JPH09307782A

JPH09307782A - 高周波水平偏向・高圧回路

Info

Publication number: JPH09307782A
Application number: JP8117609A
Authority: JP
Inventors: Takashi Nagamatsu; 高史永末; Yutaka Sakagami; 豊坂上; Katsuhiko Shiomi; 勝彦汐見
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 1996-05-13
Filing date: 1996-05-13
Publication date: 1997-11-28

Abstract

(57)【要約】【課題】偏向回路において、偏向コイルインダクタン
ス低下による偏向回路損失の増大および偏向コイルの巻
数低下による特性劣化を防止する高周波水平偏向・高圧
回路を提供する。【解決手段】偏向トランス６４とスイッチングトラン
ジスター６２となる水平偏向回路にＦＥＴ６８の同期ス
イッチングによる共振回路を形成し、偏向ヨーク６５に
印加される電圧が最大となるように接続し、かつ高圧発
生回路を偏向トランス６４と低結合度の高圧トランスの
１次巻線８７を形成し、ＦＥＴ８６によるスイッチング
共振電圧を変化させることにより高圧制御し、回路損失
低減が実現できると共に偏向ヨークの巻数低下による特
性劣化を防止でき、かつ、高圧制御が広範囲に実施で
き、技術的にも経済的にも大きな効果が得られる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、高周波ディスプレ
イモニター、テレビジョン受像機等に用いる高周波水平
偏向・高圧回路に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】近年、ハイビジョンテレビを始めとす
る、高精細度化およびコンピューター用モニター、ディ
スプレイ等の高周波化が進んでいる。そのような状況
下、高周波化、高精細度化に伴う技術課題、特に損失に
伴う発熱が問題になってきている。

【０００３】以下従来の偏向回路の構成について図７お
よび図８を参照しながら説明する。図７は、従来の偏向
回路図である。ここで１は水平スイッチングトランジス
ター、２はダンパーダイオード、３は共振コンデンサ
ー、４は偏向ヨーク、５は偏向トランス、６はＳ字コン
デンサー、７は電源である。

【０００４】以上の様に構成された偏向回路における高
周波化の問題点を考える。この回路は従来より、解析が
なされており、これを参考に進める。

【０００５】水平スイッチングトランジスター１がＯＮ
すると、偏向ヨーク４に偏向電流が流れ、水平スイッチ
ングトランジスター１がＯＦＦすると、回路の合成イン
ダクタンスと共振コンデンサー３による共振電圧、通常
フライバックパルスと呼ばれる高電圧（約１０００〜１
２００Ｖ）パルスが発生し、この帰線期間が終了する
と、ダンパーダイオード２がＯＮして負の偏向電流を形
成する。このくり返しにより水平偏向動作がなされてい
る。

【０００６】図７において、走査周波数Ｆ_Hで水平偏向
動作を行う場合、所定のラスター振幅Ｗを得るために
は、（数１）で表わされる。ここで（数２）はコンスタ
ントで、Ｋ₁は定数、Ｅ_HTはブラウン管の高電圧値であ
る。Ｉ_DYPP（偏向電流）は（数３）で示される。

【０００７】

【数１】

【０００８】

【数２】

【０００９】図８は従来の偏向回路の偏向動作波形図
で、（数４）、（数５）、（数６）なる関係を持つＴ_S
とＴ_HとＴ_Fの関係を示す。ここで、Ｂは電源電圧、Ｌ_DY
は偏向ヨークインダクタンス、Ｔ_Sは走査時間、Ｔ_Hは水
平周期、Ｔ_Fは帰線期間、Ｋ₂は定数である。

【００１０】

【数３】

【００１１】

【数４】

【００１２】

【数５】

【００１３】

【数６】

【００１４】この様な動作時水平スイッチングトランジ
スター１のＴ_F期間に発生するコレクター電圧（以後、
Ｖ_CPという）は（数７）で表わされる。

【００１５】

【数７】

【００１６】以上の関係により、偏向インダクタンス
（以後、Ｌ_DYという）とＦ_Hとの関係は（数８）に示す
ように周波数の２乗に反比例する。ここで、Ｋ₃は定数
である。

【００１７】

【数８】

【００１８】一方、Ｖ_CPとＦ_Hとの関係は、（数９）と
なり、Ｆ_Hと無関係となる。

【００１９】

【数９】

【００２０】以上より水平スイッチングトランジスター
１の耐圧としてＶ_CPを一定とすると、動作周波数比の２
乗に反比例して、偏向ヨークのインダクタンスが低下せ
ざるを得ない。

