JPH09331307A - スペクトル拡散復調装置 - Google Patents
スペクトル拡散復調装置Info
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- JPH09331307A JPH09331307A JP8152294A JP15229496A JPH09331307A JP H09331307 A JPH09331307 A JP H09331307A JP 8152294 A JP8152294 A JP 8152294A JP 15229496 A JP15229496 A JP 15229496A JP H09331307 A JPH09331307 A JP H09331307A
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- spread spectrum
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- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Synchronisation In Digital Transmission Systems (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 同期検波用のキャリア再生ループにおける位
相比較特性の改善を図り、以って、キャリアの周波数偏
差が非常に大きい場合においても、安定した再生ループ
制御を行えるようにすること。 【解決手段】 スペクトル拡散復調装置において、受信
信号を受信機のローカル信号と乗算し、同相成分（Ｉ成
分）・直交成分（Ｑ成分）のベースバンド信号を得る乗
算器（ミキサー）と、得られたＩ成分・Ｑ成分それぞれ
を送信側と同一のＰＮ符号（システム固有の擬似雑音符
号）により逆拡散を行う逆拡散器と、１／Ｎシンボル区
間（Ｎ：２以上の整数）の積分を行い、１シンボル区間
にＩ成分・Ｑ成分それぞれＮ個の相関値が算出可能な相
関器と、得られた２Ｎ個の相関値から位相比較特性を算
出する位相比較器とを有し、ループフィルタ、電圧制御
発振器（ＶＣＯ）を介してキャリア再生ループを構成す
る。
相比較特性の改善を図り、以って、キャリアの周波数偏
差が非常に大きい場合においても、安定した再生ループ
制御を行えるようにすること。 【解決手段】 スペクトル拡散復調装置において、受信
信号を受信機のローカル信号と乗算し、同相成分（Ｉ成
分）・直交成分（Ｑ成分）のベースバンド信号を得る乗
算器（ミキサー）と、得られたＩ成分・Ｑ成分それぞれ
を送信側と同一のＰＮ符号（システム固有の擬似雑音符
号）により逆拡散を行う逆拡散器と、１／Ｎシンボル区
間（Ｎ：２以上の整数）の積分を行い、１シンボル区間
にＩ成分・Ｑ成分それぞれＮ個の相関値が算出可能な相
関器と、得られた２Ｎ個の相関値から位相比較特性を算
出する位相比較器とを有し、ループフィルタ、電圧制御
発振器（ＶＣＯ）を介してキャリア再生ループを構成す
る。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、スペクトル拡散復調装
置の同期捕捉回路及びキャリア再生ループに関するもの
であり、特に、衛星通信等のキャリア周波数変動が問題
となる分野に適用して好適な技術に関する。
置の同期捕捉回路及びキャリア再生ループに関するもの
であり、特に、衛星通信等のキャリア周波数変動が問題
となる分野に適用して好適な技術に関する。
【０００２】
【従来の技術】スペクトル拡散復調装置が、基地局と移
動局との間の衛星通信において、基地局側に用いられた
場合のシステム構成を、図８の上側部分に示す。
動局との間の衛星通信において、基地局側に用いられた
場合のシステム構成を、図８の上側部分に示す。
【０００３】この例では、下り回線（基地局→移動局）
を時分割多元接続（ＴＤＭＡ）、上り回線（移動局→基
地局）を符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）により、多重化
を行っている。
を時分割多元接続（ＴＤＭＡ）、上り回線（移動局→基
地局）を符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）により、多重化
を行っている。
【０００４】衛星通信では、衛星における周波数変動が
非常に大きいため、基地局において、送信した信号を自
ら受信し、衛星における周波数偏差を算出することで、
移動局からの受信信号に対し衛星での周波数偏差の補正
を行うＡＦＣ回路を設けている。
非常に大きいため、基地局において、送信した信号を自
ら受信し、衛星における周波数偏差を算出することで、
移動局からの受信信号に対し衛星での周波数偏差の補正
を行うＡＦＣ回路を設けている。
【０００５】基地局の構成例を、図８の下側部分に示
す。回線接続制御部３１からの送信データは、時分割多
重変調器（ＴＤＭ−ＭＯＤ）３２においてディジタル変
調され、周波数変換器（アップコンバーター：Ｕ／Ｃ）
３３により中間周波数へ変換される。周波数変換後の送
信信号は、低雑音電力増幅器（ＬＮＡ）３４において電
力増幅された後、Ｕ／Ｃ３５により送信周波数へ変換さ
れ、大電力増幅器（ＨＰＡ）３６において電力増幅され
てアンテナより送信される。
す。回線接続制御部３１からの送信データは、時分割多
重変調器（ＴＤＭ−ＭＯＤ）３２においてディジタル変
調され、周波数変換器（アップコンバーター：Ｕ／Ｃ）
３３により中間周波数へ変換される。周波数変換後の送
信信号は、低雑音電力増幅器（ＬＮＡ）３４において電
力増幅された後、Ｕ／Ｃ３５により送信周波数へ変換さ
