JPH09319323A - 定電流駆動回路 - Google Patents
定電流駆動回路Info
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- JPH09319323A JPH09319323A JP8133029A JP13302996A JPH09319323A JP H09319323 A JPH09319323 A JP H09319323A JP 8133029 A JP8133029 A JP 8133029A JP 13302996 A JP13302996 A JP 13302996A JP H09319323 A JPH09319323 A JP H09319323A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】本発明は、定電流回路の出力端子に接続される
外部負荷が変化しても、出力電流が変動しない定電流駆
動回路を提供すると共に、電圧の低い飽和領域において
も安定した定電流を提供し、かつ、出力電圧が低く消費
電力が小さい定電流駆動回路を提供する事である。 【解決手段】本発明にかかる定電流駆動回路は、カレン
トミラー回路を構成する二つの一電導チャネル型ＭＩＳ
トランジスタの内のドレイン端子とゲート端子とが短絡
した方（入力側）のＭＩＳトランジスタにおいて、この
定電流駆動回路の出力端子から出力される出力信号に連
動し、所定の動作をする可変抵抗器を、この入力側のＭ
ＩＳトランジスタのドレイン端子とゲート端子との間に
接続している。
外部負荷が変化しても、出力電流が変動しない定電流駆
動回路を提供すると共に、電圧の低い飽和領域において
も安定した定電流を提供し、かつ、出力電圧が低く消費
電力が小さい定電流駆動回路を提供する事である。 【解決手段】本発明にかかる定電流駆動回路は、カレン
トミラー回路を構成する二つの一電導チャネル型ＭＩＳ
トランジスタの内のドレイン端子とゲート端子とが短絡
した方（入力側）のＭＩＳトランジスタにおいて、この
定電流駆動回路の出力端子から出力される出力信号に連
動し、所定の動作をする可変抵抗器を、この入力側のＭ
ＩＳトランジスタのドレイン端子とゲート端子との間に
接続している。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は定電流回路に関する
もので、特に発光ダイオード（ＬＥＤ）等を駆動する定
電流駆動回路に使用されるものである。
もので、特に発光ダイオード（ＬＥＤ）等を駆動する定
電流駆動回路に使用されるものである。
【０００２】
【従来の技術】従来の定電流回路を図７に示した。図７
に示すように、定電流回路１は、二つの同じチャンネル
導電型のＭＯＳトランジスタＭ１、Ｍ２から構成される
カレントミラー回路２と、このカレントミラー回路２に
電流を供給する定電流源Ｉで構成されている。
に示すように、定電流回路１は、二つの同じチャンネル
導電型のＭＯＳトランジスタＭ１、Ｍ２から構成される
カレントミラー回路２と、このカレントミラー回路２に
電流を供給する定電流源Ｉで構成されている。
【０００３】この定電流回路１から出力される出力電流
Ｉ２は、定電流源Ｉからカレントミラー回路２に入流す
る電流Ｉ１と、カレントミラー回路２を構成する二つの
ＭＯＳトランジスタＭ１、Ｍ２のチャネル幅Ｗ１、Ｗ２
により、下式で決定される。 Ｉ２＝（Ｗ２／Ｗ１）×Ｉ１ （式１） 上式から分かるように、ＭＯＳトランジスタＭ１、Ｍ２
のチャンネル幅Ｗ１、Ｗ２を調節する事で、容易に入力
電流の実数倍の出力電流を得る事が出来る。
Ｉ２は、定電流源Ｉからカレントミラー回路２に入流す
