JPH09307526A - デジタル放送受信機 - Google Patents

デジタル放送受信機

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JPH09307526A
JPH09307526A JP8123408A JP12340896A JPH09307526A JP H09307526 A JPH09307526 A JP H09307526A JP 8123408 A JP8123408 A JP 8123408A JP 12340896 A JP12340896 A JP 12340896A JP H09307526 A JPH09307526 A JP H09307526A
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frequency
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correspondence relationship
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Application number
JP8123408A
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English (en)
Inventor
Tadatoshi Okubo
忠俊 大久保
Kenichi Taura
賢一 田浦
Masahiro Tsujishita
雅啓 辻下
Yoshiharu Osuga
由治 大須賀
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Mitsubishi Electric Corp
Original Assignee
Mitsubishi Electric Corp
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Publication date
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Priority to US08/840,724 priority patent/US5959965A/en
Priority to DE19718932A priority patent/DE19718932A1/de
Publication of JPH09307526A publication Critical patent/JPH09307526A/ja
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    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
    • H04L27/2655—Synchronisation arrangements
    • H04L27/2657—Carrier synchronisation
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
    • H04L27/2655—Synchronisation arrangements
    • H04L27/2668—Details of algorithms
    • H04L27/2673—Details of algorithms characterised by synchronisation parameters
    • H04L27/2676—Blind, i.e. without using known symbols
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    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04H—BROADCAST COMMUNICATION
    • H04H2201/00—Aspects of broadcast communication
    • H04H2201/10—Aspects of broadcast communication characterised by the type of broadcast system
    • H04H2201/20—Aspects of broadcast communication characterised by the type of broadcast system digital audio broadcasting [DAB]

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  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
  • Synchronisation In Digital Transmission Systems (AREA)

Abstract

(57)【要約】 【課題】 各キャリアが位相変調され直交周波数分割多
重（ＯＦＤＭ）されたデジタル信号の受信時の周波数ず
れを補正する。 【解決手段】 受信した各キャリアの参照用の固定パタ
ーンシンボルの配列とその既定値の共役複素数の配列を
各要素ごとに掛けた結果を、特定の周波数の要素を中心
として前後に同一個数離れた要素同士を乗算し結果を加
算する。前記各配列の要素が所定の対応関係から複数デ
ータ分互いにシフトした関係にある場合についても同様
の処理を行い、加算結果の絶対値が最大となる値とその
ときの前記対応関係から放送周波数への同調制御を行
う。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、フレーム内に固定
パターンの同期信号を送出する、各キャリアが位相変調
（ＰＳＫ）され直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）変調さ
れたデジタル放送方式に対応するデジタル放送受信機に
関する。
【０００２】
【従来の技術】各キャリアが位相変調（ＰＳＫ）された
直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）デジタル放送方式にお
いては、図７に示すようにアンテナ１より入力されたＲ
Ｆ周波数帯域のＯＦＤＭ信号は、ＲＦアンプ２で増幅さ
れ、ミキサー３で電圧制御発振器１０より出力される信
号と掛け合わせることで中間周波数（ＩＦ）信号にダウ
ンコンバートされ、ＩＦ増幅器４で帯域制限及び適当な
信号レベルへの増幅が行われ、直交復調器５で直交復調
されてベースバンド周波数帯域のＩ（同相）信号成分及
びＱ（直交）信号成分がＡ／Ｄ変換器６へ入力される。
Ａ／Ｄ変換器６でデジタルデータに変換された前記Ｉ成
分及びＱ成分の信号はＦＦＴ処理器７へ入力され、ＦＦ
Ｔ処理器７において周波数領域の複素数データに変換さ
れ、誤り訂正器８に入力され、誤り訂正後のデータがデ
ジタル出力端子９へ出力される。
【０００３】また、各キャリアが位相変調されたＯＦＤ
Ｍ信号では、ミキサー３によりダウンコンバートされる
周波数が理想的な場合には、ＦＦＴ処理器５より出力さ
れる各キャリアの位相データはいくつかの特定の位相点
に集中している（例えば４相ＰＳＫ（ＱＰＳＫ）の場合
には０，π／２，π，−π／２の４点など）。しかし、
ミキサー３によりダウンコンバートされる周波数が理想
値からずれている場合には、ＦＦＴ処理器５より出力さ
れる各キャリアの位相データは本来の位相点からずれて
あらわれる。
【０００４】そこでＦＦＴ処理器７より出力されたデー
