JPH09298523A - ディジタル放送受信機 - Google Patents
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- Signal Processing (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Synchronisation In Digital Transmission Systems (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 ディジタル放送受信機のタイミング同期処理
の演算量を削減し、受信機の回路規模および消費電力を
低減する。 【解決手段】 同期信号として既知の変調が施された位
相基準シンボルの復調データからデータ選択抽出手段１
０５により入力データを間引き、帯域制限してデータ数
を削減することにより位相補正手段１０１、ＩＤＦＴ手
段１０３、ピーク検出手段１０４の所要演算量を低減す
る。
の演算量を削減し、受信機の回路規模および消費電力を
低減する。 【解決手段】 同期信号として既知の変調が施された位
相基準シンボルの復調データからデータ選択抽出手段１
０５により入力データを間引き、帯域制限してデータ数
を削減することにより位相補正手段１０１、ＩＤＦＴ手
段１０３、ピーク検出手段１０４の所要演算量を低減す
る。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は、ＯＦＤＭ（Orth
ogonal Frequency Division Multiplexing：直交周波数
多重変調）などマルチキャリア伝送方式を使用するディ
ジタル放送の受信機に関し、特にデータのフレーム構造
および各伝送シンボルへの同期制御装置に関するもので
ある。
ogonal Frequency Division Multiplexing：直交周波数
多重変調）などマルチキャリア伝送方式を使用するディ
ジタル放送の受信機に関し、特にデータのフレーム構造
および各伝送シンボルへの同期制御装置に関するもので
ある。
【０００２】
【従来の技術】マルチパス、フェージングなど電波伝播
の問題の影響を強く受ける移動体に対し、ディジタルデ
ータを伝送可能とする方式としてＯＦＤＭ（Orthogonal
Frequency Division Multiplex ：直交周波数多重変
調）伝送方式が知られており放送への利用が進められて
いる。その代表的なものがＩＴＵ−Ｒ勧告ＢＳ．７７４
に記載されるディジタル音声放送方式（以下、「ＤＡ
Ｂ」（Digital Audio Broadcasting）という）である。
の問題の影響を強く受ける移動体に対し、ディジタルデ
ータを伝送可能とする方式としてＯＦＤＭ（Orthogonal
Frequency Division Multiplex ：直交周波数多重変
調）伝送方式が知られており放送への利用が進められて
いる。その代表的なものがＩＴＵ−Ｒ勧告ＢＳ．７７４
に記載されるディジタル音声放送方式（以下、「ＤＡ
Ｂ」（Digital Audio Broadcasting）という）である。
【０００３】図７は従来のディジタル放送受信機のブロ
ック図である。図において、１はアンテナ、２はＲＦ増
幅器、３は周波数変換器、４は局部発振器、５は中間周
波フィルタ、６は中間周波増幅器、７は直交復調器、８
は中間周波発振器、９はＡ／Ｄ変換器、１０は同期信号
検出器、１１はデータ復調器、１２は制御装置、１３は
誤り訂正符号復号器、１４はＭＰＥＧ音声デコーダ、１
５はＤ／Ａ変換器、１６は音声増幅器、１７はスピーカ
である。
ック図である。図において、１はアンテナ、２はＲＦ増
幅器、３は周波数変換器、４は局部発振器、５は中間周
波フィルタ、６は中間周波増幅器、７は直交復調器、８
は中間周波発振器、９はＡ／Ｄ変換器、１０は同期信号
検出器、１１はデータ復調器、１２は制御装置、１３は
誤り訂正符号復号器、１４はＭＰＥＧ音声デコーダ、１
５はＤ／Ａ変換器、１６は音声増幅器、１７はスピーカ
である。
【０００４】以上のように構成された受信機において、
アンテナ１にて受信された放送波はＲＦ増幅器２におい
て増幅、周波数変換器３にて周波数変換、中間周波フィ
ルタ５にて隣接チャンネル波など不要成分の除去、中間
周波増幅器６にて増幅、直交復調器７にて検波が行わ
れ、ベースバンド信号としてＡ／Ｄ変換器９に与えられ
る。
アンテナ１にて受信された放送波はＲＦ増幅器２におい
て増幅、周波数変換器３にて周波数変換、中間周波フィ
ルタ５にて隣接チャンネル波など不要成分の除去、中間
周波増幅器６にて増幅、直交復調器７にて検波が行わ
れ、ベースバンド信号としてＡ／Ｄ変換器９に与えられ
る。
【０００５】Ａ／Ｄ変換器９によりサンプリングされた
信号はデータ復調器１１において復調される。ここでの
具体的な処理は、伝送シンボル毎の複素離散フーリエ変
換処理 （以下、「ＤＦＴ処理」という）による４相位
相変調（ＱＰＳＫ）された各伝送キャリアの位相検出
と、時間的に隣接する２伝送シンボルの同一キャリア変
調比較に基づく差動復調である。ＯＦＤＭ復調されたデ
ータは、送信側にて変調を行う際のキャリア順序規則に
従い、順次誤り訂正符号復号器１３に対し出力される。
信号はデータ復調器１１において復調される。ここでの
具体的な処理は、伝送シンボル毎の複素離散フーリエ変
換処理 （以下、「ＤＦＴ処理」という）による４相位
相変調（ＱＰＳＫ）された各伝送キャリアの位相検出
と、時間的に隣接する２伝送シンボルの同一キャリア変
調比較に基づく差動復調である。ＯＦＤＭ復調されたデ
ータは、送信側にて変調を行う際のキャリア順序規則に