れ、大電力増幅器（ＨＰＡ）３６において電力増幅され
てアンテナより送信される。
【０００６】移動局からの受信信号は、ＬＮＡ３７にお
いて電力増幅された後、周波数変換器（ダウンコンバー
ター：Ｄ／Ｃ）３８により中間周波数へ変換される。変
換された受信信号は、自動利得制御器（ＡＧＣ）３９に
よって利得の調整がなされた後、Ｄ／Ｃ４０においてベ
ースバンド帯域へ変換される。ここで、Ｄ／Ｃ４０に用
いられる受信機のローカル信号は、周波数制御装置（衛
星の周波数変動を補正するための自局折り返し周波数制
御装置：ＡＦＣ）４２によって衛星における周波数偏差
を補正したものとなっている。
いて電力増幅された後、周波数変換器（ダウンコンバー
ター：Ｄ／Ｃ）３８により中間周波数へ変換される。変
換された受信信号は、自動利得制御器（ＡＧＣ）３９に
よって利得の調整がなされた後、Ｄ／Ｃ４０においてベ
ースバンド帯域へ変換される。ここで、Ｄ／Ｃ４０に用
いられる受信機のローカル信号は、周波数制御装置（衛
星の周波数変動を補正するための自局折り返し周波数制
御装置：ＡＦＣ）４２によって衛星における周波数偏差
を補正したものとなっている。
【０００７】ベースバンド帯域へ変換された受信信号
は、スペクトル拡散復調装置（ＳＳ−ＤＥＭ）４１にお
いて検波され、回線接続制御部３１にデータが出力され
る。
は、スペクトル拡散復調装置（ＳＳ−ＤＥＭ）４１にお
いて検波され、回線接続制御部３１にデータが出力され
る。
【０００８】ＳＳ−ＤＥＭの構成例を、図９に示す。こ
れは、１次変調が２相位相変調（ＢＰＳＫ）によって行
われた場合の復調装置の構成例である。
れは、１次変調が２相位相変調（ＢＰＳＫ）によって行
われた場合の復調装置の構成例である。
【０００９】受信されたスペクトル拡散信号は、直交変
換器１においてＩ成分・Ｑ成分に変換され、低域通過ろ
波器（ＬＰＦ）２．１、２．２によってそれぞれベース
バンド信号が抽出された後、アナログ・ディジタル変換
器（Ａ／Ｄ）３．１、３．２においてディジタル信号に
変換される。
換器１においてＩ成分・Ｑ成分に変換され、低域通過ろ
波器（ＬＰＦ）２．１、２．２によってそれぞれベース
バンド信号が抽出された後、アナログ・ディジタル変換
器（Ａ／Ｄ）３．１、３．２においてディジタル信号に
変換される。
【００１０】Ｉ成分・Ｑ成分のベースバンド信号は分配
器４によって３つに分配され、ＰＮ符号発生器１３から
出力される中心位相・１／２chip進み位相・１／２chip
遅れ位相のＰＮ符号により、逆拡散器５．１〜５．３に
おいてそれぞれ逆拡散が行われた後、積分器６．１〜
６．３においてそれぞれ１シンボル区間（周期Ｔ）の相
関がとられる。ここで、chipとは、拡散符号１bit を表
す単位であり、データ１bit と区別するために用いられ
る。
器４によって３つに分配され、ＰＮ符号発生器１３から
出力される中心位相・１／２chip進み位相・１／２chip
遅れ位相のＰＮ符号により、逆拡散器５．１〜５．３に
おいてそれぞれ逆拡散が行われた後、積分器６．１〜
６．３においてそれぞれ１シンボル区間（周期Ｔ）の相
関がとられる。ここで、chipとは、拡散符号１bit を表
す単位であり、データ１bit と区別するために用いられ
る。
【００１１】初期同期捕捉過程においては、２乗加算器
７．１において、Ｉ成分・Ｑ成分の２乗和により相関ベ
クトルの大きさが算出され、同期判定器８において相関
の有無が判定される。同期判定器８は、ＰＮ符号発生器
１３のＰＮ符号位相を離散的にシフトさせ、高い相関が
得られるまでこの操作を繰り返す（スライディング相
関）。
７．１において、Ｉ成分・Ｑ成分の２乗和により相関ベ
クトルの大きさが算出され、同期判定器８において相関
の有無が判定される。同期判定器８は、ＰＮ符号発生器
１３のＰＮ符号位相を離散的にシフトさせ、高い相関が
得られるまでこの操作を繰り返す（スライディング相
関）。
【００１２】初期同期捕捉後の同期追従過程において
は、１／２chip進み位相及び１／２chip遅れ位相の相関
ベクトルの大きさを、それぞれ２乗加算器７．２及び
７．３で算出し、減算器９で相関値の差をとることでＰ
Ｎ符号位相差が求められる。減算器９の出力（位相差成
分）は、ループフィルタ１０．１により平滑化された
後、ディジタル・アナログ変換器（Ｄ／Ａ）１１．１に
おいて電圧に変換され、ＰＮ符号発生器１３のクロック
発生用ＶＣＯ１２．１の周波数制御を行う。このＰＮ位
相制御ループは遅延ロックループ（ＤＬＬ）と呼ばれ、
横山光雄著「スペクトル拡散通信システム」（科学技術
出版社）ｐ３００〜３１１に詳しい。
は、１／２chip進み位相及び１／２chip遅れ位相の相関
ベクトルの大きさを、それぞれ２乗加算器７．２及び
７．３で算出し、減算器９で相関値の差をとることでＰ
Ｎ符号位相差が求められる。減算器９の出力（位相差成
分）は、ループフィルタ１０．１により平滑化された
後、ディジタル・アナログ変換器（Ｄ／Ａ）１１．１に
おいて電圧に変換され、ＰＮ符号発生器１３のクロック
発生用ＶＣＯ１２．１の周波数制御を行う。このＰＮ位
相制御ループは遅延ロックループ（ＤＬＬ）と呼ばれ、
横山光雄著「スペクトル拡散通信システム」（科学技術
出版社）ｐ３００〜３１１に詳しい。
【００１３】スペクトル拡散通信システムにおけるキャ
リア再生ループは、ＤＬＬによりＰＮ符号位相が完全に
引き込まれて初めて制御を行うことが出来る。この時、
積分器６．１の出力には、Ｉ成分・Ｑ成分それぞれ以下
に示す信号成分が現れる。
リア再生ループは、ＤＬＬによりＰＮ符号位相が完全に
引き込まれて初めて制御を行うことが出来る。この時、
積分器６．１の出力には、Ｉ成分・Ｑ成分それぞれ以下
に示す信号成分が現れる。
