当該広帯域のビームに対応する広帯域の所望信号を受信
して、ベースバンド信号である所望の出力信号ｚ（ｍ）
を出力することができる。

【００６６】以上の第１の実施形態のディジタルビーム
形成装置において、ＤＢＦ回路６は、線形の位相特性を
有し、当該位相特性の傾きはタップ長ｑの値で決まる。
従って、後述する適応ディジタルビーム形成装置に適し
た広帯域マルチビームを形成するために本方法を用いる
場合は、各シングルビームＤＢＦ回路においてタップ長
ｑを揃えることにより、広帯域のマルチビームを形成す
ることができる。

【００６７】＜第２の実施形態＞図６は本発明に係る第
２の実施形態の適応ディジタルビーム形成装置のブロッ
ク図である。以下、図６を参照して第２の実施形態の適
応ディジタルビーム形成装置について説明する。図６の
第２の実施形態の適応ディジタルビーム形成装置は、図
１０の第２の従来例の適応ディジタルビーム形成装置に
おいて、信号変換器２０に代えて、第１のマルチビーム
形成器７ａと信号選択器８とを備えたことを特徴とす
る。

【００６８】以下、図６を参照して第２の実施形態の適
応ディジタルビーム形成装置について詳細に説明する。
ここで、図６の第２の実施形態において、図１の第１の
実施形態及び図１０の第２の従来例と同様のものには同
様の符号を付して示している。第２の実施形態の適応デ
ィジタルビーム形成装置において、Ｎ個のアンテナ素子
１−ｋで受信された高周波信号はそれぞれ、第１の実施
形態の適応ディジタルビーム形成装置と同様に、受信機
２−ｋで中間周波信号に変換され、Ａ／Ｄ変換器３−ｋ
でそれぞれディジタル中間周波信号に変換される。そし
てこれらのディジタル中間周波信号は、ディジタル局部
発振器６０で発振した周波数ｆ_IF のディジタル正弦波
とミキサー４−ｋでそれぞれ混合され、低域通過ディジ
タルフィルタ５−ｋにより高周波成分がカットされて、
低域通過ディジタルフィルタ５−ｋから複素数であるデ
ィジタル同相・直交信号ｘ₁（ｍ）ｘ₂(m)、…、ｘ
_N（ｍ）が出力されて、当該信号は第１のマルチビーム
形成器７ａに入力される。

【００６９】第１のマルチビーム形成器７ａは、ＦＩＲ
型ディジタルフィルタ７−１−１乃至７−Ｂ−Ｎと加算
器１０−１乃至１０−Ｂとを備えた、一種の空間フィル
タバンクである。ここで、ディジタル同相・直交信号ｘ
₁（ｍ）は、ＦＩＲ型ディジタルフィルタ７−１−１，
７−２−１，７−３−１，…，７−Ｂ−１に入力され、
ディジタル同相・直交信号ｘ₂（ｍ）は、ＦＩＲ型ディ
ジタルフィルタ７−１−２，７−２−２，７−３−２，
…，７−Ｂ−２に入力され、以下同様にディジタル同相
・直交信号ｘ_k（ｍ）（ｋ＝３，４，…，Ｎ）は、ＦＩ
Ｒ型ディジタルフィルタ７−１−ｋ，７−２−ｋ，７−
３−ｋ，…，７−Ｂ−ｋに入力される。

【００７０】さらに詳細に説明すると、ＦＩＲ型ディジ
タルフィルタ７−１−ｋ（ｋ＝１，２，…，Ｎ）はそれ
ぞれ、入力されるディジタル同相・直交信号ｘ_k（ｍ）
を所定の係数に基づいてディジタル的にろ波して加算器
１０−１に出力する。そして、加算器１０−１はろ波後
の各ディジタル同相・直交信号ｘ_k（ｍ）を加算して、
加算後の信号ｙ₁（ｍ）を信号選択器８に出力する。こ
こで、ＦＩＲ型ディジタルフィルタ７−１−ｋの各フィ
ルタ係数である荷重係数は、第１の実施形態のＦＩＲ型
ディジタルフィルタ係数演算器１３と同様の方法を用い
て、所定の方向に広帯域のビームを形成して当該ビーム
の方向から入射される広帯域の信号に対応する信号ｙ₁
（ｍ）に出力するように設定する。しかしながら、本発
明では、ＦＩＲ型ディジタルフィルタ７−１−ｋの各荷
重係数は、他の方法を用いて、所定の方向に広帯域のビ
ームを形成して当該ビームの方向から入射される広帯域
の信号に対応する信号ｙ₁（ｍ）に出力するように設定
してもよい。

【００７１】また、ＦＩＲ型ディジタルフィルタ７−２
−ｋはそれぞれ、入力されるディジタル同相・直交信号
ｘ_k（ｍ）を所定の係数に基づいてディジタル的にろ波
して加算器１０−２に出力する。そして、加算器１０−
２はろ波後の各ディジタル同相・直交信号ｘ_k（ｍ）を
加算して、加算後の信号ｙ₂（ｍ）を信号選択器８に出
力する。ここで、ＦＩＲ型ディジタルフィルタ７−２−
ｋの各係数は、所定の方向に広帯域のビームを形成して
当該ビームの方向から入射される広帯域の信号に対応す
る信号ｙ₂（ｍ）を出力するように設定される。以下同
様にして、ＦＩＲ型ディジタルフィルタ７−ｂ−ｋはそ
れぞれ、ろ波後のディジタル同相・直交信号ｘ_k（ｍ）
を出力し、加算器１０−ｂ（ｂ＝３，４，…，Ｂ）はそ
れぞれ、所定のビームに対応した信号ｙ_b（ｍ）を信号
選択器８に出力する。ここで、第１のマルチビーム形成
器７ａによって形成される上述の各ビームの位相特性を
揃え、かつ、無ひずみ伝送を実現するためには、ＦＩＲ
型ディジタルフィルタ７−１−１乃至７−Ｂ−Ｎは周波
数に関して同一の線形位相特性である必要がある。この
ような特性を有するＦＩＲ型ディジタルフィルタとして
は、直接形構成、縦続形構成、ラティス形構成などが考
えられ、第２の実施形態ではいずれの構成でもよい。

【００７２】信号選択器８は、第１のマルチビーム形成
器７ａから出力される複数Ｂ個の信号ｙ₁（ｍ），ｙ
₂（ｍ），…，ｙ_B（ｍ）からＭ個の信号を選択して、選
択した信号ｙｎ₁（ｍ），ｙｎ₂（ｍ），…，ｙｎ
_M（ｍ）をそれぞれ、乗算器１２−１乃至１２−Ｍに出
力する。ここで、信号選択器８における選択の方法は、
第２の実施形態では、電力の大きい順にＭ個の信号を選
択するように構成した。しかしながら本発明はこれに限
らず、所定のしきい値以上の電力を有する信号を選択す
る等、他の方法を用いてもよい。また、選択する信号の
数Ｍは、ビーム数Ｂ以下の整数であって、アンテナ素子
数Ｎや想定する干渉波の数に応じて決定されるが、好ま
しくは、アンテナ素子数Ｎの半分から１／４程度に設定
される。

【００７３】乗算器１２−１乃至１２−Ｍの各荷重係数
ｗＢ₁（ｍ）、ｗＢ₂（ｍ）、…、ｗＢ_M（ｍ）は、適応
ディジタルビーム形成装置の出力において、所望信号を
抽出して干渉信号を抑圧するように、第１の係数制御器
１１ａで適応的に制御する。制御すべき荷重係数の数は
Ｍ個である。これらの各荷重係数ｗＢ₁（ｍ）、ｗＢ
₂（ｍ）、…、ｗＢ_M（ｍ）は一般に複素数である。乗算
器１２−１乃至１２−Ｍの出力信号を加算器１０で加算
して、干渉信号が抑圧された、所望の到来信号である出
力信号ｚ（ｍ）を出力する。

【００７４】ここで、第２の実施形態の適応ディジタル
ビーム形成装置において、第１の係数制御器１１ａは、
以下に説明する処理を実行して、出力信号ｚ（ｍ）の包
絡線を一定に保つような荷重係数ｗＢ₁（ｍ）、ｗＢ
₂（ｍ）、…、ｗＢ_M（ｍ）を演算する。このように、出
力信号ｚ（ｍ）の包絡線を一定に保つように荷重係数ｗ
Ｂ₁（ｍ）、ｗＢ₂（ｍ）、…、ｗＢ_M（ｍ）を演算する
処理はＣＭＡ処理と呼ばれ、当該ＣＭＡ処理は、例え
ば、ＦＭ信号、ＦＳＫ信号、ＰＳＫ信号などに対して有
効であり、参照信号を必要としないという利点がある。

【００７５】まず、荷重係数ｗＢ₁（ｍ）、ｗＢ
₂（ｍ）、…、ｗＢ_M（ｍ）を演算するための評価関数Ｊ
を数１７のように定義し、時刻ｍにおける信号ベクトル
Ｙ（ｍ）と荷重係数ｗＢ₁（ｍ）、ｗＢ₂（ｍ）、…、ｗ
Ｂ_M（ｍ）からなるベクトルＷ（ｍ）をそれぞれ数１
８、数１９のように定義する。

【００７６】

【数１７】Ｊ＝（１／４）Ｅ[│ｚ(ｍ)│²−σ²]

【数１８】 Ｙ(ｍ)＝[ｙｎ₁(ｍ),ｙｎ₂(ｍ),…,ｙｎ_M(ｍ)]^T

【数１９】 Ｗ(ｍ)＝[ｗＢ₁(ｍ),ｗＢ₂(ｍ),…,ｗＢ_M(ｍ)]^T

【００７７】ここで、数１７において、Ｅ[・]は期待値
であり、σは所望の包絡線の値である。また、数１８と
数１９において、[・]^Tは転置行列を表す。数１７の評
価関数Ｊを最小にするベクトルを解析的に求めることは
できない。そこで、勾配法を用いて係数ベクトルＷ
（ｍ）を逐次的に更新していく。この場合の係数ベクト
ルＷ（ｍ）の更新式は次の数２０で表すことができる。
また、出力信号ｚ（ｍ）は数２１で表される。

【００７８】

【数２０】Ｗ(ｍ＋１)＝Ｗ(ｍ)−μ[{│ｚ(ｍ)│²−
σ²}ｚ(ｍ)Ｙ*(ｍ)]

【数２１】ｚ(ｍ)＝Ｗ^T(ｍ)Ｙ(ｍ)

【００７９】数２０で、μは適当な正の定数であり、μ
は係数ベクトルＷ（ｍ）が収束するように設定する。ま
た、＊は複素共役を表す。係数ベクトルＷ（ｍ）の初期
値Ｗ(０)は、信号選択器８の出力信号のうち、電力が最
大の信号が入力される乗算器１２の荷重係数を０以外の
適当な値に設定し、その他の係数を０とする。

