JPH09506234A

JPH09506234A - スプレッドスペクトル多重アクセス通信システムのための多重通路サーチプロセッサ

Info

Publication number: JPH09506234A
Application number: JP8512006A
Authority: JP
Inventors: イーストン、ケニース・ディー; レビン、ジェフリー・エー
Original assignee: Qualcomm Inc
Current assignee: Qualcomm Inc
Priority date: 1994-09-30
Filing date: 1995-09-27
Publication date: 1997-06-17
Also published as: MY120873A; HK1015198A1; FI114123B; PT732013E; ZA957858B; AU6997798A; AU707834B2; TW294866B; KR100385004B1; AU688625B2; AU3945195A; ATE243395T1; CN1135815A; US20010046205A1; WO1996010873A1; FI962258A7; ES2201123T3; KR960706725A; CN1096157C; DK0732013T3

Abstract

(57)【要約】スプレッドスペクトル通信システムのためのモデムにおいて使用される集積されたサーチプロセッサは、受信サンプルをバッファし、バッファからの連続したオフセットにおいて動作するタイムスライスされた変換プロセッサを使用する。サーチプロセッサは、マイクロプロセッサの特定されたサーチバラメータの組によって構成されたサーチを通して自律的に進み、それは、サーチするための１群のアンテナと、サーチするためのサーチウィンドウの開始オフセットおよび幅と、各オフセットにおける結果を累算するためのウォルシュシンボルの数とを含むことができる。サーチプロセッサは、各オフセットにおける相関エネルギを計算し、復調素子の再割当てのために使用されるサーチにおいて見つけられた最適の通路の要約的なレポートを与える。これによって、マイクロプロセッサのサーチプロセスの関連した仕事負荷が減少し、また、完全なチャンネル素子モデム回路を単一のＩＣにおいて生成することができるようにすることによってモデムのコストが減少する。

Description

【発明の詳細な説明】スプレッドスペクトル多重アクセス通信システムのための多重通路サーチプロセッサ発明の背景発明の分野本発明は、一般的にスプレッドスペクトル通信システムに関し、特に、セルラー電話通信システムにおける信号処理に関する。従来技術の説明無線電話通信システムにおいて、多数の使用者は、ワイヤライン電話システムに接続するために無線チャンネルを通じて通信する。無線チャンネルによる通信は、制限された周波数スペクトルにおいて多数の使用者が使用できるようにする種々の多重アクセス技術の１つである。これらの多重アクセス技術は、時分割多重アクセス（ＴＤＭＡ）と、周波数分割多重アクセス（ＦＤＭＡ）と、コード分割多重アクセス（ＣＤＭＡ）とを含む。ＣＤＭＡ技術は多数の利点を有し、例示的なＣＤＭＡシステムは、本発明の出願人に譲渡され、本明細書において参照とされているK.Gilhousen等による米国特許第4,901,307号明細書“SPREAD SPECTRU M MULTIPLE ACCESS COMMUNICATION SYSTEM USING SATELLITE OR TERRESTRIAL RE PEATERS,”（issued February 13，1990）において記載されている。上述の特許明細書において、それぞれがトランシーバを有している多数の移動電話システムの使用者がＣＤＭＡスプレッドスペクトル通信信号を使用して人工衛星中継器もしくは地上ベースステーションを通して通信する多重アクセス技術が開示されている。ＣＤＭＡ通信の使用において、周波数スペクトルは多数回再使用されることができ、従って、システム使用者の能力を増加させる。米国特許第4,901,307号明細書に開示されているＣＤＭＡ変調技術は、人工衛星もしくは地上チャンネルを使用する通信システムにおいて使用される狭帯域変調技術と比較して多数の利点を有している。地上チャンネルは、特に多重通路信号に関して任意の通信システムに特別な問題を課す。ＣＤＭＡ技術を使用することによって、地上チャンネルの特別な問題は、例えばフェーディング等の多重通路の不利な効果を軽減することによって克服されるが、一方では、その利点を利用する。米国特許第4,901,307号明細書に開示されているＣＤＭＡ技術は、移動ユニット−人工衛星通信におけるリンクの両方向にコヒーレントな変調および復調を使用することを意図している。従って、そこに開示されているのは、人工衛星から移動ユニットへのリンクおよびベースステーションから移動ユニットへのリンクに対するコヒーレントな位相基準としてパイロットキャリア信号を使用することである。しかしながら、地上セルラー環境において、移動ユニットからパイロットキャリア信号を送信するために必要な電力と同様に、結果的にチャンネルの位相の破壊を伴う多重通路のフェーディングの厳密さによって、移動ユニットからベースステーションへのリンクに対してコヒーレントな復調技術を使用することが妨げられる。本発明の出願人に譲渡され、参照とされている米国特許第5,103,459号明細書“SYSTEM AND METHOD FOR GENERATING SIGNAL W AVEFORMS IN A CDMA CELLULAR TELEPHONE SYSTEM”（issued June 25，1990）は、コヒーレントでない変調および復調技術を使用することによって移動ユニットからベースステーションへのリンクにおける多重通路の不利な効果を克服する手段を提供する。ＣＤＭＡセルラー電話システムにおいて、全てのベースステーションにおける通信に対して同じ周波数帯域が使用されることができる。ベースステーションの受信機において、視線の通路のラインおよび建造物で反射する別のライン等の分離可能な多重通路は、モデムの性能を増強するためにダイバーシティ結合されることができる。処理利得を供給するＣＤＭＡ波形特性もまた、同じ周波数帯域を占める信号間で区別するために使用される。さらに、高周波擬似雑音（ＰＮ）変調によって通路遅延における差がＰＮチップ期間を超過するならば、同じ信号の多数の異なる伝搬路が分離される。約１ＭＨｚのＰＮチップ速度がＣＤＭＡシステムにおいて使用される場合、スプレッド帯域幅のシステムデータ速度に対する比率と等しい全体のスプレッドスペクトル処理利得が、１マイクロ秒以上異なる遅延を有する通路に対して使用されることができる。１マイクロ秒の通路遅延の差は、約１，０００フィートの通路の距離の差に対応する。都市環境によって、典型的に１マイクロ秒以上の通路遅延の差が与えられる。幾つかの別個の伝搬路を通ってきた信号は、地上チャンネルの多重通路特性によって発生される。多重通路チャンネルの１つの特性は、チャンネルを通して送信される信号に導入される時間スプレッドである。例えば、理想的なインパルスが多重通路チャンネルを通じて送信された場合、受信された信号は、パルス流として現れる。多重通路チャンネルの別の特性は、チャンネルを通る各通路が異なる減衰係数を生じる可能性があることである。例えば、理想的なインパルスが多重通路チャンネルを通じて送信された場合、受信されたパルス流の各パルスは、一般的に別の受信されたパルスとは異なる信号強度を有する。さらに、多重通路チャンネルの別の特性は、チャンネルを通る各通路は、信号上で位相が異なる原因となることである。例えば、理想的なインパルスが多重通路チャンネルを通じて送信された場合、受信されたパルス流の各パルスは、一般的に別の受信されたパルスとは異なる位相を有している。移動無線チャンネルにおいて、多重通路は、建造物、樹木、自動車、および人等の、環境における障害物からの信号の反射によって生成される。一般的に、移動無線チャンネルは、多重通路を生成する構造の関連した運動のために時間可変多重通路チャンネルである。例えば、理想的なインパルスが時間可変多重通路チャンネルによって送信された場合、受信されたパルス流は、時間位置、減衰、および理想的なインパルスが送信された時間の関数としての位相において変化する。チャンネルの多重通路特性によって、結果的に信号のフェーディングが生じる。フェーディングは、多重通路チャンネルの位相調整特性の結果として生じる。フェードは、多重通路ベクトルが破壊的に加えられたときに生じ、いずれかの別個のベクトルよりも小さい受信信号を生じる。例えば、２つの通路を有し、その第１の通路がＸｄＢの減衰係数と、位相シフトがΘラジアンの時間遅延δとを有し、第２の通路がＸｄＢの減衰係数と、位相シフトがΘ＋πラジアンの時間遅延 δとを有している多重通路チャンネルを通して正弦波が送信された場合、チャンネルの出力において信号は受信されない。従来の無線電話システムによって使用されたアナログＦＭ変調等の狭帯域変調システムにおいて、無線チャンネルにおける多重通路の存在によって結果的にひどい多重通路フェージングが生じる。しかしながら、広帯域のＣＤＭＡに関して上述されているように、異なる通路は、復調プロセスにおいて区別される。この区別は、多重通路フェージングの深刻さの程度を大幅に減少するだけでなく、ＣＤＭＡシステムに利点を与える。ダイバーシティは、フェーディングの有害な効果を軽減するための１つの試みである。それ故に、システムがフェーディングを減少するダイバーシティの幾つかの形態が提供されることが望ましい。ダイバーシティには３つの主要なタイプがある。すなわち、時間ダイバーシティ、周波数ダイバーシティ、および空間ダイバーシティである。時間ダイバーシティは、反復と、時間インターリービングと、冗長を導入するエラー訂正および検出符号化とを使用することによって最良に得られることができる。本発明を構成しているシステムは、これらの技術のそれぞれを時間ダイバーシティの１つの形態として使用する。ＣＤＭＡは、その特有の広帯域の性質によって、広帯域幅を通じて信号エネルギをスプレッドすることによって周波数ダイバーシティの１形態を提供する。それ故に、周波数選択フェーディングは、ＣＤＭＡ信号帯域幅のわずかな部分だけしか影響を及ぼさない。空間あるいは通路ダイバーシティは、通常２以上のアンテナ素子を使用することによって、２以上のベースステーションを通した移動ユニットから同時リンクを通して多重信号通路を設けることによって得られる。さらに、通路ダイバーシティは、異なる伝搬遅延を有して到着する信号が受信され、上述のように別個に処理されるようにすることによってスプレッドスペクトル処理を通して多重通路環境を利用することによって得られる。通路ダイバーシティの例は、本発明の出願人に譲渡された米国特許第5,101,501号明細書“SOFT HANDOFF IN A CDMA CELL ULAR TELEPHONE SYSTEM”（issued March 21，1992）および米国特許第5,109,39 0号明細書“DIVERSITY RECEIVER IN A CDMA CELLULAR TELEPHONE SYSTEM”（iss ued April 28，1992）の両方に説明されている。フェーディングの有害な効果は、送信機の電力を制御することによってＣＤＭＡシステムにおいてさらにある程度まで制御されることができる。ベースステーションおよび移動ユニットの電力制御装置のためのシステムは、本発明の出願人に譲渡された米国特許第5,056,109号明細書“METHOD AND APPARATUS FOR CONTROLLING TRANSMISSION POWER IN A CDMAC ELLULAR MOBILE TELEPHONE SYSTEM”（issued October 8,1991）に開示されている。米国特許第4,901,307号明細書に開示されているようなＣＤＭＡ技術は、比較的長いＰＮシーケンスを使用することが意図されており、各移動ユニットの使用者は、異なるＰＮシーケンスを割当てられている。異なるＰＮシーケンス間の相互相関およびＰＮシーケンスの自己相関は、ゼロ以外の全ての時間シフトに対して、両方ともほぼゼロの平均値を有しており、それによって、異なる使用者の信号が受信の際に区別されることができる。（自己相関および相互相関は、ゼロの平均値を得るように、“１”の値を取る論理的“０”と、“−１”の値を取る論理的“１”もしくは類似したマッピングを必要とする。）しかしながら、そのようなＰＮ信号は直交ではない。相互相関は、シーケンス長全体を通じて本質的に平均ゼロであるが、情報ビット時間等の短い時間間隔に対しては、相互相関は二項分布のランダム変数である。そのように、信号は、それらが同じ電力スペクトル密度の広帯域幅のガウス雑音である場合、大部分において同じように互いに干渉する。従って、別の使用者信号、すなわち互いに同じ関係を持つ干渉雑音は、達成可能な能力を最終的に制限する。技術において、それぞれが長さｎを有し、ｎに対して２の任意のベキ数が構成される１組のｎ個の直交２進数シーケンスが良く知られており、S.W.Golomb等による文献“Digital Communications with Space Applications”（Prentice-Hal l，Inc.，1964，pp.45-64）を参照とする。実際において、直交２進数シーケンスの組は、４の倍数であり２００以下である長さのほとんどのものに知られている。発生するのが簡単であるそのようなシーケンスの種類はウォルシュ関数と呼ばれ、また、アダマール（Hadamard）マトリックスとして知られている。次数がｎであるウォルシュ関数は、帰納的に以下のように定義されることができる。ここにおいて、Ｗ′はＷの論理的補数を示し、Ｗ（1）＝｜０｜である。従って、ウォルシュシーケンスもしくはコードは、ウォルシュ関数マトリックスの行の１つである。次数がｎのウォルシュ関数マトリックスはｎ個のシーケンスを含み、それぞれの長さはｎビットである。（長さがｎである別の直交関数と同様に）次数がｎのウォルシュ関数マトリックスは、ｎビットの間隔にわたってセット内の全ての異なるシーケンスの間の相互相関はゼロである特性を有している。これは、全てのシーケンスが、正確にはそのビットの半分における１シーケンスおきに異なることを示すことによってわかる。また、常に全てがゼロである１つのシーケンスが常に存在し、残りの全てのシーケンスは半分の１と半分のゼロを含んでいることが注意されなければならない。