JPH09288832A - トラッキングエラー信号生成回路 - Google Patents
トラッキングエラー信号生成回路Info
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- G11B7/08—Disposition or mounting of heads or light sources relatively to record carriers
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- G11B7/0941—Methods and circuits for servo gain or phase compensation during operation
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- G11B20/00—Signal processing not specific to the method of recording or reproducing; Circuits therefor
- G11B20/10—Digital recording or reproducing
- G11B20/10009—Improvement or modification of read or write signals
- G11B20/10305—Improvement or modification of read or write signals signal quality assessment
- G11B20/10388—Improvement or modification of read or write signals signal quality assessment control of the read or write heads, e.g. tracking errors, defocus or tilt compensation
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Optical Recording Or Reproduction (AREA)
- Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】ＤＶＤのように、広帯域と広い調整範囲とすぐ
れたノイズ除去性能が同時に要求される場合でも、十分
な性能が得られるようなトラッキングエラー生成の回路
方式を提供する。 【解決手段】情報の記録された媒体上に光スポットを当
て、その反射光を複数の出力を有する光検出器１で読み
取り、それらの出力を任意の組み合わせで加減算して２
つの信号ｂ，ｂ´を生成し、これら信号ｂ，ｂ´間の位
相差成分を位相比較器７，９を用いてトラッキングエラ
ー信号を抽出し、そのエラー信号を用い光スポットの反
射光と光検出器１の相対的な位置関係を制御するとき、
信号ｂ，ｂ´間の位相差成分を、パルス生成回路４，５
により位相差制御を行い、トラッキング制御における位
相オフセットを補償して制御の精度向上を図る。
れたノイズ除去性能が同時に要求される場合でも、十分
な性能が得られるようなトラッキングエラー生成の回路
方式を提供する。 【解決手段】情報の記録された媒体上に光スポットを当
て、その反射光を複数の出力を有する光検出器１で読み
取り、それらの出力を任意の組み合わせで加減算して２
つの信号ｂ，ｂ´を生成し、これら信号ｂ，ｂ´間の位
相差成分を位相比較器７，９を用いてトラッキングエラ
ー信号を抽出し、そのエラー信号を用い光スポットの反
射光と光検出器１の相対的な位置関係を制御するとき、
信号ｂ，ｂ´間の位相差成分を、パルス生成回路４，５
により位相差制御を行い、トラッキング制御における位
相オフセットを補償して制御の精度向上を図る。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は、情報記録媒体の
再生装置におけるトラッキングサーボ信号の生成に関す
る。
再生装置におけるトラッキングサーボ信号の生成に関す
る。
【０００２】
【従来の技術】近年、画像圧縮されたビデオ信号やパー
ソナルコンピュータ等で扱うデジタル情報を、デジタル
記録した光ディスクの再生装置（以下、ＤＶＤ：デジタ
ルビデオディスクと呼ぶ。）が提案され、製品化に向け
て開発が進められている。これは２時間を越える映画で
も、コンパクトディスクと同じ直径１２ｃｍの一枚のデ
ィスクの片面に収められるように、これまでのコンパク
トディスクに比べても、はるかに高密度記録となってい
る。このような記録媒体から情報を正確に再生するため
には、正確かつ精密なトラッキングサーボが必要であ
る。このためにはピックアップの信号から、トラッキン
グ誤差信号を精度よく生成することが重要となる。
ソナルコンピュータ等で扱うデジタル情報を、デジタル
記録した光ディスクの再生装置（以下、ＤＶＤ：デジタ
ルビデオディスクと呼ぶ。）が提案され、製品化に向け
て開発が進められている。これは２時間を越える映画で
も、コンパクトディスクと同じ直径１２ｃｍの一枚のデ
ィスクの片面に収められるように、これまでのコンパク
トディスクに比べても、はるかに高密度記録となってい
る。このような記録媒体から情報を正確に再生するため
には、正確かつ精密なトラッキングサーボが必要であ
る。このためにはピックアップの信号から、トラッキン
グ誤差信号を精度よく生成することが重要となる。
【０００３】ＤＶＤでは、その規格上、レーザーによる
光スポットからの反射光を４分割のフォトディテクタで
受け、その出力の対角線方向の成分同士を加算し、それ
らの信号間の位相差によって、トラッキング誤差の検出
を行う方法が最適とされている。これはトラッキング誤
差によってこれら対角方向の和信号の間に位相差が生じ
る、という原理に基づくもので位相差方式のトラッキン
グエラー生成と呼んでいる。
光スポットからの反射光を４分割のフォトディテクタで
受け、その出力の対角線方向の成分同士を加算し、それ
らの信号間の位相差によって、トラッキング誤差の検出
を行う方法が最適とされている。これはトラッキング誤
差によってこれら対角方向の和信号の間に位相差が生じ
る、という原理に基づくもので位相差方式のトラッキン
グエラー生成と呼んでいる。
【０００４】一般的な位相差方式のトラッキングサーボ
システムを図８に示し説明する。１０１は光ピックアッ
プに載る４分割フォトディテクタを示し、その対角方向