【００２１】次に、偏向回路の電力について述べる。図
７の従来の偏向回路においては、損失は、走査期間と帰
線期間とに分け、偏向ヨーク４と水平スイッチングトラ
ンジスター１の損失については（数１０）、（数１
１）、（数１２）、（数１３）で表わされる。ここで、
Ｐ_Sは走査期間損失、Ｐ_Fは帰線期間損失、Ｐ_DYは偏向コ
イル損失、Ｐ_TRSはトランジスター損失、Ｒ_DYは偏向ヨ
ーク抵抗、Ｉ_DYは偏向電流、Ｒ_Sはトランジスター内部
抵抗、Ｉ_PPはトランジスターコレクター電流、εは指
数、Ｑは共振のＱである。

【００２２】

【数１０】

【００２３】

【数１１】

【００２４】

【数１２】

【００２５】

【数１３】

【００２６】この様に周波数が高くなると、水平スイッ
チングトランジスター１の走査期間の損失と帰線期間の
損失が増大することがわかる。

【００２７】これより、損失を小さくするには、水平ス
イッチングトランジスター１の電流を低減する手段、つ
まり電源電圧を上げ、従来の偏向ヨークのインダクタン
スより２〜３倍高い値のインダクタンスの偏向ヨークで
動作することが有効である。

【００２８】また、水平偏向回路における、重要な動作
の中で振幅調整および、糸巻補正（サイドピン補正）動
作について述べる。振幅およびサイドピン補正動作は
（数１）においてＩ_DYPPを変化させることにより得られ
る。Ｉ_DYPPを変化させる手段として、（数３）より、電
源電圧ＢおよびＬ_DYを可変させることが、従来より用い
られている。図１０に電源電圧を可変する回路例を示
す。本方式では、＋Ｂ₃なる電源より、所定の振幅、サ
イドピン補正を実現するため、制御用トランジスター１
５３を介して電圧降下を発生させて動作する。このた
め、制御用トランジスター１５３において損失が発生す
る。また偏向用電圧＋Ｂ₁は、図１０に示す様に、波高
値が一定でないため、偏向回路より高圧出力を得る場
合、一定な高圧値が得られない。そこでＶ_CPの波高値を
一定にするため、一般的に使用されている、ダイオード
モジュレーターといわれる回路方式を図１１に示す。図
１１において、偏向ヨーク１５４と共振コンデンサ１５
５よりなる第１の共振回路と、モジュレーター用インダ
クタンス１５６と共振コンデンサ１５７による第２の共
振回路および偏向トランス（ＦＢＴ）の１次インダクタ
ンスと、ＦＢＴの持つ分布容量Ｃからなる第３の共振回
路１５９となり、各共振回路の共振周波数を同一とした
場合、偏向ヨーク１５４に印加される電圧は、偏向ヨー
ク１５４のインダクタンスとモジュレーターインダクタ
ンスの比に電源電圧が分担される。制御用トランジスタ
ー１５８により、電源電圧の分担比を変化させることに
より、振幅およびサイドピン補正を実現している。この
動作において、Ｖ_CPは一定となるため、高圧出力電源は
原理上一定となる。この結果、高圧出力電圧は、振幅調
整、サイドピン補正の影響を受けず一定出力となる。し
かしながら、本方式においても、制御用トランジスター
１５８は損失を生じる。また偏向ヨーク１５４のインダ
クタンスはモジュレーター用インダクタンス１５６の存
在の為、大きく設定できない。また、偏向トランス（Ｆ
ＢＴ）が持つ分布容量Ｃの為、共振周波数の制限を受
け、１次インダクタンスを高く設定できず、結果的にス
イッチングトランジスターの電流を増大させる結果とな
り、損失増大につながる欠点を有する。またモジュレー
タコイル１５６と、共振コンデンサー１５７、制御用ト
ランジスター１５８等の大電流用素子を必要とし経済的
にも不利となる。調整に必要な変化量をＫ₃とすると、

【００２９】

【数１４】

【００３０】で示される。偏向ヨークインダクタンスに
設定され、インダクタンスを低く設定する必要がある。

【００３１】また、偏向ヨークのＬ値が低下すること
は、前に述べたがこの場合偏向ヨークのＬ値は（数１
５）の関係がありｎを小さくすることを意味する。ここ
で、ｎは巻数、ｌは磁路長、Ｓは断面積、μは比透過率
である。

【００３２】

【数１５】

【００３３】偏向ヨークの機能は、巻回されたｎターン
の巻線に電流を流し偏向走査、およびＣＲＴの発光面の
ＲＧＢの色ずれ（いわゆる、コンバーゼンス特性）を防
止するとともに歪みの少ない画面を構成するものであ
る。しかし偏向ヨークの設計において、巻数が小さくな
ると最適磁界分布を設定するのが困難な面がでてきてい
る。

【００３４】従来の高周波用の偏向装置の場合、高圧回
路は偏向回路への影響をさけて別回路で構成されている
場合が多い。

【００３５】その理由として高周波用の偏向装置は、動
作周波数が信号に自動追従するマルチスキャン方式や、
振幅調整がユーザーサイドで調整できる装置等、偏向動
作が常に一定でなく、その結果安定した高圧を偏向パル
スから得られないことに起因する。図９は従来の高周波
ディスプレイの偏向・高圧構成図で、図９において、８
は偏向回路、９は高圧回路であり動作はそれぞれ単独で
行われ、高圧回路９には、高圧を検出して高圧回路の制
御を行い高圧を安定させる機能が設けられている。