半分の１と半分のゼロを含む代りに全てが論理的ゼロであるウォルシュシンボルは、ウォルシュゼロシンボルと呼ばれる。移動ユニットからベースステーションへの逆方向リンクチャンネルにおいて、位相基準を与えるパイロット信号は存在しない。それ故に、方法は、低いＥｂ／Ｎｏ（１ビット当りのエネルギ／雑音電力密度）を有するフェーディングチャンネル上に高品質のリンクを供給する必要がある。逆リンクにおけるウォルシュ関数変調は、６４個のウォルシュコードにマッピングされた６個のコードシンボルの組を通じてコヒーレントな６４の変調を得る簡単な方法である。地上チャンネルの特性は、位相の変化の速度が比較的遅いために生じる。それ故に、チャンネル上の位相の変化の速度と比較して短いウォルシュコード期間を選択することによって、ウォルシュコード１個分の長さのコヒーレントな復調が可能となる。逆リンクチャンネル上で、ウォルシュコードは、移動ユニットから送信された情報によって決定される。例えば、３ビットの情報シンボルは、上述のようなＷ（8）の８個のシーケンスにマッピングされることができる。ウォルシュ符号化シンボルを元の情報シンボルの評価に“マッピングしない”ことは、高速アダマール変換（ＦＨＴ）によって受信機において達成される。好ましい“マッピングしない”プロセスあるいは選択プロセスは、最も可能性が高い解読化のためにデコーダに供給されるソフト決定データを生成する。ＦＨＴは、“マッピングしない”プロセスを実行するために使用される。ＦＨＴは、受信されたシーケンスを可能なウォルシュシーケンスのそれぞれに相関させる。選択回路は、最も可能性の高い相関値を選択するために使用され、それは、ソフト決定データとして測定および供給される。ダイバーシティのスプレッドスペクトル受信機もしくは“レイク（rake）”受信機の設計は、フェーディングの効果を軽減するための多重データ受信機を具備している。典型的に、各データ受信機は、多重アンテナの使用を通じて空間的に異なる通路か、もしくは多重通路のために時間的に異なる通路のいずれかを通った信号を復調するために割当てられる。直交信号方法に従って変調された信号の復調において、各データ受信機は、受信された信号をＦＨＴを使用して可能なマッピング値のそれぞれと相関させる。各ＦＨＴの出力のそれぞれは結合される。その後、選択回路は、結合されたＦＨＴ出力に基づいて最も可能性の高い相関値を選択し、それによって、ソフト決定データを生成する。上述の米国特許第5,103,459号明細書に記載されたシステムにおいて、呼信号は、１秒につき９６００ビットの情報ソースとして開始し、その後それは速度が１／３の順方向エラー訂正エンコーダによって１秒につき２８，８００シンボルの出力流に変換される。これらのシンボルは、一時に６個にグループ分けされ、それによって、１秒につき４８００ウォルシュシンボルを形成し、各ウォルシュシンボルは、継続期間中に６４個のウォルシュチップである６４の直交ウォルシュ関数の１つを選択する。ウォルシュチップは、使用者特定ＰＮシーケンスで変調される。使用者特定ＰＮ変調されたデータは、その後２つの信号に分割され、その一方は同位相（Ｉ）チャンネルＰＮシーケンスで変調され、その他方は直角位相（Ｑ）チャンネルＰＮシーケンスで変調される。Ｉチャンネル変調およびＱチャンネル変調の両方は、１．２２８８ＭＨｚのＰＮスプレッド速度で１つのウォルシュチップにつき４個のＰＮチップを供給する。ＩおよびＱ変調されたデータは、送信のために結合されたオフセット直角位相シフトキーイング（ＯＱＰＳＫ）である。上述の米国特許第4,901,307号明細書に記載されたＣＤＭＡセルラーシステムにおいて、各ベースステーションは、制限された地理的地域にカバー範囲を与え、セルラーシステムスイッチを通してそのカバー範囲内の移動ユニットを公共交換電話回線網（ＰＳＴＮ）に接続する。移動ユニットが新しいベースステーションのカバー範囲地域に移動したとき、その使用者の呼の経路は、新しいベースステーションに移される。ベースステーションから移動ユニットへの信号の伝送通路は順方向リンクと呼ばれ、上述のように、移動ユニットからベースステーションへの信号の伝送通路は逆方向リンクと呼ばれる。上述のように、ＰＮチップ間隔は、２つの通路が結合されるように有さなければならない最小の分割箇所を定める。別個の通路が復調されることができる前に、受信された信号の通路の関連した到着時間（もしくはオフセット）が最初に決定されなければならない。チャンネル素子モデムは、潜在的な通路のオフセットのシーケンスを通して“サーチ”し、潜在的な通路のオフセットのそれぞれにおいて受信されたエネルギを測定することによってこの機能を実行する。潜在的なオフセットと関連したエネルギが所定のしきい値を超過する場合、信号復調素子がオフセットに割当てられる。その後、その通路のオフセットに存在する信号は、それらのそれぞれのオフセットにおける別の復調素子の貢献物と結合されることができる。サーチ素子の復調素子のエネルギレベルに基づいた復調素子の割当ての方法および装置は、本発明の出願人に譲渡された別出願の米国特許出願第08 /144,902号明細書“DEMODULATION ELEMENT ASSIGNMENT IN A SYSTEM CAPABLE OF RECEIVING MULTIPLE SIGNALS”（filed October 28，1993）に開示されている。そのようなダイバーシティもしくはレイク受信機は、粗野なデジタルリンクを提供し、その理由は、全ての通路は結合された信号が劣化される前に一緒にフェードしなければならないからである。図１は、ベースステーションに到着する単一の移動ユニットからの信号の例示的なセットを示している。垂直軸は、受信された電力をデシベル（ｄＢ）で表している。水平軸は、多重通路遅延による信号の到着時間の遅延を表している。紙面に向かう軸（図示されていない）は、時間のセグメントを表している。紙面の共通面における各信号スパイクは共通の時間に到着しているが、移動ユニットによって異なる時間に送信されている。各信号スパイク２乃至７は、異なる通路を通り、それ故に、異なる時間遅延および異なる増幅応答を示す。スパイク２乃至７によって示された６個の異なる信号スパイクは、劣悪な多重通路環境を表している。典型的な都市環境によって、使用可能な通路が少なくなる。システムの雑音フロアは、ピークと、低いエネルギレベルを有する降下とによって示されている。サーチ素子の役割は、水平軸の信号スパイク２乃至７によって測定された潜在的な復調素子の割当てに対する遅延を識別することである。水平軸はまた、ＰＮオフセットのユニットを有していると考えられる。任意の所定の時間において、ベースステーションは、単一の移動ユニットからの種々の信号を感知し、それらのそれぞれは、異なる通路を通り、別のものとは異なる遅延を有している。移動ユニットの信号は、ＰＮシーケンスによって変調される。ＰＮシーケンスの複製もまたベースステーションにおいて発生される。ベースステーションにおいて、各多重通路信号は、そのタイミングに合わせられたＰＮシーケンスコードで個々に復調される。水平軸座標は、ＰＮシーケンスコードオフセットに対応すると考えられ、それは、座標において信号を復調するために使用される。多重通路のピークのそれぞれは、それぞれの多重通路のピークの不規則なリッジによって示されているように時間の関数として振幅において変化する。示されている制限された時間内では、多重通路のピークにおいて主な変化はない。さらに拡張された時間の範囲では、多重通路のピークはなくなり、時間が進むにつれ新しい通路が生成される。多重通路のピークは一緒に合わさり、時間にわたる幅の広いピークになる。各復調素子は、それに割当てられた信号において少ししか変化しないが、サーチ素子の役割は、ベースステーションによって感知された現在の多重通路環境の計測値を発生することである。典型的な無線電話通信システムにおいて、移動ユニットの送信機は、音声情報を可変速度の形式で符号化するボコードシステムを使用する。例えば、データ速度は音声活動における中間休止（くぎり）のために下がる。低いデータ速度によって、移動ユニットの送信機によって生じた他の使用者への妨害のレベルが減少する。受信機、もしくは受信機に関連する別のものにおいて、ボコードシステムは、音声情報を再構成するために使用される。音声情報に加えて、非音声情報のみか、もしくはその２つの混合が移動ユニットによって送信される。この環境におけるアプリケーションに適したボコーダは、本発明の出願人に譲渡された別出願の米国特許出願第07/713,661号明細書“VARIABLE RATE VOCODER ”（filed June 11,1991）に説明されている。このボコーダは、２０ミリ秒（ｍｓ）のフレームの期間中の音声活動に基づいて、４つの異なる速度、例えば、１秒につき８０００ビットの速度（ｂｐｓ）、４０００ｂｐｓ、２０００ｂｐｓ、および１０００ｂｐｓで音声情報の符号化されたデータのデジタルサンプルから生成する。ボコーダデータの各フレームは、オーバーヘッドビットと共に９６００ｂｐｓ、４８００ｂｐｓ、２４００ｂｐｓ、および１２００ｂｐｓのデータフレームとしてフォーマット化される。９６００ｂｐｓのフレームに対応する最も高い速度のデータフレームは“全速度”フレームと呼ばれ、４８００ｂｐｓのデータフレームは“１／２速度”フレームと呼ばれ、２４００ｂｐｓのデータフレームは“１／４速度”フレームと呼ばれ、１２００ｂｐｓのデータフレームは“ １／８速度”フレームと呼ばれている。符号化プロセスおよびフレームのフォーマット化プロセスのどちらにおいても速度情報はデータに含まれていない。移動ユニットが全速度より低い速度でデータを送信したとき、移動ユニットの送信された信号のデューティサイクルは、データ速度と同じである。例えば、１／４速度において、信号はたったの１／４の時間で移動ユニットから送信される。残りの３／４の時間の間、信号は移動ユニットから送信されない。移動ユニットは、データ・バースト・ランドマイザを含んでいる。送信される信号のデータ速度が与えられると、データ・バースト・ランドマイザはどのタイムスロットの期間中に移動ユニットが送信し、どのタイムスロットの期間中に送信しないかを決定する。データバーストランドマイザに関する詳細は、本発明の出願人に譲渡された別出願の米国特許出願第07/846,312号明細書“DATA BURST RANDOMIZER”（f iled March 5，1992）に説明されている。ベースステーションにおいて、個々のそれぞれの移動ユニットの信号は、移動ユニットの元の呼信号に復調されるために受信された呼信号のアンサンブルから識別されなければならない。ベースステーションにおいて受信された移動ユニットの信号を復調するためのシステムおよび方法は、例えば、米国特許第5,103,45 9号明細書に記載されている。図２は、逆方向リンクの移動ユニットの信号を復調するための米国特許第5,103,459号明細書に説明されたベースステーション装置のブロック図である。典型的な従来技術によるベースステーションは、多重の独立したサーチ素子および復調素子を具備している。サーチ素子および復調素子は、制御装置によって制御される。この例示的な実施形態において、高いシステム能力を維持するために、システムにおける各移動ステーションは、連続的にはパイロット信号を送信しない。逆方向リンクにおけるパイロット信号の欠乏によって、移動ステーションの信号が受信される全ての可能な時間オフセットの調査を行うために必要な時間が増加する。典型的に、パイロット信号は、トラフィック搬送信号よりも高い電力で送信され、従って、受信されたトラフィックチャンネル信号と比較して、受信されたパイロット信号の信号対雑音比を増加させる。対照的に、各移動ユニットは、１つおきの移動ユニットから受信された電力レベルと等しい信号レベルで到着し、それ故に、低い信号対雑音比を有する逆リンク信号を送信することが理想的である。また、パイロットチャンネルは、データの既知のシーケンスを送信する。パイロット信号がない場合には、サーチ処理はまた、どのデータが送信されたかを決定しなければならない。図２のシステムに関して、各サーチ素子は、ウォルシュシンボルの期間に等しい長さの時間にＦＨＴ変換を１回行うことができるＦＨＴプロセッサを含んでいる。ＦＨＴプロセッサは、ウォルシュシンボル期間毎に１つの値がＦＨＴに入力され、１つの値がＦＨＴから出力されるという意味において“リアルタイム”で従動動作されている。それ故に、急速なサーチプロセスを行うために、１以上のサーチ素子が使用されなければならない。サーチ素子は、システム制御装置によって制御されている特定の移動ステーションの情報信号を捜して連続的に走査する。サーチ素子は、発展した多重通路信号を捜して信号の名目的な到着の頃に１組の時間オフセットを走査する。各サーチ素子は、制御装置が実行するサーチの結果を制御装置に戻す。制御装置は、入来する信号への復調素子の割当てにおいて使用するためにこれらの結果を表にする。図２は、従来技術によるベースステーションの例示的な実施形態を示している。図２のベースステーションは、ＣＤＭＡ逆方向リンク移動ユニット信号14を受信する１以上のアンテナ12を有している。典型的に、都市のベースステーションのカバー範囲地域は、セクタと呼ばれる３つのサブ領域に分割される。１つのセクタにつき２本のアンテナを使用するので、典型的なベースステーションは合計６本の受信アンテナを有している。受信された信号は、受信された信号のＩおよびＱチャンネルを量子化し、これらのデジタル値を信号ライン18でチャンネル素子モデム20に送るアナログ受信機16によって、ベースバンドに下方変換される。各チャンネル素子モデムは、単一の使用者を支持する。モデムは、多重デジタルデータ受信機、すなわち、復調素子22,24と、多重サーチ素子受信機26を含んでいる。マイクロプロセッサ34は、復調素子22,24およびサーチ素子26の動作を制御する。各復調素子およびサーチ素子における使用者ＰＮコードは、そのチャンネル素子に割当てられた移動ユニットのものに設定される。マイクロプロセッサ 34は、サーチウィンドウと呼ばれ、復調素子の割当てに適した多重通路信号ピークを含む１組のオフセットを通してサーチ素子26をステップする。各オフセットに対して、サーチ素子26は、そのオフセットで見られたエネルギをマイクロプロセッサ34に報告する。その後、復調素子22および24は、サーチ素子26によって識別された通路へマイクロプロセッサ34によって割当てられる。（すなわち、それらのＰＮ発生器のタイミング基準は、発見された通路のタイミング基準に合わせるように移動される。）