【００８０】このように数２０に従って、乗算器１２−
１乃至１２−Ｍの荷重係数を更新すれば、所望の受信信
号の包絡線が一定であるＦＭ信号、ＦＳＫ信号、ＰＳＫ
信号などの場合、干渉信号は抑圧され、所望信号が抽出
される。このとき、所望信号の入射方向には広帯域のビ
ームを形成し、干渉信号の入射方向には広帯域のヌルを
形成していることになる。この方法では信号の種類は限
られるが、信号の入射方向に関する事前知識を必要とせ
ず、拘束条件付き係数演算方法より実用的であるので、
第２の実施形態では数２０に従って荷重係数を更新する
ように構成している。

【００８１】次に、第２の実施形態の適応ディジタルビ
ーム形成装置の動作を確認するために行ったシミュレー
ションの結果について説明する。図７は、当該シミュレ
ーションの結果であるアレーアンテナ１００の放射パタ
ーンを示すグラフである。図７のグラフは、ビームの放
射方向を示す角度に対する相対電力で示している。ここ
で、ビームの放射方向を示す角度は、アンテナ素子１−
１乃至１−Ｎが並置されたラインの垂線に対する角度で
表し、縦軸の相対電力は主ビームの電力を基準として規
格化して示している。また、図７のグラフには、周波数
ｆを搬送波周波数ｆ_cに設定した場合と、周波数ｆ＝
０．９５ｆ_cに設定した場合と、周波数ｆ＝１．０５ｆ_c
に設定した場合の、３つの場合についてシミュレーショ
ンをして、それぞれの場合について示している。

【００８２】図７のグラフから明らかなように、上述の
周波数ｆ＝ｆ_cの場合、周波数ｆ＝０．９５ｆ_cの場合及
び周波数ｆ＝１．０５ｆ_cの場合のいずれの場合におい
ても、所望信号の到来方向である４０度の方向に主ビー
ムを形成することができ、干渉信号の到来方向の６０度
の方向にヌルを形成することができる。すなわち、所望
信号の入射方向に、搬送波周波数ｆ_cに対して１０％の
帯域を有する比較的広帯域のビームを形成することがで
き、干渉信号の入射方向には搬送波周波数ｆ_cに対して
１０％の帯域を有する比較的広帯域のヌルを形成するこ
とができることを示している。すなわち、第２の実施形
態の適応ディジタルビームフォーミング装置によれば、
比較的広帯域の所望の信号を抽出することができ、比較
的広帯域の干渉信号を抑圧することができることを示し
ている。

【００８３】以上のように構成したビームスペース形構
成の第２の実施形態の適応ディジタルビーム形成装置
は、マルチビーム形成処理の演算が必要になるが、図９
に示した第１の従来例のエレメントスペース形構成の広
帯域用の適応ビーム形成装置に比べて制御すべき荷重係
数の数は極めて少なくできる。これによって、荷重係数
の制御に要する演算量やハードウェアの量が非常に少な
くできるので有利である。

【００８４】また、以上の第２の実施形態の適応ディジ
タルビーム形成装置は、信号の入射方向に関する事前知
識を全く必要としないで広帯域のビームを形成すること
ができ、かつマルチビーム処理そのものを線形なものに
できる。すなわち、第２の従来例の適応ディジタルビー
ム形成装置に比較して上述の点で優れている。

【００８５】＜第３の実施形態＞図８は本発明に係る第
３の実施形態の適応ディジタルビーム形成装置のブロッ
ク図である。以下、図８を参照して第３の実施形態の適
応ディジタルビーム形成装置について説明する。

【００８６】図８の第３の実施形態の適応ディジタルビ
ーム形成装置は、図６の第２の実施形態の適応ディジタ
ルビーム形成装置において、第１のマルチビーム形成器
７ａに代えて、第３のマルチビーム形成器７ｃを備えた
ことを特徴する。ここで、第３のマルチビーム形成器７
ｃは、第２のマルチビーム形成器７ｂと複数（Ｂ×２）
個のＦＩＲ型ディジタルフィルタ７ｃ−１−１乃至７ｃ
−Ｂ−２と加算器１０−１乃至１０−Ｂとからなる。図
８の第３の実施形態において、図６の第２の実施形態と
同様のものには同様の符号を付して示している。

【００８７】第３の実施形態の適応ディジタルビーム形
成装置において、Ｎ個のアンテナ素子１−ｋで受信され
た高周波信号はそれぞれ、第１及び第２の実施形態の適
応ディジタルビーム形成装置と同様に、受信機２−ｋで
中間周波信号に変換され、Ａ／Ｄ変換器３−ｋでそれぞ
れディジタル中間周波信号に変換される。そして、これ
らのディジタル中間周波信号は、ディジタル局部発振器
６０で発振した周波数ｆ_IF のディジタル正弦波とミキ
サー４−ｋでそれぞれ混合され、低域通過ディジタルフ
ィルタ５−ｋにより高周波成分がカットされて、低域通
過ディジタルフィルタ５−ｋから複素数であるディジタ
ル同相・直交信号ｘ₁（ｍ）ｘ₂(m)、…、ｘ_N（ｍ）が出
力されて、当該信号は第３のマルチビーム形成器７ｃに
入力される。

【００８８】図８の適応ディジタルビーム形成装置の第
３のマルチビーム形成器７ｃについて、図１１を参照し
て詳細に説明する。当該第３のマルチビーム形成器７ｃ
において、第２のマルチビーム形成器７ｂは、図１１に
示すように、複数（Ｂ×Ｎ）個の荷重係数器７１−１−
１乃至７１−Ｂ−Ｎと複数Ｂ個の加算器７２−１乃至７
２−Ｂとからなる。そして、第２のマルチビーム形成器
７ｂにおいて、ディジタル同相・直交信号ｘ₁（ｍ）は
荷重係数器７１−１−１乃至７１−Ｂ−１に入力され、
ディジタル同相・直交信号ｘ₂（ｍ）は荷重係数器７１
−１−２乃至７１−Ｂ−２に入力される。同様に、ディ
ジタル同相・直交信号ｘ_k（ｍ）（ｋ＝３，４，…，
Ｎ）は荷重係数器７１−１−ｋ乃至７１−Ｂ−ｋに入力
される。図１１に示すように、荷重係数器７１−１−ｋ
（ｋ＝１，２，…，Ｎ）は、入力されるディジタル同相
・直交信号ｘ_k（ｍ）と荷重係数α_1kとを乗算して、乗
算結果ｘ_k（ｍ）・α_1kを加算器７２−１に出力する。
加算器７２−１は、各荷重係数器７１−１−ｋから入力
される複数Ｎ個の乗算結果ｘ_k（ｍ）・α_1kを加算し
て、加算結果である信号ｙ₁（ｍ）をＦＩＲ型ディジタ
ルフィルタ７ｃ−１−１とＦＩＲ型ディジタルフィルタ
７ｃ−Ｂ−２とに出力する。ここで、各荷重係数器７１
−１−ｋにおける各荷重係数α_1kは、所定の方向にビー
ムを形成して当該ビームに対応する信号ｙ₁（ｍ）が加
算器７２−１から出力されるように、予め所定の値に設
定されている。

【００８９】また、荷重係数器７１−２−ｋは、入力さ
れるディジタル同相・直交信号ｘ_k（ｍ）と荷重係数α
_2kとを乗算して、乗算結果ｘ_k（ｍ）・α_2kを加算器７
２−２に出力する。加算器７２−２は、各荷重係数器７
１−２−ｋから入力される複数Ｎ個の乗算結果ｘ
_k（ｍ）・α_2kを加算して、加算結果である信号ｙ
₂（ｍ）をＦＩＲ型ディジタルフィルタ７ｃ−１−２と
ＦＩＲ型ディジタルフィルタ７ｃ−２−１に出力する。
ここで、各荷重係数器７１−２−ｋにおける荷重係数α
_2kは、所定の方向にビームを形成して当該ビームに対応
する信号ｙ₂（ｍ）が加算器７２−１から出力されるよ
うに、予め所定の値に設定されている。

【００９０】また、荷重係数器７１−ｂ−ｋ（ｂ＝３，
４，…，Ｂ）は、同様に、入力されるディジタル同相・
直交信号ｘ_k（ｍ）と荷重係数α_bkとを乗算して、乗算
結果ｘ_k（ｍ）・α_bkを加算器７２−ｂに出力する。加
算器７２−ｂは、各荷重係数器７１−ｂ−ｋから入力さ
れる複数Ｎ個の乗算結果ｘ_k（ｍ）・α_bkを加算して、
加算結果である信号ｙ_b（ｍ）をＦＩＲ型ディジタルフ
ィルタ７ｃ−（ｂ−１）−２とＦＩＲ型ディジタルフィ
ルタ７ｃ−ｂ−１とに出力する。ここで、各荷重係数器
７１−ｂ−ｋにおける各荷重係数α_bkは、所定の方向に
各ビームを形成して当該ビームに対応する信号ｙ
_b（ｍ）が各加算器７２−ｂから出力されるように、予
め所定の値に設定されている。上述のように構成された
第２のマルチビーム形成器７ｂは、予め設定された複数
Ｂ個の異なる方向にそれぞれビームを形成して、当該ビ
ームに対応する複数Ｂ個の信号ｙ_b（ｍ）（ｂ＝１，
２，…，Ｂ）を出力する。

【００９１】ここで、第２のマルチビーム形成器７ｂか
ら出力される複数Ｂ個の信号ｙ₁（ｍ）、ｙ₂（ｍ）、
…、ｙ_B（ｍ）は、荷重係数α_bkを用いて次の数２２で
表すことができる。この数２２は、高速フーリエ変換
（ＦＦＴ）を用いて第２のマルチビーム形成器７ｂを構
成した場合においても成り立つ。ただし、この場合はア
ンテナ素子数Ｎ＝ビーム数Ｂに設定される。

【００９２】

【数２２】

【００９３】さらに、第２のマルチビーム形成器７ｂを
用いてビームを形成をしたときの当該ビームの放射電力
強度Ｈ_b(f，θ)は、次の数２３で表すことができる。

【００９４】

【数２３】

【００９５】ここで、数２３において、ｂはビーム番号
であり、ｄは隣接するアンテナ素子１−ｋの素子間隔で
あり、等間隔のリニアアレーを想定している。また、ｆ
_cは搬送波周波数であり、λ_cは搬送波の波長である。ま
た、θは所望信号の入射角であり、アンテナ素子１−ｋ
が並置されたラインの垂線と所望信号の入射する方向と
の角度で定義される。ここで、第２のマルチビーム形成
器７ｂを高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を用いて構成した
場合について考えると、荷重係数α_bkは次の数２４で表
すことができる。