の出力同士を、加算器１０２と１０３により足しあわせ
る。これらの信号を１０６と１０７のコンパレータでパ
ルスに波形整形し、位相比較器１０８で比較して位相差
に応じた信号に変換する。ただし、ＤＶＤのように記録
密度が非常に高い信号の場合、入力信号は隣接トラック
からの干渉や内外からの各種ノイズの影響を受けやす
い。そうすると、コンパレータ１０６と１０７の出力間
で形の揃ったきれいな矩形波にはならず、パルスの直前
にヒゲ状パルスが発生したり、片側だけパルスが抜けた
りする劣悪な波形になることがある。特に、後段の位相
比較１０８は、２つの入力パルスの進み／遅れをデジタ
ル的に判別して出力極性を反転させることにより、のこ
ぎり波状の位相差特性を作っている。
システムを図８に示し説明する。１０１は光ピックアッ
プに載る４分割フォトディテクタを示し、その対角方向
の出力同士を、加算器１０２と１０３により足しあわせ
る。これらの信号を１０６と１０７のコンパレータでパ
ルスに波形整形し、位相比較器１０８で比較して位相差
に応じた信号に変換する。ただし、ＤＶＤのように記録
密度が非常に高い信号の場合、入力信号は隣接トラック
からの干渉や内外からの各種ノイズの影響を受けやす
い。そうすると、コンパレータ１０６と１０７の出力間
で形の揃ったきれいな矩形波にはならず、パルスの直前
にヒゲ状パルスが発生したり、片側だけパルスが抜けた
りする劣悪な波形になることがある。特に、後段の位相
比較１０８は、２つの入力パルスの進み／遅れをデジタ
ル的に判別して出力極性を反転させることにより、のこ
ぎり波状の位相差特性を作っている。
【０００５】従って、前述のような異常パルスがあると
位相関係を取り違えて、大きな出力エラーを発生させて
しまう。このような異常パルスが頻繁に発生すれば、正
確なトラッキング動作は望めなくなる。異常動作を起こ
す原因の大半は時間幅の狭いパルスである。そこで、こ
のようなパルスが取り除けるように、コンパレータ１０
６，１０７の前段にＬＰＦ１０４と１０５をそれぞれ挿
入している。
位相関係を取り違えて、大きな出力エラーを発生させて
しまう。このような異常パルスが頻繁に発生すれば、正
確なトラッキング動作は望めなくなる。異常動作を起こ
す原因の大半は時間幅の狭いパルスである。そこで、こ
のようなパルスが取り除けるように、コンパレータ１０
６，１０７の前段にＬＰＦ１０４と１０５をそれぞれ挿
入している。
【０００６】位相比較１０８の結果は、バッファ１０９
で位相差エラー信号として出力し、制御回路１１０で動
作モードに応じた各種処理をして、駆動回路１１１を制
御する。駆動回路１１１はレーザー光のスポット位置を
制御して、トラッキングをセンターに制御する。このよ
うに、トラッキングサーボは位相差エラーがゼロになる
ようにループ制御を行う。
で位相差エラー信号として出力し、制御回路１１０で動
作モードに応じた各種処理をして、駆動回路１１１を制
御する。駆動回路１１１はレーザー光のスポット位置を
制御して、トラッキングをセンターに制御する。このよ
うに、トラッキングサーボは位相差エラーがゼロになる
ようにループ制御を行う。
【０００７】ところが、ＤＶＤは従来のＣＤなどの光デ
ィスクに比べて記録密度が格段に高いため、４分割ディ
テクタの各セグメント相互の位置関係のずれや検出感度
のばらつきに対して敏感である。また、ディスクに形成
されるピット形状やランドとグルーブがある場合は、そ
の形状にも微妙に影響を受ける。これらの物理的ばらつ
き要因によるトラッキングサーボへの影響は、ピックア
ップ出力信号の位相差誤差となって現れる。これはその
ままトラッキング誤差となって、トラッキング性能を低
下させる。そこで、位相差方式のトラッキングサーボで
は、このトラッキング誤差をあらかじめ取り除いておく
必要がある。
ィスクに比べて記録密度が格段に高いため、４分割ディ
テクタの各セグメント相互の位置関係のずれや検出感度
のばらつきに対して敏感である。また、ディスクに形成
されるピット形状やランドとグルーブがある場合は、そ
の形状にも微妙に影響を受ける。これらの物理的ばらつ
き要因によるトラッキングサーボへの影響は、ピックア
ップ出力信号の位相差誤差となって現れる。これはその
ままトラッキング誤差となって、トラッキング性能を低
下させる。そこで、位相差方式のトラッキングサーボで
は、このトラッキング誤差をあらかじめ取り除いておく
必要がある。
【０００８】従来のＣＤなどの光ディスクでも、位相差
方式のトラッキングサーボの場合は、図８のトラッキン
グシステムにおいてＬＰＦ１０４と１０５を構成する抵
抗に可変抵抗を用い、どちらかの抵抗を変化させてＬＰ
Ｆ１０４と１０５をアンバランスにし、ＬＰＦ１０４と
１０５の間に生ずる位相オフセットで、元々持っていた
位相差オフセットをキャンセルさせる、という方法を用
いることもあった。
方式のトラッキングサーボの場合は、図８のトラッキン
グシステムにおいてＬＰＦ１０４と１０５を構成する抵
抗に可変抵抗を用い、どちらかの抵抗を変化させてＬＰ
Ｆ１０４と１０５をアンバランスにし、ＬＰＦ１０４と
１０５の間に生ずる位相オフセットで、元々持っていた
位相差オフセットをキャンセルさせる、という方法を用
いることもあった。
【０００９】ところが、このような方法では、補償する
ために必要な位相差オフセットを得る前に振幅特性が減
衰を始め、高域においてコンパレータを反転させるだけ
の十分な振幅が得られない、ということが起きる。位相
差方式のトラッキングエラー信号では、ＲＦ信号の全域
を使うため高域で減衰があると、正確なエラー信号を生
成できない。また、振幅特性を重視してＬＰＦのカット
オフ周波数を高くとり、振幅特性に影響がない程度に調
整範囲を絞ると、補償に必要な位相差オフセットが得ら
れないという問題と、ヒゲパルスを除去しきれないとい
う問題が発生する。
ために必要な位相差オフセットを得る前に振幅特性が減
衰を始め、高域においてコンパレータを反転させるだけ
の十分な振幅が得られない、ということが起きる。位相
差方式のトラッキングエラー信号では、ＲＦ信号の全域
を使うため高域で減衰があると、正確なエラー信号を生
成できない。また、振幅特性を重視してＬＰＦのカット
オフ周波数を高くとり、振幅特性に影響がない程度に調
整範囲を絞ると、補償に必要な位相差オフセットが得ら
れないという問題と、ヒゲパルスを除去しきれないとい
う問題が発生する。
【００１０】それでも記録密度の低いＣＤの場合は十分
であったが、記録密度の高いＤＶＤの場合は、正確な位
相差エラーを生成するにはより広帯域特性を必要とし、