従い、順次誤り訂正符号復号器１３に対し出力される。
【０００６】誤り訂正符号復号器１３では、送信側にて
行われた複数伝送シンボルにまたがる時間インターリー
ブの解除を行うとともに、畳み込み符号化して伝送され
たデータの復号を行う。この際、伝送路で発生するデー
タの誤り訂正が行われる。
行われた複数伝送シンボルにまたがる時間インターリー
ブの解除を行うとともに、畳み込み符号化して伝送され
たデータの復号を行う。この際、伝送路で発生するデー
タの誤り訂正が行われる。
【０００７】誤り訂正符号復号器１３における復号デー
タのうち、音声データはＭＰＥＧ音声デコーダ１４に、
送信データの内容、構成を示す制御データは制御装置１
２にそれぞれ出力される。ＭＰＥＧ音声デコーダ１４
は、ＩＳＯ／ＭＰＥＧ１レイヤー２の規定に従い圧縮さ
れたＤＡＢ放送音声データを伸張しＤ／Ａ変換器１５に
与える。Ｄ／Ａ変換器１５にてアナログ変換された音声
信号は、音声増幅器１６をとおしてスピーカ１７より再
生される。
タのうち、音声データはＭＰＥＧ音声デコーダ１４に、
送信データの内容、構成を示す制御データは制御装置１
２にそれぞれ出力される。ＭＰＥＧ音声デコーダ１４
は、ＩＳＯ／ＭＰＥＧ１レイヤー２の規定に従い圧縮さ
れたＤＡＢ放送音声データを伸張しＤ／Ａ変換器１５に
与える。Ｄ／Ａ変換器１５にてアナログ変換された音声
信号は、音声増幅器１６をとおしてスピーカ１７より再
生される。
【０００８】ここで、同期信号検出器１０は図９に示す
ＤＡＢの伝送信号中のフレーム同期信号の内ヌルシンボ
ル（＝信号なしの期間）をエンベロープ検波により検出
するものであり、この出力は制御装置１２に与えられ
る。制御装置１２はこのヌルシンボルタイミングに基づ
いて続く伝送シンボルのタイミングを推定し、データ復
調器１１におけるＤＦＴ処理が各シンボルに対して正し
く行われるように制御する。
ＤＡＢの伝送信号中のフレーム同期信号の内ヌルシンボ
ル（＝信号なしの期間）をエンベロープ検波により検出
するものであり、この出力は制御装置１２に与えられ
る。制御装置１２はこのヌルシンボルタイミングに基づ
いて続く伝送シンボルのタイミングを推定し、データ復
調器１１におけるＤＦＴ処理が各シンボルに対して正し
く行われるように制御する。
【０００９】こうして復調信号への概略の同期がとられ
るが、この同期処理は前記のとおりフレームの先頭に設
けられたヌルシンボルのエンベロープ検波に基づくもの
であり、信号に反射波や雑音が重畳する場合など正確な
タイミングを得ることが困難となる。このため、同期信
号の一部として設けられ、各キャリアの変調が既知であ
る位相基準シンボルに基づく、より正確な同期処理が行
われる。
るが、この同期処理は前記のとおりフレームの先頭に設
けられたヌルシンボルのエンベロープ検波に基づくもの
であり、信号に反射波や雑音が重畳する場合など正確な
タイミングを得ることが困難となる。このため、同期信
号の一部として設けられ、各キャリアの変調が既知であ
る位相基準シンボルに基づく、より正確な同期処理が行
われる。
【００１０】図８は従来のディジタル放送受信機におけ
るタイミング同期処理装置のブロック図であり、図にお
いて、１０１は位相補正手段、１０２は位相基準シンボ
ルデータ保持手段、１０３はＩＤＦＴ手段、１０４はピ
ーク検出手段である。
るタイミング同期処理装置のブロック図であり、図にお
いて、１０１は位相補正手段、１０２は位相基準シンボ
ルデータ保持手段、１０３はＩＤＦＴ手段、１０４はピ
ーク検出手段である。
【００１１】この同期処理において、位相補正手段１０
１の入力は位相基準シンボルの復調信号のＤＦＴ処理結
果であり、これは以下（ｍ番目キャリアに対応のデー
タ）のように表すことができる。但しここでは雑音の影
響は除いている。
１の入力は位相基準シンボルの復調信号のＤＦＴ処理結
果であり、これは以下（ｍ番目キャリアに対応のデー
タ）のように表すことができる。但しここでは雑音の影
響は除いている。
【００１２】
【数１】
【００１３】ここに、θm は変調位相を、ｔe はデータ
復調器１１でのサンプリング開始タイミングの有効シン
ボル開始タイミングからの時間ずれを表す。
復調器１１でのサンプリング開始タイミングの有効シン
ボル開始タイミングからの時間ずれを表す。
【００１４】この入力データに対し位相補正手段１０１
では位相基準シンボルデータ保持手段１０２から与えら
れる既知の位相基準シンボルデータを用いその複素共役
値を各々乗ずる処理を行う。これにより理想的な状態で
は位相基準シンボルの各キャリアごとに施された位相変
調が解除され、位相補正手段１０１の出力においては全
キャリアの位相が揃うこととなる。ここで位相基準シン
ボル変調データの複素共役値は自然対数ｅのーｊθｍ乗
で表すことができ、位相補正手段１０１の出力からは数
式（１）のθm を含む項が除かれる。
では位相基準シンボルデータ保持手段１０２から与えら
れる既知の位相基準シンボルデータを用いその複素共役
値を各々乗ずる処理を行う。これにより理想的な状態で
は位相基準シンボルの各キャリアごとに施された位相変
調が解除され、位相補正手段１０１の出力においては全
キャリアの位相が揃うこととなる。ここで位相基準シン
ボル変調データの複素共役値は自然対数ｅのーｊθｍ乗
で表すことができ、位相補正手段１０１の出力からは数
式（１）のθm を含む項が除かれる。
【００１５】次に位相補正手段１０１の出力に対しＩＤ
ＦＴ手段１０３にて逆離散フーリエ変換処理（以下、Ｉ
ＤＦＴ処理という）を行うことにより、その時間領域に
変換された出力には、すべてのキャリア位相が一致する
時点、すなわち、ｔ＝ｔｅにインパルス信号が発生する
こととなる。
ＦＴ手段１０３にて逆離散フーリエ変換処理（以下、Ｉ