【００３６】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら従来の高
周波用の偏向装置は、より経済的にかつエネルギー資源
の有効活用という点において、改善すべき点がある。そ
の第１は、偏向回路の電力損失、第２に振幅調整サイド
ピン補正に伴う電力損失、第３に高圧発生回路の電力損
失、高圧制御動作の簡略化、第４に偏向ヨークの特性劣
化と生産性である。

【００３７】この４点の課題について述べる。第１に高
周波用の偏向装置は、従来よりスイッチング素子１個で
構成されており、その耐圧に限界があり現在１５００〜
１７００Ｖ程度の耐圧となっている。従来の動作例で説
明した如く、高周波動作は偏向ヨークのインダクタンス
が低下せざるを得ない。その結果、スイッチング素子の
電流が増加し、損失が増大する。

【００３８】第２に偏向回路の重要な回路動作に、振幅
調整、サイドピン補正動作があるが、従来の電源変調方
式およびダイオードモジュレーター方式も電力損失を生
じる結果となっている。

【００３９】第３に高圧回路を別に設けることは、特性
上非常に有利ではあるが、偏向回路の基本動作と同様に
スイッチング素子の損失の増大を招き、装置として消費
電力が増大するという問題点を有していた。

【００４０】第４に偏向ヨークのインダクタンスの低下
は偏向ヨークの巻線数で決定されるため最適設計の磁界
分布が、巻線数が小さくなると、設定が難しく設計自由
度の低下を招く。また巻線数を小さくする結果、巻線積
を示す定数Ｌ／Ｒを満たすため、線径を大きく設定する
ことになり巻線性や、高周波抵抗の劣化を招く結果とな
る。

【００４１】本発明の高周波水平偏向・高圧回路は従来
の課題を解決するもので、高周波用の偏向装置の電力損
失を低減する手段、いいかえれば、偏向ヨークのインダ
クタンスを水平スイッチングトランジスターのコレクタ
ー電圧の制限を越えて設定し得る駆動方法および、振幅
調整およびサイドピン補正を低損失で動作せしめ、偏向
パルスを昇圧する高圧発生方式を採用し、実用に具する
高周波水平偏向・高圧回路を提供することを目的として
いる。

【００４２】

【課題を解決するための手段】この目的を達成するため
に本発明の高周波水平偏向・高圧回路は、インダクタン
スの高い偏向ヨークを駆動して電力損失を低減するた
め、トランジスターのＶ _CP以上の電圧を偏向ヨークに印
加する必要がある。その手段として共振回路を形成し、
この電圧を偏向ヨークに逆位相、つまり＋パルスと−パ
ルスとして印加し等価的な印加電圧を高く設定すること
と、偏向トランスの巻線電圧によりおくれ時間をもって
高速スイッチング素子を同期スイッチングさせ、−パル
スを発生させる構成を持つ。−パルスを発生する回路
へ、サイドピン補正振幅調整に対応した電圧を供給する
ことによりその動作を実現できる構成を持つ。また高圧
の安定化については＋パルスの昇圧整流を実施するた
め、サイドピン補正、振幅調整が高圧出力電圧に与える
影響が小さく、高圧の安定化を目的とした制御動作を実
施するにあたり、制御量を小さく設定できる結果広範囲
な負荷電流に対する高圧安定化動作が実現できる構成を
有している。

【００４３】

【発明の実施の形態】本発明の請求項１に記載の発明
は、偏向トランスと第１のスイッチング素子と第１の共
振コンデンサーとからなる偏向回路と、第２のスイッチ
ング素子と第２の共振コンデンサーとからなる共振回路
とを有し、前記偏向回路の第１の出力波形と前記共振回
路の第２の出力波形が接地点を中心に逆位相になるよう
に接続するとともに、第２のスイッチング素子のスイッ
チングを前記偏向トランスの巻線の電圧により行い第１
のスイッチング素子との同期スイッチング動作を行うよ
うにしたもので、偏向ヨークには第１のスイッチング素
子によって形成される第１の共振電圧と、第２のスイッ
チング素子によって形成される第２の共振電圧が逆位相
で付加されるように接続することにより、偏向ヨークに
は（第１の共振電圧＋第２の共振電圧）が印加されるこ
とにより、インダクタンスが高く設定できる。その結
果、偏向電流の低域が実現でき、スイッチング素子の損
失を低減できる。またインダクタンス値を高く設定でき
た結果、偏向ヨークの巻数ｎを高く設定でき、磁界の最
適設計の自由度、および、生産性を著しく向上できるも
のである。