タは、位相誤差検出器１０に入力され、各キャリアの位
相の本来の位相点からのずれ（位相誤差）が計算され、
この位相誤差が周波数ずれ検出器１４へ入力される。周
波数ずれ検出器１４は前記位相誤差が少なくなるように
電圧制御発振器１０の発振周波数を制御し、ミキサー３
によりダウンコンバートされるＩＦ信号の中心周波数は
理想的な場合に近づく。これは具体的には、例えば各キ
ャリアの変調方式が位相０，π／２，π，−π／２の４
点を取るＱＰＳＫの場合には、ＦＦＴ処理器７より出力
される各キャリアのデータをそれぞれ４乗すれば、この
値の位相は理想的にはすべて０（実際は２πの倍数）に
なっているので、前記４乗した結果をすべて加算した値
を位相誤差とする。周波数ずれ検出器１１はこの位相誤
差を使用して電圧制御発振器１０の発振周波数を制御
し、電圧制御発振器１０から出力された信号はミキサー
３へ入力され、これによりミキサー３より出力されるＩ
Ｆ信号の中心周波数が決定される。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】しかし、例えば前記Ｑ
ＰＳＫの場合、ミキサー３によりダウンコンバートされ
る周波数が理想値からずれている場合で、ＦＦＴ処理器
５より出力される各キャリアの位相データが本来の位相
点から約π／２ずれてあらわれることがある。この場
合、ＦＦＴ処理器７より出力される各キャリアのデータ
をそれぞれ４乗すると、この値の位相はすべてほぼ０
（実際は２πの倍数）となり、この結果をすべて加算し
た値を使って、電圧制御発振器１０の発振周波数を制御
しても、ミキサー３によりダウンコンバートされる周波
数のずれは補正されないという問題がある。これは各キ
ャリアの位相データが本来の位相点から−π／２や±π
等ずれる場合についても同様である。また、ＯＦＤＭの
キャリア周波数間隔以上の周波数ずれについても同様に
補正されないという問題がある。
【０００６】本発明の目的は各キャリアがＰＳＫ変調さ
れたＯＦＤＭ信号の受信機で、受信信号を周波数ダウン
コンバートする際に生じる周波数ずれを検出し、自動的
に補正する装置を提供することである。
【０００７】
【課題を解決するための手段】この発明に係るデジタル
放送受信機においては、各キャリアの参照用の固定パタ
ーンシンボル（位相参照シンボル）を受信して得る周波
数領域の復調データの配列に対して、受信機内にあらか
じめ保持する位相参照シンボルの既定値の共役複素数の
配列を各要素ごとに乗じる処理を行う位相補正手段と、
前記手段の出力配列を特定の周波数の要素を中心として
前後に同一個数離れた要素同士を乗算し結果を加算する
積和演算手段とを備え、前記位相参照シンボル復調デー
タの配列と位相参照シンボル既定値の共役複素数の配列
とが所定の対応関係にある場合及び各配列の要素が所定
の対応関係から複数データ分互いにシフトした関係にあ
る場合について前記位相補正、積和演算の各処理を行
い、処理結果の絶対値が最大となる場合の前記対応関係
を求め、この対応関係の所定の対応関係からの差と、前
記積和演算手段で中心とした要素の周波数に基づき放送
周波数への同調制御を行う手段を備えたものである。
【０００８】また、位相参照シンボルを受信して得る周
波数領域の復調データの配列に対して、受信機内にあら
かじめ保持する位相参照シンボルの既定値の共役複素数
の配列を各要素ごとに乗じる処理を行う位相補正手段
と、前記手段の出力配列を特定の周波数の要素を中心と
して前後に同一個数離れた要素同士を乗算し結果を加算
する積和演算手段とを備え、前記位相参照シンボル復調
データの配列と位相参照シンボル既定値の共役複素数の
配列とが所定の対応関係にある場合及び各配列の要素が
所定の対応関係から複数データ分互いにシフトした関係
にある場合について前記位相補正、積和演算の各処理を
行い、処理結果の絶対値が最大となる場合の前記対応関
係を求め、この対応関係の所定の対応関係からの差と、
前記積和演算手段で中心とした要素の周波数と、前記絶
対値が最大となる積和演算結果の位相とに基づき放送周
波数への同調制御を行う手段を備えたものである。
【０００９】また、位相参照シンボルを受信して得る周
波数領域の復調データの配列に対して、受信機内にあら
かじめ保持する位相参照シンボルの既定値の共役複素数
の配列を各要素ごとに乗じる処理を行う位相補正手段
と、前記手段の出力を逆ＦＦＴ処理する手段と、前記処
理結果のピークを検出しそのピーク位置に応じて、受信
した時間領域の連続した信号を周波数領域に変換する処
理単位(シンボル)に切り分けるタイミングをのずれを検
出する手段と、タイミングずれに応じてシンボル切り分
けタイミングを制御する手段を備えるとともに、前記位
相補正手段の出力配列を特定の周波数の要素を中心とし
て前後に同一個数離れた要素同士を乗算し結果を加算す
る積和演算手段とを備え、前記位相参照シンボル復調デ
ータの配列と位相参照シンボル既定値の共役複素数の配
列とが所定の対応関係にある場合及び各配列の要素が所
定の対応関係から複数データ分互いにシフトした関係に
ある場合について前記位相補正、積和演算の各処理を行
い、処理結果の絶対値が最大となる場合の前記対応関係
を求め、この対応関係の所定の対応関係からの差と、前
記積和演算手段で中心とした要素の周波数と、前記タイ
ミング検出手段のタイミング検出結果と、前記絶対値が
最大となる積和演算結果の位相とに基づき放送周波数へ
の同調制御を行う手段を備え、また、放送周波数への同
調制御状態により前記逆ＦＦＴ、タイミング制御を抑制
する手段を備えたものである。
【００１０】また、受信した時間領域のＯＦＤＭ信号を
周波数領域に変換するＦＦＴ処理手段と、各キャリアに
ついて前記ＦＦＴ出力シンボルとひとつ前のシンボルと
の位相差をとる差動復調手段と、前記各キャリアの差動
復調結果を送信側の位相変調の相数分だけそれぞれ自乗
し、平均を取る位相誤差検出手段を備えるとともに、位
相参照シンボルを受信して得る周波数領域の復調データ
の配列に対して、受信機内にあらかじめ保持する位相参
照シンボルの既定値の共役複素数の配列を各要素ごとに
乗じる処理を行う位相補正手段と、前記手段の出力配列
を特定の周波数の要素を中心として前後に同一個数離れ
た要素同士を乗算し結果を加算する積和演算手段とを備
え、前記位相参照シンボル復調データの配列と位相参照
シンボル既定値の共役複素数の配列とが所定の対応関係
にある場合及び各配列の要素が所定の対応関係から複数
データ分互いにシフトした関係にある場合について前記
位相補正、積和演算の各処理を行い、処理結果の絶対値
が最大となる場合の前記対応関係を求め、この対応関係
の所定の対応関係からの差と、前記積和演算手段で中心
とした要素の周波数と、前記絶対値が最大となる積和演
算結果の位相と、前記位相誤差検出手段の出力とに基づ
き、放送周波数への同調制御を行う手段を備えたもので
ある。
【００１１】また、位相補正手段の出力配列をＯＦＤＭ
信号のベースバンド周波数が零に相当する要素を中心と
して、前後に同一個数離れた要素同士を乗算し結果を加
算する積和演算手段とを備えたものである。
【００１２】また、位相参照シンボルを受信して得る周
波数領域の復調データの配列に対して、特定の周波数の
要素を中心として前後に同一個数離れた要素同士を乗算
する手段を備えるとともに、位相参照シンボル既定値の
共役複素数の配列を、前記特定の周波数の要素及び前記
要素から複数個離れた要素を中心として前後に同一個数
離れた要素同士を乗算した結果の各配列と、前記受信シ
ンボル乗算結果の配列を積和演算処理する手段を備えた
ものである。
【００１３】また、位相参照シンボルを受信して得る周
波数領域の復調データの配列と、受信機内にあらかじめ
保持する位相参照シンボルの既定値の共役複素数の配列