【００９６】

【数２４】α_bk＝(１／Ｂ)・exp{ｊ2π(ｂ−1)(ｋ−1)/
Ｂ}，ｋ＝１，２，３，…，Ｎ

【００９７】数２４におけるｂ＝１は入射角θ＝０°の
ビームに対応する。数２３の入射角θに０°を代入する
と、数２３で表される放射電力強度Ｈ₁(f，θ)は周波数
ｆに依存しない定数になる。従って、入射角θ＝０°で
入射された広帯域信号はそのまま受信される。しかし、
ｂ＝１以外のビームの放射電力強度Ｈ_b(f，θ)は周波数
ｆに依存し、搬送波周波数ｆ_cから離れた周波数を有す
る信号の受信電力は減衰する。すなわち、入射角θ＝０
°でない方向から入射される信号に対して、第２のマル
チビーム形成器７ｂは、一種の帯域通過フィルタとして
動作をするので、当該帯域通過フィルタの通過帯域に比
べて広い周波数範囲を有する広帯域信号のうち、搬送波
周波数ｆ_cから離れた周波数を有する通過帯域外の信号
を減衰させて、狭帯域信号として出力する。ここで、当
該帯域通過フィルタの通過帯域は、入射角θに対応して
決定される。このように、荷重係数α_bkを周波数に依存
しない値として予め設定された荷重係数器７１−ｂ−ｋ
を用いて構成された第２のマルチビーム形成器７ｂは、
入射角θ＝０°ではない方向から入射される信号に対し
て一種の帯域通過フィルタとして動作をするので、所望
の信号が広帯域である第３の実施形態では、それぞれ当
該所望信号に比べて狭帯域の複数Ｂ個のビーム受信信号
である信号ｙ₁（ｍ）、ｙ₂（ｍ）、…、ｙ_N（ｍ）を出
力する。

【００９８】また、図８の第３のマルチビーム形成器７
ｃにおいて、形成すべき複数Ｂ個の広帯域のビームの各
ビームに対応して、それぞれ１対のＦＩＲ型ディジタル
フィルタと１つの加算器が設けられる。すなわち、形成
すべき第１番目の広帯域のビームに対応して、ＦＩＲ型
ディジタルフィルタ７ｃ−１−１，７ｃ−１−２と加算
器１０−１とが設けられる。そして、ＦＩＲ型ディジタ
ルフィルタ７ｃ−１−１は、入力される狭帯域のビーム
受信信号である信号ｙ₁（ｍ）を予め設定されたフィル
タ係数である荷重係数で、ディジタル的にろ波して加算
器１０−１に出力し、ＦＩＲ型ディジタルフィルタ７ｃ
−１−２は、入力される狭帯域のビーム受信信号である
信号ｙ₂（ｍ）を、予め設定されたフィルタ係数である
荷重係数でディジタル的にろ波して加算器１０−１に出
力する。加算器１０−１は入力される２つのろ波後の信
号ｙ₁（ｍ），ｙ₂（ｍ）を加算して、加算後の信号ｖ₁
（ｍ）を信号選択器８に出力する。ここで、ＦＩＲ型デ
ィジタルフィルタ７ｃ−１−１，７ｃ−１−２の各荷重
係数は、所定の方向に第１番目の広帯域のビームを形成
して、当該ビームに対応する広帯域の受信信号である信
号ｖ₁（ｍ）を加算器１０−１から出力するように設定
される。

【００９９】また、形成すべき第２番目の広帯域のビー
ムに対応して、ＦＩＲ型ディジタルフィルタ７ｃ−２−
１，７ｃ−２−２と加算器１０−２が設けられる。そし
て、ＦＩＲ型ディジタルフィルタ７ｃ−２−１は、入力
される狭帯域のビーム受信信号である信号ｙ₂（ｍ）を
予め設定されたフィルタ係数である荷重係数で、ディジ
タル的にろ波して加算器１０−２に出力し、ＦＩＲ型デ
ィジタルフィルタ７ｃ−２−２は、入力される狭帯域の
ビーム受信信号である信号ｙ₃（ｍ）を、予め設定され
たフィルタ係数である荷重係数でディジタル的にろ波し
て加算器１０−２に出力する。加算器１０−２は入力さ
れる２つのろ波後の信号ｙ₂（ｍ），ｙ₃（ｍ）を加算し
て、加算後の信号ｖ₂（ｍ）を信号選択器８に出力す
る。ここで、ＦＩＲ型ディジタルフィルタ７ｃ−２−
１，７ｃ−２−２の各荷重係数は、所定の方向に第２番
目の広帯域のビームを形成して、当該ビームに対応する
広帯域の受信信号である信号ｖ₂（ｍ）を加算器１０−
２から出力するように設定される。

【０１００】同様に、形成すべき第ｂ番目（ｂ＝３，
４，…，Ｂ−１）の広帯域のビームに対応して、ＦＩＲ
型ディジタルフィルタ７ｃ−ｂ−１，７ｃ−ｂ−２と加
算器１０−ｂとが設けられる。そして、ＦＩＲ型ディジ
タルフィルタ７ｃ−ｂ−１は、入力される狭帯域のビー
ム受信信号である信号ｙ_b（ｍ）を、予め設定されたフ
ィルタ係数である荷重係数でディジタル的にろ波して加
算器１０−ｂに出力し、ＦＩＲ型ディジタルフィルタ７
ｃ−ｂ−２は、入力される狭帯域のビーム受信信号であ
る信号ｙ_b+1（ｍ）を、予め設定されたフィルタ係数で
ある荷重係数でディジタル的にろ波して加算器１０−ｂ
に出力する。加算器１０−ｂは入力される２つのろ波後
の信号ｙ_b（ｍ），ｙ_b+1（ｍ）を加算して、加算後の信
号ｖ_b（ｍ）を信号選択器８に出力する。ここで、ＦＩ
Ｒ型ディジタルフィルタ７ｃ−ｂ−１，７ｃ−ｂ−２の
各荷重係数は、所定の方向に第ｂ番目の広帯域のビーム
を形成して、当該ビームに対応する広帯域の受信信号で
ある信号ｖ_b（ｍ）を加算器１０−ｂから出力するよう
に設定される。

【０１０１】また、形成すべき第Ｂ番目の広帯域のビー
ムに対応して、ＦＩＲ型ディジタルフィルタ７ｃ−Ｂ−
１，７ｃ−Ｂ−２と加算器１０−Ｂとが設けられる。そ
して、ＦＩＲ型ディジタルフィルタ７ｃ−Ｂ−１は、入
力される狭帯域のビーム受信信号である信号ｙ_B（ｍ）
を、予め設定されたフィルタ係数である荷重係数でディ
ジタル的にろ波して加算器１０−Ｂに出力し、ＦＩＲ型
ディジタルフィルタ７ｃ−Ｂ−２は、入力される狭帯域
のビーム受信信号である信号ｙ₁（ｍ）を、予め設定さ
れたフィルタ係数である荷重係数でディジタル的にろ波
して加算器１０−Ｂに出力する。加算器１０−Ｂは入力
される２つのろ波後の信号ｙ_B（ｍ），ｙ₁（ｍ）を加算
して、加算後の信号ｖ_B（ｍ）を信号選択器８に出力す
る。ここで、ＦＩＲ型ディジタルフィルタ７ｃ−Ｂ−
１，７ｃ−Ｂ−２の各荷重係数は、所定の方向に第Ｂ番
目の広帯域のビームを形成して、当該ビームに対応する
広帯域の受信信号である信号ｖ_B（ｍ）を加算器１０−
Ｂから出力するように設定される。

【０１０２】すなわち、図８の第３のマルチビーム形成
器７ｃにおいて、第２のマルチビーム形成器７ｂは上述
したように、広帯域の所望信号の周波数帯域をカバーし
きれない。そこで、第２のマルチビーム形成器７ｂの後
ろに、形成すべき広帯域のビームに対応して所定の荷重
係数値を有する１対のＦＩＲ形ディジタルフィルタと加
算器とを接続することによって、広帯域マルチビームを
形成している。図８では、第２のマルチビーム形成器７
ｂで形成されるビームのうち、隣り合う２つのビームを
選んで所定の方向に広帯域のビームを形成するように構
成している。しかしながら、本発明は隣り合う２つのビ
ームでなくてもよい。また、選択数は２つに限定され
ず、第２のマルチビーム形成器７ｂから出力される信号
ｙ_k（ｍ）のうちの２以上の信号を選択して広帯域のビ
ームを形成するようにしてもよい。

【０１０３】ここで、ＦＩＲ型ディジタルフィルタ７ｃ
−ｂ−１，７ｃ−ｂ−２の各フィルタ係数である荷重係
数は、第１の実施形態のＦＩＲ型ディジタルフィルタ係
数演算器１３と同様の方法を用いて、所定の方向にビー
ムを形成して当該ビームの方向から入射される広帯域の
信号に対応する信号ｖ_b（ｍ）を出力するように設定し
てもよいし、他の方法を用いてもよい。ＦＩＲ型ディジ
タルフィルタ７ｃ−ｂ−１，７ｃ−ｂ−２は、直接形構
成、縦続形構成、ラティス形構成などが考えられるが、
第３の実施形態ではいずれの構成でもよい。

【０１０４】信号選択器８は、第２の実施形態と同様
に、第３のマルチビーム形成器７ｃから出力されるＢ個
の信号ｖ₁（ｍ），ｖ₂（ｍ），…，ｖ_B（ｍ）からＭ個
の信号を選択して、選択した信号ｙｎ₁（ｍ），ｙｎ
₂（ｍ），…，ｙｎ_M（ｍ）をそれぞれ、乗算器１２−１
乃至１２−Ｍに出力する。

【０１０５】乗算器１２−１乃至１２−Ｍは、第２の実
施形態と同様に、それぞれ入力される各信号ｙｎ
₁（ｍ），ｙｎ₂（ｍ），…，ｙｎ_M（ｍ）と各荷重係数
ｗＢ₁（ｍ）、ｗＢ₂（ｍ）、…、ｗＢ_M（ｍ）とを乗算
して出力し、加算器１０は乗算器１２−１乃至１２−Ｍ
の出力信号を加算して、干渉信号が抑圧された、所望の
到来信号である出力信号ｚ（ｍ）を出力する。

【０１０６】以上のように構成された第３の実施形態の
適応ディジタルビーム形成装置は、第２の実施形態の適
応ディジタルビーム形成装置と同様の効果を有するとと
もに、第２の実施形態の適応ディジタルビーム形成装置
に比較して、広帯域マルチビーム形成における演算量を
さらに少なくできる。

【０１０７】＜第４の実施形態＞次に、第４の実施形態
の適応ディジタルビーム形成装置について説明する。こ
の第４の実施形態の適応ディジタルビーム形成装置は、
図１の第１の実施形態の適応ディジタルビーム形成装置
と同様に構成されるが、荷重係数ｗ_k,sの計算方法が異
なる。すなわち、上述の第１の実施形態の適応ディジタ
ルビーム形成装置においては、１次元線形位相ＦＩＲ型
狭帯域低域通過ディジタルフィルタの通過領域を、２次
元周波数平面上で回転させた後平行移動する変数変換を
施すことによって、２次元ディジタルフィルタであるＤ
ＢＦ回路６の振幅特性を所望の特性に近似させて荷重係
数ｗ_k,sを計算したが、第４の実施形態の適応ディジタ
ルビーム形成装置においては、１次元零位相ＦＩＲ形低
域通過ディジタルフィルタ（以下、１次元原形フィルタ
という。）の周波数応答を、ディジタルビーム形成装置
によって所定の方向に形成するビーム方向上の周波数が
２次元周波数平面上においてビーム形成方向に応じた所
定の直線上に変換されるように、変数変換を施すことに
よって、ＤＢＦ回路６の振幅特性を所望の特性に近似さ
せて荷重係数ｗ_k,sを計算している。以上の点を除いて
は第１の実施形態と同様に構成される。以下、第４の実
施形態の荷重係数計算方法について詳細に説明する。