【００１４】Ｉ成分： ａj・ｃｏｓ（Δθj） Ｑ成分： ａj・ｓｉｎ（Δθj） ここで、ａj ：j番目の送信データ（１ｏｒ−１） Δθj：送信キャリアと、受信機ローカルとの絶対位相
差 である。このＩ成分・Ｑ成分から位相差Δθj を抽出す
るには、Ｉ成分とＱ成分の乗算を行い、ｓｉｎ２Δθj
位相比較特性とする方法が用いられる。位相差算出器１
４の構成を、図１０に示す。
差 である。このＩ成分・Ｑ成分から位相差Δθj を抽出す
るには、Ｉ成分とＱ成分の乗算を行い、ｓｉｎ２Δθj
位相比較特性とする方法が用いられる。位相差算出器１
４の構成を、図１０に示す。
【００１５】位相差算出器１４の出力により、ループフ
ィルタ１０．２及びＤ／Ａ１１．２を通してローカル信
号発生用ＶＣＯ１２．２の周波数制御が行われ、ＶＣＯ
１２．２の出力を直交変換器１のローカル信号入力とす
ることで、同期検波用のキャリア再生ループが形成され
る。
ィルタ１０．２及びＤ／Ａ１１．２を通してローカル信
号発生用ＶＣＯ１２．２の周波数制御が行われ、ＶＣＯ
１２．２の出力を直交変換器１のローカル信号入力とす
ることで、同期検波用のキャリア再生ループが形成され
る。
【００１６】
【発明が解決しようとする課題】従来の構成では、位相
差算出器の位相比較特性がｓｉｎ２θとなってしまうた
め、完全積分２次型によりキャリア再生ループを構成し
た場合でも、周波数引き込み範囲はループゲインにより
制限される。つまり、キャリアの引き込み範囲を広げる
ためにはループゲインをある程度大きくする必要があ
り、その分ループ雑音帯域が広がることとなるので、安
定したループ制御を行うことが難しい。
差算出器の位相比較特性がｓｉｎ２θとなってしまうた
め、完全積分２次型によりキャリア再生ループを構成し
た場合でも、周波数引き込み範囲はループゲインにより
制限される。つまり、キャリアの引き込み範囲を広げる
ためにはループゲインをある程度大きくする必要があ
り、その分ループ雑音帯域が広がることとなるので、安
定したループ制御を行うことが難しい。
【００１７】さらに、ループゲインを上げた場合でも、
位相比較電圧が位相差０、π／２、π、３π／２の点で
０となってしまうため、１シンボル区間でｎπ／２
（ｎ：正の整数）ずつ位相が変化してしまうと、見か
け、上位相比較電圧が得られなくなるフォールスロック
現象に陥る可能性が高い。
位相比較電圧が位相差０、π／２、π、３π／２の点で
０となってしまうため、１シンボル区間でｎπ／２
（ｎ：正の整数）ずつ位相が変化してしまうと、見か
け、上位相比較電圧が得られなくなるフォールスロック
現象に陥る可能性が高い。
【００１８】また、１シンボル区間の積分を行っている
ため、１／Ｔ（Ｈｚ）以上の周波数偏差が生じてしまう
と、ＰＮ符号位相が同期した状態においても相関値が得
られなくなり、ＰＮ符号同期の捕捉及び追従が不可能と
なるという問題があった。
ため、１／Ｔ（Ｈｚ）以上の周波数偏差が生じてしまう
と、ＰＮ符号位相が同期した状態においても相関値が得
られなくなり、ＰＮ符号同期の捕捉及び追従が不可能と
なるという問題があった。
【００１９】したがって本発明の解決すべき技術的課題
は、上記した従来技術のもつ問題点を解消することにあ
り、その目的とするところは、同期検波用のキャリア再
生ループにおける位相比較特性の改善を図り、以って、
キャリアの周波数偏差が非常に大きい場合においても、
安定した再生ループ制御を行えるようにすることにあ
る。
は、上記した従来技術のもつ問題点を解消することにあ
り、その目的とするところは、同期検波用のキャリア再
生ループにおける位相比較特性の改善を図り、以って、
キャリアの周波数偏差が非常に大きい場合においても、
安定した再生ループ制御を行えるようにすることにあ
る。
【００２０】
【課題を解決するための手段】上記した目的を達成する
ために、本発明によるスペクトル拡散復調装置において
は、逆拡散後の積分区間をＴ／Ｎ（Ｎ：２以上の整数）
とし、１シンボル区間にＮ個の相関ベクトルを得るもの
とする。
ために、本発明によるスペクトル拡散復調装置において
は、逆拡散後の積分区間をＴ／Ｎ（Ｎ：２以上の整数）
とし、１シンボル区間にＮ個の相関ベクトルを得るもの
とする。
【００２１】図１１に、Ｎ＝４とし、１／Ｔ（Ｈｚ）の
周波数偏差が生じた場合において１シンボル区間に得ら
れた４つの相関ベクトルを、Ｉ−Ｑ軸上にプロットした
図を示す。
周波数偏差が生じた場合において１シンボル区間に得ら
れた４つの相関ベクトルを、Ｉ−Ｑ軸上にプロットした
図を示す。
【００２２】図１１において、１シンボル区間に相関値
のベクトルが（１）→（２）→（３）→（４）の順に変
化したとすると、１シンボル区間の積分を行った場合は
相関値のベクトルは０になってしまうが、得られた４つ
のベクトルの絶対値をそれぞれ算出し、４つのベクトル
の絶対値和を求めれば、１シンボルのベクトル和を求め
た場合に対して、Ｎ倍の周波数偏差に対して相関値の検
出が可能となる。
のベクトルが（１）→（２）→（３）→（４）の順に変
化したとすると、１シンボル区間の積分を行った場合は
相関値のベクトルは０になってしまうが、得られた４つ
のベクトルの絶対値をそれぞれ算出し、４つのベクトル
の絶対値和を求めれば、１シンボルのベクトル和を求め
た場合に対して、Ｎ倍の周波数偏差に対して相関値の検
出が可能となる。
【００２３】また、本発明は１次変調に位相変調を想定
しているため、周波数偏差がないとすれば１シンボル内
において位相の変化は生じない。つまり、１シンボル区
間に（１）→（２）→（３）→（４）のように位相が変
化したのであれば、（１）−（２）間、（２）−（３）
間、（３）−（４）間の位相差の合計が、周波数偏差分
とみなすことが出来る。
しているため、周波数偏差がないとすれば１シンボル内