一度、復調素子がその割当てられたオフセットで信号上にロックすると、それは、その後、通路がなくなるまで、もしくは復調素子がマイクロプロセッサによってより良い通路に割当てられるまで、マイクロプロセッサの指示なしにそれ自体で通路を辿る。図２において、１つのデジタルデータ受信機22の内部構造だけが図示されているが、デジタルデータ受信機24およびサーチ素子26も同様に使用されることは理解されるべきである。チャンネル素子モデムの各復調素子22,24およびサーチ素子26は、対応するＩＰＮおよびＱＰＮシーケンス発生器36,38と、特定の移動ユニットを選択するために使用される使用者特定ＰＮシーケンス発生器40とを有している。使用者特定ＰＮシーケンスの出力40は、ＩＰＮおよびＱＰＮシーケンス発生器36,38の出力で排他的オア論理ゲート42,44によって排他的オア論理処理され、それによって、デスプレッダ46に与えられるＰＮ−Ｉ′およびＰＮ −Ｑ′シーケンスが生成される。ＰＮ発生器36,38,40のタイミング基準は、割当てられた信号のオフセットに調節され、それによって、デスプレッダは、受信されたＩおよびＱチャンネルアンテナサンプルを、割当てられた信号オフセットと一致するＰＮ−Ｉ′およびＰＮ−Ｑ′シーケンスと相関させる。１つのウォルシュチップ当り４個のＰＮチップに対応して、デスプレッダの４つの出力が、単一のウォルシュチップを形成するために累算器48,50によって合計される。その後、累算されたウォルシュチップは、高速アダマール（Hadamard）変換（ＦＨＴ）プロセッサ52に入力される。ＦＨＴプロセッサ52は、６４個の受信されたウォルシュチップの１組を６４個の可能な送信されたウォルシュ関数のそれぞれと相関させ、ソフト決定データの６４個のエントリーマトリックスを出力する。その後、各復調素子に対するＦＨＴプロセッサ52のＦＨＴ出力は、結合器28によって他の復調素子のものと結合される。結合器28の出力は、復調された“ソフト決定”シンボルである。ソフト決定データは、それが元の送信されたウォルシュシンボルを正確に識別するという確信度によって加重された選択された復調されたシンボルである。その後、ソフト決定は、元の呼信号を回復するようにさらに処理するために順方向エラー補正デコーダ29に送られる。その後、この呼信号は、呼を公衆交換電話回線網（ＰＳＴＮ）32に導くデジタルリンク30を通して送られる。各復調素子22,24のように、各サーチ素子26は、完全な復調データ通路を含む。サーチ素子26は、どのようにその出力が使用されるかという点と、それは時間トラッキングを行わないという点だけで復調素子とは異なる。処理された各オフセットに対して、サーチ素子は、アンテナサンプルをデスプレッドし、それらをＦＨＴ変換に入力されるウォルシュチップに累算し、ＦＨＴ変換を実行し、サーチ素子があるオフセットに留まるための各ウォルシュシンボルに対する最大のＦＨＴ出力エネルギを合計する。最終的な合計は、マイクロプロセッサ34に報告される。一般的に、各サーチ素子26は、それぞれがその近隣のものからＰＮチップの１／２だけ隔てられた状態で、その他のものと共に１つのグループとしてマイクロプロセッサ34によってサーチウィンドウを通してステップされる。この方法において、１／４チップのそれぞれの最大の可能なオフセットのエラーにおいて十分な相関エネルギが存在し、それによって、サーチ素子が通路の正確なオフセットと相関しなかったという理由のために通路が偶然に損なわれることはないことが確実になる。サーチウィンドウを通してサーチ素子26を順次移動した後に、マイクロプロセッサ34は報告された結果を評価し、上述の別出願の米国特許出願第08/144,902号明細書に記載されているように復調素子の割当てのための強力な通路を捜す。多重通路環境は、移動ユニットがベースステーションのカバー範囲地域内で移動するときに一定に変化している。実行されなければならないサーチ素子の数は、通路が復調素子によって良好に使用されるように十分早く多重通路を捜すという必要によって設定される。他方に、必要とされる復調素子の数は、一般的に任意の時点において使用できる通路の数の関数である。これらの必要を満たすために、図２のシステムは、使用される４個の復調集積回路（ＩＣ）のそれぞれに対して２個のサーチ素子26および１個の復調素子24を有し、１つのチャンネル素子モデムに対して合計４個の復調素子および８個のサーチ素子を有している。これらの１２個の処理素子のそれぞれは、集積回路上に設けるために比較的大きくコストのかかる地域を必要とするＦＨＴプロセッサを含む１個の完全な復調データ通路を含んでいる。４個の復調ＩＣに加えて、チャンネル素子モデムもまた、合計６個のＩＣチップに対して１個の変調器ＩＣおよび１個の順方向エラー補正デコーダＩＣを有する。変調素子およびサーチ素子を管理および調整するために強力で高価なマイクロプロセッサが必要とされる。図２のモデムにおいて設けられているように、これらの回路は完全に独立しており、また、正確なオフセットを通してシーケンス動作し、ＦＨＴ出力を扱うためにマイクロプロセッサ34の詳細な指導が必要とされる。全てのウォルシュシンボルマイクロプロセッサ34は、ＦＨＴ出力を処理するために割込みを受信する。この割込みの割合によって高電力マイクロプロセッサが必要となる。モデムに必要とされる６個のＩＣが、マイクロプロセッサの支持をそれ程必要としない単一のＩＣに減少されることができると都合が良く、それによって、直接的なＩＣのコストと、モデムのボードレベルの生産コストとを減少することができ、また、それによって、低コストのマイクロプロセッサ（もしくは、その代りに、一度に幾つかのチャンネル素子モデムを支持する単一の高電力マイクロプロセッサ）に変えることができる。ＩＣ製造プロセスの特徴寸法を縮小し、単一のダイの上に６個のチップを一緒に配置することに依存するだけでは十分ではなく、復調器の基礎的な構造は、本当に費用効率の高い単一チップのモデムを作るために再設計される必要がある。上述の論議から、低いコストでスプレッドスペクトルの呼信号を復調することができ、より構造的に有効な信号受信および処理装置が必要であることは明らかである。本発明は、受信された呼信号の多重通路を潜在的に含んでいる多数のオフセットを迅速に評価することのできる単一の集積されたサーチプロセッサである。図２のシステムにおいて、各サーチ素子は、１つのウォルシュシンボルにつき１回のＦＨＴ変換を行うことのできる１個のＦＨＴプロセッサを含んでいる。図２の試みにおいてサーチ素子が余分の処理電力を得るために、付加的なディスクリートなサーチ素子が加えられる必要があり、そのそれぞれは、それ自体のＦＨＴプロセッサを有している。本発明の基本的な見地は、ＦＨＴプロセッサのシーケンス動作をリアルタイム動作から分離し、代りに、復調とサーチプロセスとで共用されている単一のタイムスライスされたＦＨＴプロセッサを使用することである。迅速なＦＨＴ処理の利点を十分に利用するためには、ＦＨＴ処理には、ＦＨＴプロセッサが迅速なデータ流を供給される必要がある。本発明によって、データ供給の効果的な機構がＦＨＴプロセッサに設けられる。発明の概要本発明によれば、スプレッドスペクトル通信システム用の単一の復調器は、受信された呼信号の多重通路を潜在的に含む多数のオフセットを迅速に評価するための単一の集積されたサーチプロセッサを使用する。割当てられたサーチを完了した後に、集積されたサーチプロセッサは、復調素子を割当てるための最有力候補の通路の概要を与える。集積されたサーチプロセッサの動作は、高速アダマール変換（ＦＨＴ）プロセッサエンジンを使用するウォルシュ符号化されたアンテナサンプルの復調に基づいている。ＦＨＴプロセッサエンジンは、データが受信されたリアルタイムの速度で多数回動作されることができる。例えば、好ましい実施形態において、ＦＨＴプロセッサエンジンは、システムがウォルシュシンボル１個分のデータを受信する時間内に３２個のウォルシュシンボルの相関の結果を生成する。高速ＦＨＴプロセッサエンジンを利用するために、システムは、対応して高速度でＦＨＴプロセッサエンジンにデータを供給する必要がある。好ましい実施形態において、アンテナサンプルは、スプレッドスペクトル変調され、ＦＨＴプロセッサエンジンに送られる前にデスプレッドされなければならない。２個のバッファは、デスプレッダに入力を供給するために必要であり、すなわち、第１のバッファは、アンテナデータサンプルを記憶するために必要があり、第２のバッファは、ＰＮシーケンスサンプルを記憶するために必要がある。ＰＮシーケンスと関連したデータのビットよりもアンテナサンプルと関連したデータのビットの方がより多くあるので、記憶されなければならないＰＮシーケンスデータの数を拡大しなければならないとしても、記憶される必要のあるアンテナデータサンプルの数を制限することは有効である。好ましい実施形態におけるアンテナサンプルバッファは、ウォルシュシンボル２個分のデータを記憶することができる。それは、円形の方法で書込みおよび読取りされる。ＰＮシーケンスバッファは、好ましい実施形態においてウォルシュシンボル４個分のデータを含んでいる。アンテナサンプルバッファの動作の円形の方法を容易にするために、集積されたサーチプロセッサの動作は、ディスクリートなサーチの群に分割される。ディスクリートなサーチの各群は、サーチレイクと呼ばれる。ディスクリートなサーチのそれぞれは、レイク成分と呼ばれる。各レイク成分は、ウォルシュシンボル１個分のデータに対応し、１個のＦＨＴプロセッサエンジンが動作を変換する。円形のバッファは、サーチレイクにおけるそれぞれの連続したレイク成分が、１／２ＰＮシーケンスチップだけ、また、１／２オフセットだけ時間において先行するレイク成分からオフセットされるように動作する。この構成において、共通のサーチレイクにおける各レイク成分は、同じＰＮシーケンスと相関している。サーチレイクの群は、サーチウィンドウにおいて特定されることができる。サーチウィンドウの群は、アンテナサーチセットとして特定されることができる。アンテナサーチセットは、マイクロプロセッサによって幾つかのパラメータを指示することによって特定されることができる。その後、集積されたサーチプロセッサは指示されたサーチを実行し、マイクロプロセッサに結果を供給して戻し、それ以上マイクロプロセッサからの入力はない。この方法において、集積されたサーチプロセッサは、プロセッサの相互作用が最小の状態で迅速に複数のサーチを実行する。図面の簡単な説明本発明の特徴、目的、および利点は、図面に関連して以下の詳細な説明からより明らかとなり、そこにおいて、同一の参照記号は図面全体を対応して識別する。図１は、例示的な厳しい多重通路信号の状態を表す。図２は、従来技術による通信ネットワーク復調システムのブロック図を示す。図３は、本発明に従って構成された例示的なＣＤＭＡ電気通信システムを表す。図４は、本発明に従って構成されたチャンネル素子モデムのブロック図を示す。図５は、サーチプロセッサのブロック図を示す。図６は、第１のオフセットを使用するアンテナサンプルバッファの円形の性質を表す。図７は、図６の第１のオフセットで第２の累算を行うためのアンテナサンプルバッファの円形の性質を表す。図８は、第２のオフセットのためのアンテナサンプルバッファの円形の性質を表す。図９は、どのようにサーチ素子が受信機の入力を時間の関数として処理するのかを表すグラフを示す。図１０は、サーチ素子前端部のブロック図を示す。図１１は、サーチ素子デスプレッダのブロック図を示す。図１２は、サーチ素子結果プロセッサのブロック図を示す。図１３は、サーチ素子シーケンス制御論理装置のブロック図を示す。図１４は、図５に示された処理シーケンスと、図１３に示された制御論理素子の対応する状態を表すタイミング図である。図１５は、サーチプロセッサの別のブロック図を示す。実施例本発明は、幅広い種類のデータ送信のアプリケーションにおいて実行されることができ、図２の好ましい実施例において、システム制御装置およびスイッチ（または移動電話交換局（ＭＴＳＯ）102と呼ばれる）が、インターフェイスおよび制御機能を実行し、それによって、移動ユニット104とベースステーション106 との間で呼を可能にする音声およびデータ送信用のシステム100内に設けられている。ＭＴＳＯ102はまた、移動ユニット104との間の送信ために公共交換電話回線網（ＰＳＴＮ）108とベースステーション106との間の呼の経路も制御する。図４において、上述の参照された米国特許明細書に説明されたＣＤＭＡ方法およびデータフォーマットに従って動作するチャンネル素子モデム110およびベースステーションの下部構造のその他の素子が示されている。複数のアンテナ112 は、逆方向リンク信号114をアナログトランシーバ116に供給する。アナログトランシーバ116は、信号をベースバンドに下方変換し、ＰＮチップ速度の８倍の速度で波形をサンプリングする。アナログトランシーバ116は、ベースステーションＲＸのバックプレーン信号118を通してデジタルサンプルをチャンネル素子モデム110に供給する。能動的な呼が割当てられたとき、復調器前端部122および集積されたサーチプロセッサ128は、上述の参照された米国特許明細書において説明されたようにＰＮシーケンスを使用することによって逆方向リンク信号に含まれた複数の呼信号からの特定の呼から信号を分離する。図４のチャンネル素子モデム110は、受信された信号内の多重通路信号を識別するための単一の集積されたサーチプロセッサ128を含んでいる。チャンネル素子モデム110は、単一の時分割高速アダマール変換（ＦＨＴ）プロセッサエンジン120を含み、それによって、集積されたサーチプロセッサ128および復調器前端部122の両方をサービスする。ＦＨＴプロセッサエンジン120は、入力データを可能なウォルシュシンボルのそれぞれに整合させる。この例示的な実施形態において、６４個の可能なウォルシュシンボルがある。ＦＨＴプロセッサエンジン120 は、６４個の可能なウォルシュシンボルのそれぞれに対応するエネルギレベルを出力し、そこにおいて、より高いエネルギレベルは、対応するウォルシュシンボルが実際に送信されたシンボルである可能性が高いことを示している。最大検出器160は、ＦＨＴプロセッサエンジン120への各入力に対する６４の出力のうちの最大のものを決定する。その後、この最大のエネルギおよびウォルシュシンボルのインデックスが、集積されたサーチプロセッサ128およびパイプライン復調プロセッサ126に送られる。