る電流Ｉ１と、カレントミラー回路２を構成する二つの
ＭＯＳトランジスタＭ１、Ｍ２のチャネル幅Ｗ１、Ｗ２
により、下式で決定される。 Ｉ２＝（Ｗ２／Ｗ１）×Ｉ１ （式１） 上式から分かるように、ＭＯＳトランジスタＭ１、Ｍ２
のチャンネル幅Ｗ１、Ｗ２を調節する事で、容易に入力
電流の実数倍の出力電流を得る事が出来る。
【０００４】この定電流回路１の出力電圧Ｖｏ対出力電
流Ｉｏの特性（以下、出力特性と言う）は、ＭＯＳトラ
ンジスタＭ２の出力特性で決定される。ＭＯＳトランジ
スタＭ２の出力特性を図８に示した。図８に示すよう
に、ＭＯＳトランジスタが飽和領域（図参照）で動作す
るように設計すれば、出力電圧Ｖｏに変動しにくい安定
した出力電流Ｉｏを得る事が出来る。しかし、実際、飽
和領域ではチャネル長変調効果により、傾きｄＩｏ／ｄ
Ｖｏを有している。
流Ｉｏの特性（以下、出力特性と言う）は、ＭＯＳトラ
ンジスタＭ２の出力特性で決定される。ＭＯＳトランジ
スタＭ２の出力特性を図８に示した。図８に示すよう
に、ＭＯＳトランジスタが飽和領域（図参照）で動作す
るように設計すれば、出力電圧Ｖｏに変動しにくい安定
した出力電流Ｉｏを得る事が出来る。しかし、実際、飽
和領域ではチャネル長変調効果により、傾きｄＩｏ／ｄ
Ｖｏを有している。
【０００５】これは、定電流回路１に接続される外部負
荷（図示せず）が変化し、出力電圧Ｖｏが変動した場
合、出力電流Ｉｏも変動してしまう事を示している。こ
の問題を解消するため、カレントミラー回路を積み重ね
たカスコード定電流回路（図９（１）参照）や、出力側
にトランジスタを挿入したウィルソン型定電流回路（図
９（２）参照）等が考案されている。
荷（図示せず）が変化し、出力電圧Ｖｏが変動した場
合、出力電流Ｉｏも変動してしまう事を示している。こ
の問題を解消するため、カレントミラー回路を積み重ね
たカスコード定電流回路（図９（１）参照）や、出力側
にトランジスタを挿入したウィルソン型定電流回路（図
９（２）参照）等が考案されている。
【０００６】次に、図１０に、図９（１）に示されるカ
スコード定電流回路の出力特性を示した。図１０に示さ
れるように、飽和領域における特性の傾きが緩和され、
平坦になっている事が解る。
スコード定電流回路の出力特性を示した。図１０に示さ
れるように、飽和領域における特性の傾きが緩和され、
平坦になっている事が解る。
【０００７】しかし、出力特性における飽和領域の傾き
が平坦になる一方で、定電流源として使用できる飽和領
域Ｓ１は、従来使用されていた飽和領域Ｓ２よりも狭く
なってしまう。
が平坦になる一方で、定電流源として使用できる飽和領
域Ｓ１は、従来使用されていた飽和領域Ｓ２よりも狭く
なってしまう。
【０００８】また、出力側にトランジスタを直列に接続
するため、出力電圧Ｖｏのダイナミックレンジが制約さ
れ、また、大電流においては消費電力が大きくなってし
まっていた。
するため、出力電圧Ｖｏのダイナミックレンジが制約さ
れ、また、大電流においては消費電力が大きくなってし
まっていた。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】外部負荷の変動による
カレントミラー回路の出力電流の変動を抑えるため、カ
レントミラー回路の出力側にトランジスタを直列に接続
していた。しかしながら、定電流源として使用できる飽
和領域が狭くなってしまったり、出力電圧が上昇し消費
電力が増大すると言う問題があった。
カレントミラー回路の出力電流の変動を抑えるため、カ
レントミラー回路の出力側にトランジスタを直列に接続
していた。しかしながら、定電流源として使用できる飽
和領域が狭くなってしまったり、出力電圧が上昇し消費