より広い位相差オフセット調整範囲とより確実なヒゲパ
ルス除去性能を必要とするため、従来回路ではこれらを
両立する方法がない、という問題があった。
であったが、記録密度の高いＤＶＤの場合は、正確な位
相差エラーを生成するにはより広帯域特性を必要とし、
より広い位相差オフセット調整範囲とより確実なヒゲパ
ルス除去性能を必要とするため、従来回路ではこれらを
両立する方法がない、という問題があった。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】上記したように、従来
の位相差方式のトラッキングエラー生成回路により、Ｄ
ＶＤのトラッキングエラー生成を行う場合、ＤＶＤは記
録密度が高いため正確な位相差エラー生成に必要な周波
数特性を維持しながら、十分な位相差オフセット調整と
ヒゲパルス除去特性性能を得ることはできない、という
問題があった。
の位相差方式のトラッキングエラー生成回路により、Ｄ
ＶＤのトラッキングエラー生成を行う場合、ＤＶＤは記
録密度が高いため正確な位相差エラー生成に必要な周波
数特性を維持しながら、十分な位相差オフセット調整と
ヒゲパルス除去特性性能を得ることはできない、という
問題があった。
【００１２】この発明は、ＤＶＤのように広帯域と広い
調整範囲とすぐれたノイズ除去性能が同時に要求される
ようなトラッキングエラー生成回路においても、十分な
性能が得られるようなトラッキングエラー生成回路を提
供する。
調整範囲とすぐれたノイズ除去性能が同時に要求される
ようなトラッキングエラー生成回路においても、十分な
性能が得られるようなトラッキングエラー生成回路を提
供する。
【００１３】
【課題を解決するための手段】上記した課題を解決する
ために、この発明の第１の実施の形態では、情報の記録
された媒体上に光スポットを当て、その反射光を複数の
出力を有する光検出器で読み取り、それらの出力を任意
の組み合わせで加減算して２つの信号を生成し、該２つ
の信号間の位相差成分を位相比較器を用いて抽出してト
ラッキングエラー信号とし、そのエラー信号で光スポッ
トの反射光と光検出器の相対的な位置関係を制御する光
学的情報再生装置のトラッキング制御方式において、前
記２つの出力は、積分回路とコンパレータからなる第１
および第２のパルス整形回路によってそれぞれ２値化し
た後、前記位相比較器により位相比較を行う構成とし、
前記第１および第２のパルス整形回路のそれぞれの積分
回路の積分傾斜を相対的に変化させる制御回路を備えて
なることを特徴とする。
ために、この発明の第１の実施の形態では、情報の記録
された媒体上に光スポットを当て、その反射光を複数の
出力を有する光検出器で読み取り、それらの出力を任意
の組み合わせで加減算して２つの信号を生成し、該２つ
の信号間の位相差成分を位相比較器を用いて抽出してト
ラッキングエラー信号とし、そのエラー信号で光スポッ
トの反射光と光検出器の相対的な位置関係を制御する光
学的情報再生装置のトラッキング制御方式において、前
記２つの出力は、積分回路とコンパレータからなる第１
および第２のパルス整形回路によってそれぞれ２値化し
た後、前記位相比較器により位相比較を行う構成とし、
前記第１および第２のパルス整形回路のそれぞれの積分
回路の積分傾斜を相対的に変化させる制御回路を備えて
なることを特徴とする。
【００１４】この手段によるトラッキングエラー生成回
路では、積分回路を用いて異なる積分傾斜で作る時定数
の差で位相オフセット補正とヒゲパルス除去を同時に、
しかも振幅には依存しないで実行することにより、位相
差エラー生成に必要な周波数特性を維持しながら、十分
な位相差オフセット調整とヒゲパルス除去特性性能を得
ることができる。
路では、積分回路を用いて異なる積分傾斜で作る時定数
の差で位相オフセット補正とヒゲパルス除去を同時に、
しかも振幅には依存しないで実行することにより、位相
差エラー生成に必要な周波数特性を維持しながら、十分
な位相差オフセット調整とヒゲパルス除去特性性能を得
ることができる。
【００１５】また、この発明の第２の実施の形態では、
情報の記録された媒体上に光スポットを当て、その反射
光を複数の出力を有する光検出器で読み取り、それらの
出力を任意の組み合わせで加減算して２つの信号を生成
し、該２つの信号間の位相差成分を位相比較器を用いて
抽出を行ってトラッキングエラー信号とし、そのエラー
信号で光スポットの反射光と光検出器の相対的な位置関
係を制御する光学的情報再生装置のトラッキング制御方
式において、前記加減算回路の２つの出力は、それぞれ
遅延量が可変の移相遅延回路を経由し、さらにパルス整
形回路によって２値化した後位相比較するような構成と
し、前記１対の移相遅延回路の遅延時間を相対的に変化
させる遅延時間制御回路を備えてなることを特徴とす
る。
情報の記録された媒体上に光スポットを当て、その反射
光を複数の出力を有する光検出器で読み取り、それらの
出力を任意の組み合わせで加減算して２つの信号を生成
し、該２つの信号間の位相差成分を位相比較器を用いて
抽出を行ってトラッキングエラー信号とし、そのエラー
信号で光スポットの反射光と光検出器の相対的な位置関
係を制御する光学的情報再生装置のトラッキング制御方
式において、前記加減算回路の２つの出力は、それぞれ
遅延量が可変の移相遅延回路を経由し、さらにパルス整
形回路によって２値化した後位相比較するような構成と
し、前記１対の移相遅延回路の遅延時間を相対的に変化
させる遅延時間制御回路を備えてなることを特徴とす
る。
【００１６】この手段によるトラッキングエラー生成回
路では、加算器の後段に移相遅延回路を用いて振幅には
無関係に位相オフセット量を調整可能としたことによ
り、位相差エラー生成に必要な周波数特性を維持しなが
ら、十分な位相差オフセット調整とヒゲパルス除去特性
性能を得ることができる。
路では、加算器の後段に移相遅延回路を用いて振幅には
無関係に位相オフセット量を調整可能としたことによ
り、位相差エラー生成に必要な周波数特性を維持しなが
ら、十分な位相差オフセット調整とヒゲパルス除去特性
性能を得ることができる。
【００１７】さらに、この発明の第３の実施の形態で
は、情報の記録された媒体上に光スポットを当て、その
反射光を複数の出力を有する光検出器で読み取り、それ
らの出力を任意の組み合わせで加減算して２つの信号を
生成し、該２つの信号間の位相差成分を位相比較器を用
いて抽出を行ってトラッキングエラー信号とし、そのエ
ラー信号で光スポットの反射光と光検出器の相対的な位