の一部分のみを使用する手段を備えたものである。
【００１４】また、受信した時間領域のＯＦＤＭ信号の
配列を周波数領域に変換するＦＦＴ処理手段と、前記Ｆ
ＦＴ出力シンボルの配列の各要素とキャリア周波数との
対応を任意のキャリア周波数分だけシフトするキャリア
シフト手段と、位相補正、積和演算の各処理結果の絶対
値が最大となる場合の位相参照シンボル復調データの配
列と位相参照シンボル既定値の共役複素数の配列の対応
関係の所定の対応関係からの差と、積和演算手段で中心
とした要素の周波数に基づき前記キャリアシフト手段を
制御する手段を備えたものである。
【００１５】
【発明の実施の形態】この発明の実施の形態であるデジ
タル放送受信機においては、受信信号を周波数ダウンコ
ンバートする際に同調周波数にずれが生じた場合には、
位相参照シンボル復調データの配列と位相参照シンボル
既定値の共役複素数の配列とを、所定の対応関係及び各
配列の要素が所定の対応関係から複数データ分互いにシ
フトした関係について位相補正、積和演算処理すると、
各対応関係における演算結果の絶対値の最大値が周波数
ずれに応じて、所定の対応関係からシフトした関係のと
きに現れるため、前記演算結果の絶対値の最大値が所定
の対応関係のときに現れるよう同調制御するように働
く。
【００１６】また、この発明の実施の形態であるデジタ
ル放送受信機においては、受信信号を周波数ダウンコン
バートする際に同調周波数にずれが生じた場合には、位
相参照シンボル復調データの配列と位相参照シンボル既
定値の共役複素数の配列とを、所定の対応関係及び各配
列の要素が所定の対応関係から複数データ分互いにシフ
トした関係について位相補正、積和演算処理すると、各
対応関係における演算結果の絶対値が最大となる値の位
相が周波数ずれ及び前記積和演算の中心とした周波数に
応じて変化するため、前記演算結果の絶対値が最大とな
る値の位相が周波数ずれ零を示すよう同調制御するよう
に働く。
【００１７】また、この発明の実施の形態であるデジタ
ル放送受信機においては、受信した時間領域の連続した
信号をシンボル単位の配列に切り分けてＦＦＴ処理手段
へ出力する際に切り分けタイミングにある程度ずれが生
じた場合、位相参照シンボル復調データの配列と位相参
照シンボル既定値の共役複素数の配列とを、所定の対応
関係で位相補正、逆ＦＦＴ処理し、前記タイミングずれ
に応じて変化する前記ＦＦＴ処理結果の配列にピークの
現れる要素の位置からシンボル切り分けタイミングずれ
を検出し補正するように働くとともに、受信信号を周波
数ダウンコンバートする際に同調周波数にずれが生じた
場合、位相参照シンボル復調データ配列と位相参照シン
ボル既定値の共役複素数の配列の各要素を、所定の対応
関係及び所定の対応関係から複数データ分互いにシフト
した関係について位相補正、積和演算処理すると、各対
応関係における演算結果の絶対値の最大値がＯＦＤＭの
キャリア周波数間隔単位の周波数ずれに応じて、所定の
対応関係からシフトした関係のときに現れ、前記絶対値
が最大となる値の位相が前記積和演算手段で中心とした
要素の周波数と、前記タイミングずれ検出結果と、前記
絶対値が最大となる積和演算結果の位相とに応じて変化
するため、前記演算結果の絶対値が最大となる値が周波
数ずれ零を示すよう同調制御するように働く。また、Ｆ
ＦＴ処理手段への入力シンボル切り分けタイミングにあ
る程度ずれが生じた場合にも、タイミングずれを補正す
る処理を適宜省略するように働く。
【００１８】また、この発明の実施の形態であるデジタ
ル放送受信機においては、受信信号を周波数ダウンコン
バートする際に同調周波数にずれが生じた場合には、受
信した周波数領域のＯＦＤＭ信号の差動復調結果の配列
の各要素を位相変調の相数分だけそれぞれ自乗し（例え
ば各キャリアが４相位相変調されている場合は、４乗す
る）、平均を取ることで、キャリア周波数間隔以下の周
波数ずれを位相参照シンボルによらずに求めるととも
に、位相参照シンボル復調データの配列と位相参照シン
ボル既定値の共役複素数の配列とを、所定の対応関係及
び各配列の要素が所定の対応関係から複数データ分互い
にシフトした関係について位相補正、積和演算処理する
ことで、周波数ずれを位相参照シンボルによっても求め
ることにより、同調制御するように働く。
【００１９】また、位相補正手段の出力配列のＯＦＤＭ
信号のベースバンド周波数が零に相当する要素を中心と
した場合には、各対応関係における積和演算結果の絶対
値が最大となる値の位相が周波数ずれに応じて変化する
ため、前記演算結果の絶対値が最大となる値の位相が周
波数ずれ零を示すよう同調制御するように働く。
【００２０】また、受信した周波数領域の位相参照シン
ボルの配列を特定の周波数の要素を中心として前後に同
一個数離れた要素同士を乗算するとともに、位相参照シ
ンボル既定値の共役複素数の配列を、前記特定の周波数
の要素及び前記要素から複数個離れた要素を中心として
前後に同一個数離れた要素同士を乗算した結果の各配列
と、前記受信シンボル乗算結果の配列を積和演算処理
し、結果の絶対値が最大となる値に応じて同調制御する
ように働く。
【００２１】また、位相参照シンボル復調データの配列
の部分配列と位相参照シンボル既定値の共役複素数の配
列の部分配列とを、所定の対応関係及び各配列の要素が
所定の対応関係から複数データ分互いにシフトした関係
について前記位相補正、積和演算処理し、各対応関係に
おける演算結果の絶対値が最大となる値に応じて同調制
御するように働く。
【００２２】また、受信信号を周波数ダウンコンバート
する際に同調周波数にキャリア周波数間隔以上の周波数
ずれが生じた場合には、受信した時間領域のＯＦＤＭ信
号の配列をＦＦＴ処理した結果の配列の各要素とキャリ
ア周波数との対応をずれに最も近いキャリア周波数分だ
けシフトするように働く。
【００２３】以下、この発明をその実施の形態を示す図
面に基づいて具体的に説明する。 実施の形態１．各キャリアが４相位相変調（ＱＰＳＫ）
されたＯＦＤＭデジタル放送では、適当な時間単位ごと
に一定の形式でフレームを構成し、フレーム単位でデー
タを連続して伝送を行う。ここで放送側でのベースバン
ドの１フレームの信号ｓ（ｔ）は、以下の（１）式で与
えられる。
【００２４】
【数１】
【００２５】ただし、ＯＦＤＭのキャリア数をＫ＋１、
キャリア周波数間隔をＦS 、１シンボルの長さをＴS 、
＝１／ＦS 、１フレーム内のシンボル数をＬであると
し、ｂ（ｔ）は、
【００２６】
【数２】
【００２７】とする。また、ｚl,k はデジタルデータを
ＱＰＳＫ変調用にマップしたもので、２ビットのデータ
００、０１、１０、１１はそれぞれ１、ｊ、−１、−ｊ
（それぞれ位相０，π／２，π，−π／２）の４値にマ
ップされる。
【００２８】受信側でのフレーム同期のために、各フレ
ームの先頭シンボル（ｌ＝０）期間だけ信号レベルを０
（以下これをヌルシンボルと呼ぶ）とする。 ｚ0,k＝０ （ｋ＝−Ｋ／２，．．．，Ｋ／２） ．．．（３）
【００２９】また、ヌルシンボルの次のシンボル（ｌ＝
１）では、受信側で既知の固定パターンの信号（位相参
照シンボル）を伝送する。すなわち位相参照シンボルの
パターン列をｚ-K/2，．．．，ｚK/2として、 ｚ1,k＝ｚk （ｋ＝−Ｋ／２，．．．，Ｋ／２） ．．．（４） となるような位相参照シンボルを送信する。
【００３０】ここで、送信側のベースバンドの位相参照
シンボルｘ（ｔ）は、
【００３１】
【数３】
【００３２】で、これは送信機で中心周波数ｆcに、直
交変調して送信される。
【００３３】図１はこの発明の実施の形態１であるデジ
タル放送受信機を示すもので、図において、アンテナ１
より入力されたＲＦ周波数帯域のＯＦＤＭ信号は、ＲＦ