パイプライン復調プロセッサ126は、復調器前端部122 に設けられていない従来技術による集積されていない復調器素子において含まれている機能性を含み、それは、ＦＨＴプロセッサエンジン120と同じタイムスライスされた方法で共用されることができる。パイプライン復調プロセッサ126はまた、異なるオフセットで受信されたシンボルデータを時間整列し、単一の復調された“ソフト決定”シンボル流に結合し、それは、デインターリーバ −順方向エラー補正デコーダ130の最良の動作のために加重される。さらに、パイプライン復調プロセッサ126は、受信されている信号の電力レベルを計算する。受信された電力レベルから、移動ユニットが移動ユニットの送信電力を上昇もしくは下降させることを指示するための電力制御指示が生成される。電力制御指示はその後、移動ユニットによって受信されるように、ベースステーションの送信された信号に対する指示を付加する変調器140を通して送られる。この電力制御ループは、上述の米国特許第5,056,109号明細書において説明されている方法に従って動作する。ソフト決定シンボル流は、デインターリーバ−順方向エラー補正デコーダ130 に出力され、そこにおいて、それはデインターリーブされ、解読される。チャンネル素子マイクロプロセッサ136は、復調手順全体を管理し、回復された呼信号をマイクロプロセッサ・バス・インターフェイス134を介してデインターリーバ −順方向エラー補正デコーダから得る。その後、呼信号は、デジタル帰路中継リンク121を通してＭＴＳＯ102に導かれ、それは、公共電話交換回路網ＰＳＴＮ10 8を通して呼を接続する。順方向リンクデータ通路は、逆方向リンクに対して説明された機能の逆を大幅に超過する。信号は、ＭＴＳＯ102を通してＰＳＴＮ108からデジタル帰路中継リンク121に供給される。デジタル帰路中継リンク121は、チャンネル素子マイクロプロセッサ136を通してエンコーダ−インターリーバ13 8に入力を供給する。データを符号化およびインターリーブした後に、エンコーダ−インターリーバ138はデータを変調器140に送り、そこにおいて、それは上述の米国特許明細書において開示されているように変調される。変調器の出力は送信合計器142に送られ、そこにおいて、それはベースバンドから上方変換され、アナログトランシーバ116において増幅される前に別のチャンネル素子モデムの出力に加算される。合計方法は、本発明の出願人に譲渡された別出願の米国特許出願第号明細書“SERIAL LINKED INTERCONNECT FOR THE SUMMATION O F MULTIPLE DIGITAL WAVEFORMS”（filed ）に記載されている。上述の参照された出願において示されているように、各素子110に対応する送信合計器はデイジーチェーン方式でカスケード接続されることができ、結果として最終的な合計は、放送するためにアナログトランシーバへ与えられる。図５において、集積されたサーチプロセッサ128を具備している素子が示されている。サーチ処理の要点はタイムスライスされたＦＨＴプロセッサエンジン12 0であり、それは、集積されたサーチプロセッサ128と復調器前端部122との間で上述のように共用されている（図５においては図示されていない）。ＦＨＴプロセッサエンジン120と最大検出器160のブロックとで共用される以外は、集積されたサーチプロセッサ128は独立して動作し、自己制御し、自給式である。以下に説明される方法で、ＦＨＴプロセッサエンジン120は、図２のＦＨＴプロセッサ5 2よりも３２倍速い速度でウォルシュシンボル変換を実行することができる。この迅速な変換能力によって、チャンネル素子モデム110のタイムスライスされた動作を行うことができる。好ましい実施形態において、ＦＨＴプロセッサエンジン120は、６段のバタフライネットワークを使用して構成されている。そのようなバタフライネットワーク構造は、技術において良く知られている。それらは、ゲートおよび動作の数と、変換を完了させるために必要とされるクロックサイクルの数および速度の両方を最小にすることに関してＦＨＴを動作する効果的な機構を提供する。バタフライネットワークは、対称的な逆変換を生成するために使用されることができ、それは、ウォルシュシンボルを生成するために使用される。次数ｎのウォルシュ関数は、以下のように帰納的に定義される。ここにおいて、Ｗ′はＷの論理的補数を示し、Ｗ｜（１）｜＝０である。好ましい実施形態において、ウォルシュシーケンスはｎ＝６で発生され、それ故に、６４個の入力サンプルを６４個の可能なウォルシュ関数のそれぞれと相関させるために６段のバタフライトレリスが使用される。バタフライトレリスは６個の並列した一連の加算器である。そのリアルタイムでスレーブ動作された対応した装置の３２倍のスループットを有するＦＨＴプロセッサエンジン120の利益を得るために、ＦＨＴプロセッサエンジン120は、処理するために高速度の入力データを与えられなければならない。アンテナサンプルバッファ172は、この要求を満たすために特別に作られている。アンテナサンプルバッファ172は、円形方法で書込みおよび読取りされる。サーチプロセスは、単一のオフセットサーチの組にグループ分けされる。最も高いレベルのグループ分けは、アンテナサーチの組である。各アンテナサーチの組は、複数のサーチウィンドウで構成される。典型的に、アンテナサーチの組の各サーチウィンドウは、同一に動作されたサーチ群であり、そこにおいて、アンテナサーチ受信機における各サーチウィンドウは、異なるアンテナからデータを受信する。各サーチウィンドウは、一連のサーチレイクで構成されている。サーチレイクは、ウォルシュシンボルの期間と等しい時間で実行される１組の連続したサーチオフセットである。各サーチレイクは、１組のレイク成分で構成されている。各レイク成分は、所定のオフセットにおける単一のサーチを表す。サーチプロセスの最初において、チャンネル素子マイクロプロセッサ136は、アンテナサーチの組の一部分であるサーチウィンドウを特定するパラメータを送る。サーチウィンドウの幅は、ＰＮチップにおいて指定される。サーチウィンドウを完成するために必要とされるサーチレイクの数は、サーチウィンドウにおいて特定されたＰＮチップの数に依存して変化する。１つのサーチレイクに対するレイク成分の数は、チャンネル素子マイクロプロセッサ136によって特定されるか、もしくはある一定数に固定されることができる。再び図１を参照すると、単一の移動ユニットからベーススーションに到着する例示的な１組の信号が示されており、それによって、サーチウィンドウ、サーチレイク、およびレイク成分の関係がより明確になる。図１の垂直軸は、デシベル（ｄＢ）で示された受信された電力を表している。水平軸は、多重通路の遅延による信号の到着時間における遅延を表している。紙面に垂直な軸（図示されていない）は、時間のセグメントを示す。紙面の共通の平面における各信号スパイクは同時に到着するが、異なる時間に移動ステーションによって送信される。水平軸は、ＰＮチップのオフセットの単位を有していると考えられることができる。任意の所定の時間において、ベースステーションは、単一の移動ユニットからの種々の信号を感知し、そのそれぞれは異なる通路を通り、また、その他のものとは異なる遅延を有している。移動ユニットの信号はＰＮシーケンスによって変調される。ＰＮシーケンスのコピー信号もまた、ベースステーションにおいて発生される。ベースステーションにおいて、多重通路信号のそれぞれが個々に復調される場合、各信号のタイミングに整列されたＰＮシーケンスコードが必要とされる。これらの整列されたＰＮシーケンスのそれぞれは、遅延のためにベースステーションにおけるオフセットゼロの基準から遅延される。整列されたＰＮシーケンスがオフセットゼロのベースステーションの基準から遅延されるＰＮチップの数は、水平軸に示されることができる。図１において、時間セグメント10は、処理されるＰＮチップのオフセットの１組のサーチウィンドウを示している。時間セグメント10は、サーチレイク９等の５つの異なるサーチレイクに分割される。各サーチレイクは、サーチされる実際のオフセットを示す若干数のレイク成分で構成されている。例えば、図１において、各サーチレイクは、矢印８によって示されたレイク成分等の８個の異なるレイク成分で構成されている。矢印８で示されているような単一のレイク成分を処理するために、そのオフセットにおける時間にわたる１組のサンプルが必要とされる。例えば、矢印８によって示されたレイク成分を処理するために、デスプレッド処理は、時間を通じて紙面を戻る矢印８によって示されたオフセットにおけるサンプルの組を必要とする。デスプレッド処理はまた、対応するＰＮシーケンスも必要とする。ＰＮシーケンスは、サンプルが到着する時間および処理されることが所望されるオフセットを示すことによって決定されることができる。所望されたオフセットは、受信されたサンプルと相関される対応するＰＮシーケンスを決定するために到着時間と組合わされることができる。レイク成分がデスプレッドされるときに、受信されたアンテナサンプルおよびＰＮシーケンスは、時間を通じて一連の値についてざっと調べられる。受信されたアンテナサンプルは、図１に示された全てのオフセットに対して同一であり、スパイク２乃至７は、同時に到着し、デスプレッドプロセスによってのみ区別される例示的な多重通路のピークを示している。以下に説明される好ましい実施形態において、各レイク成分は、先行するレイク成分から時間において１／２のＰＮチップ分だけオフセットされる。これは、矢印８に対応するレイク成分が、図示されたスライスされた平面から開始し、時間において順方向に（示された紙面の内方に）移動して相関された場合、矢印８に対応するものの左側のレイク成分は、図示されたスライスされた平面から時間において１／２チップ分後から開始するサンプルを使用することを意味する。この時間における前進によって、共通のサーチレイクにおける各レイク成分が同じＰＮシーケンスに相関されることができる。各移動ユニットは、地上環境を通る通路遅延のためにいくらか遅延されたベースステーションの送信された信号を受信する。同じ短いおよび長いコードの発生もまた移動ユニットにおいて実行される。移動ユニットは、ベースステーションから感知される時間基準に基づいて時間基準を発生する。移動ユニットは、時間基準信号をその長いおよび短いコード発生器への入力として使用する。それ故に、移動ユニットからベースステーションにおいて受信された情報信号は、ベースステーションと移動ユニットとの間の信号通路の往復遅延だけ遅延される。それ故に、サーチプロセスにおいて使用されるＰＮ発生器202,20 4,206のタイミングがベースステーションにおけるオフセットゼロのタイミング基準に従属される場合、発生器の出力は、対応する信号が移動ユニットから受信される前に常に使用できる。ＯＱＰＳＫ信号において、ＩチャンネルデータおよびＱチャンネルデータは、時間において１／２チップだけ互いにオフセットされる。それ故に、好ましい実施形態において使用されるＯＱＰＳＫデスプレッドは、２倍のチップ速度でサンプルされたデータを必要とする。サーチ処理もまた、１／２チップ速度でサンプルされたデータで最適に動作する。サーチレイク内の各レイク成分は、先行するレイク成分から１／２チップだけオフセットされる。１／２チップのレイク成分の分解能によって、多重通路のピーク信号が検出なしにスキップされないことを確実にする。これらの理由のために、アンテナサンプルバッファ172は、２倍のＰＮチップ速度でサンプルされたデータを記憶する。ウォルシュシンボル１個分のデータは、アンテナサンプルバッファ172から読取られ、それによって、単一のレイク成分を処理する。各連続したレイク成分は、先行するレイク成分から１／２のＰＮチップのオフセットでアンテナサンプルバッファ172から読取られる。各レイク成分は、デスプレッダによってＰＮシーケンスバッファ176から読取られた同じＰＮシーケンスでデスプレッドされる。アンテナサンプルバッファ172は、サーチレイクにおける各レイク成分のためのものである。アンテナサンプルバッファ172は、ウォルシュシンボル２個分の深さであり、サーチプロセスを全体を通して反復的に読取られ、書込まれる。各サーチレイク内で、時間において最新のオフセットを有しているレイク成分が最初に処理される。最新のオフセットは、移動ユニットからベースステーションへの最も長い信号通路を通った信号に対応する。サーチ素子がサーチレイクの処理を開始する時間は、サーチレイクにおける最新のオフセットを有するレイク成分に関連したウォルシュシンボル境界に合わせられる。オフセットウォルシュ・シンボル境界と呼ばれる時間ストロボは、サーチ処理がサーチレイクにおける第１のレイク成分を開始できる最も早い時間を示し、その理由は、必要とされるサンプルの全てがアンテナサンプルバッファ172において使用できるからである。アンテナサンプルバッファ172の動作は、その円形の性質を示すことによって最も簡単に説明される。図６は、アンテナサンプルバッファ172の動作の模式図を示している。図６において、太い線の円400は、アンテナサンプルバッファ172 それ自体であると考えられることができる。アンテナサンプルバッファ172は、ウォルシュシンボル２個分のデータのための記憶位置を含んでいる。書込みポインタ406は、リアルタイムで示された方向にアンテナサンプルバッファ172を回り、それは、ウォルシュシンボル２個分のサンプルがサーチ素子前端部174に送られる時間に、書込みポインタ406がウォルシュシンボル２個分の深さのアンテナサンプルバッファ172の周囲で回動するということを意味する。書込みポインタ406によって示された記憶位置に従ってサンプルがアンテナサンプルバッファ172に書込まれると、先に記憶された値は重ね書きされる。好ましい実施形態において、アンテナサンプルバッファ17 2は１０２４個のアンテナサンプルを含んでおり、その理由は、２個のウォルシュシンボルのそれぞれが６４個のウォルシュチップを含み、各ウォルシュチップは４個のＰＮチップを含み、各ＰＮチップは２回サンプルされるからである。サーチ処理の動作は、ディスクリートな“タイムスライス”に分割される。好ましい実施形態において、タイムスライスは、ウォルシュシンボルの継続期間の１／３２に等しい。１つのウオルシュシンボルにつき３２回のタイムスライスをするという選択は、ＦＨＴを実行するのに必要な使用可能なクロック周波数およびクロックサイクルの数から得られる。１個のウォルシュシンボルに対してＦＨＴを実行するには６４のクロックサイクルが要求される。好ましい実施形態において、８倍のＰＮチップの周波数で動くクロックが使用でき、それは、必要な動作レベルを供給する。