置関係を制御する光学的情報再生装置のトラッキング制
御方式において、前記光検出器の複数出力のそれぞれを
遅延量が可変の移相遅延回路で遅延させ、さらにパルス
整形回路によって２値化した後、位相比較する構成と
し、同じ前記パルス整形回路に至る信号どうしの遅延時
間は同じ方向に制御し、逆の前記パルス整形回路に至る
信号どうしの遅延時間は逆向きに制御を行う遅延時間制
御回路を備えてなることを特徴とする。
は、情報の記録された媒体上に光スポットを当て、その
反射光を複数の出力を有する光検出器で読み取り、それ
らの出力を任意の組み合わせで加減算して２つの信号を
生成し、該２つの信号間の位相差成分を位相比較器を用
いて抽出を行ってトラッキングエラー信号とし、そのエ
ラー信号で光スポットの反射光と光検出器の相対的な位
置関係を制御する光学的情報再生装置のトラッキング制
御方式において、前記光検出器の複数出力のそれぞれを
遅延量が可変の移相遅延回路で遅延させ、さらにパルス
整形回路によって２値化した後、位相比較する構成と
し、同じ前記パルス整形回路に至る信号どうしの遅延時
間は同じ方向に制御し、逆の前記パルス整形回路に至る
信号どうしの遅延時間は逆向きに制御を行う遅延時間制
御回路を備えてなることを特徴とする。
【００１８】このトラッキングエラー生成回路では、加
算器の前段の全てのピックアップ出力に対し移相遅延回
路を用いることにより、振幅には無関係に位相オフセッ
ト量を調整して位相差エラー生成に必要な周波数特性を
維持しながら、十分な位相差オフセット調整とヒゲパル
ス除去特性性能を得ることができる。
算器の前段の全てのピックアップ出力に対し移相遅延回
路を用いることにより、振幅には無関係に位相オフセッ
ト量を調整して位相差エラー生成に必要な周波数特性を
維持しながら、十分な位相差オフセット調整とヒゲパル
ス除去特性性能を得ることができる。
【００１９】またさらに、この発明の第４の実施の形態
では、情報の記録された媒体上に光スポットを当て、そ
の反射光を複数の出力を有する光検出器で読み取り、そ
れらの出力を任意の組み合わせで加減算して２つの信号
を生成し、該２つの信号間の位相差成分を位相比較器を
用いて抽出を行ってトラッキングエラー信号とし、その
エラー信号で光スポットの反射光と光検出器の相対的な
位置関係を制御する光学的情報再生装置のトラッキング
制御方式において、前記加減算回路の２つの出力はそれ
ぞれカットオフ周波数が可変の低域通過フィルタ回路を
経由し、さらにパルス整形回路によって２値化した後位
相比較する構成とし、前記１対の低域通過フィルタのカ
ットオフ周波数を相対的に変化させるフィルタ制御回路
を備えてなることを特徴とする。
では、情報の記録された媒体上に光スポットを当て、そ
の反射光を複数の出力を有する光検出器で読み取り、そ
れらの出力を任意の組み合わせで加減算して２つの信号
を生成し、該２つの信号間の位相差成分を位相比較器を
用いて抽出を行ってトラッキングエラー信号とし、その
エラー信号で光スポットの反射光と光検出器の相対的な
位置関係を制御する光学的情報再生装置のトラッキング
制御方式において、前記加減算回路の２つの出力はそれ
ぞれカットオフ周波数が可変の低域通過フィルタ回路を
経由し、さらにパルス整形回路によって２値化した後位
相比較する構成とし、前記１対の低域通過フィルタのカ
ットオフ周波数を相対的に変化させるフィルタ制御回路
を備えてなることを特徴とする。
【００２０】このトラッキングエラー生成回路では、加
算器の後段のピックアップ出力に対し低域通過フィルタ
を用いることにより、振幅には無関係な範囲でのみ位相
オフセット量を調整して、振幅には無関係に位相オフセ
ット量を調整して位相差エラー生成に必要な周波数特性
を維持しながら、十分な位相差オフセット調整とヒゲパ
ルス除去特性性能を得ることができる。
算器の後段のピックアップ出力に対し低域通過フィルタ
を用いることにより、振幅には無関係な範囲でのみ位相
オフセット量を調整して、振幅には無関係に位相オフセ
ット量を調整して位相差エラー生成に必要な周波数特性
を維持しながら、十分な位相差オフセット調整とヒゲパ
ルス除去特性性能を得ることができる。
【００２１】
【発明の実施の形態】以下、この発明の実施の形態につ
いて、図面を参照しながら詳細に説明する。図１の回路
図を用いて、この発明の第１の実施の形態について説明
する。この実施の形態は、図８に示した従来の位相差方
式によるトラッキングサーボシステムのうち点線で囲ん
だ位相差信号生成の部分の改良回路である。
いて、図面を参照しながら詳細に説明する。図１の回路
図を用いて、この発明の第１の実施の形態について説明
する。この実施の形態は、図８に示した従来の位相差方
式によるトラッキングサーボシステムのうち点線で囲ん
だ位相差信号生成の部分の改良回路である。
【００２２】すなわち、光検出器１のＡ〜Ｄの４分割出
力のうち対角に位置する出力を、加算器２と３で足しあ
わせてそれぞれを別々のパルス整形回路４，５に入力す
る。パルス整形回路４は、トランスコンダクタンスアン
プ６ａとコンデンサ６ｂからなる積分回路６とコンパレ
ータ７により構成する。パルス整形回路５は、トランス
コンダクタンスアンプ８ａとコンデンサ８ｂからなる積
分回路８とコンパレータ９により構成する。トランスコ
ンダクタンスアンプ６ａ，８ａのそれぞれの正入力の信
号と基準電圧１０の負入力を比較し、電圧の大小に応じ
て定電流を出力する。
力のうち対角に位置する出力を、加算器２と３で足しあ
わせてそれぞれを別々のパルス整形回路４，５に入力す
る。パルス整形回路４は、トランスコンダクタンスアン
プ６ａとコンデンサ６ｂからなる積分回路６とコンパレ
ータ７により構成する。パルス整形回路５は、トランス
コンダクタンスアンプ８ａとコンデンサ８ｂからなる積
分回路８とコンパレータ９により構成する。トランスコ
ンダクタンスアンプ６ａ，８ａのそれぞれの正入力の信
号と基準電圧１０の負入力を比較し、電圧の大小に応じ
て定電流を出力する。
【００２３】トランスコンダクタンスアンプ６ａは、加
算器２の出力ａが基準電圧１０より高ければ、出力より
定電流を流出し、逆に加算器２の出力ａが基準電圧１０
より低ければ、出力より定電流を流入する。トランスコ
ンダクタンスアンプ８ａについても同様に、加算器３の
出力ａ´が基準電圧１０より高い、低いによって出力よ
り定電流を流出したり流入したりする。基準電圧１０は
信号の中心電位の電圧を、ａまたはａ’の信号をＬＰＦ
に通し、直流電圧を生成するなどして与えておく。積分
回路６，８のそれぞれの出力ｂとｂ’には、入力電圧が