アンプ２で増幅され、ミキサー３で電圧制御発振器１０
より出力される信号と掛け合わせることで中間周波数
（ＩＦ）信号にダウンコンバートされ、ＩＦ増幅器４で
帯域制限及び適当な信号レベルへの増幅が行われ、直交
復調器５で直交復調されてベースバンド周波数帯域のＩ
（同相）信号成分及びＱ（直交）信号成分がＡ／Ｄ変換
器６へ入力される。Ａ／Ｄ変換器６でデジタルデータに
変換された前記Ｉ成分及びＱ成分の信号はＦＦＴ処理器
７へ入力され、ＦＦＴ処理器７において周波数領域の複
素数データに変換され、誤り訂正器８に入力され、誤り
訂正後のデータがデジタル出力端子９へ出力される。
【００３４】ここで、位相補正器１３〜積和演算器１２
のブロックは周波数ずれ検出演算部１０１である。
【００３５】また、ＦＦＴ処理器７で周波数領域に変換
された位相参照シンボルの配列の各要素Ｘ■（ωk）
（ｋ＝−Ｋ／２，．．．，Ｋ／２）が位相補正器１３に
入力される。
【００３６】位相補正器１３においては、Ｘ■（ωk）
（ｋ＝−Ｋ／２，．．．，Ｋ／２）に位相補正処理を行
ったデータＹ■ i（ωk） を要素とする配列が適当なｉ
の範囲で以下のように計算される。 Ｙ■ i（ωk）＝Ｘ■（ωk）ｚk-i * ．．．（６）
【００３７】ｉの各値について位相補正器１３で計算さ
れた配列の各要素Ｙ■ i（ωk） （ｋ＝−Ｋ／
２，．．．，Ｋ／２）は積和演算器１２に入力され、各
ｉごとにｍ番目の要素を中心として前後に同一個数離れ
た要素同士が乗算された結果が加算されて周波数ずれ検
出器１１へ各ｉについての積和演算結果Ｗi が入力され
る。ここで、Ｗi は以下の式のようになる。
【００３８】
【数４】
【００３９】周波数ずれ検出器１１においては、適当な
ｉの範囲について計算されたＷi の絶対値が最大となる
ｉの値が検出され、そのときのｉが＋ならば電圧制御発
振器１０の発振周波数を低く、−ならば発振周波数を高
くし、ｉ＝０となるように電圧制御発振器１０の発振周
波数を制御する。
【００４０】以下、このＷi の計算に基づく周波数誤差
検出の処理について詳述する。まず、周波数ダウンコン
バートが正しく動作しており、受信側のベースバンド信
号ｘ■（ｔ）が送信信号ｘ（ｔ）に等しいとみなせる場
合について説明する。
【００４１】ここで、キャリアｋに対応した送信側の位
相参照シンボルｘk（ｔ）を、
【００４２】
【数５】
【００４３】とするとき、ｘk（ｔ）を周波数領域に変
換したＸk（ω）は、
【００４４】
【数６】
【００４５】と表せる。ただし、ωk＝２πｋＦsであ
る。
【００４６】ここで、ｘ（ｔ）は、
【００４７】
【数７】
【００４８】であるから、Ｘ（ω）も、
【００４９】
【数８】
【００５０】である。また、ｘ（ｔ）からＸ
(ω-K/2），．．．，Ｘ（ωK/2) は高速フーリエ変換
（ＦＦＴ）アルゴリズムを使用して、効率的に計算する
ことができ、上記の（９）式から、ω＝ωkでｉ≠ｋの
ときＸi（ωk）＝０であるから、 Ｘ（ωk）＝Ｘk（ωk） ．．．（１２） となる。
【００５１】このとき、Ｙ0（ωk）＝Ｘ（ωk）ｚ
k *は、（９）式、（１２）式より、 Ｙ0（ωk）＝ＴS ．．．（１３） であるから（ただしｚk *はｚkの共役複素数）、
【００５２】
【数９】
【００５３】となり、加算される各データＹ0（ωk）の
位相が同一となることにより、結果として加算したデー
タ数分の大きさのデータが現れる。
【００５４】次に、受信側での周波数ダウンコンバート
が完全でなく、受信したベースバンドの位相参照シンボ
ル信号ｘ■（ｔ） が送信信号ｘ（ｔ）に対してキャリ
ア周波数間隔の整数倍の周波数ωN だけずれている場合
は、適当な整数ｉの範囲で、 Ｙ■ i（ωk）＝Ｘ■（ωk）ｚk-i * ＝Ｘ（ωk−ωN）ｚk-i * ＝Ｘ（ωk-N）ｚk-i * ．．．（１５） のデータ列Ｙ■ i（ω-K/2），．．．，Ｙ■ i（ωK/2）
を計算し、これから（７）式によりＷiを計算すれば、
（１５）式よりｉ＝Ｎの場合にＷiは絶対値が最大とな
る。ｉ≠Ｎの場合には、位相補正後の各データの位相が
異なるため、その加算結果Ｗi の絶対値はｉ＝Ｎの場合
に比べ著しく小さくなる。従って、上記の手法でＷi の
絶対値が最大となるｉを求めることで、受信時の周波数
ずれを検出できる。
【００５５】また、ＦＦＴ処理器へ入力される信号のシ
ンボルごとの区切りが完全ではなく、タイミングがΔｔ
だけずれた場合の、位相参照シンボルの受信信号ｘ
■（ｔ）は、
【００５６】
【数１０】
【００５７】となる。このときｋ番目のキャリアに対応
した周波数領域の位相参照シンボルＸ■ k（ω）は、
【００５８】
【数１１】
【００５９】となる。また、このとき各キャリア周波数
で受信した周波数領域の位相参照シンボルＸ■（ωk）
はＸ■ k（ωk）に等しく、位相補正結果Ｙ■（ωk）＝
Ｘ■（ωk） ｚk *は、
【００６０】
【数１２】
【００６１】となるため、特定の周波数ωm を中心にし
て、式（７）よりＷ0 を計算すれば、
【００６２】
【数１３】
【００６３】となり、特定の周波数ωm 及びシンボル区
切りのタイミングずれΔｔによって位相が変化するもの
の、やはり加算したデータ数分の振幅を持つデータが現
れる。
【００６４】これより、受信側での周波数ダウンコンバ
ートが完全でなく、受信した位相参照シンボルがキャリ
ア周波数間隔の整数倍の周波数ωN だけずれている場合
についても同様に、適当な整数ｉの範囲でデータ列Ｙ■
i（ω-K/2），．．．，Ｙ■ i（ωK/2） を計算し、これ
から、Ｗi を計算し、Ｗi の絶対値が最大となるｉを求
めることで、ＯＦＤＭ信号受信時のキャリア周波数間隔
単位の周波数ずれを効果的に検出し、同調制御すること
が可能である。
【００６５】ところで、位相補正器１３〜周波数ずれ検
出器１１はデジタルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ）等を
用いてプログラム処理として構成することも可能であ
る。
【００６６】実施の形態２．図２はこの発明の実施の形
態２であるデジタル放送受信機の構成を示すブロック図
である。図において、アンテナ１より入力されたＲＦ周
波数帯域のＯＦＤＭ信号は、ＲＦアンプ２で増幅され、
ミキサー３で電圧制御発振器１０より出力される信号と
掛け合わせることで中間周波数（ＩＦ）信号にダウンコ
ンバートされ、ＩＦ増幅器４で帯域制限及び適当な信号
レベルへの増幅が行われ、直交復調器５で直交復調され
てベースバンド周波数帯域のＩ（同相）信号成分及びＱ
（直交）信号成分がＡ／Ｄ変換機６へ入力される。Ａ／
Ｄ変換器６でデジタルデータに変換された前記Ｉ成分及
びＱ成分の信号はＦＦＴ処理器７へ入力され、ＦＦＴ処
理器７において周波数領域の複素数データに変換され、
誤り訂正器８に入力され、誤り訂正後のデータがデジタ
ル出力端子９へ出力される。
【００６７】ここで、位相補正器１３〜積和演算器１２
のブロックは周波数ずれ検出演算部１０１である。
【００６８】また、ＦＦＴ処理器７で周波数領域に変換
された位相参照シンボルの配列の各要素Ｘ■（ωk）
（ｋ＝−Ｋ／２，．．．，Ｋ／２）が位相補正器１３に
入力される。
【００６９】位相補正器１３においては、周波数領域の
位相参照シンボルの配列の各要素Ｘ■（ωk）（ｋ＝−
Ｋ／２，．．．，Ｋ／２）にそれぞれ位相補正処理を行
ったデータの配列の各要素Ｙ■ i（ωk） が、適当なｉ
の範囲で式（６）と同様に計算される。
【００７０】ｉの各値について位相補正器１３で計算さ
れた配列の各要素Ｙ■ i（ωk）（ｋ＝−Ｋ／
２，．．．，Ｋ／２）は、積和演算器１２に入力され、
周波数要素ｍを中心として前後に同一個数離れた要素同
士が乗算され、各ｉごとに結果が加算されて（キャリア
