JPH09270776A

JPH09270776A - 遅延ダイバーシティプロセッサ

Info

Publication number: JPH09270776A
Application number: JP27729196A
Authority: JP
Inventors: G Warren Bruce; ジー．ワーレンブルース; F Jovanovici Alan; エフ．ヨバノビッチアラン; J Pergal Frank; ジェイ．パーガルフランク
Original assignee: Intermec Corp
Current assignee: Intermec Technologies Corp
Priority date: 1995-09-28
Filing date: 1996-09-27
Publication date: 1997-10-14
Anticipated expiration: 2016-09-27
Also published as: JP4208977B2

Abstract

(57)【要約】（修正有）【課題】直接スペクトル拡散通信用受信機において、ビ
ット同期論理が多重路信号を追跡する際に急激な強度変
化に原因する誤った再同期を起こしにくくさせる。【解決手段】多重路信号を積分して変動を補償するよう
にする。遅廷ダイバーシティプロセッサ１０において、
マグニチュード回路２０によって個々のデータビットに
ついての複数の相関信号に対するマグニチュードを求
め、さらに加算回路３１、遅廷ライン３２、減衰回路３
３からなる積分回路３０によってデータビットそれぞれ
に対しての数ビット時間分にわたる傾向を連続して算出
する。マグニチュードの短期的な変動が除去され、本物
の変化だけが受信条件変化として新たな信号経路への同
期シフトに寄与することとなる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明は、直接スペクトル
拡散通信、特に、多重路に富む環境における動作のため
に受信機の性能を高めるディジタル信号処理技術を利用
した無線通信システムに関する。

【０００２】

【従来の技術】すべての無線通信システムは、“多重路
伝送”として知られている現象の影響を受ける。無線信
号は、送信機と受信機との間の直接的な経路に沿って進
行することが理想的である。しかし、実際には、無線信
号は、送信機と受信機との間の複数の物体によって反射
するので、その進行経路はあまり直接的なものではな
い。住居、オフィスおよび産業的に利用される建造物内
で使用される屋内無線通信システムは、特に、使用環境
内に配設された多くの反斜面による多重路反射を発生し
やすい。受信機に与えられるオリジナル信号の多くの時
間遅延バージョンによって所望の信号が不明瞭になるの
で、このような多重路伝送は、前記無線通信システムの
全体的な性能を低下させる。その結果、前記無線通信シ
ステムの有効動作レンジが小さくなる。

【０００３】このような多重路伝送に対処するための最
も簡単な方法は、最も強度が大きい無線信号を様々な多
重路信号から分離することである。各経路からの受信信
号のマグニチュード（大きさ）は、該信号の進行距離、
各反斜面から反射した信号エネルギの量および相対的な
アンテナ極性の関数である。一般的に、無線受信機は、
最大マグニチュードの信号を追跡し、他の多重路信号
を、該無線受信機によって単にフィルタ除去されるノイ
ズとして処理する。この技術は、実施するのが容易であ
るが、ノイズを識別するためのしきい値レベルを大きく
することによって前記無線通信システムの感度を低下さ
せ、該無線通信システムの有効動作レンジを狭くするの
で理想的なものではない。

【０００４】また、より高度な無線通信システムにあっ
ては、複数のアンテナの各々で受信された信号を選択す
るアンテナダイバーシティ技術を利用している。最大の
時間積分値を有するアンテナを真の信号源として選択す
るために、各アンテナによって受信された電界レベル
は、所定の時間にわたって積分される。このようなアン
テナダイバーシティ技術を利用した無線通信システムの
従来例は、“SPACE DIVERSITY RECEPTION SYSTEM”とい
う発明に関してHirayamaらに付与された米国特許No.5、2
63、180、“ANTENNA SELECTION SWITCH FOR A DIVERSITY
ANTENNA”という発明に関してKuismaに付与された米国
特許No.5、276、920、および、“ANTENNA SELECTING DIVE
RSITY RECEIVING APPARATUS”という発明に関してAndoh
に付与された米国特許No.5、241、701に開示されている。
アンテナ間の選択は無線通信システムの性能を高める
が、選択されたアンテナには依然として多重路信号が存
在し、該多重路信号は干渉ノイズ源として処理される。
このため、ノイズとして現れる多重路信号による影響を
最小化するためには、受信機の感度をさらに下げなけれ
ばならず、無線通信システムの有効動作レンジが狭くな
っていた。