電力が増大すると言う問題があった。
【００１０】そこで、本発明は、以上の様な問題を鑑
み、定電流回路の出力端子に接続される外部負荷が変化
しても、出力電流が変動しない定電流駆動回路を提供す
ると共に、電圧の低い飽和領域においても安定した定電
流を提供し、かつ、出力電圧を低く設定できる定電流駆
動回路を提供する事を目的とする。
み、定電流回路の出力端子に接続される外部負荷が変化
しても、出力電流が変動しない定電流駆動回路を提供す
ると共に、電圧の低い飽和領域においても安定した定電
流を提供し、かつ、出力電圧を低く設定できる定電流駆
動回路を提供する事を目的とする。
【００１１】
【課題を解決するための手段】以上の問題を解決するた
めに、本発明は、カレントミラー回路を構成する二つの
一電導チャネル型ＭＩＳトランジスタの内、ドレイン端
子とゲート端子とが短絡した方（入力側）のＭＩＳトラ
ンジスタにおいて、この定電流駆動回路の出力端子から
出力される出力信号に連動し、所定の動作をする可変抵
抗器を、この入力側のＭＩＳトランジスタのドレイン端
子とゲート端子との間に接続する。
めに、本発明は、カレントミラー回路を構成する二つの
一電導チャネル型ＭＩＳトランジスタの内、ドレイン端
子とゲート端子とが短絡した方（入力側）のＭＩＳトラ
ンジスタにおいて、この定電流駆動回路の出力端子から
出力される出力信号に連動し、所定の動作をする可変抵
抗器を、この入力側のＭＩＳトランジスタのドレイン端
子とゲート端子との間に接続する。
【００１２】ここで、出力信号に連動した所定の動作と
は、出力信号が所定の電位よりも低くなったときはこの
可変抵抗器の抵抗値が増加し、所定の電位よりも高くな
ったときには可変抵抗器の抵抗値が減少する動作の事を
言う。
は、出力信号が所定の電位よりも低くなったときはこの
可変抵抗器の抵抗値が増加し、所定の電位よりも高くな
ったときには可変抵抗器の抵抗値が減少する動作の事を
言う。
【００１３】以上のように、本発明によれば、本発明の
定電流駆動回路は出力電圧の変動に連動した可変抵抗器
が内蔵されているので、定電流駆動回路の出力端子に接
続された外部負荷が変化し、定電流駆動回路の出力電圧
が変動しても、その変動を補償する事が出来る。
定電流駆動回路は出力電圧の変動に連動した可変抵抗器
が内蔵されているので、定電流駆動回路の出力端子に接
続された外部負荷が変化し、定電流駆動回路の出力電圧
が変動しても、その変動を補償する事が出来る。
【００１４】この為、定電流回路の出力端子に接続され
る外部負荷が変化しても、出力電流が変動しない定電流
駆動回路を提供する事が出来る。また、従来の定電流回
路の様に出力側にトランジスタを直列に接続する事が無
いので、本発明の定電流駆動回路は、電圧の低い飽和領
域においても安定した定電流を提供する事が出来、か
つ、出力側に直列に接続したトランジスタの存在による
出力電圧の上昇に伴った定電流駆動回路の消費電力の増
大を抑制した定電流駆動回路を提供する事が出来る。
る外部負荷が変化しても、出力電流が変動しない定電流
駆動回路を提供する事が出来る。また、従来の定電流回
路の様に出力側にトランジスタを直列に接続する事が無
いので、本発明の定電流駆動回路は、電圧の低い飽和領
域においても安定した定電流を提供する事が出来、か
つ、出力側に直列に接続したトランジスタの存在による
出力電圧の上昇に伴った定電流駆動回路の消費電力の増
大を抑制した定電流駆動回路を提供する事が出来る。
【００１５】
【発明の実施の形態】本発明の実施形態を図を用いて詳
細に説明する。図１は本発明の概念回路図を、図２は図
１の詳細回路図を示している。図１に示される様に、本
発明に係る定電流駆動回路１９０は、二つのＮチャンネ
