JPH09501032A - Ｃｄｍａ受信機において通信信号を受信しかつデコードするための方法および装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 適応ＣＤＭＡ受信機（２０）において、ＤＳ−ＳＳ受信信号および基準信号がそれらの間の誤差を最小化することによって等化され、前記受信信号は拡散チップシーケンスによって符号化された２進ビットからなる所望のＤＳ−ＳＳ通信信号を含む。前記受信信号はチップレートでサンプリングされて互いに相関されるサンプルされた受信信号を生成する。前記受信サンプルは直交変換アルゴリズムを使用することにより逆相関され前記受信サンプルに対応する逆相関されたエレメントを提供する。前記等化プロセスは前記逆相関されたエレメントにもとづき誤差を最小にすることにより加速される。

Description

【発明の詳細な説明】 ＣＤＭＡ受信機において通信信号を受信しかつ デコードするための方法および装置 技術分野 この発明は一般的には通信システムの分野に関しかつより特定的にはダイレク トシーケンス符号分割多元接続（ｄｉｒｅｃｔ ｓｅｑｕｅｎｃｅ ｃｏｄｅ ｄｉｖｉｓｉｏｎ ｍｕｌｔｉｐｌｅ ａｃｃｅｓｓ：ＤＳ−ＣＤＭＡ）通信シ ステムに関する。 発明の背景 符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）通信システムは軍事的および商業的な用途で衛 星通信において広く使用されている。これらのシステムはまたＣＤＭＡスペクト ル拡散通信システムとして知られており、それは通信される情報が広く割り当て られた周波数スペクトルにわたり拡散しかつ該周波数スペクトルが複数回再使用 できるからである。 ＣＤＭＡ変調技術は一般に地上および陸上の移動環境に存在するフェーディン グ状態に本質的にさらされやすいため、それらの用途は衛星通信に限定されてき た。しかしながら、最近のデジタル信号処理能力の進歩により、ＣＤＭＡ通信シ ステムは地上の陸上移動環境においてますます一 般的になりつつある。例えば、最近の開発によってＣＤＭＡシステムがセルラ電 話環境において使用できるようになっている。 一般に、２つのタイプのＣＤＭＡ通信システムがある。１つは周波数ホッピン グＣＤＭＡシステムとして知られており、この場合は広く割り当てられたスペク トルがかなりの数のより狭い周波数帯域に分割され、情報信号は所定の符号に従 ってこれらの周波数帯域にわたり切り替えられあるいは「ホッピングされる」。 他のＣＤＭＡシステムはダイレクトシーケンスＣＤＭＡ通信システム（ＤＳ−Ｃ ＤＭＡ）として知られ、この場合は２進ビットの形の、ユーザ情報信号はそれら を擬似ランダムノイズ（ＰＮ）コードとして知られた拡散符号と組み合わせるこ とによって前記割り当てられた周波数スペクトルにわたり拡散される。拡散符号 はチップ（ｃｈｉｐ）として知られた所定のシーケンスの２進状態を有する。伝 統的に、ＣＤＭＡ送信機はユーザ情報ビットシーケンスを特定の受信機によって 識別される拡散チップシーケンスによって乗算することによりＤＳ−ＳＳ通信信 号を生成する。典型的なＣＤＭＡ通信システムでは、受信機はそれらに向けられ た拡散チップシーケンスの前もっての知識を有しかつその知られた拡散チップシ ーケンスにもとづき前記ＤＳ−ＳＳ通信信号をデコードする。 ＣＤＭＡ受信機は、所望のＤＳ−ＳＳ信号を受信するこ とに加えて、マルチアクセス（ｍｕｌｔｉｐｌｅ−ａｃｃｅｓｓ）ＤＳ−ＳＳ妨 害信号をも受信する。所望の信号と妨害信号との間に大きな電力の格差がある場 合は、拡散シーケンスの間のゼロでない相互相関が「近−遠（ｎｅａｒ−ｆａｒ ）」問題として知られた現象を生じさせる。「近−遠」状況では、より高い電力 の妨害信号がより低い電力の所望の信号を大幅に圧倒し、従って受信機における 受信品質を低下させる。前記「近−遠」問題を改善する１つの伝統的な手法は受 信機からの電力が電力の格差を除去するように妨害送信機の電力を制御するため フィードバックされる電力制御機構を使用する。他の解決方法では、ＰＮ符号が 互いに直交するよう構成される。