【０００５】最近では、スペクトル拡散変調技術が、通
信、ナビゲーション、レーダおよびその他の用途に普及
してきている。スペクトル拡散方式によると、伝送信号
は、その情報を送信するために必要な最小帯域幅より広
い周波数帯域にわたって拡散される。この信号拡散の結
果、スペクトル拡散方式は、干渉またはジャミングに対
する感受性が低下し、高いデータ完全性および安全性を
実現する。さらに、広い帯域幅にわたって送信エネルギ
を拡散することによって、前記帯域幅内の特定周波数に
おけるエネルギレベルがかなり低下し、これにより、他
の無線装置に対する干渉が軽減される。これらの利点に
より、スペクトル拡散通信方式は、商業的なデータ通信
にとって大いに望ましいものである。

【０００６】スペクトル拡散通信方式の１つのタイプに
おいて、無線周波数（RF）搬送波は、情報信号のビット
レートよりかなり高いビットレートを有するディジタル
コードシーケンスによって変調される。これらの通信方
式は、“直接拡散”変調方式として知られている。直接
スペクトル拡散方式の一例にあっては、直角位相の２つ
のデータストリームによって無線周波数搬送波が変調さ
れるようになっており、各データストリームは、コード
シーケンスがデータ“１”を示す時には１つの位相を有
し、コードシーケンスがデータ“０”を示す時には１８
０゜の位相シフトを有する。一般的に、この種の変調
は、四分割相シフトキー（QPSK:Quadrature Phase Shif
t Key）と呼ばれている。

【０００７】直接スペクトル拡散方式の無線受信機は、
各データビットの送信時間に数回、受信信号のサンプリ
ングを行う。“ビン（bin）”と称される離散的なサン
プルは、有効データを示す“ヒット（hit）”または一
致を確認するために、オリジナルのディジタルコードシ
ーケンスと相関させられる。ここでは、特定のビン信号
に関するヒット数を、該信号のマグニチュードと言うこ
とにする。最大のマグニチュードを有するビンは、信頼
できる有効なデータを含む可能性が最も高いものとし
て、前記受信機によって受信される。

【０００８】

【発明が解決しようとする課題】数ビット時間にわたる
受信信号は伝送経路内における無線装置および／または
物体の移動によって変化するので、各々のビンに関する
ヒット数も予測不能な形態で変化する。前記受信機は有
効データを提供するものとして特定のビンを追跡する
が、多重路反射によってそのビン番号に関するヒット数
が急激に低下すると、ビット同期論理は異なるビンを追
跡しようとする。前記異なるビンが有効なまたは信頼で
きるデータを含んでいない場合、これはデータコラプシ
ョン（データの消失または改悪を意味する）の可能性を
高め、または、受信信号の時間遅延に応じて、前記受信
機が正しくないビツトを検出したり、完全にビットを検
出しそこなったりすることがある。多重路信号に関する
誤同期を最少限に抑えるために、通常、追跡しきい値
は、マグニチュードの小さい信号をマスキングできるよ
うな高いレベルに設定される。これは、誤同期を減少さ
せるが、前記無線通信システムが低いエネルギレベルの
信号を追跡する能力をさらに低下させる。

【０００９】このため、多重路干渉による誤同期を最少
化し、しかも、低エネルギ信号を追跡するのに十分な感
度を有する無線受信機を実現することが望ましい。受信
したすべての多重路信号を利用して誤同期を最少化する
直接スペクトル拡散通信用の無線受信機は、より大きな
全体的なシステム感度が得られるよう、その追跡感度を
下げることを可能にする。この発明は上述の点に鑑みて
なされたもので、多重路干渉による誤同期を最少化し、
しかも、低エネルギ信号を追跡するのに十分な感度を有
する無線受信機を実現できるようにする遅延ダイバーシ
ティプロセッサを提供しようとするものである。