【０１０８】ここではまず、１次元零位相ＦＩＲ形低域
通過ディジタルフィルタに施す変数変換について説明し
た後、ＤＢＦ回路６の荷重係数ｗ_k,sの計算方法につい
て説明する。

【０１０９】第４の実施形態における変数変換は、第１
の実施形態の数８でＦ₂＝Ｆとおいた周波数応答の式に
現れるcos(2πＦ)を、適切な４つの関数cos(2πＦ₁)，s
in(2πＦ₁)，cos(2πＦ₂)，sin(2πＦ₂)で表される関数
Ｓ(Ｆ₁,Ｆ₂)に置き替えることによって行う。ここで、
関数Ｓ(Ｆ₁,Ｆ₂)は次の数２５に示す振幅特性Ｄ_T(Ｆ₁,
Ｆ₂)を近似する関数であって、詳細は後述する。

【０１１０】

【数２５】Ｄ_T(Ｆ₁,Ｆ₂)＝cos［2πＦ₂/{(f_s/f_c)Ｆ₁＋
1}−2πＦ_2shift］

【０１１１】ここで、数２５におけるＦ_2shiftは、第１
の実施形態の数１３と同一の式で表されるシフト量で、
ビームを形成すべき方向に対応する入射角θによって定
まる。また、数８におけるｐ（ｍ）は第４の実施形態で
は１次元原形フィルタのインパルス応答である。この数
２５の振幅特性Ｄ_T(Ｆ₁,Ｆ₂)は、数６と数１３とを用い
て導くことができ、１次元原形フィルタの任意の１次元
周波数Ｆ（実際には一部の周波数を除く。）を、次の数
２６で表される２次元周波数平面上の直線に写像する。

【０１１２】

【数２６】Ｆ＝Ｆ₂/{(f_s/f_c)Ｆ₁＋1}−Ｆ_2shift

【０１１３】例えば、１次元原形フィルタの１次元周波
数Ｆ＝０は２次元周波数平面上の直線Ｆ₂＝Ｆ_2shift{(f
_s/f_c)Ｆ₁＋1}に写像される。従って、第１の実施形態で
用いた１次元ＦＩＲ型狭帯域低域通過ディジタルフィル
タに対してこの写像を施せば、通過域は２次元周波数平
面上の直線Ｆ₂＝Ｆ_2shift{(f_s/f_c)Ｆ₁＋1}近傍に現れる
ことになる。言い換えると、入射角θの方向にビームを
形成するためには、２次元周波数平面上では通過域がＦ
₂＝(df_c sinθ/c){(f_s/f_c)Ｆ₁＋1}近傍に現れるから、
シフト量Ｆ_2shiftを数１３に従って決定し、１次元ＦＩ
Ｒ型狭帯域低域通過ディジタルフィルタに対して、第１
の実施形態で用いた変数変換方法に代えて、数２５ある
いは数２６の写像を行えばよいことになる。図１２に数
２６を用いて写像したときの例を示す。この例では、ア
ンテナ素子の間隔ｄ＝０．４５λ_cとし、ビーム形成方
向θ＝４０°を想定し、１次元周波数Ｆを＋０．５から
−０．５の間で、０．１の間隔で分割して、各１次元周
波数Ｆに対して示している。

【０１１４】上述の写像が理想的に行われれば、このよ
うな変数変換によって得られる２次元ディジタルフィル
タの振幅特性の各等振幅線は第１の実施形態における数
６の直線に沿うことになる。一方、数６で表される直線
は、周波数−角度平面上では、角度θにおける周波数軸
に平行な直線に対応する。従って、２次元周波数平面上
での２次元ディジタルフィルタの振幅特性の等振幅線が
数６に沿うということは、対応する周波数−角度平面上
では等振幅線は周波数軸に平行になる。これはＤＢＦ回
路６の指向特性が周波数に依存しないということであ
る。つまり、このような変数変換によって得られる２次
元ディジタルフィルタとしてのＤＢＦ回路６の指向特性
は、入射角θのみに依存し、周波数に依存しない。言い
換えると、第４の実施形態では、２次元ディジタルフィ
ルタとしてのＤＢＦ回路６の指向特性が周波数に依存し
ないように、１次元ＦＩＲ型狭帯域低域通過ディジタル
フィルタに対して変数変換を施している。

【０１１５】次に、数２５の振幅特性Ｄ_T（Ｆ₁，Ｆ₂）
を近似する関数Ｓ（Ｆ₁，Ｆ₂）を求める方法について説
明する。この近似は、数２５で表される周波数特性に対
するインパルス応答を２次元窓関数で打ち切るという窓
関数法（従来技術文献５「西川他，“フーリエ変換法に
よるファンフィルタの設計”，電子情報通信学会第６回
ディジタル信号処理シンポジウム講演論文集，講演番号
Ｂ３−２，ｐｐ．２８７−２９２，１９９１年」ではフ
ーリエ級数法と呼ばれている。）を用いる。具体的手順
は、以下の手順ＳＳ１乃至手順ＳＳ４に示す。

【０１１６】（手順ＳＳ１）正規化時間周波数Ｆ₁と正
規化空間周波数Ｆ₂とを、−０．５≦Ｆ₁＜０．５，−
０．５≦Ｆ₂＜０．５の範囲において適当な間隔でサン
プリングし、サンプリングした各正規化時間周波数Ｆ₁
及び各正規化空間周波数Ｆ₂に対する振幅特性Ｄ
_T（Ｆ₁，Ｆ₂）の各周波数応答値を計算する。高速フー
リエ変換を後で用いる場合は、サンプリングする点数Ｊ
（偶数）は、好ましくは、例えば１２８点等の２のべき
乗で表すことができる値に設定する。 （手順ＳＳ２）手順ＳＳ１で求めた振幅特性Ｄ_T（Ｆ₁，
Ｆ₂）の各周波数応答値を２次元逆離散（高速）フーリ
エ変換して振幅特性Ｄ_T（Ｆ₁，Ｆ₂）の周波数応答値に
対するインパルス応答（複素数）を求める。当該インパ
ルス応答を理想インパルス応答と呼び、ｈ_TI（ｍ₁,
ｍ₂）で表す。ここで、（ｍ₁，ｍ₂)＝（０，０）が理想
インパルス応答ｈ_TI（ｍ₁,ｍ₂）の中心となるようにす
る。引数ｍ₁及びｍ₂はそれぞれ、−Ｊ／２,（−Ｊ／
２）＋1，...，−１，０，１，...，（Ｊ／２）−１で
ある。 （手順ＳＳ３）理想インパルス応答ｈ_TI（ｍ₁,ｍ₂）を
２次元窓関数ｗ_2D（ｍ₁,ｍ₂）で打ち切る。つまり、理
想インパルス応答ｈ_TI（ｍ₁,ｍ₂）と２次元窓関数ｗ_2D
（ｍ₁,ｍ₂）の積をとる。ここで、２次元窓関数ｗ
_2D（ｍ₁,ｍ₂）は例えば次の数２７で表される。

【０１１７】

【数２７】ｗ_2D（ｍ₁，ｍ₂）＝ｗ_1D（ｍ₁）ｗ_1D（ｍ₂）

【０１１８】数２７において、ｗ_1D（ｍ_i）は、奇数で
ある打ち切り項数Ｌ_aに対して、引数ｍ_iが、次の数２８
を満足するときには、窓関数の中心がｍ_i＝０（ｉ＝
１，２）である例えばハミング窓関数等の方形窓以外の
適当な窓関数で表され、数２８を満足しない場合には、
関数値が０である窓関数である。

【０１１９】

【数２８】−(Ｌ_a−1)／２≦ｍ_i≦（Ｌ_a−1）／２

【０１２０】ここで、打ち切り項数Ｌ_aは、第１の実施
形態の数１０、数１１の打ち切り項数Ｌとは異なる。こ
の操作で得られるインパルス応答h_T’(ｍ₁,ｍ₂)は、次
の数２９で表される。

【０１２１】

【数２９】 ｈ’_T(m₁,m₂)＝ｈ_TI（ｍ₁,ｍ₂）ｗ_2D（ｍ₁,ｍ₂） ここで、−（Ｌ_a−1）／２≦ｍ_i≦（Ｌ_a−１）／２，ｉ
＝１，２

【０１２２】（手順ＳＳ４）スケーリングを行う。これ
は、ＤＢＦ回路６の特性を劣化させないように、手順Ｓ
Ｓ３で求めたインパルス応答ｈ_T’(ｍ₁,ｍ₂)の周波数応
答値の最大値及び最小値をそれぞれ１，−１にする操作
である。そのため、（手順ＳＳ３）で求めたインパルス
応答ｈ_T’(ｍ₁,ｍ₂)の周波数応答値を計算し、その最大
値ｈ_T’_maxと最小値ｈ_T’_minとを求める。そして次の数
３０で表されるスケーリング定数ｃ₁,ｃ₂を計算し、こ
れらのスケーリング定数ｃ₁，ｃ₂を用いて、次の数３１
又は数３２で表されるスケーリング後の２次元インパル
ス応答ｈ_T（ｍ₁,ｍ₂）を求める。この２次元インパルス
応答ｈ_T（ｍ₁，ｍ₂）には、ｈ_T（ｍ₁,ｍ₂）＝ｈ_T＊（−
ｍ₁，−ｍ₂）の関係があり、従ってその周波数応答Ｓ
（Ｆ₁，Ｆ₂）は実数で、ｃｏｓ（２πＦ₁），ｓｉｎ
（２πＦ₁），ｃｏｓ（２πＦ₂），ｓｉｎ（２πＦ₂）
の関数になる。ここで、ｈ_T＊（−ｍ₁，−ｍ₂）の＊
は、共役複素数であることを表す。

【０１２３】

【数３０】ｃ₁＝２／(ｈ’_Tmax−ｈ’_Tmin），ｃ₂＝ｃ₁
ｈ’_Tmax−１

【数３１】(ｍ₁,ｍ₂)≠（０，０）のとき、ｈ_T(ｍ₁,
ｍ₂)＝ｃ₁ｈ’_T(ｍ₁,ｍ₂)