ルＭＩＳトランジスタ（特に、以下ＮＭＯＳトランジス
タと言う）ＮＴ１、ＮＴ２から構成されたカレントミラ
ー回路１００と、このカレントミラー回路１００に定電
流を供給するための定電流源Ｉと、出力端子ＯＵＴから
出力された信号のレベルを変換するレベルシフト手段
と、ＮＭＯＳトランジスタＮＴ２のドレイン端子Ｎ１と
接点Ｎ２の間に接続され、レベルシフト手段から変換さ
れた信号に依存して抵抗値が変化する可変抵抗器Ｒとか
ら構成される。
細に説明する。図１は本発明の概念回路図を、図２は図
１の詳細回路図を示している。図１に示される様に、本
発明に係る定電流駆動回路１９０は、二つのＮチャンネ
ルＭＩＳトランジスタ（特に、以下ＮＭＯＳトランジス
タと言う）ＮＴ１、ＮＴ２から構成されたカレントミラ
ー回路１００と、このカレントミラー回路１００に定電
流を供給するための定電流源Ｉと、出力端子ＯＵＴから
出力された信号のレベルを変換するレベルシフト手段
と、ＮＭＯＳトランジスタＮＴ２のドレイン端子Ｎ１と
接点Ｎ２の間に接続され、レベルシフト手段から変換さ
れた信号に依存して抵抗値が変化する可変抵抗器Ｒとか
ら構成される。
【００１６】次に、図１に示した回路の詳細回路図を図
２に示した。図２に示されるように、可変抵抗器はＮＭ
ＯＳトランジスタＮＴ３で、レベルシフト手段は二段に
接続された反転増幅回路１１０及び１２０で構成され
る。
２に示した。図２に示されるように、可変抵抗器はＮＭ
ＯＳトランジスタＮＴ３で、レベルシフト手段は二段に
接続された反転増幅回路１１０及び１２０で構成され
る。
【００１７】次に、この回路の動作を説明する。図２中
の出力端子ＯＵＴに接続されたＮＭＯＳトランジスタＮ
Ｔ１の出力特性を図３に、ＮＭＯＳトランジスタＮＴ２
の出力特性を図４に示した。
の出力端子ＯＵＴに接続されたＮＭＯＳトランジスタＮ
Ｔ１の出力特性を図３に、ＮＭＯＳトランジスタＮＴ２
の出力特性を図４に示した。
【００１８】今、この定電流駆動回路１９０に含まれる
ＮＭＯＳトランジスタＮＴ１が動作点Ａ（図３参照）で
動作し、かつ、ＮＭＯＳトランジスタＮＴ２が動作点Ｃ
（図４参照）で動作していると仮定する。
ＮＭＯＳトランジスタＮＴ１が動作点Ａ（図３参照）で
動作し、かつ、ＮＭＯＳトランジスタＮＴ２が動作点Ｃ
（図４参照）で動作していると仮定する。
【００１９】この時、出力端子ＯＵＴに接続される負荷
（図示せず）が変化した場合、定電流駆動回路１９０の
出力電圧Ｖｏｕｔが△Ｖ１だけ、出力電流Ｉｏｕｔが△
Ｉ１だけ減少（図３における動作点Ｂ）したとする。
（図示せず）が変化した場合、定電流駆動回路１９０の
出力電圧Ｖｏｕｔが△Ｖ１だけ、出力電流Ｉｏｕｔが△
Ｉ１だけ減少（図３における動作点Ｂ）したとする。
【００２０】この出力電圧の減少により、接点Ｎ３の電
圧ＶＮ３は△ＶＮ３だけ減少する。この為、ＮＭＯＳト
ランジスタＮＴ３のＯＮ抵抗を増加させ、接点Ｎ１の電
位ＶＮ１は△Ｖ２だけ減少する。
圧ＶＮ３は△ＶＮ３だけ減少する。この為、ＮＭＯＳト
ランジスタＮＴ３のＯＮ抵抗を増加させ、接点Ｎ１の電
位ＶＮ１は△Ｖ２だけ減少する。
【００２１】また、接点Ｎ１に流れる電流ＩＮ１は、定
電流源Ｉにより決定され、一定であるので、ＮＭＯＳト
ランジスタＮＴ２の動作点はＣ点からＤ点に移動する
（図４参照）。
電流源Ｉにより決定され、一定であるので、ＮＭＯＳト
ランジスタＮＴ２の動作点はＣ点からＤ点に移動する
（図４参照）。
【００２２】この為、ゲート電圧はＶＧ１からＶＧ２に
増加し、接点Ｎ４の電位を増加させるので、ＮＭＯＳト
ランジスタＮＴ１のドレイン電流、ドレイン電圧すなわ
ち出力電流Ｉｏｕｔを増加させる。
増加し、接点Ｎ４の電位を増加させるので、ＮＭＯＳト