【００１０】

【課題を解決するための手段】上記課題を解決するため
に、この発明に係る遅延ダイバーシティプロセッサは、
受信されたスペクトル拡散データの少なくとも１つのデ
ータストリームにおける、個々のデータビットの複数の
相関信号サンプルの各々のマグニチュード値を求める手
段と、複数の前記データビットの受信に対応する所定期
間にわたる各前記マグニチュード値を積分する手段であ
って、積分された前記マグニチュード値が、特定の１つ
の前記相関信号サンプルの、残りの前記相関信号サンプ
ルに対する相対的な信頼測度を提供するものと、前記ス
ペクトル拡散データの受信が中断した後、前記積分する
手段内の前記積分されたマグニチュード値をリセットす
る手段とを具備したものである。

【００１１】この発明は、直接スペクトル拡散データを
受信するために使用される遅延ダイバーシティプロセッ
サを提供する。該遅延ダイバーシティプロセッサは、多
重路信号を利用するものであり、各多重路信号のマグニ
チュードを積分して該多重路信号の不規則な変動を補償
することによって、ビット同期性能を向上する。その結
果、無線受信機は、誤ったビット再同期をトリガする可
能性のある急激な信号マグニチュード変化を起こしにく
くなる。

【００１２】前記遅延ダイバーシティプロセッサは、受
信されたスペクトル拡散データの複数のデータストリー
ムにおける、個々のデータビットの複数の相関信号サン
プルの各々のマグニチュード値を求める第１の回路を備
えている。第２の回路は、各前記マグニチュード値を、
複数のデータビットの受信に対応する所定期間にわたる
先行ビットの対応するサンプルビンと加算する。このよ
うに加算されたマグニチュード値は、特定の１つの前記
相関信号サンプルの、残りの前記相関信号サンプルに対
する相対的な信頼測度を提供する。こうして、最も一貫
して高い信頼測度に対応する相関信号サンプルは、信頼
できる有効データを含む可能性が最も高い。

【００１３】より詳しくは、前記第１の回路は、各前記
データストリームごとの前記相関信号サンプルの絶対値
を求めることによって、マグニチュード値を求める。前
記複数のデータストリームの絶対値は、合計され、個々
のデータビットのサンプルレートに同期させられる。前
記第１の回路は、少なくとも１つの絶対値回路と、第１
の加算回路と、ラッチ回路とを備えている。前記第２の
回路は、前記信頼測度を提供するために、前記信号サン
プルのうちの対応するものの前記合計絶対値をフィード
バック合計値と加算し、その加算結果を１データビット
に対応する時間だけ遅延することによって、前記マグニ
チュード値を積分する。前記信頼測度の値は、フィード
バック減衰定数によって減衰され、前記フィードバック
合計値を提供する。前記第２の回路は、第２の加算回路
と、ディジタル遅延回路と、前記第２の加算回路へのフ
ィードバックループに設けられた減衰回路とを備えてい
る。

【００１４】前記遅延ダイバーシティの一実施の形態に
おいて、前記第２の回路の前記ディジタル遅延回路は、
スペクトル拡散データの受信の中断後に、積分された前
記マグニチュード値のリセットを行う。前記ディジタル
遅延回路は、前記信頼測度を１データビットに対応する
時間だけ遅延させる直列接続された複数のフリップフロ
ップ回路を備えている。前記複数のフリップフロップ回
路内のデータ値は、ゼロまたは所定の値にリセットされ
ることができる。所定の値を使用することによって、ス
ペクトル拡散データの受信の中断後に、前記遅延ダイバ
ーシティプロセッサが有効データを発生する能力を向上
させることができる。

【００１５】

【発明の実施の形態】以下、添付図面を参照してこの発
明の一実施の形態を詳細に説明する。この発明は、すべ
ての多重路信号を利用して最も一貫して強い信号を選択
する、直接スペクトル拡散通信用の無線受信機を提供す
るものである。この発明に従って構成された無線受信機
は、従来の無線受信機より高い全体的なシステム感度を
得るために、該受信機の捕捉しきい値を下げることがで
きる。