において位相の変化は生じない。つまり、１シンボル区
間に（１）→（２）→（３）→（４）のように位相が変
化したのであれば、（１）−（２）間、（２）−（３）
間、（３）−（４）間の位相差の合計が、周波数偏差分
とみなすことが出来る。
【００２４】図１２に位相差算出方法を示す。この図で
相関ベクトルが（Ｉ1，Ｑ1）から（Ｉ2，Ｑ2）へと変化
したとすると、位相差Δφは、次式により近似的に算出
できる。 Δφ ≒ Ｉ1・Ｑ2−Ｑ1・Ｉ2 ……式 位相差算出器では、１シンボル内での位相変化Δφと、
１シンボル区間の相関ベクトルから求めた絶対位相Δθ
とを位相比較電圧として出力する。ここで、Δθは、１
次変調にＢＰＳＫを用いた場合はＩ軸との位相差とな
り、従来技術でも述べたように、Ｉ成分とＱ成分を乗算
することでｓｉｎ２θ位相比較特性が得られる。
相関ベクトルが（Ｉ1，Ｑ1）から（Ｉ2，Ｑ2）へと変化
したとすると、位相差Δφは、次式により近似的に算出
できる。 Δφ ≒ Ｉ1・Ｑ2−Ｑ1・Ｉ2 ……式 位相差算出器では、１シンボル内での位相変化Δφと、
１シンボル区間の相関ベクトルから求めた絶対位相Δθ
とを位相比較電圧として出力する。ここで、Δθは、１
次変調にＢＰＳＫを用いた場合はＩ軸との位相差とな
り、従来技術でも述べたように、Ｉ成分とＱ成分を乗算
することでｓｉｎ２θ位相比較特性が得られる。
【００２５】以上の構成により、周波数偏差が大きい場
合にはΔφが、周波数偏差が小さいときはΔθが支配的
となる位相比較特性が得られる。この場合、ループゲイ
ンを下げてループの安定化を図った場合でも、ＰＮ符号
同期追従の限界周波数偏差まで周波数引き込み範囲を広
げることが可能となる。
合にはΔφが、周波数偏差が小さいときはΔθが支配的
となる位相比較特性が得られる。この場合、ループゲイ
ンを下げてループの安定化を図った場合でも、ＰＮ符号
同期追従の限界周波数偏差まで周波数引き込み範囲を広
げることが可能となる。
【００２６】ただし、Ｎをあまり大きくすると、積分区
間が短くなるために雑音帯域の広がりを招き、スペクト
ル拡散システム特有の処理利得もあまり得られなくなる
ため、Ｎは２〜４の範囲とするのが最適と思われる。
間が短くなるために雑音帯域の広がりを招き、スペクト
ル拡散システム特有の処理利得もあまり得られなくなる
ため、Ｎは２〜４の範囲とするのが最適と思われる。
【００２７】図１３の（ａ）、（ｂ）、（ｃ）に、それ
ぞれΔφ＞π、Δφ≒０、Δφ＜−πにおける位相比較
特性を示す。この図から分かるように、周波数偏差が存
在する場合には、Δφ分のオフセットを持った位相比較
特性が得られるため、従来技術で問題となったフォール
スロックを回避することができる。
ぞれΔφ＞π、Δφ≒０、Δφ＜−πにおける位相比較
特性を示す。この図から分かるように、周波数偏差が存
在する場合には、Δφ分のオフセットを持った位相比較
特性が得られるため、従来技術で問題となったフォール
スロックを回避することができる。
【００２８】
〈第１実施形態〉図４の下側部分に、以上の手段をＳＳ
−ＤＥＭに対して用いた場合の基地局の構成例を示す。
−ＤＥＭに対して用いた場合の基地局の構成例を示す。
【００２９】この構成は、従来技術において説明した図
８の構成から、ＡＦＣ４２を除いたものとなっている。
これは、ＳＳ−ＤＥＭ４１における周波数引き込み範囲
の広がりにより、衛星における周波数偏差の補正を行う
必要が無くなったことによる。これにより、回路規模の
縮小を図ることが可能となった。
８の構成から、ＡＦＣ４２を除いたものとなっている。
これは、ＳＳ−ＤＥＭ４１における周波数引き込み範囲
の広がりにより、衛星における周波数偏差の補正を行う
必要が無くなったことによる。これにより、回路規模の
縮小を図ることが可能となった。
【００３０】図１は、１次変調にＢＰＳＫを用い、Ｎ＝
２（１シンボル区間に２つの相関ベクトルを得る）とし
た場合のＳＳ−ＤＥＭの構成である。
２（１シンボル区間に２つの相関ベクトルを得る）とし
た場合のＳＳ−ＤＥＭの構成である。
【００３１】この図で、初期同期捕捉ループ及びＤＬＬ
は従来技術での構成と同一であるので、ここでは、キャ
リア再生ループ（図の点線で囲った部分）についてのみ
説明する。
は従来技術での構成と同一であるので、ここでは、キャ
リア再生ループ（図の点線で囲った部分）についてのみ
説明する。
【００３２】スペクトル拡散された受信信号は、直交変
換器１及びＬＰＦ２．１、２．２によってベースバンド
の直交成分（Ｉ成分，Ｑ成分）に変換され、Ａ／Ｄ３．
１、３．２により、ディジタル信号化される。
換器１及びＬＰＦ２．１、２．２によってベースバンド
の直交成分（Ｉ成分，Ｑ成分）に変換され、Ａ／Ｄ３．
１、３．２により、ディジタル信号化される。
【００３３】Ｉ成分・Ｑ成分は分配器４によって３つに
分配された後、ＰＮ符号発生器１３から出力される中心
位相・１／２chip進み位相・１／２chip遅れ位相のＰＮ
符号により、逆拡散器５．１〜５．３において逆拡散さ
れる。ここで、キャリア再生ループは、中心位相のＰＮ
符号によって逆拡散された出力を用いて形成する。
分配された後、ＰＮ符号発生器１３から出力される中心
位相・１／２chip進み位相・１／２chip遅れ位相のＰＮ
符号により、逆拡散器５．１〜５．３において逆拡散さ
れる。ここで、キャリア再生ループは、中心位相のＰＮ
符号によって逆拡散された出力を用いて形成する。
【００３４】逆拡散器５．１の出力は、積分器１５．
１、１５．２によって１／２シンボル区間の積分が行わ
れ、１シンボル区間に２つの相関ベクトルが得られる。
また、算出された２つの相関値は、加算器１６．１、１
６．２によってＩ成分、Ｑ成分それぞれ加算され、１シ
ンボル区間の相関値が求められる。