直交符号は所望のおよび妨害チップシーケンス の間で所定の時間インターバルにわたりゼロの相互相関を生じる。従って、直交 チップシーケンスを有する妨害信号は受信機における復調処理の間において抑圧 されるようになる。 より最近の手法は適応的な逆拡散（ｄｅｓｐｒｅａｄｉｎｇ）または復調プロ セスを提案している。適応ＣＤＭＡシステムにおいては、受信機は適応等化方法 を使用してマルチアクセスの妨害を抑圧するようイネーブルされる。該等化方法 は最小平均２乗誤差（ＭＭＳＥ）基準を使用し、それによって拡散チップシーケ ンスによって符号化された送信トレーニングビットシーケンスが未符号化（ｕｎ ｃｏｄｅｄ）基準シーケンスによって等化される。そのような システムにおいては、ＣＤＭＡ送信機はトレーニングビットシーケンスを送信し かつ受信機は該トレーニングシーケンスにもとづき、適応的に前記受信トレーニ ンンビットシーケンスと基準ビットシーケンスとの間の誤差を収束させまたは最 小にすることによって逆拡散符号を適応的に決定する。逆拡散チップシーケンス の適応的決定およびマルチアクセス妨害の抑圧によってシステムパラメータまた は電力制御機構の前もっての知識を要求することなく多数のユーザが１つのスペ クトル拡散チャネルによって互いに通信できるようになる。 前記ＭＭＳＥ基準にもとづく妨害抑圧の適応的な実施のため、最小平均２乗（ ｌｅａｓｔ ｍｅａｎ ｓｑｕａｒｅ：ＬＭＳ）または再帰最小平均（ｒｅｃｕ ｒｓｉｖｅｌｅａｓｔ ｍｅａｎ：ＲＬＳ）アルゴリズムのいずれかを使用する ことができる。これらのアルゴリズムは受信したトレーニングシーケンスと基準 ビットシーケンスとの間の誤差を最小にするために数学的な計算およびマトリク ス操作を使用する。しかしながら、ＬＭＳアルゴリズムは妨害信号が所望の信号 より大幅に強い場合に低速の収束レートを持つことが知られている。これに対し 、前記再帰最小２乗（ＲＬＳ）アルゴリズムはＬＭＳアルゴリズムよりも高速度 の収束レートを有し、かつ前のアルゴリズムの収束レートは所望の信号に対する 妨害信号の比率に依存しない。しかしながら、ＲＬＳアルゴリズムは送信機の数 がチップ の数より小さくかつノイズ電力が信号電力に関して比較的小さい場合のＤＳ−Ｃ ＤＭＡにおいて使用することができない。これらの条件はゼロまたはゼロに近い 固有値を有する受信入力相関マトリクスを生成する。入力相関マトリクスは入力 ベクトルのそれ自身の転置ベクトルによる積によって生成される重み付けられた マトリクスの和として定義される。これらのゼロまたはゼロに近い固有値はＲＬ Ｓアルゴリズムを使用する誤差最小化プロセスにおいて最終的に発散を生じさせ る。 移動通信環境においては、変化するチャネル特性を迅速に追跡しかつ高速の通 信リンクを提供することが要求される。上に述べたように、基準信号と受信信号 との間の誤差を収束させかつ最小化する伝統的なＬＭＳ手法は時間がかかる。従 って、適応的等化プロセスを加速する必要性が存在し、この場合誤差の最小化は ＲＬＳおよびＬＭＳアルゴリズムを使用する伝統的な方法によって達成されるよ りも大幅に短い期間で達成できる必要がある。 発明の概要 簡単にいえば、本発明によれば、ＣＤＭＡ受信機は受信されたＤＳ−ＳＳ信号 と基準信号との間の誤差を最小にすることによって適応的にＤＳ−ＳＳ通信信号 をデコードするための方法および装置を導入する。前記受信信号は拡散チップシ ーケンスによって符号化された２進ビットからな る所望の信号を含む。前記受信信号は前記チップのレートでサンプルされて互い に相関される受信サンプルを生成する。前記受信サンプルは直交変換アルゴリズ ムを使用することにより相関解除または逆相関され（ｄｅ−ｃｏｒｒｅｌａｔｅ ｄ）、前記受信サンプルに対応する逆相関された要素を提供する。前記誤差は、 ＬＭＳまたはＲＬＳアルゴリズムのいずれかを使用して、前記逆相関された要素 にもとづき最小化される。 図面の簡単な説明 図１は、ＣＤＭＡ通信システムの概略図である。 図２は、本発明に係わるＤＳ−ＳＳ通信信号のタイミング図である。 図３は、図１の通信システムにおいて使用されるＣＤＭＡ送信機のブロック図 である。 