【００１６】図１には、送信機および受信機に関する多
重路伝送現象が示されている。送信機アンテナ５から送
信される無線信号は、受信機アンテナ７で受信される前
に、複数の経路のいずれかを辿って進む。図１では信号
経路Ａ，Ｂ，Ｃである３つの信号経路が示されている
が、もちろん、潜在的には無数の信号経路が存在する。
信号経路Ａは他の信号経路Ｂ，Ｃより直接的な経路であ
り、無線周波数反斜面を有する物体９は、信号の伝送を
遮断する。信号経路Ｂ，Ｃに沿って進む信号は、それぞ
れ、無線周波数反斜面ＲＡおよびＲＢによって反射す
る。こうして、前記受信機は、信号経路Ｂ，Ｃに沿って
伝送される信号を受信するが、信号経路Ａに沿って伝送
される信号は受信しない。さらに、（前記物体９が信号
を遮断しないと仮定した場合には）前記信号経路Ｂ，Ｃ
に沿って伝送される信号は、直接的な信号経路Ａに沿っ
て伝送される信号に比べて時間的に幾分遅延する。

【００１７】一般的に、受信機は、最も強い信号に同期
し、他の多重路信号を無視する。図１において、信号経
路Ｂに沿う距離は信号経路Ａに沿う距離より短く、その
結果、前記受信機は、最も強い信号となる前記経路Ｂを
進む信号を追跡する。各反射は信号からそのエネルギの
一部を奪うので、信号が進む距離が長いほど、該信号の
質が低下することになる。実際には、前記送信機、受信
機および／または反斜面は動いていることがあり、前記
反斜面は様々な異なる特性を有することになり、これ
は、相対的な信号経路における変化をさらに複雑にす
る。例えば、前記送信機が、移動可能であって、多数の
反斜面および移動物体を含む屋内位置に固定された受信
機に対して連続的に送信している場合がある。この場
合、前記送信機が前記反斜面ＲＢに近づくのに伴い、各
々の信号経路間の遅延時間および各々の信号の相対的な
マグニチュードが連続的に変化することになり、その結
果、信号経路Ｃを辿る信号が信号経路Ｂを辿る信号より
強くなる。その時点において、前記受信機は、信号経路
Ｃによって受信された信号に同期する。同様に、前記送
信機または物体９が移動するのに伴って、信号経路Ａを
辿る信号が最も強い信号となることもある。

【００１８】図２の（Ａ）から（Ｃ）のグラフにおい
て、多重路環境の変化による受信信号マグニチュードに
対する影響が示されている。各前記グラフは、各々が１
つの離散的な直接スペクトル拡散信号の１データビット
送信に対応する複数のサンプルまたはビンの信号マグニ
チュードを示している。これらのグラフは、数データビ
ットの送信に対応する時間にわたる各ビンごとの信号変
化を示している。図２の（Ａ）において、ビン３の受信
信号は最大の相対的マグニチュードを有し、これによ
り、前記受信機は、有効データを有する可能性が最も高
いものとして前記ビン３を追跡する。該ビン３のマグニ
チュードは、前記受信機が小さいマグニチュードの信号
をマスキングするために使用する追跡しきい値を超えて
いる。しかし、図２の（Ｂ）では、前記ビン３の信号マ
グニチュードは、例えば、物体が信号を遮断しまたは偏
向させることにより、かなり低下している。ここでは、
ビン４が最大の相対信号強度を有し、これにより、前記
受信機の同期は該ビン４にシフトする。該ビン４のデー
タが有効でない場合、この同期シフトは、そのサンプル
に関するデータのコラプションをもたらすことになる。
ビン４のデータは前記追跡しきい値未満であるので、デ
ータの完全損失となることもある。その後、図２の
（Ｃ）に示すように、前記ビン３の信号強度が高レベル
に戻るが、この時、前記受信機は依然としてビン４を追
跡している可能性があり、その結果、ビン３の有効デー
タが失われることになる。

【００１９】図３において、この発明の遅延ダイバーシ
ティプロセッサ１０の一例がブロック図で示されてい
る。該遅延ダイバーシティプロセッサ１０は、Ｓおよび
Ｃと称される２つの相関データ入力を取り込む。これら
のＳ，Ｃ相関データ入力は、各々の位相が互いに９０°
ずれるよう、直角位相で伝送されるものである。前記
Ｓ，Ｃ相関データ入力の各々は、ディジタル整合フィル
タによって相関させられており、情報信号のデータビッ
トを変調するために使用されるディジタルコードシーケ
ンスとのヒットまたは相関の数に対応する二進数値から
なる。これらの相関データ入力は、データ速度よりはる
かに速い速度でサンプリングされ、離散的なサンプルま
たはビンが前記Ｓ，Ｃ入力１２，１４に現れる。