１、１５．２によって１／２シンボル区間の積分が行わ
れ、１シンボル区間に２つの相関ベクトルが得られる。
また、算出された２つの相関値は、加算器１６．１、１
６．２によってＩ成分、Ｑ成分それぞれ加算され、１シ
ンボル区間の相関値が求められる。
【００３５】位相差算出器１７には、積分器１５．１、
１５．２及び加算器１６．１、１６．２の出力が入力さ
れ、位相差の算出が行われる。
１５．２及び加算器１６．１、１６．２の出力が入力さ
れ、位相差の算出が行われる。
【００３６】ここで、１シンボル区間の２つのベクトル
をＩ−Ｑ軸上にプロットした図を、図３に示す。この図
で、前半１／２シンボル分の積分結果を（１）、後半１
／２シンボル分の積分結果を（２）とする。また、加算
器１６．１、１６．２の出力結果、即ち（１）と（２）
のベクトル和を（３）とする。
をＩ−Ｑ軸上にプロットした図を、図３に示す。この図
で、前半１／２シンボル分の積分結果を（１）、後半１
／２シンボル分の積分結果を（２）とする。また、加算
器１６．１、１６．２の出力結果、即ち（１）と（２）
のベクトル和を（３）とする。
【００３７】位相差算出器１７では、まず（１）と
（２）のベクトルの位相差Δφを算出する。これは、
式により、近似的に求めることが出来る。ここで求めた
Δφは、受信した信号の搬送波（直交変換器１の入力ｆ
１）と、受信機ローカル信号（直交変換器１の入力ｆ
２）の周波数ずれの成分を表す。つまり、ｆ１とｆ２が
全く同一の周波数であれば、Δφ＝０となり、ベクトル
（１）と（２）は同じ位置に現れる。なぜなら、一次変
調に位相変調を用いた場合を想定しているため、１シン
ボル内における位相の変化は理論上、無いものと考えら
れるからである。
（２）のベクトルの位相差Δφを算出する。これは、
式により、近似的に求めることが出来る。ここで求めた
Δφは、受信した信号の搬送波（直交変換器１の入力ｆ
１）と、受信機ローカル信号（直交変換器１の入力ｆ
２）の周波数ずれの成分を表す。つまり、ｆ１とｆ２が
全く同一の周波数であれば、Δφ＝０となり、ベクトル
（１）と（２）は同じ位置に現れる。なぜなら、一次変
調に位相変調を用いた場合を想定しているため、１シン
ボル内における位相の変化は理論上、無いものと考えら
れるからである。
【００３８】また、（３）のベクトルからＩ軸との位相
差Δθを算出する。これは、従来技術でも述べたよう
に、Ｉ成分とＱ成分の乗算により求められる。ただし、
ここで得られる位相比較特性はｓｉｎ２θとなってしま
うため、位相の安定点が位相差０、πの２ヶ所存在し、
１８０゜の位相不確定性を持つことになる。これを許容
するためには、送信側において差動符号化を行い、受信
側において差動複合化を行えばよい。
差Δθを算出する。これは、従来技術でも述べたよう
に、Ｉ成分とＱ成分の乗算により求められる。ただし、
ここで得られる位相比較特性はｓｉｎ２θとなってしま
うため、位相の安定点が位相差０、πの２ヶ所存在し、
１８０゜の位相不確定性を持つことになる。これを許容
するためには、送信側において差動符号化を行い、受信
側において差動複合化を行えばよい。
【００３９】位相比較器１７では、周波数差成分Δφと
位相差成分Δθとを加算し、位相比較値として出力す
る。図２に、位相比較器１７の構成を示す。
位相差成分Δθとを加算し、位相比較値として出力す
る。図２に、位相比較器１７の構成を示す。
【００４０】算出された位相比較値は、ループフィルタ
１０．２により平滑化された後、Ｄ／Ａ１１．２により
電圧に変換され、再生キャリア生成用ＶＣＯ１２．２の
制御電圧として使用される。ＶＣＯ１２．２の出力は直
交変換器１へ入力され、キャリア再生ループが形成され
る。
１０．２により平滑化された後、Ｄ／Ａ１１．２により
電圧に変換され、再生キャリア生成用ＶＣＯ１２．２の
制御電圧として使用される。ＶＣＯ１２．２の出力は直
交変換器１へ入力され、キャリア再生ループが形成され
る。
【００４１】以上の構成により、キャリア再生ループの
周波数引き込み範囲及び引き込み時間の改善を図ること
が出来る。
周波数引き込み範囲及び引き込み時間の改善を図ること
が出来る。
【００４２】〈第２実施形態〉図５に、１次変調を４相
位相変調（ＱＰＳＫ）により行った場合の構成を示す。
この例では、Ｎ＝２とし、キャリア再生ループ全体をデ
ィジタル回路にて構成している。
位相変調（ＱＰＳＫ）により行った場合の構成を示す。
この例では、Ｎ＝２とし、キャリア再生ループ全体をデ
ィジタル回路にて構成している。
【００４３】まず、受信されたスペクトル拡散信号は、
Ａ／Ｄ３．３によってアナログ信号からディジタル信号
への変換が行われる。
Ａ／Ｄ３．３によってアナログ信号からディジタル信号
への変換が行われる。
【００４４】ディジタル化された受信信号は、直交変換
器１において、受信機ローカル信号発生用発振器２４か
ら出力されるローカル信号（受信信号のキャリアと同一
周波数）と乗算され、Ｉ成分・Ｑ成分への変換が行われ
た後、ＬＰＦ２．１、２．２によってベースバンド信号
の抽出が行われる。
器１において、受信機ローカル信号発生用発振器２４か
ら出力されるローカル信号（受信信号のキャリアと同一
周波数）と乗算され、Ｉ成分・Ｑ成分への変換が行われ
た後、ＬＰＦ２．１、２．２によってベースバンド信号
の抽出が行われる。
【００４５】ここで抽出されたＩ成分・Ｑ成分には、受
信キャリアと受信機ローカルとの位相差成分が現れるた
め、位相回転器１８において、キャリア再生ループによ
って再生された位相差情報φの位相回転補正が行われ
る。
信キャリアと受信機ローカルとの位相差成分が現れるた
め、位相回転器１８において、キャリア再生ループによ
って再生された位相差情報φの位相回転補正が行われ
る。