【数３２】（ｍ₁,ｍ₂）＝(０，０)のとき、ｈ_T(ｍ₁,
ｍ₂)＝ｃ₁ｈ’_T(０，０）−ｃ₂

【０１２４】次に、以上の手順で求めた２次元インパル
ス応答ｈ_T(ｍ₁,ｍ₂)を用いて、ＤＢＦ回路６における荷
重係数を計算する方法について説明する。以下の計算方
法において、２次元インパルス応答ｈ_T(ｍ₁,ｍ₂)の周波
数応答が関数Ｓ(Ｆ₁,Ｆ₂)となる。ＤＢＦ回路６におけ
る荷重係数の計算方法は次のステップＳ１乃至ステップ
Ｓ３からなる。

【０１２５】＜ステップＳ１＞まず、インパルス応答長
がＭ_c（奇数）である１次元線形位相ＦＩＲ形低域通過
ディジタルフィルタの周波数応答Ｐ（Ｆ）を求める。１
次元線形位相ＦＩＲ形低域通過ディジタルフィルタの周
波数応答Ｐ（Ｆ）は数８においてＮ_i＝Ｍ_c，Ｆ₂＝Ｆと
おくことにより、次の数３２で表される。ここで、第４
の実施形態では、良い特性を得るためにタップ数Ｍ_cの
値は素子数Ｎより小さく設定する。

【０１２６】

【数３２】

【０１２７】＜ステップＳ２＞次に、数３２における右
辺のcos(2πＦ)を数３４で表される関数Ｓ(Ｆ₁,Ｆ₂)で
置き替える変数変換を行う。従って、置き替え後の周波
数応答Ｇ(Ｆ₁,Ｆ₂)は次の数３３で表される。ここで、
数３３では、零位相部分のみを示している。以下の説明
の数式においても、同様に零位相部分のみを示す。

【０１２８】

【数３３】

【数３４】

【０１２９】＜ステップＳ３＞次に、第１の実施形態と
同様にして、数３３で表される周波数応答Ｇ(Ｆ₁,Ｆ₂)
のインパルス応答g(ｍ₁,ｍ₂)を計算し、当該インパルス
応答ｇ（ｍ₁,ｍ₂）から荷重係数ｗ_n,kを求める。

【０１３０】

【数３５】 ｗ_n,k＝ｇ（ｋ−(ｑ−1)/2，−n＋(Ｎ−1)/2＋1） ここで、ｎ＝１，２，…，Ｎ；ｋ＝０，１，…，ｑ−１
であり、ｑはタップ数である。

【０１３１】以上の方法で得られるＤＢＦ回路６の周波
数−角度平面上での振幅特性の等振幅線は、周波数−角
度平面上で、近似的に周波数軸に平行に現れる。従っ
て、１次元原形フィルタの特性を、狭帯域ではなく所望
のビーム幅に応じた帯域幅に設定でき、かつ対応する特
定の周波数範囲の阻止域の減衰量を大きくすることによ
りサイドローブレベルを低くすることができるので、こ
れによって、第４の実施形態のＤＢＦ回路６は、詳細後
述するように、広帯域でかつ広角ビームを形成すること
ができ、しかもあらかじめ決めた方向の範囲内において
サイドローブレベルを他の領域のサイドローブレベルよ
り低くすることができる。なお、従来技術文献５の方法
では、あらかじめ決めた方向の範囲内のサイドローブレ
ベルを他の領域のサイドローブレベルより下げることが
できない。

【０１３２】また、第４の実施形態におけるＤＢＦ回路
６の位相特性は線形であり、当該移相特性の傾きはタッ
プ数qの値で決まる。従って、本方法を用いて、広帯域
マルチビームを形成する場合は、各シングルビームＤＢ
Ｆ回路でタップ数ｑの値をそろえればよい。

【０１３３】次に、あらかじめ決められた方向の範囲に
おけるサイドローブレベルを他の領域のサイドローブレ
ベルより下げるようにＤＢＦ回路６の荷重係数を計算す
る方法について説明する。以下の説明において、ビーム
を形成する方向を角度θ₀とし、サイドローブレベルを
下げたい方向範囲の角度θをθ₁≦θ≦θ₂とする。ここ
ではθ₀＞θ₂とする。つまり、サイドローブレベルを下
げたい方向範囲はθ₀より小さいものとする。しかしな
がら、本発明はこれに限らず、θ₀＜θ₁に設定してもよ
いし、また、サイドローブレベルを下げたい方向範囲を
複数設けることもできる。

【０１３４】上述の変数変換を用いることにより、図１
３（ａ）に示した周波数−角度平面における所望の特性
は、２次元周波数平面上では図１３（ｂ）に示すように
表すことができる。すなわち、設計すべき１次元ディジ
タルフィルタは、第１の実施形態における低域通過ディ
ジタルフィルタではなく、一般に複素係数をもつ線形位
相ＦＩＲ形帯域通過ディジタルフィルタ（以下、１次元
複素係数帯域通過ディジタルフィルタという。）であ
る。当該１次元複素係数帯域通過ディジタルフィルタ
は、次の数３６で表される周波数Ｆ₀を中心とする狭帯
域の通過域を持ち、次の数３７で表される周波数範囲Ｆ
₀₁≦Ｆ≦Ｆ₀₂におけるサイドローブレベルが、他の阻止
域のサイドローブレベルより低くなるように設定され
る。これは例えば、従来技術文献６「西原明法他，“Ｒ
emez アルゴリズムによる複素ディジタルフィルタの設
計”，電子情報通信学会技術研究報告，ＣＡＳ88−20,p
p.37−42，1988年6月」に示されている方法などを用い
ることができる。

【０１３５】

【数３６】Ｆ₀＝（ｄｆ_c／ｃ）sinθ₀

【数３７】 Ｆ_0i＝（ｄｆ_c／ｃ）sinθ_i，ここで、ｉ＝１，２

【０１３６】周波数応答については零位相部分のみを考
える。インパルス応答長がＭ_c（奇数）の１次元零位相
ＦＩＲ形複素係数ディジタルフィルタの周波数応答Ｐ
_c(Ｆ)は数３８のように表すことができる。ここで、イ
ンパルス応答p_c(m)は、p_c(m)＝p_c*(-m)の関係がある
（ここで、*は複素共役を表す。）。また、タップ数Ｍ_c
はＤＢＦ回路６における荷重係数の計算方法のステップ
Ｓ１と同様に選定される。

【０１３７】

【数３８】

【０１３８】ここで、数３８におけるＵ_m(cos(2πＦ))
は第２種のチェビシェフ関数であって、以下の数３９、
数４０、数４１の関係がある。

【０１３９】

【数３９】Ｕ₀(cos(2πＦ))＝０

【数４０】Ｕ₁(cos(2πＦ))＝sin(2πＦ)

【数４１】Ｕ_m(cos(2πＦ))＝2cos(2πＦ)Ｕ_m-1(cos(2
πＦ))−Ｕ_m-2(cos(2πＦ)) ここで、ｍ＝２，３，…である。

【０１４０】数３８が第１の実施形態における数８と大
きく異なるのは、周波数応答Ｐ_c（Ｆ）にsin(2πＦ)が
含まれていることである。従って、数３８のcos(2πＦ)
に関数Ｓ_c(Ｆ₁,Ｆ₂)を代入し、かつ数３８のsin(2πＦ)
に関数Ｓ_s(Ｆ₁,Ｆ₂)を代入する変数変換を実行する。こ
こで、関数Ｓ_c(Ｆ₁,Ｆ₂)、関数Ｓ_s(Ｆ₁,Ｆ₂)はそれぞれ
数４２のＤ_TC(Ｆ₁,Ｆ₂)と数４３のＤ_TS(Ｆ₁,Ｆ₂)を近似
する適切な４つの関数cos(2πＦ₁)，sin(2πＦ₁)，cos
(2πＦ₂)，sin(2πＦ₂)で表される関数であって、次の
数４２と数４３で表される。

【０１４１】

【数４２】Ｓ_c(Ｆ₁,Ｆ₂)≒Ｄ_TC(Ｆ₁,Ｆ₂)＝cos［2πＦ₂
/{(f_s/f_c)Ｆ₁＋1}］

【数４３】Ｓ_s(Ｆ₁,Ｆ₂)≒Ｄ_TS(Ｆ₁,Ｆ₂)＝sin［2πＦ₂
/{(f_s/f_c)Ｆ₁＋1}］

【０１４２】ここで、数４２、数４３における、Ｄ
_TC(Ｆ₁,Ｆ₂)とＤ_TS(Ｆ₁,Ｆ₂)はそれぞれ数２５におい
て、Ｆ_2shift＝０、Ｆ_2shift＝０．２５としたものであ
って、上述の（手順ＳＳ１）乃至（手順ＳＳ４）の方法
を用いて近似することにより、求めることができる。

【０１４３】以上のようにして得られる２次元ディジタ
ルフィルタの周波数応答Ｇ_c(Ｆ₁,Ｆ₂)は次の数４４で表
すことができる。この数４４の周波数応答Ｇ_c(Ｆ₁,Ｆ₂)
を用いて、第１の実施形態と同様にして、インパルス応
答を計算し、ＤＢＦ回路６の荷重係数を求める。

【０１４４】

【数４４】

【０１４５】このように、数２５を用いて変数変換を行
っているので、特定の方向のサイドローブレベルを下げ
ることが従来例の最適化手法を使用することなく可能に
なった。

【０１４６】また、広角ビーム形成については、ビーム
形成方向の範囲を上述のθ₁≦θ≦θ₂とし、１次元複素
係数帯域通過ディジタルフィルタの通過域の範囲を数３
７で表される周波数範囲Ｆ₀₁≦Ｆ≦Ｆ₀₂に設定すればよ
い。従って、第４の実施形態では、広角のビームを形成
することができかつ特定の方向のサイドローブレベルを
下げることができる。

【０１４７】以上の説明において、θ₀＞θ₂、すなわ
ち、サイドローブレベルを下げたい方向範囲はθ₀より
小さいものとしたが、θ₀＜θ₂の場合及びサイドローブ
レベルを低くすべき方向を複数設けることも可能であ
る。すなわち、第４の実施形態では、サイドローブレベ
ルを低くすべき方向を少なくとも１つ設定でき、当該方
向は任意の位置に設定することができる。

【０１４８】以上の第４の実施形態では、数２５又は数
２６を用いて変数変換をしているので、周波数−角度平
面上における入射角θに対応する直線が、２次元周波数
平面上では数６で表される所定の直線に変換される。従
って、周波数−角度平面上において、２次元ディジタル
フィルタとしてのＤＢＦ回路６の等振幅線は周波数軸に
平行になる。従って、このような変数変換によって得ら
れるＤＢＦ回路６の指向特性は、入射角θのみに依存
し、周波数に依存しないようにできる。言い換えると、
第４の実施形態では、ＤＢＦ回路６の指向特性が周波数
に依存しないように、ＦＩＲ型狭帯域低域通過ディジタ
ルフィルタに対して変数変換を施している。