８倍のＰＮチップ速度を必要な６４のクロックで乗算すると、ウォルシュチップ２個分のデータを受取るのにかかる時間と等しくなる。バッファのそれぞれの半分には６４のウォルシュチップがあるので、完全なウォルシュシンボルを読取るには３２のタイムスライスが必要とされる。図６において、太い線の円400の外側の１組の同心の弧は、アンテナサンプルバッファ172の読取りおよび書込み動作を示している。（太い線の円400内の弧は、説明を補助するために使用され、読取りおよび書込み動作には対応しない。）各弧は、１回のタイムスライス期間中の読取りおよび書込み動作を表している。円の中心に最も近い弧は時間において最初に発生し、連続したそれぞれの弧は、時間の矢印414によって示されたように、連続するそれより後のタイムスライスにおいて発生する動作を示す。同心の弧のそれぞれは、太い線の円400によって示されたようなアンテナサンプルバッファ172の１つのセクションに対応する。太い線の円400の中心から同心の弧のそれぞれの一端の点へ半径が引かれたとすると、半径と太い線の円400との交点の間の太い線の円400の部分は、アクセスされた記憶位置を表す。例えば、示された最初のタイムスライス動作期間中に、１６個のアンテナサンプルが、弧402Aによって示されたアンテナサンプルバッファ 172に書込まれる。図６、７、および８において、示されたサーチウィンドウのサーチパラメータは、以下のように仮定される。サーチウィンドウの幅＝２４ＰＮチップサーチオフセット＝２４ＰＮチップ累積するシンボルの数＝２１つのサーチレイクに対するレイク成分の数＝２４図６はまた、アンテナサンプルバッファ172が、弧402Aによって示された書込みの前にウォルシュシンボルのほぼ完全な有効なデータを含んでいると仮定する。後続したタイムスライスの期間中に、弧 402Bおよび弧402Cに対応する書込みが生じる。ウォルシュシンボル１個分の時間中に使用できる３２のタイムスライス期間中に、書込み動作は弧402Aから弧402F Fへ続行するが、それらのほとんどは図示されていない。弧402A乃至弧402FFによって示された３２のタイムスライスは、１つのサーチレイクを完全にするために使用される時間に対応する。上述のバラメータを使用して、サーチレイクは、ゼロオフセット基準すなわち“リアルタイム”からオフセットされた２４ＰＮチップを開始し、２４個のレイク成分を含む。２４ＰＮチップのオフセットは、弧402Aによって示された第１の書込みの開始からの１６．８７５°の回転に対応する（２４ＰＮチップのオフセットを１／２のアンテナサンプルバッファ172におけるチップの全体数２５６で除算し、１８０°で乗算することによって計算される）。１６．８７５°の弧は、弧412によって示されている。２４個のレイク成分は、そのほとんどが図示されていない弧404A乃至弧40 4Xによって示された読取りに対応する。弧404Aに対応する第１の読取りは、402C に対応する書込みの後のいつかにオフセットにおいて開始し、それによって、データの隣接した組が使用できる。404B等の連続した各読取りは、単一の記憶位置分だけ先のものからオフセットされ、それは、時間の１／２ＰＮチップに対応する。示されたサーチレイクの期間中に、読取りは、弧404A乃至弧404Xによって示されているように、反時計回りに進む先行する時間オフセットに向かって動き、書込みポインタ指示406とは反対方向に時間を進行させる。弧404A乃至404Xによって示された２４個の読取りは、弧418によって示された弧を移動する。先行するサンプルへの読取りの前進は、各サーチレイクが実行されるときにサーチウィンドウ内で途切れのないサーチを提供するという利点を有している。この利点は、続いて本明細書において詳細に説明される。弧404A乃至404Xに対応する各読取りは、ウォルシュシンボル１個分のデータをデスプレッダ178に送る。それ故に、読取りは、太い線の円400を１８０°だけ移動することに対応する。図６に示されているサーチレイクにおいて、弧402FFに対応する最後の書込みおよび弧404Xに対応する最後の読取りは、隣接する有効なデータを確実にするための任意の共通のメモリ位置を含まないことは注意される。しかしながら、読取りおよび書込みのパターンが続行すると仮定した場合、それらは実際に交差し、有効なデータはこの状態の下では与えらない。ほとんどの信号の状態において、ウォルシュシンボル１個分の時間中に集められたレイク成分のデータの結果は、発散した信号位置に関する正確な情報を提供するには十分でない。これらの場合において、サーチレイクは、多数回反復されてもよい。通常のオフセットにおける連続的なサーチレイクのレイク成分の結果は、続いて本明細書に詳細に説明されるようにサーチ結果プロセッサ162によって累算される。この場合において、上述のサーチパラメータは、各オフセットにおいて累算するシンボルの数は２であることを示す。図７において、次の連続したウォルシュシンボルのデータに対して同じオフセットで反復された図６のサーチレイクが示されている。アンテナサンプルバッファ172はウォルシュシンボル２個分のデータを含み、それによって、図７において示されたサーチレイクの期間中に処理するために必要とされるデータは、図６に示されたサーチレイクの期間中に書込まれる。この構成において、互いに１８０°離されたメモリ位置は、同じＰＮオフセットを表す。図６および７における２つの累算されたサーチレイクを完成した後に、サーチプロセスは、サーチウィンドウにおける次のオフセットに進む。前進の量は、処理されたサーチレイクの幅に等しく、この場合において１２ＰＮチップである。サーチパラメータにおいて特定されたように、サーチウィンドウの幅は２４ＰＮチップである。ウィンドウの幅は、どれだけのサーチレイクオフセットがサーチウィンドウを完成するために必要であるかを決定する。この場合において、２つの異なるオフセットが２４ＰＮチップのウィンドウの幅をカバーするために必要とされる。ウィンドウの幅は、図８において弧412によって示されている。このサーチウィンドウに対する第２のオフセットは、先行するサーチレイクの最後のオフセットに続くオフセットにおいて開始し、弧430Aによって示されているように第１の書込みの開始の位置によって設定された名目上のゼロオフセットの点に続行する。また、弧432A乃至432Xによって示されているようにサーチレイク内に２４個のレイク成分があるが、それらの大部分は図示されていない。また、３２個の書込みが、弧430A乃至430FFによって示されている。従って、弧430FFによって示されているような最後の書込みと、弧432Xによって示されているような最後の読取りは、参照矢印434によって示されているようにアンテナサンプルバッファ172において互いに隣接している。図８に示されたサーチレイクは、図６のサーチレイクが図７において反復されたのと同じだけアンテナサンプルバッファ172の反対側において反復され、その理由は、サーチパラメータは、各シンボルが２度累算されることを示しているからである。第２のサーチレイクの第２の累積の完了において、集積されたサーチプロセッサ128は、別のサーチウィンドウを開始するために使用することができる。次のサーチウィンドウは新しいオフセットを有するか、もしくは、新しいアンテナを特定するか、あるいはその両方をすることができる。図８において、バッファの読取りの半分と書込みの半分との間の境界線の位置は、符号436で示されてている。図６において、境界線は、符号410で示されている。符号436に対応する時間における点を示す信号は、オフセットウォルシュシンボルストロボと呼ばれ、また、新しいウォルシュシンボルの分のサンプルが使用できることも示す。ウィンドウ内のサーチレイクが前のオフセットに前進したときに、バッファの読取りの半分と書込みの半分との間の境界線は、図８に示されているようにロックステップにおいて反時計方向に回転する。本発明のサーチウィンドウの完了の後に、処理されるオフセットにおいて大きな変化が所望される場合、オフセットウォルシュシンボルストロボは、円の円周の大きな部分を前進する図９は、サーチ素子の処理をさらにグラフで示すサーチ時間線である。時間は、ウォルシュシンボルの単位で水平軸に沿ってプロットされている。アンテナサンプルバッファ172のアドレスおよびＰＮシーケンスバッファ176のアドレスは、垂直軸に沿ってウォルシュシンボルの単位で示されている。アンテナサンプルバッファ172はウォルシュシンボル２個分の深さであり、アンテナサンプルバッファ172のアドレッシングは、ウォルシュシンボルの境界線上にも存在するが、説明のために、図９は互いの最上部の上で折返される前のアドレスを示している。サンプルは、それらが得られた時間から直接的に得られたアドレスでアンテナサンプルバッファ172に書込まれ、従って、アンテナサンプルバッファ172への書込みポインタ184は、４５°に傾斜した直線である。処理されるオフセットは、アンテナサンプルバッファのアドレス174におけるベースアドレスにマッピングされ、それによって、単一のレイク成分に対するサンプルのウォルシュシンボルの読取りが開始する。レイク成分は、ほぼ垂直な読取りポインタ線セグメント192 として図５に示されている。各レイク成分は、垂直軸に関連する高さのウォルシュシンボルにマッピングされる。サーチレイク内のレイク成分の間の垂直な間隙は、復調器前端部122がＦＨＴプロセッサエンジン120を使用するためにサーチプロセスを中断することによって生じる。復調器前端部122はリアルタイムで動作し、それが処理のための現在のあるいは並べられたデータの組を有していればいつでもＦＨＴプロセッサエンジン120の使用の最優先権に使用する。それ故に、典型的にＦＨＴプロセッサエンジン120は、復調器前端部122によって復調されるＰＮオフセットに対応して各ウォルシュシンボル境界線上で復調器前端部122に使用される。図９は、図６、７、および８において示されているものと同じサーチレイクを示している。例えば、サーチレイク194は、そのそれぞれが図６の読取りの弧404 A乃至弧404Xのそれぞれに対応する２４個のレイク成分を有している。図９のサーチレイク194に対して、ポインタ410は、図６の同じポインタに対応するオフセットウォルシュシンボルストロボを示している。現在のサンプルを読取るために、各レイク成分は、書込みポインタ181の下方になければならない。サーチレイクを有するレイク成分の下向きのスロープは、先行するサンプルへのステップを示す。サーチレイク195は図７に示されたサーチレイクに対応し、サーチレイク1 96は図８に示されたサーチレイクに対応する。上述のパラメータによって定められたサーチウィンドウにおいて、サーチレイクが使用できるタイムスライスを３２個有している場合でも、１サーチレイク当り２４個のレイク成分だけが特定される。各レイク成分は、１つのタイムスライスにおいて処理されることができる。しかしながら、サーチレイクの期間中に使用できるタイムスライスの数を整合するために１つのサーチレイクに対するレイク成分の数を３２へ増加させることは実際において不可能である。復調器前端部 122は、図９の挿入部178において信号を処理するために使用する４個のタイムスライスのようなＦＨＴプロセッサ時間の使用できるタイムスライスの幾つかを使用する。進んだオフセットで有効なデータでバッファを満たすように読取り処理は書込み処理を待たなければならないので、レイクの前進に関連した時間遅延も存在する。また、オフセットウォルシュシンボルストロボを観察した後にタイムスライス処理の境界線と同期させるために幾らかのマージンが必要とされる。全てのこれらの要因が単一のサーチレイクにおいて処理できるレイク成分の数を実際的に制限する。復調器前端部122が復調素子を１つだけ割当てられ、１つのサーチレイクに対してＦＨＴプロセッサエンジン120を１回だけ中断する場合等の幾つかの場合において、１つのサーチレイク当りのレイク成分の数は増加されることができる。それ故に、好ましい実施形態において、１つのサーチレイク当りのレイク成分の数は、チャンネル素子マイクロプロセッサ136によって制御可能である。別の実施形態において、１つのサーチレイクに対するレイク成分の数は、固定した定数であることもある。また、サンプルバッファへの入力におけるソースアンテナ間でスイッチングするとき、あるいはサーチの間でサーチウィンドウの開始点もしくは幅を変えるときに、著しいオーバーヘッド遅延が存在することもある。１つのレイクが特定のサンプルの組を必要とし、異なるアンテナのための次のレイクがバッファのオーバーラップ部分を使用する必要がある場合、次のレイクは、次のオフセットのウォルシュシンボルの境界線が生じるまで処理を延期しなければならず、その点において、新しいアンテナソースのためのサンプルの完全なウォルシュシンボルが使用できる。図９において、サーチレイク198は、サーチレイク197とは異なるアンテナからのデータを処理する。水平な線188は、新しいアンテナ入力サンプルに対応するメモリ位置を示す。サーチレイク197および198は、任意の共通のメモリ位置を使用しない。タイムスライス毎に、サンプルの２個のウォルシュチップがサンプルバッファに書込まれなければならず、サンプルの１個の完全なウォルシュシンボルがサンプルバッファから読取られる。好ましい実施形態において、各タイムスライス期間中に６４個のクロックサイクルがある。サンプルの完全なウォルシュチップは、４組のサンプル、すなわち、オンタイムのＩチャンネルサンプル、後のＩチャンネルサンプル、オンタイムのＱチャンネルサンプル、および後のＱチャンネルサンプルで構成されている。好ましい実施形態において、各サンプルは４ビットである。それ故に、１つのクロックにつき６４ビットがアンテナサンプルバッファ172から必要とされる。単一ポートのＲＡＭを使用すると、最も簡単なバッファ設計はワードの幅を２倍にして１２８ビットにし、バッファを２つの６４ビット幅、すなわち６４ワードに分割し、それぞれ独立に読取り／書込み可能な偶数および奇数のウォルシュチップバッファ 168,170に分割する。その後、より頻度の少ないバッファへの書込みは、読取りの間において多重化され、それは、連続したクロックサイクル上の２つのバンクの間で切換えられる。偶数および奇数のウォルシュチップバッファ168,170から読取られたサンプルのウォルシュチップは、物理的なＲＡＭのワード整列への任意の整列を有している。それ故に、タイムスライスの最初の読取りにおいて、両方の半分の部分はデスプレッダ178に読取られ、現在のオフセットの整列を有する単一のウォルシュチップが得られる２ウォルシュチップワイドのウィンドウが形成される。