【００４４】また、第２の共振回路に発生する−パルス
の波高値を制御することで偏向ヨークに印加される電圧
（第１の共振電圧＋第２の共振電圧）を所定の振幅およ
びサイドピン補正ができる様に、構成するものである。

【００４５】請求項２は、偏向回路と高圧回路を一体化
した場合、広範囲な高圧制御を可能にするトランスの構
造と制御手段を提供するものである。

【００４６】請求項３、４、５は請求項１、２、６を実
現するための電源電圧の制御手段に関するものである。

【００４７】請求項６は請求項１〜２を実用的に構成す
る一方法を提供するものである。（実施の形態１）図１は本発明の一実施の形態による高
周波水平偏向高圧回路図を示す。図１の偏向回路部のス
イッチングトランジスター１０のエミッターは接地され
コレクターに偏向トランス１３を介して、接地された電
源４１よりエネルギーが供給される。またスイッチング
トランジスター１０のコレクターにはダンパーダイオー
ド１１および第１の共振コンデンサー１２が接続され、
それぞれ他端は接地されている。偏向ヨーク１６の一端
は、スイッチングトランジスター１０のコレクターに接
続され、他端はＳ字コンデンサー２２を介して、電界効
果型トランジスター（以後ＦＥＴという）２１のソース
に接続されドレインは接地されている。ＦＥＴ２１のド
レイン・ソース間には、第２の共振コンデンサー１７が
接続されている。またドレイン・ソース間には、チョー
クコイル５７と平滑コンデンサー５６が直列に接続さ
れ、平滑コンデンサー５６の両端には、偏向トランスの
巻線１５より可飽和リアクター２９の２次側および整流
ダイオード５８を介し、直流電圧供給回路が構成され
る。また可飽和リアクター２９の１次巻線は、制御用電
源２３に接続され、他端はサイドピン・振幅調整用のト
ランジスター３０のコレクターに接続され、エミッター
は接地されている。ベースにはサイドピン補正、振幅に
対応した制御信号が印加される。

【００４８】次に偏向回路の同期スイッチング回路の実
施形態を示す。偏向トランスの巻線１４の正極性側が、
ＦＥＴ２０のゲート、他端がソースに接続され、正極性
側はダイオード１９を介して抵抗２６に接続されＦＥＴ
２０のドレインに接続される。ＦＥＴ２０の出力（ドレ
イン）は抵抗２８とダイオード２７の並列接続されたカ
ソード側に、他端はＦＥＴ２１のゲート、ゲート側に印
加される。

【００４９】次に高圧回路の一実施の形態の構成につい
て述べる。高圧トランスに巻回わされた高圧発生巻線３
６の一端は接地され、他端は高圧整流ダイオード３７に
て整流され、高圧検出抵抗３１，３２が接続されてい
る。検出抵抗３２の電圧が反転増幅器３４の反転端子に
入力され、正転端子には基準電圧３３が入力されてい
る。誤差増幅器の出力端はトランジスター３５のベース
入力端に接続される。またトランジスター３５の出力側
のコレクターは可飽和リアクター３８を介して電源４３
の＋側に接続され、エミッター側は接地されている。偏
向トランス１３の１次巻線と高圧発生トランスの１次巻
線４５をＵ字コアの両脚に配し、高圧側は結線され、高
圧トランスの１次巻線４５の低圧側はコンデンサ５３を
介してＦＥＴ４２のソースに接続され、ドレインは接地
されている。ＦＥＴ４２のソース，ドレイン間にはチョ
ークコイル５５および平滑コンデンサー４０がシリーズ
接続され、かつ、共振コンデンサー５４が並列に接続さ
れる。一方、平滑コンデンサー４０の両端には、巻線４
４より可飽和リアクター３８の２次巻線と整流ダイオー
ド３９を介して整流回路が構成されている。

【００５０】なお、高圧制御ＦＥＴ４２のゲート・ソー
ス間には、前述の偏向回路の同期スイッチング回路と同
様のものが接続されている。

【００５１】以上のように構成された、偏向・高圧回路
の動作について説明する。まず、偏向回路の基本動作に
ついて説明する。

【００５２】図１において、トランジスター１０がＯＮ
になると、偏向トランスの１次巻線１３を介して、電源
４１の電流が流れると、巻線１５に誘起電圧が生じ、Ｆ
ＥＴ２１のゲートをＯＮし、ドレインとソースとを導通
せしめる。この時、トランジスター１０、およびＦＥＴ
２１は導通状態となり、偏向ヨークに電流が流れる。次
に帰線期間に入るとトランジスター１０がＯＦＦとな
り、偏向ヨーク１６と偏向トランスの１次巻線１３との
並列インダクタンスと、共振容量１８および、１２の並
列容量による共振パルスが発生する。共振が始まる時、
ＦＥＴ２１はまだ導通状態である。この時、巻線１４に
も帰線パルスが発生する。この帰線パルスの電圧がＦＥ
Ｔ２０のゲートのスレッショルド電圧を越えると、ＦＥ
Ｔ２０はＯＮ状態となり、抵抗２６とＦＥＴ２０のドレ
インの接続点はＯＮとなり、ＦＥＴ２１のゲートの電荷
を引き出しＯＦＦ状態となる。