ＤＦＴ処理という）を行うことにより、その時間領域に
変換された出力には、すべてのキャリア位相が一致する
時点、すなわち、ｔ＝ｔｅにインパルス信号が発生する
こととなる。
【００１６】ピーク検出手段１０４では、このＩＤＦＴ
手段１０３の出力に現れるインパルス信号を各データの
振幅に基づき検出を行うが、ここで検出するインパルス
信号の位置はほぼｔe の時間ずれに相当し、これはデー
タ復調器１１でのサンプリング開始タイミングと位相基
準シンボルの開始タイミングとの時間ずれを表す。従っ
て、このインパルス信号の位置がＩＤＦＴ処理結果の先
頭に来るようタイミング調整を行うことにより正確なタ
イミング同期処理を行うことができる。
手段１０３の出力に現れるインパルス信号を各データの
振幅に基づき検出を行うが、ここで検出するインパルス
信号の位置はほぼｔe の時間ずれに相当し、これはデー
タ復調器１１でのサンプリング開始タイミングと位相基
準シンボルの開始タイミングとの時間ずれを表す。従っ
て、このインパルス信号の位置がＩＤＦＴ処理結果の先
頭に来るようタイミング調整を行うことにより正確なタ
イミング同期処理を行うことができる。
【００１７】
【発明が解決しようとする課題】以上説明したようなタ
イミング同期処理装置においては、伝送に使用されるキ
ャリア数が大きい場合（ＤＡＢの伝送モード１では１，
５３６本のキャリアを使用、ＩＤＦＴは２，０４８点処
理が行われる）には、以上の処理に必要な演算量が大と
なり、このための回路規模が大きくなる、もしくは高速
の演算を行う必要から消費電力が大きくなるという問題
があった。
イミング同期処理装置においては、伝送に使用されるキ
ャリア数が大きい場合（ＤＡＢの伝送モード１では１，
５３６本のキャリアを使用、ＩＤＦＴは２，０４８点処
理が行われる）には、以上の処理に必要な演算量が大と
なり、このための回路規模が大きくなる、もしくは高速
の演算を行う必要から消費電力が大きくなるという問題
があった。
【００１８】この発明は上記のような問題点を解決する
ためになされたもので、ディジタル放送受信機の受信信
号復調のためのタイミング同期処理に要するデータ処理
量を削減し、回路規模電力を減らすばかりでなく、同期
処理に用いる位相基準シンボル復調データの数を必要最
小限まで、間引き、帯域制限により削減し得るディジタ
ル放送受信機を提供することを目的とする。
ためになされたもので、ディジタル放送受信機の受信信
号復調のためのタイミング同期処理に要するデータ処理
量を削減し、回路規模電力を減らすばかりでなく、同期
処理に用いる位相基準シンボル復調データの数を必要最
小限まで、間引き、帯域制限により削減し得るディジタ
ル放送受信機を提供することを目的とする。
【００１９】
【課題を解決するための手段】この発明に係るディジタ
ル放送受信機においては、位相基準シンボルの処理に基
づくタイミング同期処理装置は、データ復調器１１のＤ
ＦＴ処理結果出力および位相補正処理にて保持する位相
基準シンボルの変調データの複素共役値に対する選択抽
出手段を備えたものであり、処理データ数を適当に削減
するものである。
ル放送受信機においては、位相基準シンボルの処理に基
づくタイミング同期処理装置は、データ復調器１１のＤ
ＦＴ処理結果出力および位相補正処理にて保持する位相
基準シンボルの変調データの複素共役値に対する選択抽
出手段を備えたものであり、処理データ数を適当に削減
するものである。
【００２０】また、特にこの選択抽出手段により全伝送
帯域のキャリアからほぼ等しい周波数間隔にデータを間
引き抽出するものであって、同期処理の開始当初におい
ては、比較的密な間隔でもってデータを抽出処理すると
ともに、同期処理のつぎの段階においては、比較的粗な
間隔にデータを間引き抽出して処理するものである。
帯域のキャリアからほぼ等しい周波数間隔にデータを間
引き抽出するものであって、同期処理の開始当初におい
ては、比較的密な間隔でもってデータを抽出処理すると
ともに、同期処理のつぎの段階においては、比較的粗な
間隔にデータを間引き抽出して処理するものである。
【００２１】また、特に同期処理の開始当初において
は、信号伝送帯域中心部の比較的狭い周波数範囲内のキ
ャリアから比較的密な間隔でもってデータを抽出処理す
るとともに、同期処理の次の段階においては、比較的広
い周波数範囲のキャリアから比較的粗な周波数間隔にデ
ータを間引き抽出して処理するものである。
は、信号伝送帯域中心部の比較的狭い周波数範囲内のキ
ャリアから比較的密な間隔でもってデータを抽出処理す
るとともに、同期処理の次の段階においては、比較的広
い周波数範囲のキャリアから比較的粗な周波数間隔にデ
ータを間引き抽出して処理するものである。
【００２２】
【発明の実施の形態】この発明の実施の形態であるディ
ジタル放送受信機においては、復調データより選択抽出
手段により必要最小限のデータを取り出して処理を行う
ため所要演算量を効果的に低減することができる。
ジタル放送受信機においては、復調データより選択抽出
手段により必要最小限のデータを取り出して処理を行う
ため所要演算量を効果的に低減することができる。
【００２３】また、ほぼ等周波数間隔にデータを間引き
抽出する場合、同期処理の開始当初においては比較的密
な間隔でもってデータを抽出処理して比較的広範囲のタ
イミングずれを検出可能とし、この検出結果に基づきタ
イミングずれが補正された次の段階においては比較的粗
な間隔にデータを間引き抽出して処理することでタイミ
ングずれ検出範囲を狭め演算量を更に低減する。
抽出する場合、同期処理の開始当初においては比較的密
な間隔でもってデータを抽出処理して比較的広範囲のタ
イミングずれを検出可能とし、この検出結果に基づきタ