【００２０】前記Ｓ，Ｃ相関データ入力は、先ず、絶対
値回路２２，２４、第１の加算回路２６およびラッチ回
路２８で構成されたマグニチュード回路２０に与えられ
る。該マグニチュード回路２０は、前記信号の各ビン毎
のベクトルマグニチュード値を求める。前記Ｓ，Ｃ入力
１２，１４は、それぞれ、絶対値回路２２，２４に接続
されている。前記Ｓ，Ｃ相関データ入力の各々は、該デ
ータの符号を示す最上位ビットを有する。前記絶対値回
路２２，２４は、前記最上位ビットを除去することによ
って各ビン信号の絶対値を求める。その後、これらの絶
対値は、連続する各ビンのベクトルマグニチュード値を
求める前記加算回路２６によって数学的に合計される。
次に、前記ベクトルマグニチュード値は、該マグニチュ
ード値をクロックに同期させるラッチ回路２８に供給さ
れる。前記クロックは、前記ビンデータのサンプルレー
トで動作する。前記ラッチ回路２８は、Ｄ入力に与えら
れる前記ベクトルマグニチュード値が前記クロックのパ
ルスの入力に応じてＱ出力に現れるよう、前記クロック
パルスによってトリガされる通常のフリップフロップ回
路であってよい。

【００２１】その後、前記同期されたベクトルマグニチ
ュード値は、第２の加算回路３１、遅延ライン３２およ
び減衰回路３３で構成された積分回路３０に与えられ
る。後述するように、前記マグニチュード回路２０から
供給されるベクトルマグニチュード値は、フィードバッ
ク信号と共に前記加算回路３１の入力に与えられる。前
記加算回路３１の出力はディジタル遅延ライン３２に与
えられ、該遅延ライン３２は、前記加算回路３１によっ
て算出された合計値を、１データビットに等しい時間だ
け遅延させる。前記遅延ライン３２は、前記クロックに
も接続されており、各々のビンのベクトルマグニチュー
ド値が算出されるのと同じ速度でトリガされる。後述す
るように、前記遅延ライン３２の出力４０は、特定のビ
ンに関するエネルギ測定値を提供するものである。前記
出力４０は減衰回路３３にも与えられ、該減衰回路３３
は、前記遅延ライン３２からの出力４０のマグニチュー
ドを減少させる。前記減衰回路３３の出力は、前記第２
の加算回路３１の第２の入力に与えられる。

【００２２】次に、図２の（Ａ）から（Ｃ）に関して上
述したビンデータの例を参照して、図３の遅延ダイバー
シティプロセッサ１０の動作を説明する。上述のよう
に、複数のビン信号は、連続した各データビットごと
に、遅延ダイバーシティプロセッサ１０の前記Ｓ，Ｃ入
力１２，１４に与えられる。図２の（Ａ）から（Ｃ）の
相対信号強度の測定値は、前記マグニチュード回路２０
によって求められる各ビンごとのマグニチュードに対応
する。前記積分回路３０は、各ビンごとに現在のビン値
を前回の合計値に加算することによって、各ビンごとの
連続合計値（ランニングトータル）を算出する。前記減
衰回路３３は、積分合計値が各ビンごとに検出された相
対信号マグニチュードの長期（数ビット時間にわたる）
傾向に従うようにする。こうして、この遅延を伴う積分
は、短期的なマグニチュード変動がビット同期に対して
ほとんどまたは全然影響を及ばさないよう、ビットサン
プルに関する平滑機能として作用する。

【００２３】この方法は、多重路信号の各々の受信マグ
ニチュードにおける急激な変化を平滑化することによ
り、多重路信号の瞬間的な質低下を補償する。その結果
としての積分されたマグニチュードを追跡することによ
り、受信エネルギ値は、再同期をトリガしまたはデータ
コラプションを発生することになる急激で誤った変化を
起こしにくくなる。その代りに、受信信号マグニチュー
ドにおける本物の変化は、受信条件変化として、新たな
信号経路への円滑な同期シフトを可能にする。前記受信
機の感度が上がるよう前記追跡しきい値を低レベルに設
定できるようにすることによって、前記遅延ダイバーシ
ティプロセッサ１０は、無線通信システムの性能を向上
させる。前記エネルギ値は高いマグニチュードの受信信
号に対応するピークを提供するが、前記減衰定数は、ノ
イズに関連する信号マグニチュードが小さな値に減衰す
ることを可能にする。こうして、前記小さな追跡しきい
値によって、低いマグニチュードを有する本物の信号を
検出可能になる。