【００４６】図６に位相回転器の構成を示す。ＬＰＦ
２．１、２．２通過後のＩ成分・Ｑ成分は位相差をφj
として、それぞれ以下に示す信号が現れる（ただし、Ｐ
Ｎ符号は完全に同期がとれているものと仮定する）。 Ｉ成分：ａj・ｃｏｓφj−ｂj・ｓｉｎφj Ｑ成分：ａj・ｓｉｎφj−ｂj・ｃｏｓφj ａj ：Ｉデータ（１ｏｒ−１） ｂj ：Ｑデータ（１ｏｒ−１） 位相回転器１８では、再生された位相をφとして、以下
に示す行列式により位相回転が行われる。
２．１、２．２通過後のＩ成分・Ｑ成分は位相差をφj
として、それぞれ以下に示す信号が現れる（ただし、Ｐ
Ｎ符号は完全に同期がとれているものと仮定する）。 Ｉ成分：ａj・ｃｏｓφj−ｂj・ｓｉｎφj Ｑ成分：ａj・ｓｉｎφj−ｂj・ｃｏｓφj ａj ：Ｉデータ（１ｏｒ−１） ｂj ：Ｑデータ（１ｏｒ−１） 位相回転器１８では、再生された位相をφとして、以下
に示す行列式により位相回転が行われる。
【００４７】
【数１】
【００４８】位相回転後のＩ成分・Ｑ成分は、分配器４
によってそれぞれ３つに分配され、互いに１／２chipず
つの位相差を持ったＰＮ符号によりそれぞれ逆拡散が行
われるが、１／２chip進み位相及び１／２chip遅れ位相
のＰＮ符号により逆拡散し、ＰＮ符号の位相差算出を行
うＤＬＬ用位相差算出部２１に関する記述は、従来技
術、第１実施形態と同様であるのでここでは省略する。
によってそれぞれ３つに分配され、互いに１／２chipず
つの位相差を持ったＰＮ符号によりそれぞれ逆拡散が行
われるが、１／２chip進み位相及び１／２chip遅れ位相
のＰＮ符号により逆拡散し、ＰＮ符号の位相差算出を行
うＤＬＬ用位相差算出部２１に関する記述は、従来技
術、第１実施形態と同様であるのでここでは省略する。
【００４９】分配器４から出力されるＩ成分・Ｑ成分
は、ＰＮ符号も考慮に入れると、 Ｉ成分：ＰＮi・ａj・ｃｏｓφj − ＰＮq・ｂj・ｓｉ
ｎφj Ｑ成分：ＰＮi・ａj・ｓｉｎφj ＋ ＰＮq・ｂj・ｃｏ
ｓφj と記述できる。ここで、ＰＮi、ＰＮqに互いに直交する
符号を割り当てれば、以下の性質によりＩ成分・Ｑ成分
の分離が行える。 ＰＮi・ＰＮi＝１ ＰＮi・ＰＮq＝０ この性質に従い、分配器４から出力されるＩ成分・Ｑ成
分を、ＰＮ符号発生器２０において生成されるＰＮi、
ＰＮqによって逆拡散器５．４、５．５にてそれぞれ逆
拡散を行う。
は、ＰＮ符号も考慮に入れると、 Ｉ成分：ＰＮi・ａj・ｃｏｓφj − ＰＮq・ｂj・ｓｉ
ｎφj Ｑ成分：ＰＮi・ａj・ｓｉｎφj ＋ ＰＮq・ｂj・ｃｏ
ｓφj と記述できる。ここで、ＰＮi、ＰＮqに互いに直交する
符号を割り当てれば、以下の性質によりＩ成分・Ｑ成分
の分離が行える。 ＰＮi・ＰＮi＝１ ＰＮi・ＰＮq＝０ この性質に従い、分配器４から出力されるＩ成分・Ｑ成
分を、ＰＮ符号発生器２０において生成されるＰＮi、
ＰＮqによって逆拡散器５．４、５．５にてそれぞれ逆
拡散を行う。
【００５０】いま、Ｉ成分をＰＮi によって逆拡散した
信号をＩＩ成分、Ｉ成分をＰＮq によって逆拡散した信
号をＩＱ成分、Ｑ成分をＰＮi によって逆拡散した信号
をＱＩ成分、Ｑ成分をＰＮq によって逆拡散した信号を
ＱＱ成分と定義すれば、 ＩＩ ： ａj・ｃｏｓφj ＩＱ ： −ｂj・ｓｉｎφj ＱＩ ： ａj・ｓｉｎφj ＱＱ ： ｂj・ｃｏｓφj それぞれ上記に示す信号が抽出される。
信号をＩＩ成分、Ｉ成分をＰＮq によって逆拡散した信
号をＩＱ成分、Ｑ成分をＰＮi によって逆拡散した信号
をＱＩ成分、Ｑ成分をＰＮq によって逆拡散した信号を
ＱＱ成分と定義すれば、 ＩＩ ： ａj・ｃｏｓφj ＩＱ ： −ｂj・ｓｉｎφj ＱＩ ： ａj・ｓｉｎφj ＱＱ ： ｂj・ｃｏｓφj それぞれ上記に示す信号が抽出される。
【００５１】抽出された各成分は、積分器１５．３〜１
５．６において１／２シンボルずつの積分が行われた
後、加算器１６．３〜１６．６にてそれぞれ加算され、
１シンボル分の積分値が求められる。
５．６において１／２シンボルずつの積分が行われた
後、加算器１６．３〜１６．６にてそれぞれ加算され、
１シンボル分の積分値が求められる。
【００５２】積分器１５．３〜１５．６及び加算器１
６．３〜１６．６の出力は、位相差算出器２２に入力さ
れ、位相比較値の算出が行われる。
６．３〜１６．６の出力は、位相差算出器２２に入力さ
れ、位相比較値の算出が行われる。
【００５３】図７に、各積分値から得られたベクトルを
Ｉ−Ｑ軸上にプロットした図を示す。ここで、前半１／
２シンボルの積分値をＸＸ1 、後半１／２シンボルの積
分値をＸＸ2 （ＸＸ：ＩＩ、ＩＱ、ＱＩ、ＱＱ）と表し
ている。
Ｉ−Ｑ軸上にプロットした図を示す。ここで、前半１／
２シンボルの積分値をＸＸ1 、後半１／２シンボルの積
分値をＸＸ2 （ＸＸ：ＩＩ、ＩＱ、ＱＩ、ＱＱ）と表し
ている。
【００５４】Ｉ成分の２つのベクトルが（ｉ1）から
（ｉ2）へと移動し、Ｑ成分の２つのベクトルが（ｑ1）
から（ｑ2）へと移動し、１シンボル分の積分値から得
られたベクトルがそれぞれ（ｉ3）、（ｑ3）のように得
られたとすれば、位相差算出器２２では、まず（ｉ1）
・（ｉ2）間及び（ｑ1）・（ｑ2）間の位相差Δφi、Δ
φqを算出する。次に、（ｉ3）とＩ軸、（ｑ3）とＱ軸
との位相差Δθi、Δθqを算出し、得られた全ての位相
情報（Δφi、Δφq、Δθi、Δθq）を加算した結果を
位相比較値としている。
（ｉ2）へと移動し、Ｑ成分の２つのベクトルが（ｑ1）
から（ｑ2）へと移動し、１シンボル分の積分値から得
られたベクトルがそれぞれ（ｉ3）、（ｑ3）のように得
られたとすれば、位相差算出器２２では、まず（ｉ1）
・（ｉ2）間及び（ｑ1）・（ｑ2）間の位相差Δφi、Δ