図４は、本発明に係わるＣＤＭＡ受信機のブロック図である。 図５は、図４の受信機において使用される拡散イコライザのブロック図である 。 図６は、グラム−シュミット直交化を使用するデコリレータのブロック図であ る。 好ましい実施例の詳細な説明 本明細書は新規であると考えられる本発明の特徴を規定 する請求の範囲で終了するが、本発明は図面とともに以下の説明を参照すること によりさらによく理解できるものと信じられる。 図１を参照すると、本発明の原理を使用した通信システム１００が示されてい る。該通信システム１００はダイレクトシーケンス拡散スペクトル（ＤＳ−ＳＳ ）通信信号３０を送信する複数のＣＤＭＡ送信機１０を含んでいる。ＤＳ−ＳＳ 通信信号３０は拡散チップシーケンスによって符号化された２進ビットからなる ベースバンドの所望の信号を含んでいる。通信システム１００はまた複数のＣＤ ＭＡ受信機２０を含んでおり、該ＣＤＭＡ受信機は他のＣＤＭＡ送信機から他の マルチアクセス妨害信号とともに所望の送信通信信号３０を受信する。従って、 前記受信通信信号は、所望の信号に加えて、マルチアクセス妨害信号およびノイ ズを含む。受信機２０における受信信号は数学的に次のように表すことができる 。 【式１】 この場合、ｇ_k，ｄ_kおよびＰ_kは、それぞれ、ｋ番目のユーザ信号、ｋ番目の ユーザデータビット、ｋ番目のユーザ拡散ベクトルの受信電力レベルを表す。Ｎ_n はゼロ平 均ガウスランダムノイズを示す。前記式１においては、所望の送信機を含めて、 Ｌの送信機が存在するものと仮定され、Ｐ₁は所望の信号の拡散シーケンス（ま たはベクトル）を表すものと想定され、かつｄ₁は所望のデータビットであり、 これは、後に説明するように、１または−１の値を取る。大文字はベクトルまた はマトリクスを示すために使用されることに注意を要する。 通信システム１００は逆拡散チップシーケンスが適応的に決定される適応的Ｃ ＤＭＡ通信システムである。決定された逆拡散チップシーケンスはマルチアクセ ス妨害信号を抑圧しかつ所望の信号をデコードする。後に詳細に説明するように 、受信機２０は、基準信号と受信信号との間の誤差を最小にすることによってト レーニング期間の間に、所望の信号に対応する、逆拡散チップシーケンスまたは ベクトルを決定する。前記誤差は受信機において次のように表現される平均２乗 誤差（ＭＳＥ）を最小にすることによって最小化される。 【式２】 この場合Ｅは平均化演算子（ａｖｅｒａｇｉｎｇ ｏｐｅｒａｔｏｒ）であり かつＷは受信機の逆拡散ベクトルである。該ベクトルＷは受信されたＤＳ−ＳＳ 通信信号を逆拡散しかつＭＳＥを最小にする逆拡散ベクトルである。 トレーニング中の適応的エラー最小化は非同期的に行われる、すなわち、受信 機および送信機のビットタイミングまたはチップタイミング同期なしに行われる ことに注目すべきである。これは妨害信号の存在する状態で何らかの種類の同期 を行うことはほとんど不可能であるからである。従って、冗長な非交番（ｎｏｎ −ａｌｔｅｒｎａｔｉｎｇ）トレーニングビットシーケンスが送信されて逆拡散 チップシーケンスがトレーニング期間の間に決定されている間の同期の必要性を 回避する。 次に図２を参照すると、図１の送信機１０からの所望の送信ＤＳ−ＳＳ通信信 号３０のタイミング図が示されている。ＤＳ−ＳＳ通信信号は所望の拡散チップ シーケンスによって符号化されたひと続きの無線周波変調ビットを含んでいる。 該ビットおよびチップはそれぞれＶ₊₁およびＶ_-1の電位で表される＋１および− １の２つの状態の内の１つをとる２進信号である。Ｖ₊₁およびＶ_-1の電位は等し い大きさであるが逆の極性を有する。ＤＳ−ＳＳ信号３０の始めに、冗長なトレ ーニングシーケンス３１が送信され、これは受信機２０によって逆拡散チップシ ーケンスを適応的に決定するために使用される。本発明の好ましい実施形態では 、該トレーニングビットシーケンスは一連の連続する＋１のビット状態のような 、非交番的かつ連続的なビット状態を有する所定の冗長ビットシーケンスからな る。トレーニングシーケンス３１には送信機同期シーケン ス３３が続き、これは受信機および送信機のビットタイミングを同期させるため に使用される。