ランジスタＮＴ１のドレイン電流、ドレイン電圧すなわ
ち出力電流Ｉｏｕｔを増加させる。
【００２３】また、出力電圧Ｖｏｕｔが増加した場合、
上記とは逆に、レベルシフト手段により接点Ｎ３の電位
は増加し、ＮＭＯＳトランジスタＮＴ１のＯＮ抵抗は減
少する。この為、接点Ｎ１の電位は増加し、接点Ｎ４の
電位は減少する。この結果、出力電流Ｉｏｕｔを減少す
る。
上記とは逆に、レベルシフト手段により接点Ｎ３の電位
は増加し、ＮＭＯＳトランジスタＮＴ１のＯＮ抵抗は減
少する。この為、接点Ｎ１の電位は増加し、接点Ｎ４の
電位は減少する。この結果、出力電流Ｉｏｕｔを減少す
る。
【００２４】この定電圧駆動回路１９０において、ＮＭ
ＯＳトランジスタＮＴ１は、出力電圧Ｖｏｕｔが増加し
た場合に抵抗値が減少し、出力電圧Ｖｏｕｔが減少した
場合に抵抗値が増加する可変抵抗器として作用してい
る。
ＯＳトランジスタＮＴ１は、出力電圧Ｖｏｕｔが増加し
た場合に抵抗値が減少し、出力電圧Ｖｏｕｔが減少した
場合に抵抗値が増加する可変抵抗器として作用してい
る。
【００２５】また、レベルシフト手段は、出力電圧Ｖｏ
ｕｔをＮＭＯＳトランジスタＮＴ１のゲート端子に印加
するのに適した電圧レベルにシフトさせる作用を有して
いる。
ｕｔをＮＭＯＳトランジスタＮＴ１のゲート端子に印加
するのに適した電圧レベルにシフトさせる作用を有して
いる。
【００２６】以上の様にして、出力電圧Ｖｏｕｔが増加
もしくは減少した場合、出力電圧Ｖｏｕｔに連動した可
変抵抗器（ＮＭＯＳトランジスタＮＴ３）を接点Ｎ１と
Ｎ２の間に接続する事により、出力電圧Ｖｏｕｔ（出力
電流Ｉｏｕｔ）の変動を補償する事が出来る。
もしくは減少した場合、出力電圧Ｖｏｕｔに連動した可
変抵抗器（ＮＭＯＳトランジスタＮＴ３）を接点Ｎ１と
Ｎ２の間に接続する事により、出力電圧Ｖｏｕｔ（出力
電流Ｉｏｕｔ）の変動を補償する事が出来る。
【００２７】また、次に、出力電圧Ｖｏｕｔ（出力電流
Ｉｏｕｔ）を補償した場合のＶｏｕｔ対Ｉｏｕｔ特性を
図５に示した。ただし、定電圧源ＶＤ１及びＶＤ２を共
に３．２３６Ｖとし、抵抗Ｒ１０、Ｒ１１、Ｒ１２、Ｒ
１３をそれぞれ１３．０３９ＫΩ、０．３７２ＫΩ、１
０ＫΩ、１０ＫΩとした。
Ｉｏｕｔ）を補償した場合のＶｏｕｔ対Ｉｏｕｔ特性を
図５に示した。ただし、定電圧源ＶＤ１及びＶＤ２を共
に３．２３６Ｖとし、抵抗Ｒ１０、Ｒ１１、Ｒ１２、Ｒ
１３をそれぞれ１３．０３９ＫΩ、０．３７２ＫΩ、１
０ＫΩ、１０ＫΩとした。
【００２８】また、図６は、出力電圧Ｖｏｕｔの変動を
補償した場合Ｃ１と、補償しない場合（すなわち、レベ
ルシフト手段とＮＭＯＳトランジスタＮＴ１を使用しな
い場合）Ｃ２のＶｏｕｔ対Ｉｏｕｔ特性を比較したもの
である。
補償した場合Ｃ１と、補償しない場合（すなわち、レベ
ルシフト手段とＮＭＯＳトランジスタＮＴ１を使用しな
い場合）Ｃ２のＶｏｕｔ対Ｉｏｕｔ特性を比較したもの
である。
【００２９】図５及び図６からかわるように、本発明に
係る定電流駆動回路は、可変抵抗器とレベルシフト手段
とを用いて、出力電圧Ｖｏｕｔが変動しても一定の電流
を出力する事が出来る。
係る定電流駆動回路は、可変抵抗器とレベルシフト手段
とを用いて、出力電圧Ｖｏｕｔが変動しても一定の電流
を出力する事が出来る。
【００３０】この為、従来技術のように出力側にトラン
ジスタを直列に接続する必要がないので、出力側の電位
が上昇し、消費電力が上昇する事は無い。また、図６か
らわかるように、飽和領域の広範囲に渡って定電流が得
られているので、電位の低い飽和領域においても安定し
た定電流を供給する事が出来る。
ジスタを直列に接続する必要がないので、出力側の電位