基準電圧１０より高いときは上昇して上限値で飽和し、
入力電圧が基準電圧１０より低いときは下降して下限値
で飽和するような台形波が現れる。トランスコンダクタ
ンス６ａ，８ａの出力電流は、差動アンプ１１で制御す
る。その正入力には可変抵抗Ｒ１で調整電圧を与え、負
入力に抵抗Ｒ２と抵抗Ｒ３で与える定電圧と比較して、
トランスコンダクタンスアンプ６ａ，８ａの電流出力値
の配分を変える。
算器２の出力ａが基準電圧１０より高ければ、出力より
定電流を流出し、逆に加算器２の出力ａが基準電圧１０
より低ければ、出力より定電流を流入する。トランスコ
ンダクタンスアンプ８ａについても同様に、加算器３の
出力ａ´が基準電圧１０より高い、低いによって出力よ
り定電流を流出したり流入したりする。基準電圧１０は
信号の中心電位の電圧を、ａまたはａ’の信号をＬＰＦ
に通し、直流電圧を生成するなどして与えておく。積分
回路６，８のそれぞれの出力ｂとｂ’には、入力電圧が
基準電圧１０より高いときは上昇して上限値で飽和し、
入力電圧が基準電圧１０より低いときは下降して下限値
で飽和するような台形波が現れる。トランスコンダクタ
ンス６ａ，８ａの出力電流は、差動アンプ１１で制御す
る。その正入力には可変抵抗Ｒ１で調整電圧を与え、負
入力に抵抗Ｒ２と抵抗Ｒ３で与える定電圧と比較して、
トランスコンダクタンスアンプ６ａ，８ａの電流出力値
の配分を変える。
【００２４】このように制御することで、積分波形の相
対的な傾斜を変える。この波形をコンパレータ７と９で
それぞれ一定のレベルでスライスして位相差パルスｃと
ｃ’を作る。
対的な傾斜を変える。この波形をコンパレータ７と９で
それぞれ一定のレベルでスライスして位相差パルスｃと
ｃ’を作る。
【００２５】このときの各部の信号波形を図２に示す。
位相差オフセットは、差動アンプ１１の正入力電圧で調
整する。たとえば入力電圧が高くなるように可変抵抗Ｒ
１を調整すれば、トランスコンダクタンスアンプ６ａの
出力電流は減って、出力ｂの波形の傾斜は緩やかにな
る。トランスコンダクタンスアンプ８ａの出力電流は、
増えて出力ｂ’の傾斜は急になる。コンパレータ７，９
それぞれ介した出力されたパルスｃ，ｃ´の位相は、ｃ
が遅み、ｃ´が進む関係となる。逆に、差動アンプ１１
の正入力電圧が減るように調整すれば、ｃが進み、ｃ´
が遅れる関係となる。このようにして、調整電圧を制御
することによって、出力のパルスｃとｃ’の位相差を相
対的に変えることができる。
位相差オフセットは、差動アンプ１１の正入力電圧で調
整する。たとえば入力電圧が高くなるように可変抵抗Ｒ
１を調整すれば、トランスコンダクタンスアンプ６ａの
出力電流は減って、出力ｂの波形の傾斜は緩やかにな
る。トランスコンダクタンスアンプ８ａの出力電流は、
増えて出力ｂ’の傾斜は急になる。コンパレータ７，９
それぞれ介した出力されたパルスｃ，ｃ´の位相は、ｃ
が遅み、ｃ´が進む関係となる。逆に、差動アンプ１１
の正入力電圧が減るように調整すれば、ｃが進み、ｃ´
が遅れる関係となる。このようにして、調整電圧を制御
することによって、出力のパルスｃとｃ’の位相差を相
対的に変えることができる。
【００２６】この実施の形態では、トランスコンダクタ
ンスアンプ６ａ，８ａの入力がリミッタになっており、
電流出力ではすでにパルスに変換されている。このため
出力電流は入力振幅に依存しない。実際の回路ではゲイ
ンが有限であるため多少は振幅依存があるがその依存度
は僅かである。調整すべき位相差オフセット（時間差）
は、トランスコンダクタンス６ａ，８ａの出力電流で決
まるが、これは入力振幅とはほとんど無関係で、調整電
圧だけで決まる。つまり、位相差オフセットの調整を振
幅特性に影響を与えることなく、独立に行うことができ
る。
ンスアンプ６ａ，８ａの入力がリミッタになっており、
電流出力ではすでにパルスに変換されている。このため
出力電流は入力振幅に依存しない。実際の回路ではゲイ
ンが有限であるため多少は振幅依存があるがその依存度
は僅かである。調整すべき位相差オフセット（時間差）
は、トランスコンダクタンス６ａ，８ａの出力電流で決
まるが、これは入力振幅とはほとんど無関係で、調整電
圧だけで決まる。つまり、位相差オフセットの調整を振
幅特性に影響を与えることなく、独立に行うことができ
る。
【００２７】積分回路６，８は同時にヒゲパルスを除去
する機能を持っている。すなわち、入力が反転して積分
が始まってから、基準レベルに達して出力が反転するま
での間に一定の時間差がある。従って、この時間差より
短いパルスだと出力を反転させることができず、出力に
パルスを作ることができないことになる。
する機能を持っている。すなわち、入力が反転して積分
が始まってから、基準レベルに達して出力が反転するま
での間に一定の時間差がある。従って、この時間差より
短いパルスだと出力を反転させることができず、出力に
パルスを作ることができないことになる。
【００２８】この実施の形態では、ノイズなどに起因す
るヒゲパルスは無視され整形パルスでは除去されること
になる。除去できるパルス幅は入力振幅に依存しないの
は明らかである。この点でも入力振幅と独立して設定で
きるため、ノイズに対する誤動作を格段に減らすことが
可能となる。
るヒゲパルスは無視され整形パルスでは除去されること
になる。除去できるパルス幅は入力振幅に依存しないの
は明らかである。この点でも入力振幅と独立して設定で
きるため、ノイズに対する誤動作を格段に減らすことが
可能となる。
【００２９】図３は、この発明の第２の実施の形態につ
いて説明するための回路図である。この実施の形態は、
図１の実施の形態に対し、トランスコンダクタンスアン
プ６ａ，８ａの制御をやめて出力電流値を固定したトラ
ンスコンダクタンスアンプ６ａ´，８ａ´とするととも
に、加算器２および積分回路６´と加算器３および積分
回路８´との間に、それぞれ移相遅延回路（ＡＰＦ）３
１と３２を挿入した構成部分が異なる。なお、図１と同
一の構成部分には、同一の符号を付して説明する。
いて説明するための回路図である。この実施の形態は、
図１の実施の形態に対し、トランスコンダクタンスアン
プ６ａ，８ａの制御をやめて出力電流値を固定したトラ
ンスコンダクタンスアンプ６ａ´，８ａ´とするととも
に、加算器２および積分回路６´と加算器３および積分
回路８´との間に、それぞれ移相遅延回路（ＡＰＦ）３
１と３２を挿入した構成部分が異なる。なお、図１と同
一の構成部分には、同一の符号を付して説明する。
【００３０】ＡＰＦ３１，３２は、振幅特性がフラット