好ましくは、受信機および送信機の同期はトレーニングインター バルに続き、それは前記妨害信号の悪影響はこの段階で打ち消され、従って同期 を行うことができるようになるからである。受信機および送信機の同期はよく知 られておりかつ自己相関および相互相関ルーチンを備えるものとすることができ る。送信機のビットタイミングシーケンス３３に続き、ユーザ発生データからな るユーザ情報シーケンス３５が送信される。該ユーザ発生データは、例えば、デ ジタル化された音声またはコンピュータ装置において使用するための生のまたは 未処理の（ｒａｗ）２進データとすることができる。 次に図３を参照すると、ＣＤＭＡ送信機１０のブロック図が示されている。該 ＣＤＭＡ送信機１０は、中央コントローラおよび信号処理ブロック２２０を含み 、該ブロック２２０は、拡散チップシーケンスを発生しかつ変調するのに必要な 信号処理を含めて、送信機１０の全体の動作を制御する。送信機１０は、所定の トレーニングシーケンスを発生するトレーニングシーケンスブロック２０１を含 む。送信機１０はまたトレーニングシーケンスに続く送信機ビットタイミングシ ーケンスを発生する送信機同期シーケンス発生ブロック２０３を含む。最後に、 ユーザ情報シーケンスブロック２０５は２進ビットシーケンスの形でユーザ情報 を提供する。ユーザ情報は、マイクロホンから音声情 報を受信する音声符号器のような、種々の発生源から発生し、あるいはそれはコ ンピュータ装置から発生される生のまたは未処理のデータ情報からなるものとす ることができる。前記中央コントーラおよび処理ブロック２２０の制御のもとに 、セレクタブロック２０７は前記トレーニング、ビットタイミングまたはユーザ 情報シーケンスの内の１つを適切な順序で選択できるようにしかつそれを乗算器 ２０９に供給する。拡散チップシーケンス発生ブロック２１１は受信機に送信さ れるべきビットシーケンスと組み合わされるべき拡散チップシーケンスを発生す る。好ましくは、発生された拡散チップシーケンスは望ましい相互相関および自 己相関特性を有するよく知られたゴールドＰＮ符号（ｇｏｌｄ ＰＮ ｃｏｄｅ ｓ）から構成される。前記拡散チップシーケンスは送信シーケンスの各ビットを 符号化するための所定の数（ｎ）のチップを有する。乗算器２０９は該送信シー ケンスの１つを前記拡散チップシーケンスによって乗算しかつそれを変調器２１ ３に供給する。変調器２１３は、２進位相シフトキーイング（ＢＰＳＫ）または 直交位相シフトキーイング（ＱＰＳＫ）変調器のような、数多くのよく知られた ２進信号変調器から構成できる。変調器２１３の出力は電力増幅器２１５に供給 され、該電力増幅器２１５は変調された信号を増幅しかつそれを送信のためにア ンテナ２１７に供給する。ブロック２２０および送信機１０と組み合わせて説明 されたいくつかの他のブロ ックは、モトローラ・インコーポレイテッドにより製造されるＤＳＰ５６０００ シリーズのような、１つまたはそれ以上のよく知られたデジタル信号プロセッサ を使用して構成できることが理解できる。 次に図４を参照すると、ＣＤＭＡ受信機２０のブロック図が示されている。該 受信機２０は妨害ＤＳ−ＳＳ信号およびノイズによって汚染された所望のＤＳ− ＳＳ通信信号を含む受信通信信号を受信する。該受信通信信号はアンテナ３０１ で受信されかつ初期受信機選択度を与えるプリセレクタフィルタ３０３に供給さ れる。ろ波された信号はよく知られたベースバンド復調器３０５に供給される。 該ベースバンド復調器３０５はよく知られた復調器からなり、前記通信信号の送 信機１０において使用される変調機構に従って復調してベースバンド信号３０６ を提供する。ベースバンド信号３０６はよく知られたチップ整合（ｃｈｉｐ−ｍ ａｔｃｈｅｄ）フィルタブロック３０７に供給される。該チップ整合フィルタは よく知られた積分およびダンプ（ｉｎｔｅｇｒａｔｅ−ａｎｄ−ｄｕｍｐ）フィ ルタブロックからなり、受信ＤＳ−ＳＳ通信信号がチップレートでサンプルされ かつ積分され、そしてその結果がそれぞれのチップインターバルの終りにダンプ される。