【０１４９】以上詳述したように、第４の実施形態で
は、ディジタルビーム形成装置によって所定の方向に形
成するビーム方向上の任意の周波数が２次元周波数平面
上において、数６で表される所定の直線上に変換される
ように、１次元線形位相ＦＩＲ型ディジタルフィルタの
周波数応答に対して変数変換することにより、所望通過
領域に対応する、正規化時間周波数Ｆ₁と正規化空間周
波数Ｆ₂とに関する２次元ディジタルフィルタの周波数
応答を演算し、演算された当該周波数応答を逆フーリエ
変換することにより２次元ディジタルフィルタのインパ
ルス応答を演算し、演算された当該インパルス応答に基
づいて２次元ディジタルフィルタが所望通過領域で振幅
を有するように、各ＦＩＲ型ディジタルフィルタ９−１
乃至９−Ｎの荷重係数ｗ_k,sを演算している。これによ
って、第４の実施形態の適応ディジタルビーム形成装置
は、広帯域でかつ広角ビームを形成することができ、し
かもあらかじめ決められた方向においてサイドローブレ
ベルを他の領域のサイドローブレベルより低くすること
ができる。

【０１５０】次に、第４の実施形態におけるシミュレー
ションの結果について説明する。図１４は、第４の実施
形態のＤＢＦ回路６を用いて広帯域ビームをθ＝５６°
方向に形成したときのＤＢＦ回路６の指向特性を示すグ
ラフである。図１４のグラフには、ｆ＝０．９５ｆ_c、
ｆ＝ｆ_c及びｆ＝１．０５ｆ_cの３つの周波数について、
角度θに対する相対電力を示している。図１４から明ら
かなように、上述の３つの周波数における指向特性はほ
ぼ一致している。すなわち、図１４のグラフから、第４
の実施形態のＤＢＦ回路６は、中心周波数ｆ＝ｆ_cに対
して±５％の比較的広帯域の周波数に依存しないビーム
を形成することができることがわかる。

【０１５１】また、図１５は、第４の実施形態のＤＢＦ
回路６を用いて広帯域ビームをθ＝６０°の方向に形成
し、−５０°≦θ≦−２０°の方向範囲におけるサイド
ローブレベルを他の領域のサイドローブレベルより約２
０ｄＢ低くしたときの指向特性を示すグラフである。図
１５においても、図１４と同様に、ｆ＝０．９５ｆ_c、
ｆ＝ｆ_c及びｆ＝１．０５ｆ_cの３つの周波数について、
角度θに対する相対電力を示している。図１５から明ら
かなように、第４の実施形態のＤＢＦ回路６を用いるこ
とにより、広帯域ビームをθ＝６０°の方向に形成する
ことができ、かつ−５０°≦θ≦−２０°におけるサイ
ドローブレベルを他の領域のサイドローブレベルより約
２０ｄＢだけ低く設定することができることがわかる。

【０１５２】さらに、図１６は、第１のマルチビーム形
成器７aを構成する単一ビーム形成器（ＤＢＦ回路）に
上述の荷重係数計算法を用い、第２の実施形態で説明し
た適応ビーム形成法を用いた場合の干渉波抑圧時の指向
特性を示す。図中、Ｓ１は入射角２５°の所望波を示
し、Ｉ１・Ｉ２はそれぞれ入射角３５°の干渉波及び入
射角−５０°の干渉波を示す。図１６においても、図１
４と同様に、ｆ＝０．９５ｆ_c、ｆ＝ｆ_c及びｆ＝１．０
５ｆ_cの３つの周波数について、角度θに対する相対電
力を示している。図１６から明らかなように、第４の実
施形態のＤＢＦ回路６を用いることにより、広帯域ビー
ムをθ＝２５°の所望波の方向に形成することができ、
しかも入射角３５°の干渉波及び入射角−５０°の干渉
波の到来方向にそれぞれヌルを形成できる。ここで、図
１４乃至図１６のいずれのグラフもサンプリング周波数
f_sは、０．２ｆ_cに設定した。

【０１５３】以上の第４の実施形態のＤＢＦ回路６で
は、サイドローブレベルのコントロールが可能であり、
かつ、一部分（ある方向範囲）のサイドローブレベルの
みを下げることができる。また、第２の実施形態におけ
る第１のマルチビーム形成器７aを構成する広帯域ＤＢ
Ｆ回路６として用いることができ、所望波と干渉波の入
射角が離れている場合においても干渉波の方向にヌルを
形成することができる。従って、第４の実施形態のＤＢ
Ｆ回路６は、単一ビームの形成にも用いることができる
が、好ましくは第１のマルチビーム形成器７aを構成す
るＤＢＦ回路６として使用される。

【０１５４】＜変形例＞以上の第１と第２の実施形態で
は、伝搬波信号が電波で、搬送波を用いる情報伝送の場
合について述べたが、本発明はこれに限らず、搬送波を
用いないベースバンド伝送の場合にも適用することがで
きる。この場合、周波数変換操作が不要であるので、受
信機２−ｋを除いて構成され、ディジタル同相・直交信
号ｘ₁（ｍ）、ｘ₂（ｍ）、…、ｘ_N（ｍ）は実数値をと
ることもある。以上のように構成しても第１と第２の実
施形態と同様の効果を有する。但しこの場合、２次元デ
ィジタルフィルタの通過域の形状を適切に変更する必要
がある。

【０１５５】以上の第１乃至第４の実施形態では、ディ
ジタル中間周波信号からディジタル同相・直交信号ｘ_k
（ｍ）を生成する手段にミキサー４−ｋと低域通過ディ
ジタルフィルタ５−ｋとを用いる構成としたが、もちろ
ん他の方法でも良い。例えば、ディジタルヒルベルト変
換器とミキサーを用いて実現できる。また、アナログ信
号処理によりアナログ中間周波信号からアナログ同相・
直交信号を生成して、その後サンプリングとＡ／Ｄ変換
を行ってもよい。以上のように構成しても第１と第２と
第３の実施形態と同様の効果を有する。

【０１５６】以上の第２と第３の実施形態の適応ディジ
タルビーム形成装置では、出力信号ｚ（ｍ）の包絡線を
一定に保つように荷重係数ｗ_k,sを演算するＣＭＡ処理
を実行するように構成したが、本発明はこれに限らず、
参照信号が得られれば、例えばＬＭＳ処理のような他の
処理を実行するように構成してもよい。以上のように構
成しても第２と第３の実施形態と同様の効果を有する。

【０１５７】以上の第１乃至第４の実施形態の適応ディ
ジタルビーム形成装置は、アンテナ素子１−１乃至１−
Ｎが一直線上に配列されたリニアアレーアンテナである
アレーアンテナ１００を用いて構成したが、本発明はこ
れに限らず、アンテナ素子が２次元的に配列されたアレ
ーアンテナを用いて構成してもよい。以上のように構成
しても第１乃至第４の実施形態と同様の効果を有する。

【０１５８】

【発明の効果】本発明に係る請求項１記載のフィルタ係
数演算装置は、上記ディジタルビーム形成装置のサンプ
リング周波数で正規化された正規化時間周波数Ｆ₁と、
上記素子間隔の逆数で正規化された正規化空間周波数Ｆ
₂とで形成された２次元周波数平面における所望通過領
域で振幅を有する上記複数のＦＩＲ型ディジタルフィル
タのフィルタ係数を演算する上記係数演算手段を備えて
いるので、電波である搬送波を用いる情報伝送に適用す
ることができるディジタルビーム形成装置のためのＦＩ
Ｒ型ディジタルフィルタのフィルタ係数を演算すること
ができる。

【０１５９】また、請求項２記載のディジタルビーム形
成装置のためのＦＩＲ型ディジタルフィルタのフィルタ
係数演算装置は、請求項１記載のフィルタ係数演算装置
において、上記係数演算手段は、所定の１次元ＦＩＲ型
ディジタルフィルタの周波数応答を所定の変数変換する
ことにより、上記所望通過領域に対応しかつ、上記正規
化時間周波数Ｆ₁と上記正規化空間周波数Ｆ₂とに関する
周波数応答を演算し、演算された周波数応答を逆フーリ
エ変換することによりインパルス応答を演算し、演算さ
れたインパルス応答に基づいて上記所望通過領域で振幅
を有する上記複数のＦＩＲ型ディジタルフィルタのフィ
ルタ係数を演算しているので、ディジタルビーム形成装
置のためのＦＩＲ型ディジタルフィルタのフィルタ係数
を高速かつ容易に演算することができる。

【０１６０】さらに、請求項３記載のディジタルビーム
形成装置のためのＦＩＲ型ディジタルフィルタのフィル
タ係数演算装置は、請求項１又は２記載のＦＩＲ型ディ
ジタルフィルタのフィルタ係数演算装置において、上記
係数演算手段は、上記２次元周波数平面において、上記
所望通過領域で所定の振幅を有し、かつ上記第２の軸上
で中心を有し所定の幅を有して負の正規化時間周波数か
ら正の正規化時間周波数に延在するサイドローブレベル
を下げるべき領域で所定の減衰量を有する上記複数のＦ
ＩＲ型ディジタルフィルタのフィルタ係数を演算してい
るので、所望波と干渉波の到来方向が想定される場合に
は、所望波の到来方向にビームを形成しかつ干渉波の到
来方向にヌルを形成するディジタルビーム形成装置のた
めのＦＩＲ型ディジタルフィルタのフィルタ係数を高速
かつ容易に演算することができる。

【０１６１】また、請求項４記載のディジタルビーム形
成装置のためのＦＩＲ型ディジタルフィルタのフィルタ
係数演算装置は、請求項２記載のＦＩＲ型ディジタルフ
ィルタのフィルタ係数演算装置において、上記係数演算
手段は、上記１次元ＦＩＲ型ディジタルフィルタの通過
領域を上記２次元周波数平面上で回転させて、当該回転
させた通過領域を上記２次元周波数平面上で平行移動さ
せることにより変数変換して、上記所望通過領域に対応
する、上記正規化時間周波数Ｆ₁と上記正規化空間周波
数Ｆ₂とに関する周波数応答を演算し、演算された周波
数応答を逆フーリエ変換することによりインパルス応答
を演算し、演算されたインパルス応答に基づいて上記所
望通過領域で振幅を有する上記複数のＦＩＲ型ディジタ
ルフィルタのフィルタ係数を演算している。これによっ
て、所望波の到来方向にビームを形成しかつ当該ビーム
の近傍にヌルを形成するディジタルビーム形成装置のた
めのＦＩＲ型ディジタルフィルタのフィルタ係数を高速
かつ容易に演算することができる。