イミングずれが補正された次の段階においては比較的粗
な間隔にデータを間引き抽出して処理することでタイミ
ングずれ検出範囲を狭め演算量を更に低減する。
【００２４】また、同期処理の開始当初においては信号
伝送帯域中心部の比較的狭い周波数範囲内のキャリアか
ら比較的密な間隔でもってデータを抽出処理してタイミ
ングずれに対する時間分解能を下げることで比較的広範
囲のタイミングずれを検出可能としながら演算量を更に
低減する。また、この検出結果に基づきタイミングずれ
が補正された次の段階においては比較的広い周波数範囲
のキャリアから比較的粗な間隔にデータを間引き抽出し
て処理することで時間分解能を高めるとともにタイミン
グずれ検出範囲を狭め演算量の増加を防止する。
伝送帯域中心部の比較的狭い周波数範囲内のキャリアか
ら比較的密な間隔でもってデータを抽出処理してタイミ
ングずれに対する時間分解能を下げることで比較的広範
囲のタイミングずれを検出可能としながら演算量を更に
低減する。また、この検出結果に基づきタイミングずれ
が補正された次の段階においては比較的広い周波数範囲
のキャリアから比較的粗な間隔にデータを間引き抽出し
て処理することで時間分解能を高めるとともにタイミン
グずれ検出範囲を狭め演算量の増加を防止する。
【００２５】以下、この発明をその実施の形態を示す図
面に基づいて具体的に説明する。 実施の形態１．図１はこの発明の実施の形態１における
タイミング同期処理装置のブロック図である。図におい
て、１０１は位相補正手段、１０２は位相基準シンボル
データ保持手段、１０３はＩＤＦＴ手段、１０４はピー
ク検出手段、１０５はデータ選択抽出手段である。ここ
に、１０１、１０３、１０４は従来と同等のものであ
り、位相基準シンボルの開始タイミングにインパルス信
号を発生させるものである。データ選択抽出手段１０５
はデータ復調器１１からの入力データから位相補正手段
１０１で実際に処理を行うデータを適宜抽出することで
処理データ数を削減するものである。位相基準シンボル
データ保持手段１０２は位相補正手段１０１での処理さ
れる受信データに対応する既知の位相基準シンボルデー
タを保持する。
面に基づいて具体的に説明する。 実施の形態１．図１はこの発明の実施の形態１における
タイミング同期処理装置のブロック図である。図におい
て、１０１は位相補正手段、１０２は位相基準シンボル
データ保持手段、１０３はＩＤＦＴ手段、１０４はピー
ク検出手段、１０５はデータ選択抽出手段である。ここ
に、１０１、１０３、１０４は従来と同等のものであ
り、位相基準シンボルの開始タイミングにインパルス信
号を発生させるものである。データ選択抽出手段１０５
はデータ復調器１１からの入力データから位相補正手段
１０１で実際に処理を行うデータを適宜抽出することで
処理データ数を削減するものである。位相基準シンボル
データ保持手段１０２は位相補正手段１０１での処理さ
れる受信データに対応する既知の位相基準シンボルデー
タを保持する。
【００２６】ここで、データ数の削減の手法として用い
る２つの方式について説明する。第１の方式はデータ復
調器１１から与えられる各キャリア対応の復調データか
ら、周波数としてほぼ等間隔にデータを抽出する（以
下、等間隔間引き処理と呼ぶ）ものである。図３はこの
発明の動作説明図であり、図３（ａ）はデータ復調器１
１から与えられる各キャリアに対応する周波数領域のデ
ータの内データ選択抽出手段１０５で選択抽出されるも
のを実線で、処理に使用されないものを破線で示してい
る。また、こうして処理データ数を削減した後、位相補
正、ＩＤＦＴの各処理を行った場合の出力データを図３
（ｂ）に示している。ここで、位相補正手段１０１、Ｉ
ＤＦＴ手段１０３で行う処理のデータ数を元データ数の
１／Ｍに間引くため出力データ数も１／Ｍとなる。この
データを図３（ｂ）に実線で示す。図示のとおり、その
間隔はデータ復調器１１におけるサンプリング周期Ｔ／
Ｎと等しくなる、このときＮはデータ復調器１１におけ
るＤＦＴ処理データ数でもある。
る２つの方式について説明する。第１の方式はデータ復
調器１１から与えられる各キャリア対応の復調データか
ら、周波数としてほぼ等間隔にデータを抽出する（以
下、等間隔間引き処理と呼ぶ）ものである。図３はこの
発明の動作説明図であり、図３（ａ）はデータ復調器１
１から与えられる各キャリアに対応する周波数領域のデ
ータの内データ選択抽出手段１０５で選択抽出されるも
のを実線で、処理に使用されないものを破線で示してい
る。また、こうして処理データ数を削減した後、位相補
正、ＩＤＦＴの各処理を行った場合の出力データを図３
（ｂ）に示している。ここで、位相補正手段１０１、Ｉ
ＤＦＴ手段１０３で行う処理のデータ数を元データ数の
１／Ｍに間引くため出力データ数も１／Ｍとなる。この
データを図３（ｂ）に実線で示す。図示のとおり、その
間隔はデータ復調器１１におけるサンプリング周期Ｔ／
Ｎと等しくなる、このときＮはデータ復調器１１におけ
るＤＦＴ処理データ数でもある。
【００２７】このとき、もともと図３（ｂ）に破線で示
す領域にあるデータは実出力データに重なって出力され
ることとなりインパルス信号の検出範囲は有効シンボル
期間Ｔに対して１／Ｍとなる。しかしながらインパルス
信号は、この同期処理に先立つヌルシンボルのエンベロ
ープに基づく同期処理により、ほぼ一定の範囲に入るた
め、Ｔ／Ｍがこの範囲より大きければ良いこととなる。
これにより大幅に処理データ数を削減することができ
る。
す領域にあるデータは実出力データに重なって出力され
ることとなりインパルス信号の検出範囲は有効シンボル
期間Ｔに対して１／Ｍとなる。しかしながらインパルス
信号は、この同期処理に先立つヌルシンボルのエンベロ