【００２４】前記遅延ダイバーシティプロセッサ１０に
よって提供される無線通信システムにおける性能向上に
も関わらず、ある用途においては、前記無線通信システ
ムの断続的な使用によって発生するエラーを防止するた
めに、前記遅延ライン３２から旧いデータを除去する必
要がある。前記無線通信システムが受信モードに維持さ
れている間、相関信号が無いときには、ビンサンプル値
の積分合計値は、上述の減衰回路３３の動作によって自
然減衰することになる。しかし、ある無線通信システム
は、無線通信は連続受信モードでは動作しない。その代
り、この種の無線通信システムは、例えば、無線通信が
送信モードである間は受信機が動作しない半二重バース
トモードで動作可能である。代案として、電力節約のた
めに、無線通信を短期間だけオンするようにしてもよ
い。前記無線通信システムを“オフ”し、その後“オ
ン”すると、前回の“オン／オフ”からの旧いデータが
前記ディジタル遅延ライン３２に残ることになる。前記
旧いデータの影響が前記減衰回路３３を介して完全に除
去され、新たなデータが該減衰回路３３における値を支
配するまで、次の“オン”期間に関する適切なデータ追
跡は遅延される。ある情況において、追跡同期における
このような遅延は、前記無線通信システムの応答時間を
長くするおそれがある。

【００２５】図４には、この課題の解決に向けられた遅
延ライン３２の一実施の形態が例示されている。この遅
延ライン３２は、複数のセット／リセット可能なフリッ
プフロップ回路３４₁ー３４_nを備えている。ここで、ｎ
はデータの１ビットを送信するために使用されるビンの
数に等しい数値である。前記フリップフロップ回路３４
₁ー３４_nは、各フリップフロップのＱ出力が次のフリッ
プフロップのＤ入力に接続される状態に、鎖状に接続さ
れている。さらに、前記フリップフロップ回路３４₁ー
３４_nは、クロック入力（ＣＬＫ）と、クリア入力（Ｃ
ＬＲ）と、プリセット入力（ＰＲＥ）とを有する。当該
技術において知られているように、フリップフロップ回
路は、そのＤ入力に与えられる二進データ値を一時的に
ラッチする。クロック入力に与えられるクロックパルス
に応じて、前記フリップフロップ回路は、そのＱ出力に
前記二進データ値を出力し、そのＤ入力に次のデータ値
をラッチする。前記クリア入力は、該フリップフロップ
回路に格納されたデータ値のすべてをゼロにリセットす
る。また、前記プリセット入力は、前記Ｄ入力のデータ
値の代りに、所定の二進データ値が該フリップフロップ
回路にロードされるようにする。

【００２６】連続受信モードで動作する無線システムの
場合、上述のように、データ値は、各クロックパルスに
よって前記遅延ライン３２を直列的に送られる。受信モ
ードでの動作が中断すると、前記フリップフロップ回路
３４₁ー３４_n内に格納されたデータ値は、クリア信号に
よりゼロにリセットされることによって該フロップ回路
３４₁ー３４_nから除去され、または、プリセット信号に
より所定の値にセットされることができる。前記データ
をゼロにクリアすることは、先在する旧いデータによる
間違った“ヒット”を除去するが、前記遅延ライン３２
のゼロ状態からの立ち上がり（ramp up）時間は、数ビ
ット周期を要する。前記フリップフロップ回路３４₁ー
３４_nにプリセットされるべき適当な値を選択すること
によって、有効データの検出は、前記減衰回路３３が有
効データに対応しない値を除去する数ビット周期内に行
われることができる。その結果、遅延ダイバーシティ回
路に固有の遅延を、全体的なシステム性能を向上するの
に必要な高速での信号取得の必要性と平衡させることが
できる。プリセット信号によって前記フリップフロップ
回路３４₁ー３４_nにロードされる特定の値は、所定の固
定値、または、旧いデータを考慮することによって調節
可能に発生される値とすることができる。