【００５３】この結果、平滑コンデンサー５６を電源電
圧として、チョークコイル５７と、共振コンデンサー１
７による帰線パルスが発生する。これにより偏向ヨーク
１６には正極性の帰線パルスＶ_CPと、負極性帰線パルス
−Ｖ_SP1が印加され、結果的に動作電圧が等価的に高く
なる。その動作波形を図２に示す。この一連の動作の重
要な点は、Ｖ_CPとの同期スイッチングの実現である。第
１のスイッチング素子（トランジスター）１０がＯＦＦ
して帰線パルスが発生しだす直後に第２のスイッチング
素子（ＦＥＴ）２１がＯＦＦすることにより実現でき
る。その動作波形を図３に示す。図３に示すようにＴ_sg
はトランジスターの蓄積時間と称されるＯＦＦする時に
必要な時であり通常２〜３μsecと大きいことと、素子
毎のバラツキも大きく、第２の同期スイッチング素子と
して使用するには難がある。そこで、ＦＥＴやＩＧＢＴ
等の高速スイッチング素子を使用することにより目的を
達することができる。図３に示すＴ₁は小さいことが望
ましいが、トランジスター１０より先にＯＦＦする動作
は、全電圧がＦＥＴに印加される可能性があり、信頼性
上問題があること、および、Ｔ_SGの存在の為、同期スイ
ッチングが不可能となる。本動作によれば、ＴＲ１０が
ＯＦＦした後、必ずおくれ時間Ｔ₁を経た後にＦＥＴ２
１がＯＦＦする規則制をもたせることができる。

【００５４】次に、サイドピン補正、振幅調整の動作に
ついて説明する。前述の如く、ＦＥＴ２１による負極性
パルス発生回路の電源電圧（平滑コンデンサー５６の電
圧）を変化することによって波高値を制御できるが、そ
の制御範囲を確保するためには、共振容量の分配の設定
が必要となる。その説明図を図４に示す。

【００５５】図４において、Ｓ₁はＴＲ１０、Ｓ₂はＦＥ
Ｔ２１、各共振回路の容量値をＣ₁（ＴＲ−１０のＣ−
Ｅ間）、Ｃ₂（ＦＥＴ２１のＤ−Ｓ間）、Ｃ₃（ＤＹの両
端）として、帰線パルス幅の変化を小さくしかつ、Ｂ₂
の変化に対してＶ_DPIを可変させるには、ＬＤＹ・Ｃ₃≒
Ｌ_HOT・Ｃ₁≒Ｌ_チョーク・Ｃ₂としかつ、Ｌ_HOT》Ｌ_チョークの
時、Ｓ₂の両端に発生する電圧は小さくなりＢ₂も小さく
設定できる。この条件下で、Ｂ₂を可変することにより
負極性パルスＶ_DPIの波高値をＢ₂に比例した波高値に変
化させることができ、偏向ヨークの両端に印加される等
価電圧を制御できる。これにより、サイドピン補正、振
幅調整が可能となる。偏向ヨークの偏向トランスのイン
ダクタンスは偏向ヨークのインダクタンスの数倍以上に
設定されることより、偏向ヨークのインダクタンスＬ_DY
と両端の共振コンデンサーにより帰線パルス幅を設定
し、第２の共振回路のチョーク５７のインダクタンスと
共振コンデンサー１７との共振を帰線パルス幅に設定
し、第１の共振コンデンサー１２の値を小さく設定する
ことになる。巻線１５より可飽和リアクター２９の２次
巻線および整流ダイオード５８を介して、平滑コンデン
サーに注入される電源回路において、可飽和リアクター
２９の１次巻線にサイドピン補正および振幅に対応する
制御電流をトランジスター３０を介して流すことによ
り、サイドピン補正、振幅調整動作を実施している。

【００５６】以上の偏向回路の動作は、従来回路の動作
説明式（数８）の関係を（数１６）のように表わすこと
ができ、偏向ヨークのインダクタンスＬ_DYを高く設定で
きる。

【００５７】

【数１６】

【００５８】またトランジスターの損失式（数１２）に
おけるトランジスターのコレクター電流Ｉ_PPが減少し損
失が低減される。しかしながら高速なスイッチング素子
であるＦＥＴ２１（例えばスイッチング時間１５０〜１
６０ｎｓのもの）を使用しており、ＯＮ期間の損失分が
付加されるため、ＯＮ抵抗の小さな高速スイッチング素
子を選定する必要がある。現状では４００〜８００Ｖ耐
圧クラスの低ＯＮ抵抗素子を選定することが、本方式に
おいては望ましい。