偶数のウォルシュチップのサーチオフセットの場合、第１の読取りに対する偶数および奇数のウォルシュチップバッファアドレスは同じである。奇数のウォルシュチップのオフセットの場合、第１の読取りに対する偶数のアドレスは、奇数のアドレスから１つだけ前進しており、それによって、サンプルバッファの奇数の半分から開始する連続したウォルシュチップを与える。デスプレッダ178によって必要とされる付加的なウォルシュチップは、単一のウォルシュチップバッファから読取られることによってそこから送られることができる。その後、連続的な読取りによって、常に更新された２ウォルシュチップ幅のウィンドウが存在することが確実にされ、そこから、処理される現在のオフセットに整列したデータのウォルシュチップが取出される。再び図５を参照すると、処理されたサーチレイクにおける各レイク成分に対して、ＰＮシーケンスバッファ176からのＰＮシーケンスデータの同じウォルシュシンボルがデスプレッドプロセスにおいて使用される。１つのタイムスライスのクロックサイクル毎に、４対のＰＮ−Ｉ′およびＰＮ−Ｑ′ が必要とされる。単一ポートのＲＡＭを使用して、ワードの幅は二倍にされ、しばしばその半分から読取られる。その後、１つのタイムスライスに対して必要とされるＰＮシーケンスバッファ176への単一の書込みは、読取りのためには使用されないサイクルにおいて実行される。サーチ処理はＰＮオフセットのサーチを現在の時間からウォルシュシンボル２個分の遅延まで特定することができるので、ウォルシュシンボル４個分のＰＮシーケンスデータが記憶されなければならない。好ましい実施形態において、ＰＮシーケンスバッファ176は、１２８ワード×１６ビットのＲＡＭである。４個のウォルシュシンボルが必要とされ、それは、オフセットの開始が２ウォルシュシンボルだけ変化させることができ、一度開始オフセットが選択されると、ウォルシュシンボル１個分のＰＮシーケンスが相関させるために必要とされ、ウォルシュシンボル３個分のデータがデスプレッドプロセスのために必要とされるからである。同じＰＮシーケンスが反復的に使用されるので、ＰＮシーケンスバッファ 176におけるデータは、単一のサーチレイクに対応するデスプレッドプロセスの期間中に重ね書きされることはできない。それ故に、付加的なウォルシュシンボル分のメモリは、それが発生されたときにＰＮシーケンスデータを記憶するために必要とされる。ＰＮシーケンスバッファ176およびアンテナサンプルバッファ172の両方に書込まれるデータは、サーチ素子前端部174によって供給される。サーチ素子前端部1 74のブロック図は図１０に示されている。サーチ素子前端部174は、短いコードのＩおよびＱＰＮ発生器202,206と、長いコードの使用者ＰＮ発生器204を含む。短いコードのＩおよびＱＰＮ発生器202,206と、長いコードの使用者ＰＮ発生器204によって出力された値は、時刻によって決定される。各ベースステーションは、タイミング信号を生成するためにＧＰＳタイミング等の一般的なタイミング基準を有している。各ベースステーションはまた、空中を通って移動ユニットにそのタイミング信号を送信する。ベースステーションにおいて、タイミング基準はゼロのオフセットを有していると言われ、その理由は、それは一般的な基準に整列されるからである。長いコードの使用者ＰＮ発生器204の出力は、それぞれ論理的排他オアゲート2 08および210によって短いコードのＩおよびＱＰＮ発生器202,206の出力で論理的排他オアされる。（この同じ処理はまた、移動ユニットにおいても行われ、出力は、移動ユニットの送信された信号を変調するために使用される。）論理的排他オアゲート208および210の出力は、直列−並列シフトレジスタ212に記憶される。直列−並列シフトレジスタ212は、ＰＮシーケンスバッファ176の幅までシーケンスをバッファする。その後、直列−並列シフトレジスタ212の出力は、オフセットゼロの基準時間から得られたアドレスでＰＮシーケンスバッファ176に書込まれる。この方法において、サーチ素子前端部174は、ＰＮシーケンスデータをＰＮシーケンスバッファ176に供給する。サーチ素子前端部174はまた、アンテナサンプルをアンテナサンプルバッファ172に供給する。受信サンプル118は、ＭＵＸ216を介して複数のアンテナの１つから選択される。ＭＵＸ216からの選択された受信サンプルは、それらがデシメートされるラッチ218に送られ、すなわち、サンプルの１／４がサーチプロセスにおいて使用されるために選択される。受信サンプル118は（図４の）アナログトランシーバ116によって８倍のＰＮチップ速度でサンプルされている。サーチアルゴリズム内での処理は、１／２のチップ速度で得られたサンプルに対して設計されている。それ故に、受信されたサンプルの１／４だけがアンテナサンプルバッファ172に送られる必要がある。ラッチ218の出力は直列−並列シフトレジスタ214に供給され、それはサンプルをアンテナサンプルバッファ172の幅までバッファする。その後、サンプルは、オフセットゼロの基準時間から得られたアドレスで偶数および奇数のウォルシュチップバッファ168,170に書込まれる。この方法で、デスプレッダ178は、アンテナサンプルデータをＰＮシーケンスに関する既知のオフセットと整列させることができる。再び図５を参照すると、１つのタイムスライスにおける各クロックサイクルに対して、デスプレッダ178はアンテナサンプルのウォルシュチップをアンテナサンプルバッファ172から得て、ＰＮシーケンスの値の対応する組をＰＮシーケンスバッファ176から得て、ＩおよびＱチャンネルウォルシュチップをＭＵＸ124を通してＦＨＴプロセッサエンジン120へ出力する。図１１は、デスプレッダ178の詳細なブロック図を示している。偶数のウォルシュチップラッチ220および奇数のウォルシュチップラッチ222は、偶数のウォルシュチップバッファ168および奇数のウォルシュチップバッファ170からのデータをそれぞれラッチする。ＭＵＸバンク224は、偶数および奇数のウォルシュチップラッチ220,222によって与えられたウォルシュチップ２個分のサンプルから、使用されるサンプルのウォルシュチップを抽出する。ＭＵＸ選択論理装置226は、処理されるレイク成分のオフセットに基づいて選択されたウォルシュチップの境界線を定める。ウォルシュチップは、ＯＱＰＳＫデスプレッダの論理的排他オアバンク228に出力される。ＰＮシーケンスバッファ176からのＰＮシーケンスの値は、ＰＮシーケンスラッチ234によってラッチされる。バレルシフタ232は、処理されるレイク成分のオフセットに基づいてＰＮシーケンスのラッチ234の出力を回転し、ＰＮシーケンスに基づいてアンテナサンプルを調整して反転するＯＱＰＳＫデスプレッダの論理的排他的オアバンク228にＰＮシーケンスを送る。その後、論理的排他オア処理された値は、ＯＱＰＳＫデスプレッドにおいて合計動作を行う加算器ツリー23 0によって合計され、その後、４つのデスプレッドチップ出力を一緒に合計してＦＨＴへ入力するためのウォルシュチップを形成する。再び図５を参照すると、ＦＨＴプロセッサエンジン120はＭＵＸ124を通してデスプレッダ178から６４個の受信されたウォルシュチップを得て、６段のバタフライトレリスを使用し、これらの６４個の入力のサンプルを６４個のクロックサイクルのタイムスライスにおける６４のウォルシュ関数のそれぞれと相関させる。最大検出器160は、ＦＨＴプロセッサエンジン120から出力された最大の相関エネルギを探すために使用されることができる。最大検出器160の出力は、集積されたサーチプロセッサ128の１部分であるサーチ結果プロセッサ162に与えられる。サーチ結果プロセッサ162は、図１２に詳細に示されている。サーチ結果プロセッサ162もまた、タイムスライスされた方法で動作する。それに供給される制御信号は、ウォルシュチップのＦＨＴプロセッサエンジン120への入力の開始からの２個のタイムスライスの遅延を整合するためにパイプライン遅延され、それによって、最大のエネルギの出力を得る。上述のように、１組のサーチウィンドウパラメータは、選択されたオフセットの結果が処理される前にウォルシュシンボル数個分のデータが累算されることを示す。図６および７の例に使用されるパラメータにおいて、累算されるシンボルの数は２である。サーチ結果プロセッサ 162は、別の機能と共に合計の機能を実行する。サーチ結果プロセッサ162が連続したウォルシュシンボルの合計を実行する際に、サーチレイクにおける各レイク成分に対する累算された合計を記憶しなければならない。これらの累算された合計は、ウォルシュシンボル累算ＲＡＭ240に記憶される。各サーチレイクの結果は、各レイク成分に対して最大検出器160から合計器242に入力される。合計器242は、現在の結果をウォルシュシンボル累算ＲＡＭ240から得られる対応する中間値と合計する。各レイク成分に対する最終的なウォルシュシンボルの累算において、中間結果はウォルシュシンボル累算ＲＡＭ240から読取られ、合計器242によってそのレイク成分からの最終的なエネルギと合計され、そのレイク成分に対する最終的なサーチ結果を生成する。その後、サーチ結果は、以下に説明されるようにこの時点までのサーチにおける最良の結果と比較される。上述の別出願の米国特許出願第08/144,902号明細書“DEMODULATION ELEMENT A SSIGNMENT IN A SYSTEM CAPABLE OF RECEIVING MULTIPLE SIGNALS,”において、好ましい実施形態は、サーチからの最良の結果に基づいて復調素子を割当てる。本発明の好ましい実施形態において、８個の最良の結果は、最良結果レジスタ25 0に記憶される。（８個より少ないあるいは８個より多い結果は別の実施形態において記憶されることができる。）中間結果レジスタ164はピーク値およびそれらの対応するランク順を記憶する。現在のサーチ結果のエネルギがレジスタにおけるエネルギ値の少なくとも１つを超過する場合、サーチ結果プロセッサ制御論理装置254は、中間結果レジスタ164における８番目の最良結果を放棄し、レイク成分の結果に対応して新しい結果をその適したランク、ＰＮオフセットおよびアンテナと共に挿入する。全てのより低くランク付けされた結果は、１ランク“降格”される。そのような分類機能を提供する技術において良く知られている方法は多数存在する。それらの任意の１つが本発明の技術範囲内で使用されることができる。サーチ結果プロセッサ162は、基本的に比較器244および先行エネルギラッチ24 6で構成されている局所ピークフィルタを有している。可能であるならば、局所ピークフィルタは、サーチ結果が局所多重通路のピークを示さない限り、たとえサーチ結果のエネルギが他の点では含ませるのに適していても、中間結果レジスタ164が更新されることを防ぐ。この方法において、局所ピークフィルタは、強力で幅の広い“不鮮明”な多重通路が中間結果レジスタ164中に多重エントリーを充填し、より弱いが明瞭であり復調に対するより良い候補になる多重通路のための空間がなくなることを避ける。局所ピークフィルタの実行は直接的である。先行するレイク成分の合計のエネルギ値は、先行のエネルギラッチ246に記憶される。現在のレイク成分の合計は、記憶された値と比較器244によって比較される。比較器244の出力は、その２つの入力のどちらがより大きく、サーチ結果プロセッサの制御論理装置254においてラッチされるかを示す。先行のサンプルが局所的最大を示した場合、サーチ結果プロセッサ制御論理装置254は、上述のように先行のエネルギ結果を中間結果レジスタ164に記憶されたデータと比較する。局所ピークフィルタがチャンネル素子マイクロプロセッサ136によってディスエーブルにされた場合、中間結果レジスタ164との比較は常に可能となる。サーチウィンドウ境界における先頭もしくは最後のレイク成分のいずれかがスロープを有している場合、スロープのラッチが設定され、それによって、境界のエッジの値も同様にピークであると見なされることができる。この局所ピークフィルタの簡単な構成は、サーチレイク内の先行するシンボルの方向へ読取りを前進することによって補助される。図６、７、８、および９において示されているように、サーチレイク内で各レイク成分は、時間において先に到着する信号に向かって前進する。この前進は、サーチウィンドウ内で、サーチレイクの最後のレイク成分と、後続したサーチレイクの最初のレイク成分は、オフセットにおいて隣接していることを意味している。それ故に、局所ピークフィルタの動作は変化する必要がなく、比較器244の出力は、サーチレイク境界に渡って有効である。サーチウィンドウの処理の終りにおいて、中間結果レジスタ164に記憶された値は、チャンネル素子マイクロプロセッサ136によって読取り可能な最良結果レジスタ250に転送される。従って、サーチ結果プロセッサ162は、チャンネル素子マイクロプロセッサ136から多くの仕事負荷を得て、それは図２のシステムにおいて各レイク成分の結果を個々に扱うために必要とされる。先行するセクションは、集積されたサーチプロセッサ128の処理データ通路に焦点を合わせ、どのように未処理のアンテナサンプル118が、最良結果レジスタ2 50の出力において要約した多重通路レポートに転換されるかを詳細に示している。以下のセクションは、サーチ処理データ通路における各成分がどのように制御されるかを詳細に示している。図５のサーチ制御ブロック166は、図１３において詳細に示されている。先に示されたように、チャンネル素子マイクロプロセッサ136は、アンテナ選択バッファ348に記憶されたサーチするためのアンテナの群と、サーチオフセットバッファ308に記憶された開始オフセットと、レイク幅バッファ312に記憶された１サーチレイク当りのレイク成分の数と、サーチ幅バッファ314に記憶されたサーチウィンドウの幅と、ウォルシュシンボル累算バッファ316に記憶された累算するウォルシュシンボルの数と、制御ワードバッファ346に記憶された制御ワードとを含むサーチパラメータの組を特定する。サーチオフセットバッファ308に記憶された開始オフセットは、８個のチップ分解能で特定化される。開始オフセットは、どのサンプルがサーチ素子前端部17 4における図１０のラッチ218によるデシメーションによって取り除かれるかを制御する。この実施形態におけるウォルシュシンボル２個分の幅のアンテナサンプルバッファ172によって、開始オフセットの最大の値は、完全なウォルシュシンボル２個より少ないｐｎチップの１／２である。これまで、サーチを実行するための一般的な構成が開示されてきた。