が上昇し、消費電力が上昇する事は無い。また、図６か
らわかるように、飽和領域の広範囲に渡って定電流が得
られているので、電位の低い飽和領域においても安定し
た定電流を供給する事が出来る。
【００３１】また、本実施形態では、カレントミラーを
構成するＭＯＳトランジスタにＮＭＯＳトランジスタ
を、可変抵抗器にＮＭＯＳトランジスタを使用している
が、その逆、すなわちカレントミラーを構成するＭＯＳ
トランジスタにＰＭＯＳトランジスタを、可変抵抗器に
ＰＭＯＳトランジスタを使用してもよい。
構成するＭＯＳトランジスタにＮＭＯＳトランジスタ
を、可変抵抗器にＮＭＯＳトランジスタを使用している
が、その逆、すなわちカレントミラーを構成するＭＯＳ
トランジスタにＰＭＯＳトランジスタを、可変抵抗器に
ＰＭＯＳトランジスタを使用してもよい。
【００３２】
【発明の効果】本発明によれば、本発明の定電流駆動回
路は出力電圧の変動に連動した可変抵抗器が内蔵されて
いるので、定電流駆動回路の出力端子に接続された外部
負荷が変化し、定電流駆動回路の出力電圧が変動して
も、その変動を補償する事が出来、安定した出力電流及
び出力電圧を供給する事が出来る。
路は出力電圧の変動に連動した可変抵抗器が内蔵されて
いるので、定電流駆動回路の出力端子に接続された外部
負荷が変化し、定電流駆動回路の出力電圧が変動して
も、その変動を補償する事が出来、安定した出力電流及
び出力電圧を供給する事が出来る。
【図１】本発明に係る定電流駆動回路の概念回路図を示
したものである。
したものである。
【図２】本発明に係る定電流駆動回路の詳細回路図を示
したものである。
したものである。
【図３】本発明に係る定電流駆動回路の出力特性を示し
たものである。
たものである。
【図４】本発明に係る定電流駆動回路の接点Ｎ１におけ
る電圧対電流特性をを示したものである。
る電圧対電流特性をを示したものである。
【図５】本発明に係る定電流駆動回路の出力特性をグラ
フ化したものである。
フ化したものである。
【図６】本発明にかかる定電流駆動回路の出力特性と従
来にかかる定電流駆動回路の出力特性を比較した図であ
る。
来にかかる定電流駆動回路の出力特性を比較した図であ
る。
【図７】従来技術にかかる定電流駆動回路である。
【図８】従来技術にかかる定電流駆動回路の出力特性を
示したものである。
示したものである。
【図９】従来技術にかかる定電流駆動回路の出力特性を
補償する回路図を示したものである。
補償する回路図を示したものである。
【図１０】従来技術にかかる定電流駆動回路の出力特性
を補償する回路の出力特性をを示したものである。
を補償する回路の出力特性をを示したものである。
ＮＴ１、ＮＴ２ ＮＭＯＳトランジスタ Ｒ 可変抵抗器 Ｉ 定電流源 １１０、１２０ 反転増幅回路 １９０ 定電流駆動回路
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.6 識別記号 庁内整理番号 ＦＩ 技術表示箇所 Ｈ０３Ｆ 3/343 Ｈ０３Ｆ 3/343 Ａ
Claims (5)
- 【請求項１】 ゲート端子とドレイン端子が接続されて
いる接点を有する第一のＭＩＳトランジスタと前記ＭＩ
Ｓトランジスタと同じチャンネル導電型を有する第二の
ＭＩＳトランジスタとから構成されるカレントミラー回
路に於いて、 前記接点と、前記接点に接続されたドレイン端子の間に
接続され、出力信号に連動した所定の信号により抵抗値
が変動する可変抵抗器を有する事を特徴とする定電流駆
動回路。 - 【請求項２】 ゲート端子とドレイン端子が接続されて
いる接点を有する第一のＭＩＳトランジスタと前記ＭＩ
Ｓトランジスタと同じチャンネル導電型を有する第二の