チップ整合フィルタの出力は逆拡散イコライザ４００に供給され、該逆 拡散イコライザ４００は、前記トレーニングシーケンスにもとづき、適応的に逆 拡散チップシーケンスベクトルＷを 決定する。後に詳細に説明するように、該逆拡散イコライザは受信信号を前記ト レーニングビットシーケンスに対応する符号化されていないあらかじめ記憶され た基準信号によって適応的に等化することによってチップベクトルＷの逆拡散を 提供する。信号プロセッサおよびコントローラブロック３２０は受信機２０のた めのすべての必要な信号処理要求を行う。イコライザ４００はＤＳ−ＳＳ通信信 号３０６を逆拡散しかつその出力（４１５）にデコードされた通信信号を提供す る。該デコードされた通信信号はユーザインタフェースブロック３１３に供給さ れ、該ユーザインタフェースブロック３１３は、スピーカ、コンピュータ装置、 データ表示装置またはファクスまたは音声メール機器のような、数多くのユーザ インタフェース装置の内の１つから構成できる。 次に図５を参照すると、逆拡散イコライザ４００のブロック図が示されている 。該イコライザ４００はｎ個のタップの遅延線イコライザを備え、この場合、前 に述べたように、ｎは拡散チップシーケンスにおけるビットごとのチップの数で ある。前記タップ遅延線は１列のｎ−１個の直列的に接続されたフリップフロッ プ４０２からなり、これらフリップフロップ４０２の出力は対応する数の乗算器 ４０４に接続されている。前記列の直列的に結合されたフリップフロップ４０２ はそれぞれのビットインターバルの間にチップ整合フィルタ３０７の出力に与え られる受信サンプ ルｒ₁，ｒ₂，…，ｒ_nをチップレートで直列的にシフトするシフトレジスタとし て動作する。受信サンプルｒ₁，ｒ₂，…，ｒ_nはここでは式１によってその数学 的表現が与えられる受信サンプルベクトルＲで表される。前記トレーニングビッ トシーケンスおよび妨害信号は拡散チップシーケンスで符号化されるから、受信 サンプルベクトルＲのエレメント、すなわち、ｒ₁〜ｒ_n、は互いに相関される。 本発明によれば、受信サンプルｒ₁〜ｒ_nはお互いから逆相関され（ｄｅ−ｃｏｒ ｒｅｌａｔｅｄ）逆相関されたエレメントを提供し、該エレメントにもとづき受 信信号と所望の信号との間の誤差が最小化される。従って、フリップフロップ４ ０２の出力は逆相関ブロック４０６に供給されて受信サンプルｒ₁〜ｒ_nを逆相関 しかつ逆相関されたエレメントｙ₁，ｙ₂，…，ｙ_nを提供し、これらの逆相関さ れたエレメントｙ₁，ｙ₂，…，ｙ_nは以後逆相関ベクトルＹで表される。逆相関 ブロック４０６は前記受信サンプルベクトルＲを変換するために直交変換アルゴ リズムを使用する。よく知られた直交変換アルゴリズムを使用して受信サンプル ベクトルＲを逆相関することができる。そのようなアルゴリズムは固有値変換（ ｅｉｇｅｎ ｖａｌｕｅ ｔｒａｎｓｆｏｒｍａｔｉｏｎ）およびグラム−シュ ミット直交化（Ｇｒａｍ−Ｓｃｈｍｉｄｔ ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌｉｚａｔｉｏ ｎ）を含む。 各ビットインターバルの終りに、乗算器４０４は得られ た逆相関されたエレメントｙ₁〜ｙ_nをタップ係数発生ブロック４０７によって与 えられるタップ係数ｗ₁，…，ｗ_nで乗算する。該タップ係数ｗ₁，…，ｗ_nは逆拡 散ベクトルＷで表され、その検出は式２を満足しかつベクトルＲで表される受信 信号と所望の信号ｄ₁との間の誤差を最小にする。該所望の信号はイコライザ４ ００において、トレーニングシーケンスに対応する、ブロック４０３によって提 供されるあらかじめ記憶された基準ビットシーケンスによって表される。加算器 ４０５は乗算器４０４の出力を加算して加算器出力４０８を提供する。加算器の 出力４０８は比較器４０９およびしきい値決定ブロック４１０に供給される。し きい値決定ブロック４１０はしきい値比較器を備え、該しきい値比較器は、トレ ーニングインターバルの後に、ユーザビットシーケンスの検出されたビットを提 供する。しきい値決定ブロック４１０はイコライザ出力４１５を提供する。