周波数間隔の）周波数ずれ検出器１１及び（キャリア周
波数間隔以下の）周波数ずれ検出器１４へ前記加算結果
Ｗi が入力される。ここで、Ｗi は前記（７）式で表せ
る。
【００７１】（キャリア周波数間隔の）周波数ずれ検出
器１１においては、適当なｉの範囲について計算された
Ｗi の絶対値が最大となるｉの値が検出されるととも
に、そのときのＷi の位相が検出され、（キャリア周波
数間隔以下の）周波数ずれ検出器１４においては、絶対
値が最大となるときのＷi の位相が検出される。
【００７２】前記ｉが＋ならば電圧制御発振器１０の発
振周波数を低く、−ならば発振周波数を高くし、ｉ＝０
となるように電圧制御発振器１０の発振周波数を制御す
るとともに、Ｗi の位相のあらかじめ分かっている理想
値からのずれに応じて電圧制御発振器１０の発振周波数
を制御する。
【００７３】このように構成されたデジタル放送受信機
においては、受信側での周波数ダウンコンバートが完全
でなく、受信したベースバンドの位相参照シンボル信号
ｘ■（ｔ）が送信信号ｘ（ｔ）に対してキャリア周波数
間隔の整数倍の周波数ωNだけずれている場合は、前記
発明の実施の形態１と同様な手段で周波数ずれを補正で
きる。
【００７４】また、受信したベースバンドの位相参照シ
ンボル信号ｘ■（ｔ） が送信信号ｘ（ｔ）に対してキ
ャリア周波数間隔の以下の周波数Δωだけずれている場
合について以下に説明する。キャリアｋに対応した送信
側の周波数領域の位相参照シンボルＸk（ω） は式
（９）で表され、受信した周波数領域の位相参照シンボ
ルのキャリアｋの成分Ｘ■ k（ω）は、
【００７５】
【数１４】
【００７６】のように表せる。
【００７７】また、ここではω＝ωk でｉ≠ｋのときＸ
i（ωk）＝０の関係は成り立たないため、Ｘ（ωk）≠
Ｘk（ωk）であるが、Ｘ（ωk）に占めるＸk（ωk）成
分の割合は他のキャリアからの干渉成分に比べ十分に大
きいため、 Ｘ■（ωk）≒Ｘ■ k（ωk） ．．．（２１） とでき、このとき、位相補正結果Ｙ■ 0（ωk）＝Ｘ
■（ωk）ｚk *は、
【００７８】
【数１５】
【００７９】となり、積和演算結果Ｗ0は、
【００８０】
【数１６】
【００８１】となるため、周波数ずれの大きさΔωに応
じて振幅がsin（ΔωＴS／２）／（ΔωＴS／２） で減
少し、位相が基準点からずれてゆくデータを加算したも
のが得られ、これによってキャリア周波数間隔以下の周
波数ずれを検出し、補正できる。
【００８２】ところで、位相補正器１３、積和演算器１
２、（キャリア周波数間隔の）周波数ずれ検出器１１、
（キャリア周波数間隔以下の）周波数ずれ検出器１４は
デジタルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ）等を用いてプロ
グラム処理として構成することも可能である。
【００８３】実施の形態３．図３はこの発明の実施の形
態３であるデジタル放送受信機の構成を示すブロック図
である。図において、アンテナ１より入力されたＲＦ周
波数帯域のＯＦＤＭ信号は、ＲＦアンプ２で増幅され、
ミキサー３で電圧制御発振器１０より出力される信号と
掛け合わせることで中間周波数（ＩＦ）信号にダウンコ
ンバートされ、ＩＦ増幅器４で帯域制限及び適当な信号
レベルへの増幅が行われ、直交復調器５で直交復調され
てベースバンド周波数帯域のＩ（同相）信号成分及びＱ
（直交）信号成分がＡ／Ｄ変換器６へ入力される。Ａ／
Ｄ変換器６でデジタルデータに変換された前記Ｉ成分及
びＱ成分の信号はシンボル選択器１５へ入力されシンボ
ルごとに区切られてＦＦＴ処理器７へ入力され、ＦＦＴ
処理器７において周波数領域の複素数データに変換さ
れ、誤り訂正器８に入力され、誤り訂正後のデータがデ
ジタル出力端子９へ出力される。
【００８４】ここで、位相補正器１３〜積和演算器１２
のブロックを周波数ずれ検出演算部１０１である。
【００８５】また、ＦＦＴ処理器７で周波数領域に変換
された位相参照シンボルの配列の各要素Ｘ■（ωk）
（ｋ＝−Ｋ／２，．．．，Ｋ／２）が位相補正器１３に
入力される。
【００８６】位相補正器１３においては、周波数領域の
位相参照シンボルの配列の各要素Ｘ■（ωk）（ｋ＝−
Ｋ／２，．．．，Ｋ／２）に位相補正処理を行ったデー
タの配列Ｙ■ i（ωk）が適当なｉの範囲で（６）式によ
り計算される。
【００８７】ｉの各値について位相補正器１３で計算さ
れた配列の各要素Ｙ■ i（ωk）（ｋ＝−Ｋ／
２，．．．，Ｋ／２）は、積和演算器１２に入力され、
周波数要素ωm （ｍは整数）を中心として前後に同一個
数離れた要素同士が乗算され、各ｉごとに結果が加算さ
れ、演算結果Ｗi が周波数ずれ検出器１１へ入力され
る。ここで、Ｗi は（７）式により表される。
【００８８】また、周波数ずれ検出器１１においては、
適当なｉの範囲について計算されたＷi の絶対値が最大
となるｉの値が検出されるとともに、そのときのＷi の
位相が検出され、ｉが＋ならば電圧制御発振器１０の発
振周波数を低く、−ならば発振周波数を高くし、ｉ＝０
となるように電圧制御発振器１０の発振周波数を制御す
る。
【００８９】また、積和演算器１２で計算されたＷi の
絶対値が最大となるｉについて、位相補正器１３で計算
された配列の各要素Ｙ■ i（ωk）（ｋ＝−Ｋ／
２，．．．，Ｋ／２）は逆ＦＦＴ処理器１７に入力さ
れ、逆ＦＦＴ処理されて配列｛．．．，ｙ
■ i（ｔ），．．．｝がそれぞれタイミングずれ検出器
１８に入力される。
【００９０】タイミングずれ検出器１８は入力された配
列｛．．．，ｙ■ i（ｔ），．．．｝のピーク値及びピ
ークを取る時刻を求め、これからタイミングずれを検出
し、タイミング制御器１９に出力する。
【００９１】タイミング制御器１９は、前記タイミング
ずれ検出器１８からの出力に応じてシンボル選択器１５
をデータ区切りがシンボル区切りと一致するように調整
する。
【００９２】また、周波数ずれ検出器１１においては、
適当なｉの範囲について計算されたＷi の絶対値が最大
となるときの位相が検出され、Ｗi の位相のあらかじめ
分かっている理想値からのずれに応じて電圧制御発振器
１０の発振周波数を制御する。
【００９３】また、タイミング制御器は、周波数ずれの
検出、補正が正しく行われている場合は、シンボル選択
タイミング補正を適度に省略する。
【００９４】このように構成されたデジタル放送受信機
においても、実施の形態１の例と同様に、シンボル区切
りのタイミングにある程度ずれがある場合でも、周波数
ダウンコンバート時のキャリア周波数間隔単位の周波数
ずれを検出し、補正することができる。
【００９５】また、ＦＦＴ処理器７へ入力される信号の
シンボル区切りにタイミングずれΔｔがある場合、位相
補正器１３で適当なｉの範囲で位相補正された結果の配
列｛．．．，Ｙi ■（ωk） ，．．．｝の中で、周波数
ずれ検出器１１において検出されたＷi の絶対値が最大
となるｉに対応した配列｛．．．，Ｙi ■（ωk）
，．．．｝の各要素は位相補正されているため、（１
８）式のＹ0 ■（ωk） と同じく、振幅一定でωk に応
じて位相が直線的に変化し、位相の傾きがΔｔによって
決まる。
【００９６】このため、前記の配列｛．．．，Ｙ
i ■（ωk） ，．．．｝を逆ＦＦＴした配列｛．．．，
ｙi ■（ｔ），．．．｝はインパルス状となり、ピーク
が現れる時刻を検出することで、シンボル区切りのタイ
ミングずれΔｔを求めることができる。
【００９７】また、シンボル区切りのタイミングにある
程度のずれΔｔがあり、Δｔは前記手段により既に検出
済みであり、周波数ダウンコンバート時にキャリア周波
数間隔以下の周波数ずれΔωがある場合、位相補正器１
３で位相補正された結果の配列の各要素Ｙ0 ■（ωk）
は、
【００９８】
【数１７】