で遅延時間がほぼ一定という特性の回路であり、集積回
路で作る場合は一例として図４のような回路がある。こ
の回路で抵抗４５と抵抗４６を等しくすると移相遅延回
路になる。トランスコンダクタンスアンプ４１とトラン
スコンダクタンスアンプ４２のトランスコンダクタンス
を制御端子ＣＴで比例制御することにより、入出力間の
遅延時間を制御することができる。
で遅延時間がほぼ一定という特性の回路であり、集積回
路で作る場合は一例として図４のような回路がある。こ
の回路で抵抗４５と抵抗４６を等しくすると移相遅延回
路になる。トランスコンダクタンスアンプ４１とトラン
スコンダクタンスアンプ４２のトランスコンダクタンス
を制御端子ＣＴで比例制御することにより、入出力間の
遅延時間を制御することができる。
【００３１】図３の回路ではＡＰＦ３１とＡＰＦ３２の
遅延時間を差動アンプ１１で制御する。差動アンプ１１
は抵抗Ｒ２と抵抗Ｒ３で与える基準電圧と可変抵抗Ｒ１
で与える調整電圧とを比較して、ＡＰＦ３１の調整電流
とＡＰＦ３２の調整電流とを調整電圧に応じて変えるよ
うにする。
遅延時間を差動アンプ１１で制御する。差動アンプ１１
は抵抗Ｒ２と抵抗Ｒ３で与える基準電圧と可変抵抗Ｒ１
で与える調整電圧とを比較して、ＡＰＦ３１の調整電流
とＡＰＦ３２の調整電流とを調整電圧に応じて変えるよ
うにする。
【００３２】これによって、各対角加算信号のディレイ
時間は、調整電圧に応じて互いに逆向きに変化する。こ
うして２つのＡＰＦ３１，３２の出力のディレイ時間差
を相対的に変えることができる。ＡＰＦ３１，３２は振
幅特性がフラットなので、ディレイ時間の制御によって
振幅が変化することはない。ＡＰＦ３１，３２でディレ
イ時間制御された信号は、積分回路６´とコンパレータ
７および積分回路８´とコンパレータ９でそれぞれパル
ス波に整形する。この部分は、図１の回路で積分器のト
ランスコンダクタンスを固定にしたのと同じであること
から、ヒゲパルスの除去機能を持つ。
時間は、調整電圧に応じて互いに逆向きに変化する。こ
うして２つのＡＰＦ３１，３２の出力のディレイ時間差
を相対的に変えることができる。ＡＰＦ３１，３２は振
幅特性がフラットなので、ディレイ時間の制御によって
振幅が変化することはない。ＡＰＦ３１，３２でディレ
イ時間制御された信号は、積分回路６´とコンパレータ
７および積分回路８´とコンパレータ９でそれぞれパル
ス波に整形する。この部分は、図１の回路で積分器のト
ランスコンダクタンスを固定にしたのと同じであること
から、ヒゲパルスの除去機能を持つ。
【００３３】この実施の形態でも、振幅特性を持たない
ので除去できるパルス幅は、独立して設定できる。しか
も、図１の回路の特長に加えてディレイ時間差とヒゲパ
ルス除去能力も独立に決めることができるという利点が
ある。
ので除去できるパルス幅は、独立して設定できる。しか
も、図１の回路の特長に加えてディレイ時間差とヒゲパ
ルス除去能力も独立に決めることができるという利点が
ある。
【００３４】次に、図５に示す回路図を用いて、この発
明の第３の実施の形態について説明する。この実施の形
態は、図３の実施の形態に対し、ＡＰＦを加算器２，３
の前段に移したものである。
明の第３の実施の形態について説明する。この実施の形
態は、図３の実施の形態に対し、ＡＰＦを加算器２，３
の前段に移したものである。
【００３５】この場合、光検出器１のＡ〜Ｄの各出力に
対し、ＡＰＦがそれぞれ必要になっている。図３と同じ
ディレイ時間調整機能を持たせるため、Ａ出力のＡＰＦ
３１ａとＣ出力のＡＰＦ３２ａ、Ｂ出力のＡＰＦ３１ｂ
とＤ出力のＡＰＦ３２ｂを、それぞれ同じディレイ時間
になるように制御する必要がある。
対し、ＡＰＦがそれぞれ必要になっている。図３と同じ
ディレイ時間調整機能を持たせるため、Ａ出力のＡＰＦ
３１ａとＣ出力のＡＰＦ３２ａ、Ｂ出力のＡＰＦ３１ｂ
とＤ出力のＡＰＦ３２ｂを、それぞれ同じディレイ時間
になるように制御する必要がある。
【００３６】このようにすれば、図３の実施の形態と全
く同じになり、振幅特性には無関係にディレイ時間差と
ヒゲパルス除去能力を設定できる利点も同じである。
く同じになり、振幅特性には無関係にディレイ時間差と
ヒゲパルス除去能力を設定できる利点も同じである。
【００３７】さらに、図６の回路を用いて、この発明の
第４の実施の形態について説明する。この実施の形態
は、図８の従来回路に対し、ＬＰＦの時定数を可変制御
できるようにし、Ａ＋Ｃ側のＬＰＦ６１とＢ＋Ｄ側のＬ
ＰＦ６２を時定数が互いに逆向きに制御できるように、
差動アンプ１１により制御するものである。
第４の実施の形態について説明する。この実施の形態
は、図８の従来回路に対し、ＬＰＦの時定数を可変制御
できるようにし、Ａ＋Ｃ側のＬＰＦ６１とＢ＋Ｄ側のＬ
ＰＦ６２を時定数が互いに逆向きに制御できるように、
差動アンプ１１により制御するものである。
【００３８】ＬＰＦ６１，６２を集積回路で作るときの
一例としては、図７に示すような回路がある。トランス
コンダクタンスアンプ７１とトランスコンダクタンスア
ンプ７２のトランスコンダクタンスを、制御端子ＣＴで
比例制御することにより、入出力間の遅延時間を制御す
ることができる。この場合、カットオフ周波数も連動し
て変わるため高域の振幅特性も変化する。制御する遅延
時間が狭くでよいのであれば、カットオフ周波数が低く
変化しても、入力信号の帯域まで下がらないように設定
できるためこれで十分である。
一例としては、図７に示すような回路がある。トランス
コンダクタンスアンプ７１とトランスコンダクタンスア
ンプ７２のトランスコンダクタンスを、制御端子ＣＴで
比例制御することにより、入出力間の遅延時間を制御す
ることができる。この場合、カットオフ周波数も連動し
て変わるため高域の振幅特性も変化する。制御する遅延
時間が狭くでよいのであれば、カットオフ周波数が低く
変化しても、入力信号の帯域まで下がらないように設定
できるためこれで十分である。
【００３９】この場合は、図６の回路のようにＬＰＦ６
１，６２がヒゲパルス除去を兼ねることもできるが、Ｌ
ＰＦ６１，６２の振幅特性と独立して設定する場合は、
他の実施の形態と同様にコンパレータ７とコンパレータ
９の直前に積分回路を入れればよい。
１，６２がヒゲパルス除去を兼ねることもできるが、Ｌ
ＰＦ６１，６２の振幅特性と独立して設定する場合は、
他の実施の形態と同様にコンパレータ７とコンパレータ
９の直前に積分回路を入れればよい。
【００４０】
【発明の効果】以上記載してきたように、この発明によ