【００２７】上述した回路要素は、従来のディジタル論
理、または、マイクロプロセッサによって実行されるソ
フトウエアによって実現されてよい。また、上記のマグ
ニチュード値は、一例にすぎず、実際のデータ値と一致
しなくてもよい。また、図３の減衰定数値Ｃ_dは、０〜
１の範囲の値であり、入力マグニチュードの変化に対す
る積分回路３０の所望の出力応答時間に基づいて選択さ
れる。前記定数値Ｃ_dが１に向けて増加するのに伴い、
入力変化に対する積分回路３０の出力応答が遅くなる。
逆に、前記定数値Ｃ_dが０に向けて減少するのに伴い、
入力変化に対する積分回路３０の出力応答が速くなる。

【００２８】

【発明の効果】以上のような構成により、この発明は、
多重路干渉による誤同期を最少化し、しかも、低エネル
ギ信号を追跡するのに十分な感度を有する無線受信機を
実現できるという、優れた効果を奏する。

【図面の簡単な説明】

【図１】受信機と送信機との間を進行する無線信号の多
重路伝送現象を例示する図。

【図２】数ビット時間にわたって受信したビンの相対的
なマグニチュードを例示するグラフ。

【図３】この発明の遅延ダイバーシティプロセッサを例
示するブロック図。

【図４】図３の遅延ダイバーシティプロセッサのディジ
タル遅延ラインの一実施の形態を例示する図。

【符号の説明】

１２入力１４入力２２絶対値回路２４絶対値回路２６加算回路２８ラッチ回路３０積分回路３１第２の加算回路３２ディジタル遅延ライン４０出力

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者アランエフ．ヨバノビッチアメリカ合衆国 98198 ワシントン，デスモイネス，テンスアベニュサウス 22431 (72)発明者フランクジェイ．パーガルアメリカ合衆国 90049 カリフォルニア, ロサンジェルス，アムハーストアベニュ 1005