【００５９】次に高圧発生動作について説明する。基本
的な動作は偏向回路と同様であるが、高圧制御を実施す
る手段として第３の共振スイッチング回路の電源電圧を
可飽和リアクター２７のインダクタンス値Ｌを制御する
方法をとっている。図１において高圧出力電圧を検出用
の抵抗３１，３２によって検出し、検出電圧が基準電圧
線３３より低下すると反転増幅器３４の出力が上がり、
制御用のトランジスター３５のコレクター電流を増加さ
せる動作を行う。この結果可飽和リアクター３８の１次
制御電流が増加し２次側のＬ値が低下する。高圧トラン
スの巻線４４に可飽和リアクター３８が接続されている
ため、インダクタンスによる電圧降下が減少し、整流電
圧が上昇し、高圧トランスの低圧側に接続されている交
流結合コンデンサー５３を介して印加される共振電圧の
波高値が高くなる。高圧トランスの１次側への印加電圧
はコレクター電圧Ｖ_DP＋制御電圧Ｖ_SP2が高くなり２次
側の高圧トランスの２次巻線３６の出力電圧も高くなり
高圧の安定化動作を行う。本動作の重要な点は偏向トラ
ンスの１次巻線１３と、高圧トランスの１次巻線４５と
の結合度であり、高圧の制御が可能な範囲まで結合度を
低くすることである。結合度Ｋが１に近い状態での実験
では高圧制御幅が著しく狭く、実用に具さない。動作実
験の結果、Ｕ字コアの両脚に配した場合の結合度（Ｋ≒
０．７）以下に設定することにより、所定の高圧値の制
御が可能となる。高圧制御の動作原理を図６の本発明の
一実施の形態による高周波偏向回路の高圧制御動作図に
示す。

【００６０】結合度の低い状態を実現するため、偏向ト
ランスの１次巻線と高圧トランスの１次巻線をＵ字コア
の両脚に巻線を施しており、その構成図を図５に示す。
結合度を低く設定するためには別コアによる高圧トラン
スを用いても同等の動作を実現できるが、励磁力の増大
を招くことになる。Ｋ＝１の場合偏向トランスの１次側
の電圧は固定されており、高圧トランスの１次側電圧を
変化させることができない。

【００６１】（実施の形態２）図１２は、本発明の一実
施形態２による高周波偏向・高圧回路図を示す。図１２
において、偏向回路部の第１のスイッチングトランジス
ター６２のコレクターには負側が接地された電源６０の
正側がチョークコイル６１を介して接地されたコンデン
サー６３の他端とともに接続されている。スイッチング
トランジスター６２のコレクター・エミッター間にはダ
ンパーダイオード１０２、および第１の共振コンデンサ
ー１０３が並列接続されている。またエミッターには偏
向トランスの１次巻線６４の一端が接続され他端は接地
されているとともに、偏向ヨーク６５と、Ｓ字補正コン
デンサー６６が直列に接続され、その両端に第３の共振
コンデンサー６７が並列に接続されている。この他端
が、第２のスイッチング素子（ＦＥＴ）６８のドレイン
に接続され、ソースは接地されている。ＦＥＴ６８のド
レイン・ソース間には第２の共振コンデンサー６９およ
び直列接続されたチョークコイル７０と平滑コンデンサ
ー７１が接続されている。ＦＥＴ６８のゲートには、実
施形態１で述べた同期スイッチング回路Ｇが接地されて
接続されている。また平滑コンデンサー７１の正側に実
施形態１で述べた、可飽和リアクター７３を制御するサ
イドピン、振幅制御回路Ｅが接続されている。

【００６２】次に高圧発生回路の構成について述べる。
高圧回路も偏向回路とほぼ同様の構成となっている。高
圧トランスの１次巻線８７の一端が、第１のスイッチン
グ素子６２のエミッターに接続され、他端は、コンデン
サー８８を介して、第３のスイッチング素子（ＦＥＴ）
のドレインに接続され、ソースは接地されている。ドレ
インソース間には、共振コンデンサー８９および、直列
接続されたチョークコイル９０と平滑コンデンサー９１
が接続されている。一方ゲートには偏向回路の同期スイ
ッチング回路Ｇが接続され、平滑コンデンサー９１の正
側に実施形態１で述べた高圧制御回路Ｆが接続されてい
る。

【００６３】以上の構成における動作説明を行う。基本
の共振回路構成を図１４に示す。実施形態１と異なる点
はスイッチＳ₁およびＳ₂が、Ｃ₄とＬ_HOTを介してＬ_DYと
Ｃ_Sに接続されている点であるが、共振条件の設定は実
施形態１と同等である。この回路動作は第１のスイッチ
ング素子６２のエミッターに負極性パルスが発生し、第
２のスイッチング素子６８のドレインに正極性パルスが
発生する（図１２参照）。