ープに基づく同期処理により、ほぼ一定の範囲に入るた
め、Ｔ／Ｍがこの範囲より大きければ良いこととなる。
これにより大幅に処理データ数を削減することができ
る。
【００２８】第２の方式はデータ復調器１１から与えら
れる各キャリア対応の復調データから、中心周波数を含
む適当な範囲のデータを抽出する（以下、帯域制限処理
と呼ぶ）ものである。図４はこの発明の動作説明図であ
り、図４（ａ）はデータ選択抽出手段１０５で選択抽出
されるものを実線で、処理に使用されないものを破線で
示している。また、こうして処理データ数を削減した
後、位相補正、ＩＤＦＴの各処理を行った場合の出力デ
ータを図４（ｂ）に示している。この場合図示のとおり
出力データの範囲は有効シンボル期間Ｔと等しく、出力
データの間隔はＭ・Ｔ／Ｎとなる（Ｍは帯域制限による
データ削減比率）。
れる各キャリア対応の復調データから、中心周波数を含
む適当な範囲のデータを抽出する（以下、帯域制限処理
と呼ぶ）ものである。図４はこの発明の動作説明図であ
り、図４（ａ）はデータ選択抽出手段１０５で選択抽出
されるものを実線で、処理に使用されないものを破線で
示している。また、こうして処理データ数を削減した
後、位相補正、ＩＤＦＴの各処理を行った場合の出力デ
ータを図４（ｂ）に示している。この場合図示のとおり
出力データの範囲は有効シンボル期間Ｔと等しく、出力
データの間隔はＭ・Ｔ／Ｎとなる（Ｍは帯域制限による
データ削減比率）。
【００２９】この結果、タイミングずれの検出精度がほ
ぼ１／Ｍに落ちることとなるが、ＤＡＢなどシンボル間
干渉をなくすためのガードインターバルを備えるシステ
ムでは、この検出精度を緩めることが可能であり、この
方式により処理データ数を削減することができる。
ぼ１／Ｍに落ちることとなるが、ＤＡＢなどシンボル間
干渉をなくすためのガードインターバルを備えるシステ
ムでは、この検出精度を緩めることが可能であり、この
方式により処理データ数を削減することができる。
【００３０】また、上記第１および第２の方式の組合せ
として、データ復調器１１から与えられる各キャリア対
応の復調データから、中心周波数を含む適当な範囲にデ
ータを制限し、更に周波数としてほぼ等間隔にデータ抽
出することで、タイミングずれの検出範囲および検出精
度を制限することで処理データ数を削減することができ
る。
として、データ復調器１１から与えられる各キャリア対
応の復調データから、中心周波数を含む適当な範囲にデ
ータを制限し、更に周波数としてほぼ等間隔にデータ抽
出することで、タイミングずれの検出範囲および検出精
度を制限することで処理データ数を削減することができ
る。
【００３１】実施の形態２．図２はこの発明の実施の形
態２におけるタイミング同期処理装置のブロック図であ
る。図において、１０５はデータ選択抽出手段、１０１
は位相補正手段、１０２は位相基準シンボルデータ保持
手段、１０３はＩＤＦＴ手段、１０４はピーク検出手段
である。ここに、１０１，１０３，１０４は従来と同等
のものである。データ選択抽出手段１０５はデータ復調
器１１からの入力および位相基準シンボルデータ保持手
段１０２のデータから位相補正手段１０１で実際に処理
を行うデータを適宜抽出することで処理データ数を削減
するものである。
態２におけるタイミング同期処理装置のブロック図であ
る。図において、１０５はデータ選択抽出手段、１０１
は位相補正手段、１０２は位相基準シンボルデータ保持
手段、１０３はＩＤＦＴ手段、１０４はピーク検出手段
である。ここに、１０１，１０３，１０４は従来と同等
のものである。データ選択抽出手段１０５はデータ復調
器１１からの入力および位相基準シンボルデータ保持手
段１０２のデータから位相補正手段１０１で実際に処理
を行うデータを適宜抽出することで処理データ数を削減
するものである。
【００３２】図５はこの発明の実施の形態２におけるタ
イミング同期処理のフローチャートである。図におい
て、２０１は位相基準シンボルのＤＦＴ処理完了判定、
２０２は現在の同期処理段階の判定、２０３〜２０７は
第１段階のタイミング同期処理、２１０〜２１４は第２
段階のタイミング同期処理である。また、２０８はタイ
ミングずれの大きさ判定、２０９はタイミング同期処理
の段階変更処理である。
イミング同期処理のフローチャートである。図におい
て、２０１は位相基準シンボルのＤＦＴ処理完了判定、
２０２は現在の同期処理段階の判定、２０３〜２０７は
第１段階のタイミング同期処理、２１０〜２１４は第２
段階のタイミング同期処理である。また、２０８はタイ
ミングずれの大きさ判定、２０９はタイミング同期処理
の段階変更処理である。
【００３３】ここで、位相基準シンボルデータの処理に
基づく同期処理開始２００の時点ではヌルシンボルのエ
ンベロープ検出に基づく概略のタイミング同期処理が完
了しているものとする。次に２０１で位相基準シンボル
のＤＦＴ処理の完了が判定されると、２０２で現在の同
期処理段階を判定する。この結果、第１段階の場合は間
引き処理２０３にて比較的密な間隔Ｍ１でもってデータ
を抽出処理した後、２０４〜２０７のタイミング同期処
理を行う。この処理結果を２０８で判定し既にタイミン
グずれが十分小となっていれば同期処理の次の段階（第
２段階）に移ることとし、そうでない場合はそのままの
段階で処理を続行する。
基づく同期処理開始２００の時点ではヌルシンボルのエ
ンベロープ検出に基づく概略のタイミング同期処理が完
了しているものとする。次に２０１で位相基準シンボル
のＤＦＴ処理の完了が判定されると、２０２で現在の同
期処理段階を判定する。この結果、第１段階の場合は間
引き処理２０３にて比較的密な間隔Ｍ１でもってデータ
を抽出処理した後、２０４〜２０７のタイミング同期処