実際には、幾つかの種類の予め定められたサーチがある。最初に移動ユニットがシステムにアクセスしようとするとき、それはウォルシュゼロシンボルを使用してプリアンブルと呼ばれるビーコン信号を送る。ウォルシュゼロシンボルは、上述のような半分の“１”および半分の“０”を含む代りに全てが論理的なゼロであるウォルシュシンボルである。プリアンブルサーチが実行されるとき、サーチ素子は、アクセスチャンネル上でウォルシュゼロシンボルのビーコン信号を送る移動ユニットを捜す。プリアンブルサーチのサーチ結果は、ウォルシュゼロシンボルに対するエネルギである。補捉モードアクセスチャンネルサーチが実行されるとき、最大検出器160は、検出された最大の出力エネルギに関係なくウォルシュゼロシンボルに対するエネルギを出力する。制御ワードバッファ346に記憶された制御ワードは、いつプリアンブルサーチが実行されるかを示すプリアンブルビットを含む。上述のように、好ましい実施形態の電力制御機構は、各移動ユニットから受信された信号のレベルを測定し、移動ユニットの送信電力を上げるかもしくは下げるように指令するために電力制御指示を生成する。電力制御機構は、トラフィックチャンネル動作の期間中に電力制御群と呼ばれる１組のウォルシュシンボルによって動作する。（トラフィックチャンネル動作はアクセスチャンネル動作に続き、能動的な呼の期間中に動作を伴う。）単一の電力制御群内の全てのウォルシュシンボルは、移動ユニットにおいて同じ電力制御指示指令を使用して送信される。また、上述のように、本発明の好ましい実施形態において、移動ユニットによって送信された信号は、トラフィックチャンネルの動作期間中には可変速度である。移動ユニットによって送信される速度は、サーチプロセス中にはベースステーションにおいて知られていない。連続したシンボルが累算される際に、送信機が累算中にゲート・オフされないことが必須である。電力制御群における連続したウォルシュシンボルは１つの群としてゲートされ、それは、好ましい実施形態において１つの電力制御群を具備している６個のウォルシュシンボルは全てゲート・オンされるか、もしくは全てゲート・オフされることを意味している。従って、トラフィックチャンネルの動作期間中に複数のウォルシュシンボルが累算されるということをサーチパラメータが特定化するとき、サーチ処理は、単一の電力制御群内で開始および終了するように各サーチレイクを整列しなければならない。制御ワードバッファ346に記憶された制御ワードは、電力制御グループの整列ビットを含んでいる。電力制御グループの整列ビットがトラフィックチャンネルサーチを示す１に設定された状態で、サーチプロセスは、次のオフセットのウォルシュシンボルの境界の代りに次の電力制御群の境界に同期する。制御ワードバッファ346に記憶された制御ワードもまた、図８に関連して先に説明されたようなピーク検出フィルタエネーブルビットを含む。サーチ素子は、制御ワードの連続的／単一ステップのビットの設定に従って、連続的あるいは単一ステップモードのいずれかで動作する。単一ステップモードにおいて、サーチが実行された後に、集積されたサーチプロセッサ128は、別の指令を待機するためにアイドル状態に戻る。連続的モードにおいて、集積されたサーチプロセッサ128は常にサーチしており、結果が使用できることをチャンネル素子マイクロプロセッサ136が信号で知らせられるときに、集積されたサーチプロセッサ128は次のサーチを開始する。サーチ制御ブロック166は、集積されたサーチプロセッサ128によって実行されたサーチ処理を制御するために使用されるタイミング信号を生成する。サーチ制御ブロック166は、オフセットゼロのタイミング基準を短いコードのＩおよびＱＰＮ発生器202,206および長いコードの使用者ＰＮ発生器204に送り、エネーブル信号をデシメータラッチ218に送り、選択信号をサーチ素子前端部174におけるＭＵＸ216に送る。それは、ＰＮシーケンスバッファ176と、偶数および奇数ウォルシュチップバッファ168,170とに読取りおよび書込みアドレスを提供する。それはデスプレッダ178の動作を制御するために現在のオフセットを出力する。それは、時間内スライスタイミング基準をＦＨＴプロセッサエンジン120に供給し、ＦＨＴ入力ＭＵＸ124を制御することによって、サーチプロセスもしくは復調プロセスのどちらがＦＨＴプロセッサエンジン120を使用するかを決定する。それは、所定の内部タイミングストロボの幾つかのパイプライン遅延されたバージョンを図１２のサーチ結果プロセッサ制御論理装置254に提供し、それによって、ウォルシュシンボルの数を累算するために、オフセットのレイクのサーチ結果を合計する。サーチ制御ブロック166は、パイプラインオフセットと、最良結果レジスタ250における累算されたエネルギに対応するアンテナ情報とを最良結果レジスタ250に供給する。図１３において、システム時間カウント342は、オフセットゼロの時間基準に従属されている。前述の好ましい実施形態において、システムクロックは、８倍のＰＮチップ速度で動作する。１つのウォルシュシンボルには２５６ＰＮチップが存在し、１つの電力制御群には６個のウォルシュシンボルがあるので、１つの電力制御群に対して合計６×２５６×８＝１２，２８８のシステムクロックとなる。それ故に、好ましい実施形態において、システム時間カウント342は、１２，２８８のシステムクロックをカウントする１４ビットのカウンタで構成されている。ベースステーションに対するオフセットゼロの時間標準ストロボに従属される。サーチ素子前端部174における図１０の短いコードのＩおよびＱＰＮ発生器202,206および長いコードの使用者ＰＮ発生器204に対する入力基準は、システム時間カウント342から得られる。（長いコードの使用者ＰＮ発生器204の出力もまた、約５０日間反復しない長いシステムワイド基準に基づいている。長いシステムワイド基準は、サーチプロセスによって制御され、予め設定された値として作用する。予め設定された値に基づいた動作の続行は、システム時間カウント 342によって制御される。）ＰＮシーケンスバッファ176および偶数および奇数のウォルシュチップバッファ168,170に対するアドレスは、システム時間カウント3 42から得られる。システム時間カウント342は、各タイムスライスの始まりにおいてラッチ328によってラッチされる。ラッチ328の出力は、これらのバッファがタイムスライス内の後の方の時間に書込まれるときに、現在のタイムスライスに対応する書込みアドレスを供給するアドレスＭｕｘ330,332,334を介して選択される。オフセット累算器310は、現在処理されているレイク成分のオフセットの追跡を維持する。サーチオフセットバッファ308に記憶された開始オフセットは、各サーチウィンドウの開始においてオフセット累算器310に負荷される。オフセット累算器310は各レイク成分によりデクレメントされる。さらに累算されるために反復される各サーチレイクの終わりにおいて、レイク幅バッファ312に記憶された１つのサーチレイク当りのレイク成分の数はオフセット累算器に加算され、それによって、それはサーチレイクにおける最初のオフセットに対する参照となる。この方法において、サーチプロセスは、別のウォルシュシンボル累算のために再び同じサーチレイクをスイープする。サーチプロセスがその最終的なウォルシュシンボル累算に関して現在のサーチレイクをスイープした場合、オフセット累算器310は、次のサーチレイクにおいて最初のレイク成分のオフセットを生成する反復レイクＭＵＸ304の“ノー”の入力を選択することによって１だけデクレメントされる。オフセット累算器310の出力は、常に処理されている現在のレイク成分のオフセットを示し、従って、デスプレッダ178へのデータ入力を制御するために使用される。オフセット累算器310の出力は、加算器336および338によってシステム時間カウント342のタイムスライス内のスライスタイミング出力に加算され、それによって、レイク成分に対応するタイムスライス内のアドレスシーケンスを発生する。加算器336および338の出力は、アドレスＭＵＸ33 0,332を介して選択され、アンテナサンプルバッファ172に読取りアドレスを供給する。オフセット累算器310の出力はまた、比較器326によってシステム時間カウント 342の出力と比較され、サーチプロセスが開始するのに十分な有効なデータをアンテナサンプルバッファ172が有していることを示すオフセットウォルシュシンボルストロボを形成する。サーチレイクカウント320は、現在のサーチレイクにおいて処理されるように残っているレイク成分の数の追跡を維持する。サーチレイクカウント320は、サーチウィンドウの最初においてサーチ幅バッファ314に記憶されたサーチウィンドウの幅で負荷される。サーチレイクカウント320は、各サーチレイクの最後のウォルシュシンボルの累算の処理が完了した後にインクレメントされる。それがその最後のカウントに到達したときに、サーチウィンドウにおける全てのオフセットが処理されている。現在のサーチウィンドウの終りがもうすぐであるという指示を与えるために、サーチレイクカウント320の出力は、合計器324によってレイク幅バッファ312の出力と合計される。サーチウィンドウの指示の終りによって、現在のサーチウィンドウに必要な内容を損なわずに次のサーチウィンドウの処理においてアンテナサンプルバッファ172が別のアンテナからのデータサンプルで充填され始める時をマークする。チャンネル素子マイクロプロセッサ136がサーチウィンドウを特定するとき、それは、複数のアンテナに対して実行されるサーチウィンドウを特定することができる。そのような場合において、同一のサーチウィンドウパラメータは、一連のアンテナからのサンプルを使用して反復される。そのようなサーチウィンドウの群は、アンテナサーチセットと呼ばれる。アンテナサーチセットがチャンネル素子マイクロプロセッサ136によって特定された場合、アンテナセットはアンテナ選択バッファ348に記憶された値によってプログラムされる。アンテナサーチセットが完成した後に、チャンネル素子マイクロプロセッサ136は警報される。レイク成分カウント318は、現在のサーチレイクにおいて処理されるように残されたレイク成分の数を含む。レイク成分カウント318は、処理された各レイク成分に対して１度インクレメントされ、サーチ素子が休止状態であるかもしくはサーチレイクが完了した状態であるときにレイク幅バッファ312の出力で負荷される。ウォルシュシンボル累算カウント322は、現在のサーチレイクに対して累算するために残されたウォルシュシンボルの数をカウントする。カウンタは、サーチ素子が休止状態にあるときか、もしくは最終的なウォルシュシンボルの累算に関するサーチレイクのスイープが完了した後に、ウォルシュシンボルの数で負荷され、それによって、ウォルシュシンボル累算バッファ316に記憶されているように累算する。そうでない場合、カウンタは、各サーチレイクの完了と共にインクレメントされる。入力有効カウント302は、入力アンテナもしくはデシメータ整列が変化するときにはいつでも負荷される。それは、レイク幅バッファ312の出力に基づいてサーチ素子がサーチレイクを処理するために必要とされるサンプルの最小の数（すなわち、１個のウォルシュシンボル＋レイク幅１つ分のサンプル）で負荷される。アンテナサンプルがアンテナサンプルバッファ172に書込まれる度に、入力有効カウント302がインクレメントされる。それがその最終的なカウントに到達したとき、それは、サーチプロセスを開始させるエネーブル信号を送る。入力有効カウント302はまた、連続したサーチウィンドウのオフセットがデータの連続的な処理を許可しないときにサーチプロセスを遅らせる機構を提供する。サーチ素子は、休止状態、同期状態、あるいは活性状態のいずれかで動作する。サーチ素子シーケンス制御装置350は、現在の状態を維持する。集積されたサーチプロセッサ128は、リセットがチャンネル素子モデム110に供給されたときに休止状態に初期化される。休止状態の期間中、サーチ制御ブロック166における全てのカウンタおよび累算器は、それらの関連したサーチパラメータを上述のように負荷する。一度、チャンネル素子マイクロプロセッサ136が制御ワードを介して連続もしくは単一ステップのサーチを開始するサーチプロセスを指令すると、集積されたサーチプロセッサ128は同期状態に移行する。同期状態において、サーチ素子は常にオフセットのウォルシュシンボル境界に対して待機している。アンテナサンプルバッファ172におけるデータがまだ有効でない場合、もしくは電力制御群の整列ビットが設定され、ウォルシュシンボルが電力制御グループの境界にない場合、集積されたサーチプロセッサ128は、後続するオフセットのウォルシュシンボルの境界に関して適切な状態になるまで同期状態のままでいる。適切にエネーブルにされたオフセットのウォルシュシンボルを使用して、サーチ素子は活性状態に移行することができる。集積されたサーチプロセッサ128は、それがサーチレイクを処理するまで活性状態のままであり、その時点から通常同期状態に戻る。集積されたサーチプロセッサ128が単一ステップモードである場合、それは、サーチウィンドウにおける最後のサーチレイクに対して最終的なウォルシュシンボルを累算するために最後のレイク成分を完成した後に、活性状態から休止状態に移行する。その後、集積されたサーチプロセッサ128は、別のサーチを開始するためにチャンネル素子マイクロプロセッサ136を待機する。その代りに、集積されたサーチプロセッサ128 が連続モードである場合、それはこの点において新しいサーチパラメータのセットを負荷し、新しいサーチにおいて処理される最初のオフセットにおけるオフセットのウォルシュシンボルを待機するために同期状態に戻る。活性状態は、アンテナデータサンプルが処理される唯一の状態である。休止もしくは同期状態において、サーチ素子はシステム時間カウント342によって時間の追跡を維持し、ＰＮシーケンスバッファ176およびアンテナサンプルバッファ172への書込みを続行し、それによって、サーチ素子が活性状態に移行するときにこれらのバッファはすでに使用できる状態になっている。図１４は、図９に示されたサーチレイク196等のサーチウィンドウにおける第２のサーチレイクの第１のウォルシュシンボルの累算の拡大図である。オフセットゼロ基準のシステム時間クロックに関する第３のウォルシュシンボルは、３２個のタイムスライスに分割されて示されている。サーチ素子状態372は、アンテナサンプルバッファ172がそのオフセットで処理するために有効サンプルの準備ができているというオフセットウォルシュシンボル境界指示信号で同期状態から活性状態へ変化する。