しき い値検出器決定ブロック４１０は加算器出力４０８をビット状態しきい値レベル と比較することによりデコードされたビット状態を決定する。イコライザ出力４ １５および加算器出力４０８はそれらの間の（１／ｎ）の比率によって関係付け られることが理解できる。トレーニングの間に、比較器４０９は加算器の出力４ ０８をブロック４０３によって提供されるあらかじめ記憶された基準ビットシー ケンスと比較する。あらかじめ記憶された基準シーケンスは符号化されていない トレーニングシーケ ンスを表すあらかじめ決定された基準信号である。従って、前記基準シーケンス はまた符号化されていない冗長連続および非交番シーケンスを備えた信号である 。比較器４０９は前記あらかじめ記憶された基準ビットシーケンスを前記加算器 出力と比較しかつ誤差信号４１１を提供し、該誤差信号４１１はタップ係数発生 ブロック４０７に供給される。該タップ係数発生ブロック４０７は最小平均２乗 （ＬＭＳ）または再帰最小２乗（ＲＬＳ）アルゴリズムを使用しておのおののビ ットインターバルの間にタップ係数ｗ₁〜ｗ_nを更新しかつ誤差信号４１１を最小 化する。前記逆拡散イコライザ４００は検出されたビットシーケンスおよび前記 あらかじめ記憶されたトレーニングシーケンスの間の誤差信号が最小化されかつ 前記受信信号と前記基準信号が実質的にそらされかつ等化されるまでタップ係数 ｗ₁〜ｗ_nを更新する。いったん等化されると、送信されたトレーニングビットシ ーケンスおよびあらかじめ記憶された基準ビットシーケンス、タップ係数ｗ₁〜 ｗ_nは逆拡散チップシーケンスまたはベクトルＷとなり、該ベクトルＷはＤＳ− ＳＳ通信信号３０を逆拡散しかつ拡散チップシーケンスの前もっての知識なしに マルチアクセス妨害信号を抑圧する。従って、ベクトルＷは逆拡散チップシーケ ンスを表す。前に説明したように、ベクトルＷのエレメントはトレーニングイン ターバルが終了した後に受信されたＤＳＳ−ＳＳ通信信号を逆拡散するために使 用される。 図６を参照すると、好ましいデコリレータまたは逆相関器（ｄｅ−ｃｏｒｒｅ ｌａｔｏｒ）４０６が示されている。本発明の好ましい実施形態に係わる、逆相 関器４０６は単一または複数のデジタル信号プロセッサを使用して実施できるグ ラム−シュミット直交化のための並列アーキテクチャを使用する。該グラム−シ ュミット逆相関器４０６は相関された受信サンプルｒ₁〜ｒ_nからなる入力を受け 入れかつ逆相関されたエレメントｙ₁〜ｙ_nからなる出力を提供する。よく知られ ているように、グラム−シュミット逆相関プロセスはおのおのの受信サンプルを 残りのサンプルから連続的なレベルで逆相関する。該逆相関プロセスは基本的に は１つの受信サンプルからよく知られた数学的計算を使用しておのおののレベル における残りのエレメントの影響を除去する。図６において、受信サンプルベク トルＲが入力されエレメントごとのベースで直交化される。第１のレベルにおけ るベクトルＲに対して５個のエレメントを想定すると、前記変換は該ベクトルに 対し２から５までのｊに対しｒ₁ ¹がエレメントｒ_j ¹に対し直交するように適用さ れる（上付き文字は直交化のレベルを表す）。この変換はマトリクスで次のよう に表現できる。 【式３】 上のマトリクスにおいてｗ_j ¹は次のようにセットされる。 【式４】 エレメントごとの変換は該変換のすべての出力ベクトルのエレメントが互いに 直交になるまで多くてもｎ回の間続けられる。図６のブロック６０１はそれぞれ のレベルで行われる計算処理を表す。逆相関レベルの最大数は受信サンプルの数 （ｎ）に対応する。 所望の送信機および妨害送信機の数がチップの数、ｎ、より小さい場合は、受 信サンプルベクトルＲの相関マトリマスは特異な（ｓｉｎｇｕｌａｒ）ものかあ るはほぼ特異なものであり、すなわち、それはゼロまたはほぼゼロの固有値を含 む。逆相関プロセスの結果として、逆相関されたエレメントは２つのグループに 分割され、すなわち所望のＤＳ−ＳＳ信号および妨害ＤＳ−ＳＳ信号に対応する 第１ のグループ、およびノイズに対応するノイズエレメントの第２のグループである 。第２のグループのノイズエレメントは第１のグループに関連するものよりもず っと小さな値を有する。 