φqを算出する。次に、（ｉ3）とＩ軸、（ｑ3）とＱ軸
との位相差Δθi、Δθqを算出し、得られた全ての位相
情報（Δφi、Δφq、Δθi、Δθq）を加算した結果を
位相比較値としている。
【００５５】キャリア再生ループでは、全ての位相情報
が０となるように制御が行われ、Ｉ成分はＩ軸、Ｑ成分
はＱ軸上に収束する。
が０となるように制御が行われ、Ｉ成分はＩ軸、Ｑ成分
はＱ軸上に収束する。
【００５６】位相差算出器２２において算出された位相
比較値は、ループフィルタ１０．２において平滑化され
た後、ディジタルＶＣＯ（ＤＶＣＯ）２３に位相差情報
として入力される。得られた位相差情報φは、位相回転
器１８に入力され、再生された位相差分の位相回転補正
が行われる。
比較値は、ループフィルタ１０．２において平滑化され
た後、ディジタルＶＣＯ（ＤＶＣＯ）２３に位相差情報
として入力される。得られた位相差情報φは、位相回転
器１８に入力され、再生された位相差分の位相回転補正
が行われる。
【００５７】以上の構成により、キャリア再生ループ全
体をディジタル処理のみで構成することが出来る。
体をディジタル処理のみで構成することが出来る。
【００５８】
【発明の効果】以上のように本発明によれば、１シンボ
ルをＮ区間に分けて積分を行うことで、同期検波用のキ
ャリア再生ループにおける位相比較特性の改善を図るこ
とができ、キャリアの周波数偏差が非常に大きい場合に
おいても、安定した再生ループ制御を行うことを可能に
するという効果がある。
ルをＮ区間に分けて積分を行うことで、同期検波用のキ
ャリア再生ループにおける位相比較特性の改善を図るこ
とができ、キャリアの周波数偏差が非常に大きい場合に
おいても、安定した再生ループ制御を行うことを可能に
するという効果がある。
【図１】本発明の第１実施形態に係るスペクトル拡散復
調装置の構成図である。
調装置の構成図である。
【図２】図１中の位相差算出器の構成図である。
【図３】本発明の第１実施形態における位相差の算出方
法を示す説明図である。
法を示す説明図である。
【図４】本発明の第１実施形態に係るスペクトル拡散復
調装置を衛星通信に適用した場合のシステムと、その基
地局との構成図である。
調装置を衛星通信に適用した場合のシステムと、その基
地局との構成図である。
【図５】本発明の第２実施形態に係るスペクトル拡散復
調装置の構成図である。
調装置の構成図である。
【図６】図５中の位相回転器の構成図である。
【図７】本発明の第２実施形態における位相差の算出方
法を示す説明図である。
法を示す説明図である。
【図８】従来の衛星通信におけるシステムと、その基地
局との構成図である。
局との構成図である。
【図９】従来の技術によるスペクトル拡散復調装置の構
成図である。
成図である。
【図１０】図９中の位相差算出器の構成図である。
【図１１】１シンボルを４つに分けて積分を行った場合
の位相ベクトル配置図である。
の位相ベクトル配置図である。
【図１２】２つのベクトル間の位相差算出方法を示す説
明図である。
明図である。
【図１３】本発明における位相比較特性の例を示す説明
図である。
図である。
１ 直交変換器 ２．１、２．２ 低域通過ろ波器 ３．１〜３．３：アナログ・ディジタル変換器 ４ 分配器 ５．１〜５．５ 逆拡散器 ６．１〜６．３ １シンボル区間積分器 ７．１〜７．３、１９ ２乗加算器 ８ 同期判定器 ９ 減算器 １０．１、１０．２ ループフィルタ １１．１、１１．２ ディジタル・アナログ変換器 １２．１、１２．２ 電圧制御発振器 １３、２０ 拡散符号発生器 １４、１７、２２ 位相差算出器 １５．１〜１５．６ １／２シンボル区間積分器 １６．１〜１６．６ 加算器 １８ 位相回転器 ２１ 遅延ロックループ用位相差算出部 ２３ ディジタル電圧制御発振器 ３１ 回線接続制御部 ３２ 時分割多重変調器 ３３、３５ 周波数変換器（アップコンバーター） ３４、３７ 低雑音増幅器 ３６ 大電力増幅器 ３８、４０ 周波数変換器（ダウンコンバーター） ３９ 自動利得制御器 ４１ スペクトル拡散復調装置 ４２ 周波数制御装置
フロントページの続き (72)発明者 北川 恵司 神奈川県横浜市戸塚区戸塚町216番地 株 式会社日立製作所情報通信事業部内
Claims (3)
- 【請求項１】 ベースバンド信号をＭ相位相変調（Ｍ：
２，４，８，１６）により１次変調し、システム固有の
擬似雑音符号（以下、ＰＮ符号と称す）により直接拡散
された信号を受信し、検波を行うスペクトル拡散復調装
置において、 受信信号を受信機のローカル信号と乗算し、同相成分
（Ｉ成分）・直交成分（Ｑ成分）のベースバンド信号を
得る乗算器（ミキサー）と、得られたＩ成分・Ｑ成分そ
れぞれを送信側と同一のＰＮ符号により逆拡散を行う逆
拡散器と、１／Ｎシンボル区間（Ｎ：２以上の整数）の
積分を行い、１シンボル区間にＩ成分・Ｑ成分それぞれ
Ｎ個の相関値が算出可能な相関器と、得られた２Ｎ個の
相関値から位相比較特性を算出する位相比較器とを有
し、ループフィルタ、電圧制御発振器（ＶＣＯ）を介し
てキャリア再生ループを構成することで、周波数引き込
み範囲の改善を図ったスペクトル拡散復調装置。 - 【請求項２】 請求項１記載において、 １シンボル区間内に算出したＮ個の相関ベクトルの大き
さを求め、その絶対値和を１シンボル区間の相関値とす
ることで、１／Ｔ（Ｈｚ）（Ｔ：シンボル周期）以上の
周波数誤差が生じた場合でも同期の捕捉を可能とするス
ペクトル拡散復調装置。 - 【請求項３】 請求項１記載において、 前記スペクトル拡散復調装置を周波数変動の激しい衛星
通信等の基地局システムに適用し、衛星の周波数変動を
補正するための自局折り返し周波数制御装置（ＡＦＣ）
を削除したシステム構成をとることを可能とさせるスペ