【０１６２】また、請求項５記載のディジタルビーム形
成装置のためのＦＩＲ型ディジタルフィルタのフィルタ
係数演算装置は、請求項２又は３記載のＦＩＲ型ディジ
タルフィルタのフィルタ係数演算装置において、上記係
数演算手段は、上記ディジタルビーム形成装置によって
形成されるビームパターンが周波数に対して変化しない
ように、上記１次元ＦＩＲ型ディジタルフィルタの周波
数応答を変数変換することにより、上記所望通過領域に
対応しかつ、上記正規化時間周波数Ｆ₁と上記正規化空
間周波数Ｆ₂とに関する周波数応答を演算し、演算され
た周波数応答を逆フーリエ変換することによりインパル
ス応答を演算し、演算されたインパルス応答に基づいて
上記所望通過領域で所定の振幅を有する上記複数のＦＩ
Ｒ型ディジタルフィルタのフィルタ係数を演算してい
る。これによって、所望波と干渉波の到来方向が想定さ
れる場合には、所望波の到来方向にビームを形成しかつ
干渉波の到来方向にヌルを形成するディジタルビーム形
成装置のためのＦＩＲ型ディジタルフィルタのフィルタ
係数を高速かつ容易に演算することができる。

【０１６３】本発明に係る請求項６記載のディジタルビ
ーム形成装置のためのＦＩＲ型ディジタルフィルタは、
上記フィルタ係数が請求項１乃至５のうちの１つに記載
のフィルタ係数演算装置によって演算されて設定される
ので、電波である搬送波を用いる情報伝送に使用される
ディジタルビーム形成装置に使用することができる。

【０１６４】本発明に係る請求項７記載のディジタルビ
ーム形成装置は、上記アレーアンテナと、上記変換手段
と、それぞれ複数のフィルタ係数に基づいて上記変換手
段から出力される上記複数のディジタル信号をろ波して
出力する複数のＦＩＲ型ディジタルフィルタと上記ＦＩ
Ｒ型ディジタルフィルタから出力される複数のろ波後の
ディジタル信号を加算して出力する加算器とを含むＤＢ
Ｆ回路とを備え、上記複数のＦＩＲ型ディジタルフィル
タの複数のフィルタ係数は、請求項１乃至５のうちの１
つに記載のフィルタ係数演算装置によって演算されるの
で、広帯域のビームを所望の方向に形成することがで
き、当該ビームに対応した広帯域の所望の信号である受
信信号を出力することができる。

【０１６５】本発明に係る請求項８記載のディジタルビ
ーム形成装置は、上記複数のビーム形成手段と、上記信
号選択手段とを備えているので、上記係数制御手段にお
いて演算するべき広帯域のビームを形成するための荷重
係数を、従来例に比較して少なくできる。これによっ
て、上記係数制御手段の構成を簡単にできる。

【０１６６】また、請求項９記載のディジタルビーム形
成装置は、請求項８記載のディジタルビーム形成装置に
おいて、上記複数（Ｎ×Ｂ）個のＦＩＲ型ディジタルフ
ィルタの複数のフィルタ係数は、請求項１乃至５のうち
の１つに記載のフィルタ係数演算装置によって演算され
ているので、ＦＩＲ型ディジタルフィルタのフィルタ係
数を高速かつ容易に演算することができる。

【０１６７】本発明に係る請求項１０記載のディジタル
ビーム形成装置は、第１のビームに対応する複数Ｂ個の
第１のビーム受信信号を出力するビーム形成手段と、複
数（Ｌ×Ｂ）個のＦＩＲ型ディジタルフィルタと、複数
Ｂ個の第２の加算器と、上記信号選択手段とを備えてい
るので、請求項８記載のディジタルビーム形成装置に比
較して、フィルタ係数の演算量をさらに少なくできる。

【０１６８】また、請求項１１記載のディジタルビーム
形成装置は、請求項１０記載のディジタルビーム形成装
置において、上記複数（Ｌ×Ｂ）個のＦＩＲ型ディジタ
ルフィルタの複数のフィルタ係数は、請求項１又は２記
載のフィルタ係数演算装置によって演算されているの
で、ＦＩＲ型ディジタルフィルタのフィルタ係数を高速
で演算することができる。

【０１６９】さらに、請求項１２記載のディジタルビー
ム形成装置は、請求項８、９、１０又は１１記載のディ
ジタルビーム形成装置において、上記係数制御手段は、
上記ディジタルビーム形成装置から出力される信号の包
絡線を一定に保つように、上記各荷重係数を演算するの
で、送信機から送信される送信信号の包絡線が一定であ
るＦＭ信号、ＦＳＫ信号、ＰＳＫ信号などを受信する場
合、所望信号の入射方向に関する事前知識を必要としな
いで、干渉信号を抑圧して所望信号を抽出することがで
きる。

【図面の簡単な説明】

【図１】 本発明に係る第１の実施形態のディジタルビ
ーム形成装置の構成を示すブロック図である。

【図２】 図１のディジタルビーム形成装置のＦＩＲ型
ディジタルフィルタの構成を示すブロック図である。

【図３】 （ａ）は、図１のＤＢＦ回路６の動作原理を
説明するための、周波数−角度平面において所望方向の
ビームを示すグラフであり、（ｂ）は、（ａ）の周波数
−角度平面における所望方向のビームを２次元周波数平
面に変換したときの所望通過域を示すグラフである。

【図４】 （ａ）は、数８で表されるＦＩＲディジタル
フィルタの周波数応答Ｐ（Ｆ₂）を２次元周波数平面に
示したグラフであり、（ｂ）は、（ａ）で示した周波数
応答Ｐ（Ｆ₂）を２次元周波数平面上で所定の角度だけ
回転させたグラフであり、（ｃ）は、（ｂ）で示した回
転された周波数応答Ｐ（Ｆ₂）を２次元周波数平面上で
平行移動して、図３（ｂ）に示した所望通過域と一致さ
せた時のグラフである。

【図５】 ２次元周波数平面上に２次元スペクトルＳｐ
を模式的に示した図である。

【図６】 本発明に係る第２の実施形態の適応ディジタ
ルビーム形成装置のブロック図である。

【図７】 図６の適応ディジタルビーム形成装置によっ
て放射される放射ビームの放射パターンを示すグラフで
ある。

【図８】 本発明に係る第３の実施形態の適応ディジタ
ルビーム形成装置のブロック図である。

【図９】 第１の従来例の適応ディジタルビーム形成装
置の構成を示すブロック図である。

【図１０】 第２の従来例の適応ディジタルビーム形成
装置の構成を示すブロック図である。

【図１１】 図８の第２のマルチビーム形成器７ｂの構
成を示すブロック図である。

【図１２】 本発明に係る第４の実施形態において、数
６を１次元周波数Ｆをパラメータとして２次元周波数平
面上に表したときのグラフである。

【図１３】 （ａ）は、第４の実施形態におけるＤＢＦ
回路６の動作原理を説明するための、周波数−角度平面
において所望方向のビームとサイドローブレベルを下げ
るべき領域とを示すグラフであり、（ｂ）は、（ａ）の
周波数−角度平面における所望方向のビームとサイドロ
ーブレベルを下げるべき領域とを２次元周波数平面に変
換したときの所望通過域とサイドローブレベルを下げる
べき領域とを示すグラフである。

【図１４】 第４の実施形態において、入射角θ＝５６
°の方向に広帯域のビームを形成したときの指向特性を
示すグラフである。

【図１５】 第４の実施形態において、入射角θ＝６０
°の方向に広帯域のビームを形成し、入射角θが−５０
°乃至−２０°の方向のサイドローブレベルを低くした
ときの指向特性を示すグラフである。

【図１６】 第４の実施形態において、所望波の入射角
θ＝２５°とし、干渉波の入射角θを３５°及び−５０
°として、干渉信号を抑圧するように荷重係数を演算し
たときの指向特性を示すグラフである。

【符号の説明】

１−１乃至１−Ｎ…アンテナ素子、 ２−１乃至２−Ｎ…受信機、 ３−１乃至３−Ｎ…Ａ／Ｄ変換器、 ４−１乃至４−Ｎ…ミキサー、 ５−１乃至５−Ｎ…低域通過ディジタルフィルタ、 ６…ＤＢＦ回路、 ７ａ…第１のマルチビーム形成器、 ７ｂ…第２のマルチビーム形成器、 ７ｃ…第３のマルチビーム形成器、 ７−１−１乃至７−Ｂ−Ｎ，９−１乃至９−Ｎ，７ｃ−
１−１乃至７ｃ−Ｂ−２…ＦＩＲ型ディジタルフィル
タ、 ８…信号選択器、 １０,１０−１乃至１０−Ｂ，９３−１乃至９３−（ｑ
−１）…加算器、 １１ａ…第１の係数制御器、 １１ｂ…第２の係数制御器、 １２−１乃至１２−Ｍ，９２−１乃至９２−ｑ…乗算
器、 １３…ＦＩＲ型ディジタルフィルタ係数演算器、 ６０…ディジタル局部発振器、 ９１−１乃至９１−（ｑ−１）…遅延器、 １００…アレーアンテナ。

フロントページの続き (51)Int.Cl.⁶ 識別記号 庁内整理番号 ＦＩ 技術表示箇所 Ｈ０１Ｑ 25/00 Ｈ０１Ｑ 25/00 Ｈ０３Ｈ 17/02 ６０１ 9274−5Ｊ Ｈ０３Ｈ 17/02 ６０１Ｃ (72)発明者 アブデセラム・クルーシェ・ジェディ 京都府相楽郡精華町大字乾谷小字三平谷５ 番地 株式会社エイ・ティ・アール光電波 通信研究所内 (72)発明者 三浦 龍 京都府相楽郡精華町大字乾谷小字三平谷５ 番地 株式会社エイ・ティ・アール光電波 通信研究所内 (72)発明者 唐沢 好男 京都府相楽郡精華町大字乾谷小字三平谷５ 番地 株式会社エイ・ティ・アール光電波 通信研究所内