図５に戻ると、タップ係数発生ブロック４０７はタップ係数ｗ₁〜ｗ_nを発生す るためにＬＭＳまたはＲＬＳアルゴリズムのいずれか１つを使用することができ る。本発明によれば、タップ係数ｗ₁〜ｗ_nは前記逆相関されたエレメントｙ₁〜 ｙ_nにもとづき更新される。ＬＭＳアルゴリズムにおいては、ステップサイズは 収束レートを決定する。前に説明したように、最大ステップサイズは最大信号電 力にもとづき決定される。それらを逆相関することなく相関された受信サンプル にもとづきタップ係数を生成する伝統的な等化はそれぞれの受信エレメントと関 連して同じステップサイズを使用する。従って、妨害信号が所望の信号よりずっ と強い場合は、ステップサイズは小さな値にセットされかつ、従って、収束レー トは非常に低速になる。これに対し、逆相関されたエレメントｙ₁〜ｙ_nを使用す る本発明ではステップサイズがお互いから独立のものとすることができる。本発 明によれば、逆相関されたエレメントによってＬＭＳアルゴリズムがそれぞれの エレメントに関連する信号電力を識別しかつ収束レートをスピードアップするた めに最適のステップサイズを決定できるようにする。好ましくは、ノイズに関連 する逆相関エレメントは所望の 信号を評価する上で無視される。従って、本発明の好ましい実施形態では、誤差 最小化ＬＭＳアルゴリズムは、所望の信号を評価するために、第２のグループす なわちノイズに関連するエレメントを無視しながら、第１のグループの逆相関さ れたエレメント、すなわち、所望の信号に関連するものおよび妨害信号に関連す るものを使用する。おのおののベクトルエレメントに対する本発明の独立のステ ップサイズを有するＬＭＳタップ重み更新方程式は次のように表すことができる 。 【式５】 この場合Δ_jはｊ番目の信号ベクトル要素に対するステップサイズを示す。 あるいは、前記タップ係数はＲＬＳアルゴリズムを使用して更新できる。ＲＬ Ｓアルゴリズムは誤差を最小化するためにベクトルＲの入力相関マトリクスを使 用することはよく知られている。一般に、ＲＬＳアルゴリズムを使用する等化プ ロセスにおいては、入力相関マトリクスの逆数（ｉｎｖｅｒｓｅ）を計算しなけ ればならない。入力相関マトリクスの逆数は入力相関マトリクスが特異であるか あるいはほぼ特異である場合には計算することができない。伝統的な等化プロセ スは、通常ほぼ特異なまたは特異な入 力相関マトリクスを生じる、それらの逆相関を行うことなく受信サンプルベクト ルＲを使用する。本発明の逆相関プロセスはノイズエレメントを識別しこれはほ ぼ特異なまたは特異なマトリクスを生じるから、本発明のＲＬＳ誤差最小化はＲ ＬＳアルゴリズムの入力相関マトリクスを決定するために所望の信号および妨害 信号に関連する第１のグループのエレメントのみを使用しかつノイズに関連する 第２のグループのエレメントを無視する。従って、誤差最小化ＲＬＳアルゴリズ ムの入力相関マトリクスは非ゼロ対角要素を生じる第１のグループのエレメント からなる。 タップ遅延線イコライザ４００は受信機２０のデジタル信号プロセッサ３２０ 内で実施できることが理解できる。従って、デジタル信号プロセッサ３２０は逆 相関ブロック４０６、タップ係数発生ブロック４０７、および本発明の目的を達 成するために構成される他の必要なブロックを含むことができる。あるいは、前 記イコライザ４００は技術的によく知られた伝統的なデジタルおよび論理個別部 品を使用して実施できる。 以上から、本発明は直交変換を使用して逆相関プロセスを行うことにより受信 信号の等化およびそのデコードの間の収束率を実質的に改善する。受信サンプル の逆相関はノイズに関連するエレメントを識別しかつそれらを避ける。その結果 、エラー最小化ＬＭＳまたはＲＬＳの収束速度は受信サンプルの逆相関から得ら れた情報を使用することに より実質的に加速される。 本発明の好ましい実施形態が示されかつ説明されたが、本発明はそれらに限定 されるものでないことは明らかであろう。添付の請求の範囲によって規定される 本発明の精神および範囲から離れることなく当業者は数多くの修正、変更、変形 、置換えおよび同等物が可能であろう。