理を行う。この処理結果を２０８で判定し既にタイミン
グずれが十分小となっていれば同期処理の次の段階（第
２段階）に移ることとし、そうでない場合はそのままの
段階で処理を続行する。
【００３４】次に既にタイミングずれが十分小となって
いる第２段階の同期処理２１０〜２１４では間引き処理
２１０にて、第１段階の同期処理２０３〜２０７で残る
タイミングずれを十分検出できる程度の粗さ（間隔Ｍ
２）にデータ数を間引いて処理する。以上のように位相
基準シンボルデータの処理に基づくタイミング同期処理
を２段階に分けることで定常的な段階としての第２段階
処理に於けるデータ処理量を更に削減することができ
る。
いる第２段階の同期処理２１０〜２１４では間引き処理
２１０にて、第１段階の同期処理２０３〜２０７で残る
タイミングずれを十分検出できる程度の粗さ（間隔Ｍ
２）にデータ数を間引いて処理する。以上のように位相
基準シンボルデータの処理に基づくタイミング同期処理
を２段階に分けることで定常的な段階としての第２段階
処理に於けるデータ処理量を更に削減することができ
る。
【００３５】実施の形態３．本実施の形態３におけるタ
イミング同期処理装置のブロック図は図２に同じであ
る。図６はこの発明の実施の形態３におけるタイミング
同期処理のフローチャートである。図において、３０１
は位相基準シンボルのＤＦＴ処理完了判定、３０２は現
在の同期処理段階の判定、３０３〜３０７は第１段階の
タイミング同期処理、３１０〜３１４は第２段階のタイ
ミング同期処理である。また、３０８はタイミングずれ
の大きさ判定。３０９はタイミング同期処理の段階変更
処理である。
イミング同期処理装置のブロック図は図２に同じであ
る。図６はこの発明の実施の形態３におけるタイミング
同期処理のフローチャートである。図において、３０１
は位相基準シンボルのＤＦＴ処理完了判定、３０２は現
在の同期処理段階の判定、３０３〜３０７は第１段階の
タイミング同期処理、３１０〜３１４は第２段階のタイ
ミング同期処理である。また、３０８はタイミングずれ
の大きさ判定。３０９はタイミング同期処理の段階変更
処理である。
【００３６】ここで、位相基準シンボルデータの処理に
基づく同期処理開始３００の時点ではヌルシンボルのエ
ンベロープ検出に基づく概略のタイミング同期処理が完
了しているものとする。次に３０１で位相基準シンボル
のＤＦＴ処理の完了が判定されると、３０２で現在の同
期処理段階を判定する。この結果、第１段階の場合は間
引き／帯域制限処理３０３にて比較的密な間隔（間隔Ｍ
１）の間引き、比較的広い帯域への制限でもってデータ
を抽出処理した後、３０４〜３０７のタイミング同期処
理を行う。この処理結果を３０８で判定し既にタイミン
グずれが十分小となっていれば同期処理の次の段階（第
２段階）に移ることとし、そうでない場合はそのままの
段階で処理を続行する。
基づく同期処理開始３００の時点ではヌルシンボルのエ
ンベロープ検出に基づく概略のタイミング同期処理が完
了しているものとする。次に３０１で位相基準シンボル
のＤＦＴ処理の完了が判定されると、３０２で現在の同
期処理段階を判定する。この結果、第１段階の場合は間
引き／帯域制限処理３０３にて比較的密な間隔（間隔Ｍ
１）の間引き、比較的広い帯域への制限でもってデータ
を抽出処理した後、３０４〜３０７のタイミング同期処
理を行う。この処理結果を３０８で判定し既にタイミン
グずれが十分小となっていれば同期処理の次の段階（第
２段階）に移ることとし、そうでない場合はそのままの
段階で処理を続行する。
【００３７】次に既にタイミングずれが十分小となって
いる第２段階の同期処理３１０〜３１４では間引き処理
３１０にて、第１段階の同期処理３０３〜３０７で残る
タイミングずれを十分検出できる程度の粗さ（間隔Ｍ
２）への間引き、および帯域制限でもってデータ数を間
引いて処理する。以上のように位相基準シンボルデータ
の処理に基づくタイミング同期処理を２段階に分けるこ
と、および帯域制限処理の併用によりデータ処理量を更
に削減することができる。
いる第２段階の同期処理３１０〜３１４では間引き処理
３１０にて、第１段階の同期処理３０３〜３０７で残る
タイミングずれを十分検出できる程度の粗さ（間隔Ｍ
２）への間引き、および帯域制限でもってデータ数を間
引いて処理する。以上のように位相基準シンボルデータ
の処理に基づくタイミング同期処理を２段階に分けるこ
と、および帯域制限処理の併用によりデータ処理量を更
に削減することができる。
【００３８】なお、上記説明では位相補正手段１０１、
位相基準シンボルデータ保持手段１０２、ＩＤＦＴ手段
１０３、ピーク検出手段１０４、およびデータ選択抽出
手段１０５は、それぞれ独立の手段として述べてきた
が、これらはディジタルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ）
等を用いてプログラム処理として構成することも可能で
ある。
位相基準シンボルデータ保持手段１０２、ＩＤＦＴ手段
１０３、ピーク検出手段１０４、およびデータ選択抽出
手段１０５は、それぞれ独立の手段として述べてきた
が、これらはディジタルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ）
等を用いてプログラム処理として構成することも可能で
ある。
【００３９】
【発明の効果】この発明は、以上説明したように構成さ
れているので、以下に示すような効果を奏する。
れているので、以下に示すような効果を奏する。
【００４０】復調データよりタイミング同期処理に必要
最小限のデータを取り出して処理を行うため所要演算量
を低減することができ、受信機の回路規模を削減し消費
電力を低減することができる。