Claims (12)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 複数のアンテナ素子が１直線上に所定の
   素子間隔で並置されたリニアアレーアンテナを用いて、
   上記複数のアンテナ素子に対応してそれぞれ設けられ、
   所望の入射角の方向でビームを形成するディジタルビー
   ム形成装置のための複数のＦＩＲ型ディジタルフィルタ
   のフィルタ係数演算装置であって、 上記ディジタルビーム形成装置のサンプリング周波数で
   正規化された正規化時間周波数Ｆ₁の第１の軸と、上記
   素子間隔の逆数で正規化された正規化空間周波数Ｆ₂の
   第２の軸とで形成された２次元周波数平面において、第
   ２の軸上で中心を有し、所定の幅を有して負の正規化時
   間周波数から正の正規化時間周波数に延在する所望通過
   領域で所定の振幅を有する上記複数のＦＩＲ型ディジタ
   ルフィルタのフィルタ係数を演算する係数演算手段を備
   えたことを特徴とするディジタルビーム形成装置のため
   のＦＩＲ型ディジタルフィルタのフィルタ係数演算装
   置。
2. 【請求項２】 請求項１記載のＦＩＲ型ディジタルフィ
   ルタのフィルタ係数演算装置において、 上記係数演算手段は、所定の１次元ＦＩＲ型ディジタル
   フィルタの周波数応答を所定の変数変換することによ
   り、上記所望通過領域に対応しかつ、上記正規化時間周
   波数Ｆ₁と上記正規化空間周波数Ｆ₂とに関する周波数応
   答を演算し、演算された周波数応答を逆フーリエ変換す
   ることによりインパルス応答を演算し、演算されたイン
   パルス応答に基づいて上記所望通過領域で振幅を有する
   上記複数のＦＩＲ型ディジタルフィルタのフィルタ係数
   を演算することを特徴とするディジタルビーム形成装置
   のためのＦＩＲ型ディジタルフィルタのフィルタ係数演
   算装置。
3. 【請求項３】 請求項１又は２記載のＦＩＲ型ディジタ
   ルフィルタのフィルタ係数演算装置において、 上記係数演算手段は、上記２次元周波数平面において、
   上記所望通過領域で所定の振幅を有し、かつ上記第２の
   軸上で中心を有し所定の幅を有して負の正規化時間周波
   数から正の正規化時間周波数に延在するサイドローブレ
   ベルを下げるべき領域で所定の減衰量を有する上記複数
   のＦＩＲ型ディジタルフィルタのフィルタ係数を演算す
   ることを特徴とするディジタルビーム形成装置のための
   ＦＩＲ型ディジタルフィルタのフィルタ係数演算装置。
4. 【請求項４】 請求項２記載のＦＩＲ型ディジタルフィ
   ルタのフィルタ係数演算装置において、 上記係数演算手段は、上記１次元ＦＩＲ型ディジタルフ
   ィルタの通過領域を上記２次元周波数平面上で回転させ
   て、当該回転させた通過領域を上記２次元周波数平面上
   で平行移動させることにより変数変換して、上記所望通
   過領域に対応する、上記正規化時間周波数Ｆ₁と上記正
   規化空間周波数Ｆ₂とに関する周波数応答を演算し、演
   算された周波数応答を逆フーリエ変換することによりイ
   ンパルス応答を演算し、演算されたインパルス応答に基
   づいて上記所望通過領域で振幅を有する上記複数のＦＩ
   Ｒ型ディジタルフィルタのフィルタ係数を演算すること
   を特徴とするディジタルビーム形成装置のためのＦＩＲ
   型ディジタルフィルタのフィルタ係数演算装置。
5. 【請求項５】 請求項２又は３記載のＦＩＲ型ディジタ
   ルフィルタのフィルタ係数演算装置において、 上記係数演算手段は、上記ディジタルビーム形成装置に
   よって形成されるビームパターンが周波数に対して変化
   しないように、上記１次元ＦＩＲ型ディジタルフィルタ
   の周波数応答を変数変換することにより、上記所望通過
   領域に対応しかつ、上記正規化時間周波数Ｆ₁と上記正
   規化空間周波数Ｆ₂とに関する周波数応答を演算し、演
   算された周波数応答を逆フーリエ変換することによりイ
   ンパルス応答を演算し、演算されたインパルス応答に基
   づいて上記所望通過領域で所定の振幅を有する上記複数
   のＦＩＲ型ディジタルフィルタのフィルタ係数を演算す
   ることを特徴とするディジタルビーム形成装置のための
   ＦＩＲ型ディジタルフィルタのフィルタ係数演算装置。
6. 【請求項６】 請求項１乃至５のうちの１つに記載のＦ
   ＩＲ型ディジタルフィルタのフィルタ係数演算装置によ
   って演算された上記複数のＦＩＲ型ディジタルフィルタ
   のフィルタ係数が設定されたことを特徴とするディジタ
   ルビーム形成装置のためのＦＩＲ型ディジタルフィル
   タ。
7. 【請求項７】 複数のアンテナ素子からなるアレーアン
   テナと、 上記各アンテナ素子によって受信された各受信信号をそ
   れぞれＡ／Ｄ変換して、上記各受信信号に対応する各デ
   ィジタル信号を出力する変換手段と、 それぞれ複数のフィルタ係数に基づいて、上記変換手段
   から出力される上記複数のディジタル信号をろ波して出
   力する複数のＦＩＲ型ディジタルフィルタと、上記複数
   のＦＩＲ型ディジタルフィルタから出力される複数のろ
   波後のディジタル信号を加算して加算後の信号を出力信
   号として出力する加算器とを含むＤＢＦ回路とを備え、 上記複数のＦＩＲ型ディジタルフィルタの複数のフィル
   タ係数は、請求項１乃至５のうちの１つに記載のフィル
   タ係数演算装置によって演算されたことを特徴とするデ
   ィジタルビーム形成装置。
8. 【請求項８】 複数Ｎ個のアンテナ素子からなるアレー
   アンテナと、 上記各アンテナ素子によって受信された各受信信号をそ
   れぞれＡ／Ｄ変換して、上記各受信信号に対応する各デ
   ィジタル信号を出力する変換手段と、 上記各アンテナ素子に対して複数Ｎ個のＦＩＲ型ディジ
   タルフィルタが対応しかつ形成すべき複数Ｂ個のビーム
   の各ビームに対して複数Ｎ個のＦＩＲ型ディジタルフィ
   ルタが対応するように設けられ、それぞれ上記各ディジ
   タル信号を予め決められたフィルタ係数に従ってろ波し
   て出力する複数（Ｎ×Ｂ）個のＦＩＲ型ディジタルフィ
   ルタと、それぞれ上記各ビームを形成するための複数Ｎ
   個のＦＩＲ型ディジタルフィルタから出力される複数Ｎ
   個の信号を加算して出力する複数Ｂ個の加算器とを備
   え、上記変換手段から出力される各ディジタル信号に基
   づいて、複数Ｂ個の異なる方向にそれぞれビームを形成
   して、当該ビームに対応する複数Ｂ個のビーム受信信号
   を出力するビーム形成手段と、 上記ビーム形成手段から出力される複数Ｂ個のビーム受
   信信号から複数Ｍ個のビーム受信信号を選択して出力す
   る信号選択手段と、 上記信号選択手段から入力される上記複数Ｍ個のビーム
   受信信号と入力される複数Ｍ個の荷重係数とをそれぞれ
   乗算して乗算結果の信号を出力する複数Ｍ個の乗算器
   と、 上記信号選択手段から出力される複数Ｍ個のビーム受信
   信号に基づいて、少なくとも所望信号の周波数を含む所
   定の周波数範囲において、上記アレーアンテナの主ビー
   ムを所望信号の到来方向に向けかつ干渉信号の到来方向
   の受信信号のレベルを零にするような上記複数Ｍ個の荷
   重係数を上記各乗算器に対して演算して、当該複数Ｍ個
   の荷重係数をそれぞれ対応する上記各乗算器に出力する
   係数制御手段と、 上記複数Ｍ個の乗算器から出力される複数Ｍ個の乗算結
   果の信号を加算して受信信号として出力する加算手段と
   を備えたことを特徴とするディジタルビーム形成装置。
9. 【請求項９】 請求項８記載のディジタルビーム形成装
   置において、上記複数（Ｎ×Ｂ）個のＦＩＲ型ディジタ
   ルフィルタの複数のフィルタ係数は、請求項１乃至５の
   うちの１つに記載のフィルタ係数演算装置によって演算
   されたことを特徴とするディジタルビーム形成装置。
10. 【請求項１０】 複数Ｎ個のアンテナ素子からなるアレ
    ーアンテナと、 上記各アンテナ素子によって受信された各受信信号をそ
    れぞれＡ／Ｄ変換して、上記各受信信号に対応する各デ
    ィジタル信号を出力する変換手段と、 上記各アンテナ素子に対して複数Ｎ個の荷重係数器が対
    応しかつ形成すべき複数Ｂ個の第１のビームの各第１の
    ビームに対して複数Ｎ個の荷重係数器が対応するように
    設けられ、それぞれ上記各ディジタル信号を予め決めら
    れた第１の荷重係数で乗算して出力する複数（Ｎ×Ｂ）
    個の荷重係数器と、それぞれ上記各第１のビームを形成
    するための複数Ｎ個の荷重係数器から出力される複数Ｎ
    個の信号を加算して出力する複数Ｂ個の第１の加算器と
    を備え、上記変換手段から出力される各ディジタル信号
    に基づいて、複数Ｂ個の異なる方向にそれぞれ第１のビ
    ームを形成して、当該第１のビームに対応する複数Ｂ個
    の第１のビーム受信信号を出力するビーム形成手段と、 上記各第１のビーム受信信号に対して複数Ｌ個のＦＩＲ
    型ディジタルフィルタが対応し、かつ形成すべき複数Ｂ
    個の第２のビームの各第２のビームに対して複数Ｌ個の
    ＦＩＲ型ディジタルフィルタが対応するように設けら
    れ、それぞれ上記各第１のビーム受信信号を、上記複数
    Ｂ個の第２のビームを形成するように予め決められた複
    数のフィルタ係数でろ波して出力する複数（Ｌ×Ｂ）個
    のＦＩＲ型ディジタルフィルタと、 それぞれ上記各第２のビームを形成するための複数Ｌ個
    のＦＩＲ型ディジタルフィルタから出力される複数Ｌ個
    の信号を加算して上記各第２のビームに対応した各第２
    のビーム受信信号を出力する複数Ｂ個の第２の加算器
    と、 上記複数Ｂ個の加算器から出力される複数Ｂ個の第２の
    ビーム受信信号から複数Ｍ個の第２のビーム受信信号を
    選択して出力する信号選択手段と、 上記信号選択手段から入力される上記複数Ｍ個の第２の
    ビーム受信信号と入力される複数Ｍ個の第２の荷重係数
    とをそれぞれ乗算して乗算結果の信号を出力する複数Ｍ
    個の乗算器と、 上記信号選択手段から出力される複数Ｍ個の第２のビー
    ム受信信号に基づいて、少なくとも所望信号の周波数を
    含む所定の周波数範囲において、上記アレーアンテナの
    主ビームを所望信号の到来方向に向けかつ干渉信号の到
    来方向の受信信号のレベルを零にするような上記複数Ｍ
    個の第２の荷重係数を上記各乗算器に対して演算して、
    当該複数Ｍ個の第２の荷重係数をそれぞれ対応する上記
    各乗算器に出力する係数制御手段と、 上記複数Ｍ個の乗算器から出力される複数Ｍ個の乗算結
    果の信号を加算して受信信号として出力する加算手段と
    を備えたことを特徴とするディジタルビーム形成装置。
11. 【請求項１１】 請求項１０記載のディジタルビーム形
    成装置において、上記複数（Ｌ×Ｂ）個のＦＩＲ型ディ
    ジタルフィルタの複数のフィルタ係数は、請求項１乃至
    ５のうちの１つに記載のフィルタ係数演算装置によって
    演算されたことを特徴とするディジタルビーム形成装
    置。
12. 【請求項１２】 上記係数制御手段は、上記ディジタル
    ビーム形成装置から出力される信号の包絡線を一定に保
    つように、上記各荷重係数を演算することを特徴とする
    請求項８、９、１０又は１１記載のディジタルビーム形
    成装置。