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】直接スペクトル拡散データを受信するた
めに使用される遅延ダイバーシティプロセッサであっ
て、受信されたスペクトル拡散データの少なくとも１つのデ
ータストリームにおける、個々のデータビットの複数の
相関信号サンプルの各々のマグニチュード値を求める手
段と、複数の前記データビットの受信に対応する所定期間にわ
たる各前記マグニチュード値を積分する手段であって、
積分された前記マグニチュード値が、特定の１つの前記
相関信号サンプルの、残りの前記相関信号サンプルに対
する相対的な信頼測度を提供するものと、前記スペクトル拡散データの受信が中断した後、前記積
分する手段内の前記積分されたマグニチュード値をリセ
ットする手段とを具備した遅延ダイバーシティプロセッ
サ。
【請求項２】前記積分する手段が、前記信頼測度を１
つのデータビットに対応する時間だけ遅延させる手段を
更に備えている請求項１に記載の遅延ダイバーシティプ
ロセッサ。
【請求項３】前記遅延させる手段が、直列接続された
複数のフリップフロップ回路を含む請求項２に記載の遅
延ダイバーシティプロセッサ。
【請求項４】前記リセットする手段が、前記積分され
たマグニチュード値をゼロにクリアする手段を備えた請
求項１乃至３のいずれかに記載の遅延ダイバーシティプ
ロセッサ。
【請求項５】前記リセットする手段が、前記積分され
たマグニチュード値を所定の値にリセットする手段を備
えた請求項１乃至３のいずれかに記載の遅延ダイバーシ
ティプロセッサ。
【請求項６】前記マグニチュード値を求める手段が、
前記少なくとも１つのデータストリームの前記相関信号
サンプルの絶対値を求める手段を備えた請求項１乃至５
のいずれかに記載の遅延ダイバーシティプロセッサ。
【請求項７】前記マグニチュード値を求める手段が、
前記少なくとも１つのデータストリームの前記相関信号
サンプルを取り込むよう接続された入力を有する絶対値
回路をさらに備えた請求項６に記載の遅延ダイバーシテ
ィプロセッサ。
【請求項８】前記マグニチュード値を求める手段が、
前記少なくとも１つのデータストリームの前記絶対値を
合計する手段をさらに備えた請求項６に記載の遅延ダイ
バーシティプロセッサ。
【請求項９】前記合計する手段が、前記相関信号サン
プルの合計絶対値を提供する出力を有する第１の加算回
路をさらに備えた請求項８に記載の遅延ダイバーシティ
プロセッサ。
【請求項１０】前記マグニチュード値を求める手段
が、前記相関信号サンプルの合計絶対値を前記個々のデ
ータビットのサンプルレートに同期させる手段をさらに
備えた請求項８に記載の遅延ダイバーシティプロセッ
サ。
【請求項１１】前記同期させる手段が、クロックによ
って駆動されるラッチ回路を備えた請求項１０に記載の
遅延ダイバーシティプロセッサ。
【請求項１２】前記積分する手段が、前記信号サンプ
ルのうちの対応するものの前記合計絶対値をフィードバ
ック合計値と加算することによって、前記信頼測度を提
供する加算手段をさらに備えた請求項１０に記載の遅延
ダイバーシティプロセッサ。
【請求項１３】前記加算手段が、前記合計絶対値を取
り込むよう接続された第１の入力と、前記フィードバッ
ク合計値を取り込むよう接続された第２の入力とを有す
る第２の加算回路をさらに備えており、該第２の加算回
路が、前記合計絶対値と前記フィードバック合計値との
合計を提供する出力を有する請求項１２に記載の遅延ダ
イバーシティプロセッサ。
【請求項１４】前記積分する手段が、前記信頼測度を
１つのデータビットに対応する時間だけ遅延させること
によって前記フィードバック合計値を提供する遅延手段
をさらに備えた請求項１２に記載の遅延ダイバーシティ
プロセッサ。
【請求項１５】前記遅延手段が、前記サンプルレート
に同期され、前記加算手段の出力に接続された入力を有
する遅延回路を備えた請求項１４に記載の遅延ダイバー
シティプロセッサ。
【請求項１６】前記積分する手段が、フィードバック
減衰定数によって前記フィードバック合計値を減衰させ
る手段をさらに備えた請求項１４に記載の遅延ダイバー
シティプロセッサ。
【請求項１７】前記減衰させる手段が、前記遅延手段
の出力に接続された入力と、前記加算手段の前記第２の
入力に接続された出力とを有する減衰回路を備えた請求
項１６に記載の遅延ダイバーシティプロセッサ。
【請求項１８】前記少なくとも１つのデータストリー
ムが、複数のデータストリームである請求項１乃至１７
のいずれかに記載の遅延ダイバーシティプロセッサ。
【請求項１９】前記積分する手段が、各前記信号サン
プルに対応する前記マグニチュード値をフィードバック
合計値と合算する手段を含み、この合算によって前記信
頼測度を提供する請求項１乃至１８のいずれかに記載の
遅延ダイバーシティプロセッサ。
【請求項２０】前記合算する手段が、前記マグニチュ
ード値を取り込むよう接続された第１の入力と、前記フ
ィードバック合計値を取り込むよう接続された第２の入
力とを有する第２の加算回路をさらに備えており、該第
２の加算回路が、前記合計マグニチュード値と前記フィ
ードバック合計値との合計を提供する出力を有する請求
項１９に記載の遅延ダイバーシティプロセッサ。
【請求項２１】前記積分する手段が、前記信頼測度を
１つのデータビットに対応する時間だけ遅延させること
によって前記フィードバック合計値を提供する遅延手段
をさらに備えた請求項１８又は１９に記載の遅延ダイバ
ーシティプロセッサ。
【請求項２２】前記遅延手段が、前記サンプルレート
に同期され、前記加算手段の出力に接続された入力を有
する遅延回路を備えた請求項２０に記載の遅延ダイバー
シティプロセッサ。
【請求項２３】前記積分する手段が、フィードバック
減衰定数によって前記フィードバック合計値を減衰させ
る手段をさらに備えた請求項２０に記載の遅延ダイバー
シティプロセッサ。
【請求項２４】前記減衰させる手段が、前記遅延手段
の出力に接続された入力と、前記加算手段の前記第２の
手段に接続された出力とを有する減衰回路を備えた請求
項２３に記載の遅延ダイバーシティプロセッサ。