【００９９】となり、ωk＝２πｋＦSよりωm+n＝ωm＋
ωmであり、ωm-n＝ωm−ωmであるから、積和演算結果
Ｗ0は、
【０１００】
【数１８】
【０１０１】となる。また、ωm はＷ0 の計算の中心と
する周波数であるから既知であり、シンボル区切りのず
れΔｔも既知であるから、（２５）式のＷ0 に含まれる
ωm 及びΔｔによる位相回転項を排除することでキャリ
ア周波数間隔以下の周波数ずれΔωを検出することがで
きる。
【０１０２】上記のように、シンボル選択タイミングが
ある程度ずれた場合でも、Δｔが検出できている場合
は、周波数ずれを検出し、補正することが可能であり、
このため、周波数ずれの検出、補正が正しく行われてい
る場合は、シンボル選択タイミングの補正をある程度の
割合で省略することもできる。
【０１０３】ところで、位相補正器１３、積和演算器１
２、周波数ずれ検出器１６、逆ＦＦＴ処理器１７、タイ
ミングずれ検出器１８はデジタルシグナルプロセッサ
（ＤＳＰ）等を用いてプログラム処理として構成するこ
とも可能である。
【０１０４】実施の形態４．図４はこの発明の実施の形
態４であるデジタル放送受信機の構成を示すブロック図
であり、図において、アンテナ１より入力されたＲＦ周
波数帯域のＯＦＤＭ信号は、ＲＦアンプ２で増幅され、
ミキサー３で電圧制御発振器１０より出力される信号と
掛け合わせることで中間周波数（ＩＦ）信号にダウンコ
ンバートされ、ＩＦ増幅器４で帯域制限及び適当な信号
レベルへの増幅が行われ、直交復調器５で直交復調され
てベースバンド周波数帯域のＩ（同相）信号成分及びＱ
（直交）信号成分がＡ／Ｄ変換器６へ入力される。Ａ／
Ｄ変換器６でデジタルデータに変換された前記Ｉ成分及
びＱ成分の信号はＦＦＴ処理器７へ入力され、ＦＦＴ処
理器７において周波数領域の複素数データに変換され、
差動復調器２０へ入力され、差動復調されて誤り訂正器
８に入力され、誤り訂正後のデータがデジタル出力端子
９へ出力される。
【０１０５】ここで、位相補正器１３〜積和演算器１２
のブロックを周波数ずれ検出演算部１０１である。
【０１０６】また、ＦＦＴ処理器７で周波数領域に変換
された位相参照シンボルの配列の各要素Ｘ■（ωk）
（ｋ＝−Ｋ／２，．．．，Ｋ／２）が位相補正器１３に
入力される。
【０１０７】位相補正器１３においては、周波数領域の
位相参照シンボルの配列の各要素Ｘ■（ωk）（ｋ＝−
Ｋ／２，．．．，Ｋ／２）に位相補正処理を行ったデー
タの配列の各要素Ｙ■ i（ωk）が適当なｉの範囲で
（６）式のように計算される。
【０１０８】ｉの各値について位相補正器１３で計算さ
れた配列の各要素Ｙ■ i（ωk）（ｋ＝−Ｋ／
２，．．．，Ｋ／２）は、積和演算器１２に入力され、
周波数ωm を中心として前後に同一個数離れた要素同士
が乗算され、各ｉごとに結果が加算されて演算結果Ｗi
が周波数ずれ検出器１１へ入力される。ここで、Ｗi は
（７）式のようになる。
【０１０９】また、周波数ずれ検出器１６において、適
当なｉの範囲について計算されたＷi の絶対値が最大と
なるｉの値が検出され、そのときのＷi の値によって発
明の実施の形態１〜実施の形態３と同様に、周波数ずれ
が検出される。
【０１１０】また、差動復調器２０において各キャリア
のＦＦＴ出力シンボルは同一周波数のひとつ前のシンボ
ルとの位相差が取られ、位相誤差検出器２１に入力さ
れ、送信側の位相変調の相数分だけそれぞれ自乗し、平
均される。
【０１１１】例えば送信側の位相変調の相数が４相のと
き（ＱＰＳＫ）には、差動復調結果は理想的には０，π
／２，π，−π／２の４値であるから、これを４乗した
結果の平均は理想的には０で、受信時の位相誤差が現れ
る。位相ずれは周波数ずれ補正手段によって補正可能な
ため、位相誤差検出結果は周波数ずれ検出器１６に入力
される。
【０１１２】周波数ずれ検出器１６は積和演算器１２及
び位相誤差検出器２１により検出された周波数ずれ（及
び位相ずれ）に応じて、電圧制御発振器１０の発振周波
数を制御する。
【０１１３】ところで、位相補正器１３、積和演算器１
２、周波数ずれ検出器１６、位相誤差検出器２１はデジ
タルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ）等を用いてプログラ
ム処理として構成することも可能である。
【０１１４】実施の形態５．この発明の実施の形態１〜
実施の形態４において、位相補正後の周波数領域の位相
参照シンボルに積和演算を行う積和演算器１２におい
て、中心とする周波数ωNをベースバンドＯＦＤＭ信号
の零周波数とした（ωN＝０）ものである。
【０１１５】例えば受信側での周波数ダウンコンバート
時にキャリア周波数間隔以下の周波数Δωだけ周波数が
ずれ、ＦＦＴ処理器に入力されるシンボルの区切りがΔ
ｔだけずれていた場合の、位相補正結果Ｙ■ 0（ωk）
は、（２４）式で表され、ωk＝２πｋＦSよりω-k＝−
ωkであるから、積和演算結果Ｗ0は、
【０１１６】
【数１９】
【０１１７】となるため、Ｗ0 の計算時に中心とする周
波数ωm 及びシンボル区切りのずれΔｔによる位相回転
項を排除でき、Ｗ0 の位相が直接キャリア周波数間隔以
下の周波数ずれを表すため、Δｔがある程度ずれたまま
でもキャリア周波数間隔の整数倍及びキャリア周波数間
隔以下の周波数ずれを検出し、これを補正できる。
【０１１８】実施の形態６．この発明の実施の形態６
は、実施の形態１〜実施の形態５において、周波数ずれ
演算部１０１を図５に示す構成に置き換えたものであ
る。
【０１１９】図５において、ＦＦＴ処理器７より出力さ
れた位相参照シンボルの配列は積算器２２において、ｍ
番目の要素を中心に前後に同一数離れた要素同士を乗算
され、位相補正演算器２３へ出力され、適当な整数ｉの
範囲で位相参照シンボル既定値の共役複素数の配列をｍ
＋ｉ番目の要素（ｍは整数）を中心に前後に同一数離れ
た要素同士を乗算した配列と、要素ごとに乗算されて、
加算器２４へ出力され、各ｉごとに配列の全要素が加算
されて、加算結果Ｗ■ iが出力される。
【０１２０】このとき、受信した周波数領域の位相参照
シンボルの配列の各要素Ｘ■（ωk）と、位相参照シン
ボルの既定値の共役複素数の配列の各要素ｚk *から、前
記加算結果Ｗ■ iは以下の式、
【０１２１】
【数２０】
【０１２２】で計算される。ここで（７）式においてＹ
■ i（ωk）＝Ｘ■（ωk）ｚi-k * であるから、Ｗ■ iは
Ｗi に等しくなる。
【０１２３】また、あらかじめ計算しておいたＸ■ m+k
Ｘ■ m-k（ｋ＝０，１，．．．，Ｋ／ ２−ｍ）の配列を
使用して、各ｉでのＷi を計算することで、演算量を減
らすことができる。
【０１２４】また、各キャリアが４相位相変調（ＱＰＳ
Ｋ）等の場合はｚk は通常±１、±ｊなどの単純な値と
なるため、ｚm+k-i * ｚm-k-i *の演算及び演算結果をＸ
■ m+kＸ■ m-kと乗じる演算は単純な符号反転や実部、虚
部入れ替え等で済ませることができるため、全体の演算
量を減らすことができる。
【０１２５】実施の形態７．この発明の実施の形態７
は、実施の形態１〜実施の形態６において、例えば０＜
α≦β＜Ｋ／２−ｍとなる正数α、βを用いて、使用す
るキャリアの周波数範囲をωm-β〜ωm-α及びωm+α〜
ωm+βに制限したものである。このとき積和演算結果Ｗ
i は、
【０１２６】
【数２１】
【０１２７】となり、キャリア周波数間隔の周波数ずれ
に応じて、実施の形態１と同様にＷiがの振幅が最大と
なるｉが現れるため、ｉ＝０となるよう受信時の周波数
ずれを補正できる。
【０１２８】また、キャリア周波数間隔の周波数ずれ補
正後の受信時のキャリア周波数間隔以下の周波数ずれが
Δωのとき、積和演算結果Ｗ0 は、
【０１２９】
【数２２】