【００６４】実施形態１と極性が反対となるが実施形態
１と同様偏向ヨーク６５に印加される電圧は高くなり、
偏向ヨークのインダクタンスを高く設定できかつ、偏向
電流低減に伴う、損失低減の効果も得られる。また高圧
発生および制御動作に関しても、第３のスイッチング素
子８６のドレインに正極性パルスが発生し、実施形態１
と同様の動作が実現できる。実施形態２において特に有
効なのは、第２のスイッチング素子６８および第３のス
イッチング素子８６のソースが接地できる点である。実
施形態１では、ソースに負極性パルスが発生するため、
ゲート、ソース間への同期スイッチング回路はフローテ
ィングする必要があり、絶縁が必要となる。その結果、
偏向回路と高圧発生回路にＡ，Ｂの独立した同期スイッ
チング回路が必要となり、実施形態２が実用上有効であ
る。

【００６５】請求項３、４、５は第２、第３のスイッチ
ング共振回路への電源の供給手段に関するもので、請求
項３の可飽和リアクターによる制御は、図１、図１２に
て示されるＣ，Ｄ，Ｅ，Ｆの部分である。この電圧制御
を他の方法で実施することもできる。一実施の形態とし
て図１２のＦの部分に請求項５を例とし降圧式スイッチ
ング回路を使用する場合の回路構成を図１５に示す。

【００６６】図１５において外部電源１１０，スイッチ
ングトランジスター１１１，フライホイルダイオード１
１５，インダクター１１６によりスイッチング回路にお
いて高圧検出電圧と基準電圧９７と比較した結果をＰ・
Ｗ・Ｍ（パルス・ワイド・モジュレーター）を介して、
スイッチングトランジスター１１１の時比率制御を行う
ことにより、高圧制御用の共振スイッチング回路の電源
電圧を可変して高圧の安定制御を実施するものである。

【００６７】このように、第２，第３の共振スイッチン
グ回路へ電源を印加する方法は種々考えられ、印加電圧
を制御することで目的を達することができる。

【００６８】

【発明の効果】以上のように本発明によれば、第１に高
周波偏向回路における、回路動作損失の増大、偏向ヨー
クにインダクタンスの低下による特性の劣化・生産性の
低下を共振回路を、高速同期スイッチングさせ偏向ヨー
クに印加し動作電圧を上げる回路を設けることにより、
偏向ヨークインダクタンスの低下を防止できる。その結
果、偏向電流を低減せしめ、回路動作損失を低減する主
たる目的を達することができる。

【００６９】第２に偏向回路と高圧回路を分離した従来
の偏向装置の方式の回路動作損失を、高圧回路に共振回
路と電圧制御回路とを設け、所定の結合度に設定された
高圧トランスに印加し、かつその動作電圧を制御するこ
とにより高圧の安定化が実現でき、動作損失を低減でき
る。

【００７０】以上、第１および第２の構成により、高周
波偏向回路として、動作損失の少ない高性能な特性を実
現できるし、応用面も広く有用な効果を有するものであ
る。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施の形態による高周波水平偏向・
高圧回路図