クトル拡散復調装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8152294A JPH09331307A (ja) | 1996-06-13 | 1996-06-13 | スペクトル拡散復調装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8152294A JPH09331307A (ja) | 1996-06-13 | 1996-06-13 | スペクトル拡散復調装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09331307A true JPH09331307A (ja) | 1997-12-22 |
Family
ID=15537392
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8152294A Pending JPH09331307A (ja) | 1996-06-13 | 1996-06-13 | スペクトル拡散復調装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH09331307A (ja) |
Cited By (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6587523B1 (en) | 1998-06-12 | 2003-07-01 | Nec Corporation | Radio signal receiving apparatus and a method of radio signal reception |
| EP1109313A3 (en) * | 1999-12-15 | 2003-10-15 | Nec Corporation | AFC apparatus and method used a in mobile communication system |
| CN114301744A (zh) * | 2021-12-22 | 2022-04-08 | 苏州云芯微电子科技有限公司 | 一种本地载波恢复电路 |
| CN114978358A (zh) * | 2022-07-12 | 2022-08-30 | 福建福大北斗通信科技有限公司 | 一种应用于北斗三号通信基带的抗带内干扰处理方法 |
| CN115037331A (zh) * | 2022-08-10 | 2022-09-09 | 中国电子科技集团公司第十研究所 | 一种基于逆向外推的异步突发信号定时同步方法 |
| JP2023001699A (ja) * | 2021-06-21 | 2023-01-06 | 日本電信電話株式会社 | 受信局、無線通信システム、及び無線通信方法 |
| CN116744234A (zh) * | 2023-06-13 | 2023-09-12 | 电子科技大学长三角研究院(湖州) | 一种地基导航信号接收的锁频环方法及系统 |
-
1996
- 1996-06-13 JP JP8152294A patent/JPH09331307A/ja active Pending
Cited By (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6587523B1 (en) | 1998-06-12 | 2003-07-01 | Nec Corporation | Radio signal receiving apparatus and a method of radio signal reception |
| EP1109313A3 (en) * | 1999-12-15 | 2003-10-15 | Nec Corporation | AFC apparatus and method used a in mobile communication system |
| US6816540B2 (en) | 1999-12-15 | 2004-11-09 | Nec Corporation | AFC control apparatus and method in mobile communication system and mobile communication equipment using the apparatus and method |
| JP2023001699A (ja) * | 2021-06-21 | 2023-01-06 | 日本電信電話株式会社 | 受信局、無線通信システム、及び無線通信方法 |
| CN114301744A (zh) * | 2021-12-22 | 2022-04-08 | 苏州云芯微电子科技有限公司 | 一种本地载波恢复电路 |
| CN114978358A (zh) * | 2022-07-12 | 2022-08-30 | 福建福大北斗通信科技有限公司 | 一种应用于北斗三号通信基带的抗带内干扰处理方法 |
| CN114978358B (zh) * | 2022-07-12 | 2023-05-12 | 福建福大北斗通信科技有限公司 | 一种应用于北斗三号通信基带的抗带内干扰处理方法 |
| CN115037331A (zh) * | 2022-08-10 | 2022-09-09 | 中国电子科技集团公司第十研究所 | 一种基于逆向外推的异步突发信号定时同步方法 |
| CN116744234A (zh) * | 2023-06-13 | 2023-09-12 | 电子科技大学长三角研究院(湖州) | 一种地基导航信号接收的锁频环方法及系统 |
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