【０１３０】となり、この値の位相によって周波数ずれ
Δωが検出、補正できる。
【０１３１】以上のように演算に使用する周波数領域の
受信データを制限することで演算量を削減可能である。
また、ここではデータの範囲を制限したが、データを数
個おきに取るなどの、他の制限方法でもよい。
【０１３２】実施の形態８．図６はこの発明の実施の形
態８であるデジタル放送受信機の構成を示すブロック図
である。図において、アンテナ１より入力されたＲＦ周
波数帯域のＯＦＤＭ信号は、ＲＦアンプ２で増幅され、
ミキサー３で電圧制御発振器１０より出力される信号と
掛け合わせることで中間周波数（ＩＦ）信号にダウンコ
ンバートされ、ＩＦ増幅器４で帯域制限及び適当な信号
レベルへの増幅が行われ、直交復調器５で直交復調され
てベースバンド周波数帯域のＩ（同相）信号成分及びＱ
（直交）信号成分がＡ／Ｄ変換６へ入力される。Ａ／Ｄ
変換器６でデジタルデータに変換された前記Ｉ成分及び
Ｑ成分の信号はＦＦＴ処理器７へ入力され、ＦＦＴ処理
器７において周波数領域の複素数データに変換され、周
波数とデータの対応がキャリアシフト器２５によってシ
フトされて、誤り訂正器８に入力され、誤り訂正後のデ
ータがデジタル出力端子９へ出力される。
【０１３３】ここで、位相補正器１３〜積和演算器１２
のブロックを周波数ずれ検出演算部１０１である。
【０１３４】また、この発明の実施の形態２と同様に、
位相補正器１３、積和演算器１２、（キャリア周波数間
隔の整数倍の）周波数ずれ検出器１１、（キャリア周波
数間隔の以下の）周波数ずれ検出器１４によって、キャ
リア周波数間隔以下の周波数ずれ及びキャリア周波数間
隔の倍数の周波数ずれが検出され、キャリア周波数間隔
の整数倍の周波数ずれがある程度の範囲に収まっている
場合は、その分の周波数を電圧制御発振器で調整せずに
キャリアシフトにより行う。
【０１３５】同様にこの発明の実施の形態１、３、４に
ついても、キャリア周波数間隔の整数倍の周波数ずれの
補正をキャリアシフトにより行うことが可能である。
【０１３６】
【発明の効果】この発明は、以上説明したように構成さ
れているので、以下に示すような効果を奏する。
【０１３７】受信信号を周波数ダウンコンバートする際
の同調周波数ずれをキャリア周波数間隔の精度で検出
し、これを自動的に補正することができる。
【０１３８】また、キャリア周波数間隔の精度での同調
周波数ずれの検出、補正を、受信信号をシンボルに切り
分ける際のタイミングずれによらず行うことができる。
【０１３９】また、受信信号を周波数ダウンコンバート
する際の同調周波数ずれを、キャリア周波数間隔の精度
及びキャリア周波数間隔以下の精度で検出し、これを自
動的に補正することができる。
【０１４０】また、受信信号をシンボルに切り分ける際
のタイミングずれ検出し、これを自動的に補正すること
ができる。
【０１４１】また、キャリア周波数間隔の精度での同調
周波数ずれの検出及び、キャリア周波数間隔以下の同調
周波数ずれの検出を、受信信号をシンボルに切り分ける
際のタイミングずれによらず行うことができ、同調周波
数ずれを自動的に補正することができ、シンボル切り分
けタイミングずれの補正を適当に省略することができ
る。
【０１４２】また、受信信号を周波数ダウンコンバート
する際に同調周波数ずれの検出、補正を位相参照シンボ
ルの位置以外でも行うことができ、これにより高精度な
同調制御を行うことができる。
【０１４３】また、位相補正手段の出力配列のＯＦＤＭ
信号のベースバンド周波数が零に相当する要素を中心と
することで、受信した時間領域の連続した信号をシンボ
ル単位の配列に切り分けてＦＦＴ処理手段へ出力する際
の切り分けタイミングのずれによる影響をなくすことが
でき、周波数ずれの検出、補正処理を単純化することが
でき、ＦＦＴ処理手段入力データのタイミングずれを補
正する処理を適宜省略することができる。
【０１４４】また、受信した周波数領域の位相参照シン
ボルの配列を特定の周波数の要素を中心として前後に同
一個数離れた要素同士を乗算してから、前記乗算結果の
配列と、位相参照シンボル既定値の共役複素数の配列を
前記特定の周波数の要素を中心として前後に同一個数離
れた要素同士を乗算した結果の配列とを、所定の対応関
係及び各配列の要素が所定の対応関係から複数データ分
互いにシフトした関係について積和演算処理すること
で、受信時の周波数ずれ検出に要する計算量を少なくす
ることができる。
【０１４５】また、位相参照シンボル復調データの配列
の部分配列と位相参照シンボル既定値の共役複素数の配
列の部分配列と用いることにより、受信時の周波数ずれ
検出に要する計算量を少なくすることができる。
【０１４６】また、受信信号を周波数ダウンコンバート
する際に同調周波数にキャリア周波数間隔以上の周波数
ずれが生じた場合には、受信した時間領域のＯＦＤＭ信
号の配列をＦＦＴ処理した結果の配列の各要素とキャリ
ア周波数との対応をずれに最も近いキャリア周波数分だ
けシフトすることにより、発振器の発振周波数の制御量
を減らすことができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 この発明の実施の形態１であるデジタル放送
受信機の構成を示すブロック図である。
【図２】 この発明の実施の形態２であるデジタル放送
受信機の構成を示すブロック図である。
【図３】 この発明の実施の形態３であるデジタル放送
受信機の構成を示すブロック図である。
【図４】 この発明の実施の形態４であるデジタル放送
受信機の構成を示すブロック図である。
【図５】 この発明の実施の形態６であるデジタル放送
受信機における周波数ずれ演算部の構成を示すブロック
図である。
【図６】 この発明の実施の形態８であるデジタル放送
受信機の構成を示すブロック図である。
【図７】 従来のデジタル放送受信機の構成を示すブロ
ック図である。
【符号の説明】
１ アンテナ、２ ＲＦアンプ、３ ミキサー、４ Ｉ
Ｆ増幅器、５ 直交復調器、６ Ａ／Ｄ変換器、７ Ｆ
ＦＴ処理器、８ 誤り訂正器、９ デジタルデータ出力
端子、１０ 電圧制御発振器、１１ （キャリア周波数
間隔の）周波数ずれ検出器、１２ 積和演算器、１３
位相補正器、１４ （キャリア周波数間隔以下の）周波
数ずれ検出器、１５ シンボル選択器、１６ 周波数ず
れ検出器、１７ 逆ＦＦＴ処理器、１８ タイミングず
れ検出器、１９ タイミング制御器、２０ 差動復調
器、２１ 位相誤差検出器、２２ 積算器、２３ 位相
補正演算器、２４ 加算器、２５ キャリアシフト器、
１０１ 周波数ずれ演算部。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 大須賀 由治 東京都千代田区丸の内二丁目２番３号 三 菱電機株式会社内

Claims (8)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 各キャリアが位相変調（ＰＳＫ）された
    直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）伝送方式を用いるデジ
    タル放送において、各キャリアの参照用の固定パターン
    シンボル（位相参照シンボル）を受信して得る周波数領
    域の復調データの配列に対して、受信機内にあらかじめ
    保持する位相参照シンボルの既定値の共役複素数の配列
    を各要素ごとに乗じる処理を行う位相補正手段と、前記
    手段の出力配列を特定の周波数の要素を中心として前後
    に同一個数離れた要素同士を乗算し結果を加算する積和
    演算手段とを備え、前記位相参照シンボル復調データの
    配列と位相参照シンボル既定値の共役複素数の配列とが