ＭＩＳトランジスタとから構成されるカレントミラー回
路と、前記第二のＭＩＳトランジスタのドレイン端子に
接続された出力端子とを有する半導体集積回路に於い
て、 前記接点と、前記接点に接続されたドレイン端子の間に
接続され、前記出力端子から出力された出力信号が所定
の電位よりも高い電位になった時に抵抗値が減少し、出
力信号が所定の電位よりも低い電位になった時に抵抗値
が増加する可変抵抗器とを有する事により、前記出力端
子の電位の変動を補償する事を可能にした定電流駆動回
路。 - 【請求項３】 ゲート端子とドレイン端子が接続されて
いる接点を有する第一のＭＩＳトランジスと、前記第一
のＭＩＳトランジスタと同じチャネル導電型を有する第
二のＭＩＳトランジスタとから構成されるカレントミラ
ー回路において、 前記第二のＭＩＳトランジスタのドレイン端子に接続さ
れた出力端子と、 前記接点と、前記接点に接続されたドレイン端子の間に
接続され、前記出力端子から出力された出力信号が所定
の値よりも高くなった時に前記第一のＭＩＳ型トランジ
スタのゲート端子の電位を減少させ、出力信号が所定の
値よりも低くなった時に前記第一のＭＩＳトランジスタ
のゲート端子の電位を上昇させる為の電位制御手段とを
有する事を特徴とする定電流駆動回路。 - 【請求項４】 ゲート端子とドレイン端子が接続されて
いる接点を有する第一のＭＩＳトランジスと、 前記第一のＭＩＳトランジスタと同じチャネル導電型を
有する第二のＭＩＳトランジスタと、 前記接点に接続された定電流源と、 前記第一及び第二のＭＩＳトランジスタのソース端子に
接続された電源電圧端子と、 前記第二のＭＩＳトランジスタのドレイン端子に接続さ
れた出力端子と、 前記接点と、前記第一のＭＩＳトランジスタのドレイン
端子との間に接続され、前記第一及び第二のＭＩＳトラ
ンジスタと同じチャネル導電型を有する第三のＭＩＳト
ランジスタと、 前記第三のＭＩＳトランジスタと前記出力端子の間に接
続され、前記出力端子から出力された出力信号が所定の
電位よりも高い電位になった時に前記第三のＭＩＳトラ
ンジスタのＯＮ抵抗の値を減少させ、出力信号が所定の
電位よりも低い電位になった時に前記第三のＭＩＳトラ
ンジスタのＯＮ抵抗の値を増加させる為のＯＮ抵抗制御
手段とを有する事を特徴とする定電流駆動回路。 - 【請求項５】 前記ＯＮ抵抗制御手段が非反転増幅回路
である事を特徴とする請求項３記載の定電流駆動回路。
Priority Applications (1)
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|---|---|---|---|
| JP8133029A JPH09319323A (ja) | 1996-05-28 | 1996-05-28 | 定電流駆動回路 |
Applications Claiming Priority (1)
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| JPH09319323A true JPH09319323A (ja) | 1997-12-12 |
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ID=15095145
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| JP8133029A Withdrawn JPH09319323A (ja) | 1996-05-28 | 1996-05-28 | 定電流駆動回路 |
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