れば、トラッキングエラー信号生成のための波形再現性
にすぐれたパルス整形が可能になり、精度がよくノイズ
に対する誤動作の少ないトラッキングサーボシステムを
実現できる。
れば、トラッキングエラー信号生成のための波形再現性
にすぐれたパルス整形が可能になり、精度がよくノイズ
に対する誤動作の少ないトラッキングサーボシステムを
実現できる。
【図１】この発明の第１の実施の形態を説明するための
回路図。
回路図。
【図２】図１の動作を説明するための信号波形図。
【図３】この発明の第２の実施の形態を説明するための
回路図。
回路図。
【図４】この発明の第３の実施の形態を説明するための
回路図。
回路図。
【図５】この発明の第４の実施の形態を説明するための
回路図。
回路図。
【図６】図５に示したＬＰＦの構成例について説明する
ための回路図。
ための回路図。
【図７】図３に示したＡＰＦの構成例について説明する
ための回路図。
ための回路図。
【図８】従来の位相差方式のトラッキングサーボについ
て説明するためのシステム図。
て説明するためのシステム図。
１…光検出器、２，３…加算器、４，５…パルス整形回
路、６，６´，８，８´…積分回路、６ａ，６ａ´，８
ａ，８ａ´，…トランスコンダクタンスアンプ、６ｂ，
８ｂ…コンデンサ、７，９…コンパレータ、１０…基準
電圧、１１…差動アンプ、３１，３１ａ，３１ｂ，３
２，３２ａ，３２ｂ…ＡＰＦ（移相遅延回路）、Ｒ１〜
Ｒ３…抵抗、６１，６２…ＬＰＦ。
路、６，６´，８，８´…積分回路、６ａ，６ａ´，８
ａ，８ａ´，…トランスコンダクタンスアンプ、６ｂ，
８ｂ…コンデンサ、７，９…コンパレータ、１０…基準
電圧、１１…差動アンプ、３１，３１ａ，３１ｂ，３
２，３２ａ，３２ｂ…ＡＰＦ（移相遅延回路）、Ｒ１〜
Ｒ３…抵抗、６１，６２…ＬＰＦ。
Claims (6)
- 【請求項１】 情報の記録された媒体上に光スポットを
当て、その反射光を複数の出力を有する光検出器で読み
取り、それらの出力を任意の組み合わせで加減算して２
つの信号を生成し、該２つの信号間の位相差成分を位相
比較器を用いて抽出してトラッキングエラー信号とし、
そのエラー信号で光スポットの反射光と光検出器の相対
的な位置関係を制御する光学的情報再生装置のトラッキ
ング制御方式において、 前記２つの出力は、積分回路とコンパレータからなる第
１および第２のパルス整形回路によってそれぞれ２値化
した後、前記位相比較器により位相比較を行う構成と
し、 前記第１および第２のパルス整形回路のそれぞれの積分
回路の積分傾斜を相対的に変化させる制御回路を備えて
なることを特徴とするトラッキングエラー信号生成回
路。 - 【請求項２】 前記積分回路は、電流出力のコンパレー
タとその出力端に接続したコンデンサとからなり、前記
コンパレータのバイアス電流を制御することで、その出
力電流を変えて積分傾斜を制御するようにしたことを特
徴とする請求項１記載のトラッキングエラー信号生成回
路。 - 【請求項３】 情報の記録された媒体上に光スポットを
当て、その反射光を複数の出力を有する光検出器で読み
取り、それらの出力を任意の組み合わせで加減算して２
つの信号を生成し、該２つの信号間の位相差成分を位相
比較器を用いて抽出を行ってトラッキングエラー信号と
し、そのエラー信号で光スポットの反射光と光検出器の
相対的な位置関係を制御する光学的情報再生装置のトラ
ッキング制御方式において、 前記加減算回路の２つの出力は、それぞれ遅延量が可変
の移相遅延回路を経由し、さらにパルス整形回路によっ
て２値化した後位相比較するような構成とし、 前記１対の移相遅延回路の遅延時間を相対的に変化させ
る遅延時間制御回路を備えてなることを特徴とするトラ
ッキングエラー信号生成回路。 - 【請求項４】 情報の記録された媒体上に光スポットを
当て、その反射光を複数の出力を有する光検出器で読み
取り、それらの出力を任意の組み合わせで加減算して２
つの信号を生成し、該２つの信号間の位相差成分を位相
比較器を用いて抽出を行ってトラッキングエラー信号と
し、そのエラー信号で光スポットの反射光と光検出器の
相対的な位置関係を制御する光学的情報再生装置のトラ
ッキング制御方式において、 前記光検出器の複数出力のそれぞれを遅延量が可変の移
相遅延回路で遅延させ、さらにパルス整形回路によって
２値化した後、位相比較する構成とし、 同じ前記パルス整形回路に至る信号どうしの遅延時間は
同じ方向に制御し、逆の前記パルス整形回路に至る信号
どうしの遅延時間は逆向きに制御を行う遅延時間制御回
路を備えてなることを特徴とするトラッキングエラー信
号生成回路。 - 【請求項５】 前記パルス整形回路は、積分回路とコン
パレータまたは低域通過フィルタとコンパレータの組み
合わせで構成することを特徴とする前記請求項３および
請求項４に記載のトラッキングエラー信号生成回路。 - 【請求項６】 情報の記録された媒体上に光スポットを
当て、その反射光を複数の出力を有する光検出器で読み
取り、それらの出力を任意の組み合わせで加減算して２
つの信号を生成し、該２つの信号間の位相差成分を位相
比較器を用いて抽出を行ってトラッキングエラー信号と
し、そのエラー信号で光スポットの反射光と光検出器の
相対的な位置関係を制御する光学的情報再生装置のトラ
ッキング制御方式において、 前記加減算回路の２つの出力はそれぞれカットオフ周波
数が可変の低域通過フィルタ回路を経由し、さらにパル
ス整形回路によって２値化した後位相比較する構成と
し、 前記１対の低域通過フィルタのカットオフ周波数を相対
的に変化させるフィルタ制御回路を備えてなることを特
徴とするトラッキングエラー信号生成回路。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8099968A JPH09288832A (ja) | 1996-04-22 | 1996-04-22 | トラッキングエラー信号生成回路 |
| US08/837,854 US5859816A (en) | 1996-04-22 | 1997-04-22 | Tracking error signal generating circuit |
| KR1019970014818A KR970071537A (ko) | 1996-04-22 | 1997-04-22 | 트래킹 에러 신호 생성 회로 |