最小限のデータを取り出して処理を行うため所要演算量
を低減することができ、受信機の回路規模を削減し消費
電力を低減することができる。
【００４１】また、位相基準シンボルデータの処理に基
づくタイミング同期処理を２段階に分け各段階に適当な
間引き処理を行うため、定常的な段階としての第２段階
処理に於けるデータ処理量を更に削減することができ更
に受信機の消費電力を低減することができる。
づくタイミング同期処理を２段階に分け各段階に適当な
間引き処理を行うため、定常的な段階としての第２段階
処理に於けるデータ処理量を更に削減することができ更
に受信機の消費電力を低減することができる。
【００４２】また、位相基準シンボルデータの処理に基
づくタイミング同期処理を２段階に分け帯域制限処理を
間引き処理に併用するため各々の段階に於けるデータ処
理量を更に削減することができ更に受信機の消費電力を
低減することができる。
づくタイミング同期処理を２段階に分け帯域制限処理を
間引き処理に併用するため各々の段階に於けるデータ処
理量を更に削減することができ更に受信機の消費電力を
低減することができる。
【図１】 この発明の実施の形態１におけるタイミング
同期処理装置のブロック図である。
同期処理装置のブロック図である。
【図２】 この発明の実施の形態２、３におけるタイミ
ング同期処理装置のブロック図である。
ング同期処理装置のブロック図である。
【図３】 この発明の動作説明図である。
【図４】 この発明の動作説明図である。
【図５】 この発明の実施の形態２におけるタイミング
同期処理のフローチャートである。
同期処理のフローチャートである。
【図６】 この発明の実施の形態３におけるタイミング
同期処理のフローチャートである。
同期処理のフローチャートである。
【図７】 従来のディジタル放送受信機のブロック図で
ある。
ある。
【図８】 従来のディジタル放送受信機におけるタイミ
ング同期処理装置のブロック図である。
ング同期処理装置のブロック図である。
【図９】 ＤＡＢのデータ構成図である。
１ アンテナ、２ ＲＦ増幅器、３ 周波数変換器、４
局部発振器、５ 中間周波フィルタ、６ 中間周波増
幅器、７ 直交復調器、８ 中間周波発振器、９ Ａ／
Ｄ変換器、１０ 同期信号検出器、１１ データ復調
器、１２ 制御装置、１３ 誤り訂正符号復号器、１４
ＭＰＥＧ音声デコーダ、１５ Ｄ／Ａ変換器、１６
音声増幅器、１７ スピーカ、１０１ 位相補正手段、
１０２ 位相基準シンボルデータ保持手段、１０３ Ｉ
ＤＦＴ手段、１０４ ピーク検出手段、１０５ データ
選択抽出手段。
局部発振器、５ 中間周波フィルタ、６ 中間周波増
幅器、７ 直交復調器、８ 中間周波発振器、９ Ａ／
Ｄ変換器、１０ 同期信号検出器、１１ データ復調
器、１２ 制御装置、１３ 誤り訂正符号復号器、１４
ＭＰＥＧ音声デコーダ、１５ Ｄ／Ａ変換器、１６
音声増幅器、１７ スピーカ、１０１ 位相補正手段、
１０２ 位相基準シンボルデータ保持手段、１０３ Ｉ
ＤＦＴ手段、１０４ ピーク検出手段、１０５ データ
選択抽出手段。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 大須賀 由治 東京都千代田区丸の内二丁目２番３号 三 菱電機株式会社内
Claims (3)
- 【請求項１】 マルチキャリア伝送方式に対応の放送受
信機であって、受信信号より変調データの復調を行うデ
ータ復調器と、このデータ復調器出力として与えられる
各キャリアの参照用固定パターンシンボル（位相基準シ
ンボル）の復調データ配列から適宜データを間引き抽出
するデータ選択抽出手段と、この間引き抽出されたデー
タと、これに対応し受信機内に予め保持する位相基準シ
ンボルの既定値の共役複素数の配列を各要素毎に乗算す
る処理を行う位相補正手段と、前記手段の出力を逆離散
フーリエ変換処理するＩＤＦＴ手段と、前記逆離散フー
リエ変換処理結果のピークを求めるピーク検出手段と、
このピーク検出手段より検出されたピークの位置に基づ
き前記データ復調器に与える受信信号のタイミングを調
整する同期制御手段を備えることを特徴とするディジタ
ル放送受信機。 - 【請求項２】 データ選択抽出手段は位相基準シンボル
復調データの配列からほぼ等しい周波数間隔にデータを
間引き抽出するものであって、同期処理の開始当初にお
いては、比較的密な間隔でデータを抽出処理するととも
に、同期処理の次の段階においては、比較的粗な間隔に
データを間引き抽出して処理するものであることを特徴
とする請求項１記載のディジタル放送受信機。 - 【請求項３】 データ選択抽出手段は同期処理の開始当
初においては、位相基準シンボル復調データの配列から
信号伝送帯域中心部の比較的狭い周波数範囲内のデータ
から比較的密な間隔で抽出処理するとともに、同期処理
の次の段階においては、比較的広い周波数範囲のキャリ
アから比較的粗な周波数間隔にデータを間引き抽出して
処理するものであることを特徴とする請求項２記載のデ
ィジタル放送受信機。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11385596A JP3511798B2 (ja) | 1996-05-08 | 1996-05-08 | ディジタル放送受信機 |
| US08/842,789 US6038275A (en) | 1996-05-08 | 1997-04-16 | Digital broadcasting receiver |
| GB9707856A GB2313022B (en) | 1996-05-08 | 1997-04-18 | Digital broadcasting receiver |