【図２】本発明の一実施の形態１による高周波偏向回路
のＶ_CP（コレクター電圧）とＶ _SP1（ソース電圧）の関
係図

【図３】偏向回路における、各動作波形のスイッチング
遅れ関係図

【図４】本発明の一実施の形態１による高周波偏向回路
の共振の回路構成図

【図５】本発明の一実施の形態による偏向・高圧トラン
スの構成図

【図６】本発明の一実施の形態による高周波偏向回路の
高圧制御動作図

【図７】従来の偏向回路図

【図８】従来の偏向回路の偏向波形図

【図９】従来の高周波ディスプレイの偏向・高圧構成図

【図１０】従来のサイドピン補正の一実施例を示す図

【図１１】従来のサイドピン補正の一実施例（ダイオー
ドモジュレーター）を示す図

【図１２】本発明の一実施形態２による高周波水平偏向
・高圧回路図

【図１３】本発明の一実施形態２による高周波水平偏向
回路のＶ_EP（エミッター電圧）とＶ_DP1（ドレイン電
圧）の関係図

【図１４】本発明の一実施形態２による高周波水平偏向
回路の共振回路構成図

【図１５】別電源による高圧制御回路の一実施例を示す
図

【符号の説明】

１０スイッチングトランジスター１１ダンパーダイオード１２，１７，１８，５４共振コンデンサー１３偏向トランス１次巻線１４，１５，４４，４５，４６巻線１６偏向ヨーク１９，２７，３９，４８，５１，５８整流ダイオード２０，２１，４２，４７ＦＥＴ２２Ｓ字コンデンサー２３，４３制御用電源２４サイドピン補正振幅信号入力端子２５，４０，５０，５６平滑コンデンサー２６，２８，３１，３２，４９，５２抵抗２９，３８可飽和リアクター３０，３５トランジスター３３基準電圧３４反転増幅器３６２次巻線（高圧発生巻線）３７高圧電流ダイオード４１電源５３コンデンサー５５，５７チョークコイル６０電源６１，７０，９０チョークコイル６２スイッチングトランジスター６４偏向トランス１次巻線６５偏向ヨーク６６Ｓ字補正コンデンサー６７，６９，８９，１０３共振コンデンサー６８，８１，８６ＦＥＴ７１，８４，９１平滑コンデンサー７２，７９，８３，１０２整流ダイオード７３，１００可飽和リアクター７４，９９制御用電源７５，１０１トランジスター７６サイドピン補正、振幅信号入力端子７７，７８，９２２次巻線８０，８２，８５，９４，９５，９８抵抗８７高圧発生トランス１次巻線８８，１０４コンデンサー９３２次巻線（高圧発生巻線）９６反転増幅器９７基準電圧１０２ダンパーダイオード

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】偏向トランスと第１のスイッチング素子と
第１の共振コンデンサーと偏向ヨークと第３の共振コン
デンサーからなる偏向回路と、第２のスイッチング素子
と第２の共振コンデンサーとからなる共振回路を有し、
前記偏向回路の第１の出力波形と前記共振回路の第２の
出力波形が接地点を中心に逆位相となるように接続する
とともに、前記第２のスイッチングを前記偏向トランス
の巻線の電圧により行い、前記第１のスイッチング素子
から必ず遅れ時間を有する同期スイッチング動作を行う
偏向回路において、前記第３の共振コンデンサーと前記第１の共振コンデン
サーとの容量値の和と前記偏向ヨークのインダクタンス
との共振周波数を帰線パルス幅になるように設定すると
ともに、第２の共振回路のチョークコイルのインダクタ
ンスと第２の共振コンデンサーとの共振周波数を帰線パ
ルス幅になるように設定し、かつ第１の共振コンデンサ
ーの値を第２の共振コンデンサの容量値に対して小さく
設定された構成において、第２の共振回路へチョークコ
イルを介して印加される電圧を調整し、第２の共振回路
の帰線パルス波高値を制御することにより、サイドピン
補正、振幅調整を実施することを特徴とした高周波水平
偏向・高圧回路。
【請求項２】偏向トランスの１次巻線と高圧発生トラン
スの１次巻線を設け、各１次巻線をＵ字型フェライトコ
アの両脚に配し、高圧発生トランスの１次巻線の低圧側
に、第３のスイッチング共振回路を設け、かつ共振回路
の電源電圧を調整して、高圧出力電圧の安定化を実現す
ることを特徴とした高周波水平偏向・高圧回路。
【請求項３】偏向トランスにそれぞれ、電源供給巻線を
設け、整流ダイオードと可飽和リアクターを介して、第
２あるいは第３の共振回路へ電源を供給する構成におい
て、可飽和リアクターの制御電流を調整することによ
り、第２の共振回路あるいは、第３の共振回路の電源電
圧を制御して、サイドピン補正、振幅調整、高圧制御を
実施することを特徴とした請求項１又は２記載の高周波
水平偏向・高圧回路。
【請求項４】偏向トランスにそれぞれ電源供給巻線を設
け、整流ダイオードとスイッチング素子またはトランジ
スター等の制御素子を介して、第２、第３の共振回路へ
電源を供給する構成において、スイッチング素子の導通
時間の時比率制御または、トランジスターによる電圧降
下制御を実施して、第２および第３の共振回路の帰線パ
ルスの波高値を制御して、サイドピン補正、振幅調整、
高圧制御を実施することを特徴とする請求項１又は２記
載の高周波水平偏向・高圧回路。
【請求項５】サイドピン補正振幅調整および高圧制御に
対応した電源を別電源とし、第２および第３の共振回路
へ供給することを特徴とした請求項１又は２記載の高周
波水平偏向・高圧回路。
【請求項６】第１のスイッチング素子のエミッターに偏
向ヨークとＳ字コンデンサーを直列に接続し他端に第２
のダンパーダイオードスイッチング素子（ＦＥＴ）のド
レインを接続し、ソースを接地するとともに、第１のス
イッチング素子のコレクターにダンパーダイオードのカ
ソードをエミッターにアノードを接続し、コレクターに
コンデンサーを接続し他端を接地し、かつコレクターに
インダクタンスを介して負側が接地された電源を接続
し、エミッターと接地間に偏向トランスの１次巻線を接
続し、かつ第１の共振コンデンサーが第１のスイッチン
グ素子のコレクター、エミッター間に第２の共振コンデ
ンサーおよび直列接続されたチョークコイルと平滑コン
デンサーが、第２のスイッチング素子のドレイン・ソー
ス間に、第３の共振コンデンサーが直列接続された偏向
ヨークとＳ字コンデンサーの両端に接続されたことを特
徴とする高周波水平偏向・高圧回路。