| EP97302737A EP0803865A1 (en) | 1996-04-22 | 1997-04-22 | Tracking error signal generating circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8099968A JPH09288832A (ja) | 1996-04-22 | 1996-04-22 | トラッキングエラー信号生成回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09288832A true JPH09288832A (ja) | 1997-11-04 |
Family
ID=14261478
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8099968A Pending JPH09288832A (ja) | 1996-04-22 | 1996-04-22 | トラッキングエラー信号生成回路 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5859816A (ja) |
| EP (1) | EP0803865A1 (ja) |
| JP (1) | JPH09288832A (ja) |
| KR (1) | KR970071537A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100524902B1 (ko) * | 1998-06-12 | 2005-12-21 | 삼성전자주식회사 | 불량 파형 검출 기능을 갖는 트래킹 에러 검출장치 |
Families Citing this family (12)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR19980029035A (ko) * | 1996-10-25 | 1998-07-15 | 김영환 | 위상차 검출법에 의한 트랙킹 에러 생성회로 |
| US6134197A (en) * | 1997-04-14 | 2000-10-17 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Optical disk drive apparatus |
| JP3544847B2 (ja) * | 1998-01-16 | 2004-07-21 | 三菱電機株式会社 | 光学的情報再生方法および装置 |
| DE19852291A1 (de) * | 1998-11-13 | 2000-05-18 | Thomson Brandt Gmbh | Gerät zum Lesen und/oder Beschreiben optischer Aufzeichnungsträger |
| FR2792103B1 (fr) * | 1999-03-16 | 2001-11-09 | St Microelectronics Sa | Procede et dispositif d'asservissement d'un faisceau optique incident sur une piste d'un support mobile d'informations, en particulier un disque numerique |
| US6339565B1 (en) | 1999-03-31 | 2002-01-15 | Lsi Logic Corporation | Non-linear center-error generator for DVD servo control |
| KR20020026679A (ko) * | 2000-10-02 | 2002-04-12 | 구자홍 | 광 기록매체의 재생 제어 방법 및 장치 |
| US7483508B2 (en) * | 2001-11-27 | 2009-01-27 | Texas Instruments Incorporated | All-digital frequency synthesis with non-linear differential term for handling frequency perturbations |
| PT1597727E (pt) * | 2003-02-20 | 2012-03-22 | Koninkl Philips Electronics Nv | Suporte de informações que compreende informações de acesso |
| JP2005116079A (ja) * | 2003-10-08 | 2005-04-28 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | ランドプリピットアドレス復調装置 |
| JP4079902B2 (ja) * | 2004-03-16 | 2008-04-23 | Ｎｅｃエレクトロニクス株式会社 | 光ディスク装置とそのトラッキング制御方法 |
| US9917645B2 (en) * | 2016-05-25 | 2018-03-13 | Google Llc | Phase sensitive beam tracking |
Family Cites Families (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| NL8303560A (nl) * | 1983-10-17 | 1985-05-17 | Philips Nv | Inrichting voor het weergeven van informatie van een optisch uitleesbare registratiedrager. |
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- 1997-04-22 EP EP97302737A patent/EP0803865A1/en not_active Withdrawn
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Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP0803865A1 (en) | 1997-10-29 |
| US5859816A (en) | 1999-01-12 |
| KR970071537A (ko) | 1997-11-07 |
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