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １．受信ＤＳ−ＳＳ信号と基準信号との間の誤差を最小化するために適応等化 を使用する符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）受信機における、受信信号のデコード 方法であって、 ａ）所望のＤＳ−ＳＳ信号を含むＤＳ−ＳＳ通信信号を受信する段階であって 、前記所望のＤＳ−ＳＳ信号は拡散チップシーケンスによって符号化された２進 ビットを備えるもの、 ｂ）ビット期間の間に前記受信ＤＳ−ＳＳ通信信号をサンプリングして受信サ ンプルを生成する段階であって、該受信サンプルは互いに相関しているもの、 ｃ）前記受信サンプルを直交変換アルゴリズムを使用して逆相関して前記受信 サンプルに対応する逆相関されたエレメントを提供する段階、そして ｄ）前記逆相関されたエレメントにもとづき前記誤差を最小化する段階、 を具備する受信信号のデコード方法。 ２．前記ＤＳ−ＳＳ通信信号は妨害ＤＳ−ＳＳ信号およびノイズによって汚染 されており、かつ前記逆相関されたエレメントは前記所望のＤＳ−ＳＳ信号およ び前記妨害ＤＳ−ＳＳ信号に対応する第１のグループのエレメントおよびノイズ に対応する第２のグループのエレメントを具備し、 かつ前記誤差を最小化する段階は前記第１のグループの逆相関されたエレメント にもとづいて行なわれる、請求項１に記載の方法。 ３．前記サンプルされた受信エレメントを逆相関する段階は、グラム−シュミ ット変換を使用する段階を具備する、請求項１に記載の方法。 ４．前記誤差を最小化する段階はタップ付き遅延線イコライザ（ＴＤＬＥ）の 数多くのタップ係数を更新する段階を具備する、請求項２に記載の方法。 ５．前記タップ係数を更新する段階は最小平均２乗（ＬＭＳ）アルゴリズムを 使用する段階を具備し、最適のステップサイズが前記ＴＤＬＥのおのおののタッ プ係数を更新するために独立に決定される、請求項４に記載の方法。 ６．前記タップ係数を更新する段階は再帰最小２乗（ＲＬＳ）アルゴリズムを 使用する段階を具備する、請求項４に記載の方法。 ７．受信されたＤＳ−ＳＳ通信信号と基準信号との間の誤差を最小化すること による適応等化を使用する適応符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）受信機であって、 前記ＤＳ−ＳＳ通信信号を受信する手段であって、前記ＤＳ−ＳＳ通信信号は 所望のＤＳ−ＳＳ信号を含み、該所望のＤＳ−ＳＳ信号は拡散チップシーケンス によって符号化された２進ビットからなるもの、 タップ付き遅延線イコライザであって、 ビット期間の間に、前記受信されたＤＳ−ＳＳ通信信号をサンプリングし て受信サンプルを生成するサンプリング手段であって、前記受信サンプルは互い に相関しているもの、 直交変換アルゴリズムを使用して前記受信サンプルを逆相関し前記受信サ ンプルに対応する逆相関エレメントを提供する逆相関手段、 前記逆相関エレメントに応じて前記基準信号と前記受信されたＤＳ−ＳＳ 通信信号との間の誤差を最小化するエラー最小化手段、 を具備する前記タップ付き遅延線イコライザ、 を具備する適応符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）受信機。 ８．前記受信された通信信号は妨害ＤＳ−ＳＳ信号およびノイズによって汚染 されており、かつ前記逆相関されたエレメントは前記所望のＤＳ−ＳＳ信号およ び前記妨害ＤＳ−ＳＳ信号に対応する第１のグループのエレメントおよびノイズ に対応する第２のグループのエレメントを含み、かつ前記エラー最小化手段は前 記第１のグループの逆相関 されたエレメントに応じて前記基準信号と前記受信されたＤＳ−ＳＳ通信信号と の間の誤差を最小化する、請求項７に記載の受信機。 ９．前記逆相関手段はグラム−シュミット変換を使用する、請求項７に記載の 受信機。 １０．前記エラー最小化手段はさらに最小平均２乗（ＬＭＳ）アルゴリズムを 使用することによりタップ係数を提供するためのタップ係数発生器を含む、請求 項７に記載の受信機。