    所定の対応関係にある場合及び各配列の要素が所定の対
    応関係から複数データ分互いにシフトした関係にある場
    合について前記位相補正、積和演算の各処理を行い、処
    理結果の絶対値が最大となる場合の前記対応関係を求
    め、この対応関係の所定の対応関係からの差と、前記積
    和演算手段で中心とした要素の周波数に基づき放送周波
    数への同調制御を行う手段を備えたことを特徴とするデ
    ジタル放送受信機。
  2. 【請求項２】 各キャリアが位相変調されたＯＦＤＭ伝
    送方式を用いるデジタル放送において、位相参照シンボ
    ルを受信して得る周波数領域の復調データの配列に対し
    て、受信機内にあらかじめ保持する位相参照シンボルの
    既定値の共役複素数の配列を各要素ごとに乗じる処理を
    行う位相補正手段と、前記手段の出力配列を特定の周波
    数の要素を中心として前後に同一個数離れた要素同士を
    乗算し結果を加算する積和演算手段とを備え、前記位相
    参照シンボル復調データの配列と位相参照シンボル既定
    値の共役複素数の配列とが所定の対応関係にある場合及
    び各配列の要素が所定の対応関係から複数データ分互い
    にシフトした関係にある場合について前記位相補正、積
    和演算の各処理を行い、処理結果の絶対値が最大となる
    場合の前記対応関係を求め、この対応関係の所定の対応
    関係からの差と、前記積和演算手段で中心とした要素の
    周波数と、前記絶対値が最大となる積和演算結果の位相
    とに基づき放送周波数への同調制御を行う手段を備えた
    ことを特徴とするデジタル放送受信機。
  3. 【請求項３】 各キャリアが位相変調されたＯＦＤＭ伝
    送方式を用いるデジタル放送において、位相参照シンボ
    ルを受信して得る周波数領域の復調データの配列に対し
    て、受信機内にあらかじめ保持する位相参照シンボルの
    既定値の共役複素数の配列を各要素ごとに乗じる処理を
    行う位相補正手段と、前記手段の出力を逆ＦＦＴ処理す
    る手段と、前記処理結果のピークを検出しそのピーク位
    置に応じて、受信した時間領域の連続した信号を周波数
    領域に変換する処理単位（シンボル）に切り分けるタイ
    ミングをのずれを検出する手段と、タイミングずれに応
    じてシンボル切り分けタイミングを制御する手段を備え
    るとともに、前記位相補正手段の出力配列を特定の周波
    数の要素を中心として前後に同一個数離れた要素同士を
    乗算し結果を加算する積和演算手段とを備え、前記位相
    参照シンボル復調データの配列と位相参照シンボル既定
    値の共役複素数の配列とが所定の対応関係にある場合及
    び各配列の要素が所定の対応関係から複数データ分互い
    にシフトした関係にある場合について前記位相補正、積
    和演算の各処理を行い、処理結果の絶対値が最大となる
    場合の前記対応関係を求め、この対応関係の所定の対応
    関係からの差と、前記積和演算手段で中心とした要素の
    周波数と、前記タイミング検出手段のタイミング検出結
    果と、前記絶対値が最大となる積和演算結果の位相とに
    基づき放送周波数への同調制御を行う手段を備え、放送
    周波数への同調制御状態により前記逆ＦＦＴ、タイミン
    グ制御を抑制する手段を備えたことを特徴とするデジタ
    ル放送受信機。
  4. 【請求項４】 各キャリアが位相変調されたＯＦＤＭ伝
    送方式を用いるデジタル放送において、受信した時間領
    域のＯＦＤＭ信号を周波数領域に変換するＦＦＴ処理手
    段と、各キャリアについて前記ＦＦＴ出力シンボルとひ
    とつ前のシンボルとの位相差をとる差動復調手段と、前
    記各キャリアの差動復調結果を送信側の位相変調の相数
    分だけそれぞれ自乗し、平均を取る位相誤差検出手段を
    備えるとともに、位相参照シンボルを受信して得る周波
    数領域の復調データの配列に対して、受信機内にあらか
    じめ保持する位相参照シンボルの既定値の共役複素数の
    配列を各要素ごとに乗じる処理を行う位相補正手段と、
    前記手段の出力配列を特定の周波数の要素を中心として
    前後に同一個数離れた要素同士を乗算し結果を加算する
    積和演算手段とを備え、前記位相参照シンボル復調デー
    タの配列と位相参照シンボル既定値の共役複素数の配列
    とが所定の対応関係にある場合及び各配列の要素が所定
    の対応関係から複数データ分互いにシフトした関係にあ
    る場合について前記位相補正、積和演算の各処理を行
    い、処理結果の絶対値が最大となる場合の前記対応関係
    を求め、この対応関係の所定の対応関係からの差と、前
    記積和演算手段で中心とした要素の周波数と、前記絶対
    値が最大となる積和演算結果の位相と、前記位相誤差検
    出手段の出力とに基づき、放送周波数への同調制御を行
    う手段を備えたことを特徴とするデジタル放送受信機。
  5. 【請求項５】 位相参照シンボルを受信して得る周波数
    領域の復調データの配列に対して、受信機内にあらかじ
    め保持する位相参照シンボルの既定値の共役複素数の配
    列を各要素ごとに乗じる処理を行う位相補正手段の出力
    配列を、ＯＦＤＭ信号のベースバンド周波数が零に相当
    する要素を中心として前後に同一個数離れた要素同士を
    乗算し、結果を加算する積和演算手段とを備えたことを
    特徴とする請求項１〜請求項４のいずれかに記載のデジ
    タル放送受信機。
  6. 【請求項６】 位相参照シンボルを受信して得る周波数
    領域の復調データの配列に対して、特定の周波数の要素
    を中心として前後に同一個数離れた要素同士を乗算する
    手段を備えるとともに、位相参照シンボル既定値の共役
    複素数の配列を、前記特定の周波数の要素及び前記要素
    から複数個離れた要素を中心として前後に同一個数離れ
    た要素同士を乗算した結果の各配列と、前記受信シンボ
    ル乗算結果の配列を、要素ごとに乗算して結果を加算す
    る手段とを備えたことを特徴とする請求項１〜請求項５
    のいずれかに記載のデジタル放送受信機。
  7. 【請求項７】 位相補正手段および積和演算手段が位相
    参照シンボルを受信して得る周波数領域の復調データの
    配列と、受信機内にあらかじめ保持する位相参照シンボ
    ルの既定値の共役複素数の配列の一部分のみ使用するよ
    う構成されたことを特徴とする請求項１〜請求項６のい
    ずれかに記載のデジタル放送受信機。
  8. 【請求項８】 各キャリアが位相変調されたＯＦＤＭ伝
    送方式を用いるデジタル放送において、受信した時間領
    域のＯＦＤＭ信号の配列を周波数領域に変換するＦＦＴ
    処理手段と、前記ＦＦＴ出力シンボルの配列の各要素と
    キャリア周波数との対応を任意のキャリア周波数分だけ
    シフトする手段と、位相補正、積和演算の各処理結果の
    絶対値が最大となる場合の位相参照シンボル復調データ
    の配列と位相参照シンボル既定値の共役複素数の配列の
    対応関係の所定の対応関係からの差と、積和演算手段で
    中心とした要素の周波数に基づき前記キャリアシフト手
    段を制御する手段を備えたことを特徴とする請求項１〜
    請求項７のいずれかに記載のデジタル放送受信機。
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