| DE19717858A DE19717858C2 (de) | 1996-05-08 | 1997-04-23 | Digitaler Rundfunkempfänger |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11385596A JP3511798B2 (ja) | 1996-05-08 | 1996-05-08 | ディジタル放送受信機 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09298523A true JPH09298523A (ja) | 1997-11-18 |
| JP3511798B2 JP3511798B2 (ja) | 2004-03-29 |
Family
ID=14622771
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP11385596A Expired - Fee Related JP3511798B2 (ja) | 1996-05-08 | 1996-05-08 | ディジタル放送受信機 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6038275A (ja) |
| JP (1) | JP3511798B2 (ja) |
| DE (1) | DE19717858C2 (ja) |
| GB (1) | GB2313022B (ja) |
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| JP3563231B2 (ja) * | 1997-04-04 | 2004-09-08 | 株式会社デノン | 周波数制御装置および方法、受信装置、ならびに、通信装置 |
| GB2325126B (en) * | 1997-05-02 | 2002-06-19 | Lsi Logic Corp | Demodulating digital video broadcast signals |
| JP3568180B2 (ja) * | 1997-06-12 | 2004-09-22 | 株式会社日立国際電気 | データ伝送装置 |
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| JPH11289313A (ja) * | 1998-04-01 | 1999-10-19 | Sony Corp | 複素演算処理回路 |
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| JPH11346206A (ja) * | 1998-06-02 | 1999-12-14 | Mitsubishi Electric Corp | デジタル放送受信機 |
| FR2840475B1 (fr) * | 2002-05-28 | 2004-08-27 | France Telecom | Procede de determination de decalage temporel et/ou de puissance d'un signal, circuit et dispositif de reception |
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| TWI342158B (en) * | 2007-04-09 | 2011-05-11 | Realtek Semiconductor Corp | Multi-system signal receiving apparatus and method thereof |
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| KR101513028B1 (ko) | 2007-07-02 | 2015-04-17 | 엘지전자 주식회사 | 방송 수신기 및 방송신호 처리방법 |
| KR101531910B1 (ko) * | 2007-07-02 | 2015-06-29 | 엘지전자 주식회사 | 방송 수신기 및 방송신호 처리방법 |
| KR101490246B1 (ko) | 2007-07-02 | 2015-02-05 | 엘지전자 주식회사 | 방송 수신기 및 방송신호 처리방법 |
| US8160195B2 (en) * | 2007-11-02 | 2012-04-17 | The Texas A & M University System | Phase drift compensation for sampled signals |
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-
1996
- 1996-05-08 JP JP11385596A patent/JP3511798B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1997
- 1997-04-16 US US08/842,789 patent/US6038275A/en not_active Expired - Lifetime
- 1997-04-18 GB GB9707856A patent/GB2313022B/en not_active Expired - Fee Related
- 1997-04-23 DE DE19717858A patent/DE19717858C2/de not_active Expired - Fee Related
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