次の使用可能なタイムスライスの期間中に、サーチレイクの第１のレイク成分が処理される。サーチ素子は、復調器前端部122がタイムスライス374において“Ｆ”で示されているＦＨＴを使用しない限り、タイムスライス374において“Ｓ”で示されているレイク成分を処理するために各タイムスライスを使用し続ける。サーチ素子は、レイクにおけるレイク成分毎に処理を終了し、次のオフセットウォルシュシンボル境界の前に同期状態に戻る。また、それが最終状態に到達するまで活性状態の期間中にインクレメントされるサーチレイクカウント状態362が示されており、それは、完全にサーチレイクが処理されたことを示している。レイク成分に対応して各タイムスライスの間にインクレメントされるオフセットカウント状態364が示されており、それによって、それは、タイムスライス中にサンプルバッファオフセット読取りアドレスを得るために使用される。オフセットカウント状態364は、中間結果レジスタ164に対するオフセットカウントを生成するためにパイプライン処理で遅延される。オフセットカウント368は、最終的なウォルシュシンボル累算370がパスする際にインクレメントされる。従って、単一の集積されたサーチ素子プロセッサは、アンテナサンプルをバッファし、タイムスライスされた変換プロセッサを使用することによって、サーチパラメータセットによって構成されたサーチを通してそれ自体のシーケンスをオンにし、結果を分析し、復調素子を再び割当てるために使用する最良の通路の合計のレポートを与える。これによってマイクロプロセッサのサーチ素子に関連する作業負荷が減少し、それによってより廉価のマイクロプロセッサを使用でき、また、単一のＩＣ上の完全なチャンネル素子モデムを可能にすることによって直接のＩＣのコストも減少する。本明細書に説明された一般的な原理は、別の送信方法を使用するシステムにおいて使用されることができる。上述の論議は、パイロット信号が使用できない逆方向リンク信号の受信に基づいている。好ましい実施形態の順方向リンクにおいて、ベースステーションはパイロット信号を送信する。このパイロット信号は、既知のデータを有する信号であり、従って、どのデータが送信されたかを決定するために使用されるＦＨＴプロセスは必要でない。本発明を実施するために、パイロット信号を含む信号を受信するための集積されたサーチプロセッサは、ＦＨＴプロセッサもしくは最大検出機能を含まない。例えば図５のＦＨＴプロセッサエンジン120および最大検出器160のブロックは、図１５に示されている簡単な累算器125で置換されることができる。パイロット信号が使用できるときのサーチ動作は、上述の補捉モードアクセスチャンネルサーチ動作に類似している。本明細書に明確に説明されていないが、本発明が適用可能のスプレッドスペクトル多重アクセス通信システムに対して多数の構成が存在する。例えば、別の符号化および解読手段がウォルシュ符号化およびＦＨＴ解読の代りに使用されることができる。好ましい実施形態の前述の説明は、当業者が本発明を製造もしくは使用できるようにするために行われたものである。これらの実施形態の種々の変更は、当業者には容易に明らかであり、本明細書において定められた一般的な原理は、発明力を使用せずに別の実施形態に適用される。従って、本発明は、本明細書に示された実施形態に制限されるものではなく、本明細書に開示された原理および新しい特徴と矛盾しない幅広い技術的範囲と一致する。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (81)指定国ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＤＥ，ＤＫ，ＥＳ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，ＩＴ，ＬＵ，ＭＣ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ)，ＯＡ(ＢＦ，ＢＪ，ＣＦ，ＣＧ，ＣＩ，ＣＭ，ＧＡ，ＧＮ，ＭＬ，ＭＲ，ＮＥ，ＳＮ，ＴＤ，ＴＧ)，ＡＰ(ＫＥ，ＭＷ，ＳＤ，ＳＺ，ＵＧ)，ＡＭ，ＡＴ，ＡＵ，ＢＢ，ＢＧ，ＢＲ，ＢＹ，ＣＡ，ＣＨ，ＣＮ，ＣＺ，ＤＥ，ＤＫ，ＥＥ，ＥＳ，ＦＩ，ＧＢ，ＧＥ，ＨＵ，ＩＳ，ＪＰ，ＫＥ，ＫＧ，ＫＰ，ＫＲ，ＫＺ，ＬＫ，ＬＲ，ＬＴ，ＬＵ，ＬＶ，ＭＤ，ＭＧ，ＭＫ，ＭＮ，ＭＷ，ＭＸ，ＮＯ，ＮＺ，ＰＬ，ＰＴ，ＲＯ，ＲＵ，ＳＤ，ＳＥ，ＳＧ，ＳＩ，ＳＫ，ＴＪ，ＴＭ，ＴＴ，ＵＡ，ＵＧ，ＵＺ，ＶＮ

Claims

【特許請求の範囲】１．共通の周波数帯域を共用している１群のスプレッドスペクトル変調された呼信号で構成された信号を受信する集積されたサーチプロセッサにおいて、前記１群のスプレッドスペクトル変調された呼信号の制限された数のデータサンプルを記憶するサンプルバッファであって、前記スプレッドスペクトル変調された呼信号のそれぞれが、ある固定された長さの群で、ある送信速度を有する一連のシンボルに符号化された一連のビットで構成され、前記データサンプルは、前記送信速度に対応する速度で記憶されるサンプルバッファと、制限された数のＰＮシーケンスデータチップを記憶するＰＮシーケンスバッファであって、前記ＰＮシーケンスデータチップが、前記１群のスプレッドスペクトル変調された呼信号における少なくとも１つの呼信号を変調するために使用されるＰＮシーケンスに対応しているＰＮシーケンスバッファと、前記サンプルバッファに記憶された前記１群のスプレッドスペクトル呼信号の前記データサンプルの一部分を前記ＰＮシーケンスバッファに記憶された前記ＰＮシーケンスデータチップの一部分と相関させて単一のシンボルに対応する相関した出力を生成するデスプレッダと、前記一連のビットの評価を生成するために前記相関された出力を前記送信速度よりも速い速度で解読する変換エンジンとを具備している集積されたサーチプロセッサ。２．前記サンプルバッファはシンボル２個分の前記データサンプルを記憶することができ、前記ＰＮシーケンスバッファはシンボル４個分の前記ＰＮシーケンスデータチップを記憶することができる請求項１記載の集積されたサーチプロセッサ。３．前記一連のシンボルにおける各シンボルは一連のコードビットで構成され、前記少なくとも１つの呼信号において前記コードビットのそれぞれは複数の前記ＰＮシーケンスデータチップによって変調され、前記サンプルバッファに記憶された前記制限された数のデータサンプルは前記データサンプルの２つが前記ＰＮシーケンスデータチップのそれぞれに対して記憶されるように記憶される請求項１記載の集積されたサーチプロセッサ。４．前記一連のビットの前記評価は、前記固定された長さの前記群のそれぞれの可能な値に対応する確率を含み、さらに、前記評価を受信するための最大検出器を具備し、前記相関された出力の最大のエネルギレベルを示すソフト決定出力値を提供する請求項１記載の集積されたサーチプロセッサ。５．前記変換エンジンが前記相関された出力を解読する前記速度は、前記送信速度の３２倍の速度である請求項１記載の集積されたサーチプロセッサ。６．さらに、デスプレッドされた呼データを生成するための復調素子を具備し、前記変換エンジンが前記デスプレッドされた呼データを解読する請求項１記載の集積されたサーチプロセッサ。７．前記一連のビットは、前記固定された長さの前記群にウォルシュ符号化される請求項１記載の集積されたサーチプロセッサ。８．前記変換エンジンは、高速アダマール変換器である請求項７記載の集積されたサーチプロセッサ。９．さらに、前記ソフト決定出力値の連続する１を合計する累算器を具備している請求項４記載の集積されたサーチプロセッサ。１０．さらに、信号情報を提供するサーチ制御装置を具備している請求項１記載の集積されたサーチプロセッサ。１１．複数の前記一連のシンボルは電力制御群にグループ分けされ、前記電力制御群における各シンボルは共通の送信されたパワーレベルを有している請求項９記載の集積されたサーチプロセッサ。１２．前記累算器は、共通の電力制御群を有するシンボルに対応する前記ソフト決定出力値を合計する請求項１１記載の集積されたサーチプロセッサ。１３．前記デスプレッダは前記送信速度よりも速い前記速度で前記相関された出力を生成し、前記相関された出力のそれぞれはオフセットゼロの基準時間からオフセットされた時間遅延に対応している請求項１記載の集積されたサーチプロセッサ。１４．前記サンプルバッファは偶数および奇数のサンプルバッファで構成され、先行するデータサンプルが前記偶数のサンプルバッファに記憶された場合には、後続したデータサンプルは前記奇数のサンプルバッファに記憶され、先行するデータサンプルが前記奇数のサンプルバッファに記憶された場合には、後続したデータサンプルは前記偶数のサンプルバッファに記憶される請求項１０記載の集積されたサーチプロセッサ。１５．前記一連のシンボルにおける各シンボルは一連のコードビットで構成され、前記少なくとも１つの呼信号において、前記コードビットのそれぞれは４個の前記ＰＮシーケンスデータチップによって変調され、前記サンプルバッファに記憶された前記制限された数のデータサンプルは２個の前記データサンプルが前記ＰＮシーケンスデータチップのそれぞれに対して記憶されるように記憶され、各サンプルは４ビットである請求項１記載の集積されたサーチプロセッサ。１６．モデムマイクロプロセッサの制御の下で動作するモデムにおいて共通の周波数帯域を共用している１群のスプレッドスペクトル呼信号で構成された信号を受信し、前記群の中から前記呼信号の１つを分離し、オフセットゼロの基準時間からオフセットされた通路時間遅延における呼信号強度を決定する方法において、ＰＮシーケンスバッファにＰＮシーケンスデータビットを記憶し、制限された寸法を有するサンプルバッファ中に呼信号サンプルの第１の受信された組を記憶し、第１の通路遅延時間に対応する前記サンプルバッファからの前記呼信号サンプルの第１の固定された長さの組を前記ＰＮシーケンスバッファからのＰＮシーケンスデータビットの第１の組でデスプレッドし、第１のデスプレッドされた出力を生成し、前記サンプルバッファに呼信号サンプルの第２の受信された組を記憶し、第２の通路遅延時間に対応する前記サンプルバッファからの呼信号サンプルの第２の固定された長さの組を前記ＰＮシーケンスバッファからのＰＮシーケンスデータビットの前記第１の組でデスプレッドし、第２のデスプレッドされた出力を生成するステップを具備し、呼信号サンプルの前記第２の固定された長さの組は、呼信号サンプルの前記第１の固定された長さの組と同一の多数の呼信号サンプルを含み、呼信号サンプルの前記第１および第２の受信された組の長さは、呼信号サンプルの前記第１および第２の固定された長さの組の固定された長さの一部分であることを特徴とする方法。１７．前記サンプルバッファからの呼信号サンプルの前記第１の固定された長さの組をデスプレッドするステップは、前記第１の通路遅延時間における前記信号強度を評価するために前記サンプルバッファにおいて使用できる十分な数の有効な呼信号サンプルがあることを条件とする請求項１６記載の呼信号の前記群の中から前記呼信号の１つを受信および分離する方法。１８．さらに、前記呼信号サンプルを供給するために複数の使用できるアンテナから１つのアンテナを選択するステップを具備している請求項１６記載の呼信号の前記群の中から前記呼信号の１つを受信および分離する方法。１９．さらに、前記サンプルバッファに呼信号サンプルの第３の受信された組を記憶し、第３の通路遅延時間に対応する前記サンプルバッファからの呼信号サンプルの第３の固定された長さの組を前記ＰＮシーケンスバッファからのＰＮシーケンスデータビットの第２の組でデスプレッドして第３のデスプレッドされた出力を生成し、前記サンプルバッファに呼信号サンプルの第４の受信された組を記憶し、第４の通路遅延時間に対応する前記サンプルバッファからの呼信号サンプルの第４の固定された長さの組を前記ＰＮシーケンスバッファからのＰＮシーケンスデータビットの第２の組でデスプレッドして第４のデスプレッドされた出力を生成するステップを具備し、呼信号サンプルの前記第４の固定された長さの組は、呼信号サンプルの前記第３の固定された長さの組と同じ多数の呼信号サンプルを具備し、呼信号サンプルの前記第３および第４の受信された組の長さは、呼信号サンプルの前記第１および第２の固定された長さの組の固定された長さの一部分であることを特徴とする請求項１６記載の呼信号の前記群の中から前記呼信号の１つを受信および分離する方法。２０．さらに、前記第１のデスプレッドされた出力に対応する第１の呼信号強度を決定し、前記第２のデスプレッドされた出力に対応する第２の呼信号強度を決定し、前記第３のデスプレッドされた出力に対応する第３の呼信号強度を決定し、前記第４のデスプレッドされた出力に対応する第４の呼信号強度を決定するステップを具備している請求項１９記載の呼信号の前記群の中から前記呼信号の１つを受信および分離する方法。２１．さらに、前記第１の呼信号強度と前記第３の呼信号強度とを合計し、前記第２の呼信号強度と前記第４の呼信号強度とを合計するステップを具備し、前記第１の通路遅延時間は前記第３の通路遅延時間と同じであり、前記第２の通路遅延時間は前記第４の通路遅延時間と同じである請求項２０記載の呼信号の前記群の中から前記呼信号の１つを受信および分離する方法。２２．さらに、最大の合計された結果を前記モデムマイクロプロセッサに供給するステップを具備している請求項２１記載の呼信号の前記群の中から前記呼信号の１つを受信および分離する方法。２３．前記第１の呼信号強度を決定する前記ステップは、ソフト決定データを生成するために高速アダマール変換を使用して前記第１のデスプレッドされた出力を解読するステップを具備している請求項２０記載の呼信号の前記群の中から前記呼信号の１つを受信および分離する方法。２４．前記スプレッドスペクトル変調された呼信号のそれぞれは、固定された長さの群で一連のコードビットで構成された一連のシンボルに符号化された一連のビットを具備している請求項１６記載の呼信号の前記群の中から前記呼信号の１つを受信および分離する方法。２５．前記一連のビットはウォルシュ符号化され、前記一連のシンボルはウォルシュシンボルである請求項２４記載の呼信号の前記群の中から前記呼信号の１つを受信および分離する方法。２６．前記１つの分離された呼信号の前記コードビットのそれぞれは、複数の前記ＰＮシーケンスデータビットによって変調される請求項２４記載の呼信号の前記群の中から前記呼信号の１つを受信および分離する方法。２７．前記１つの分離された呼信号の前記コードビットのそれぞれは、４個の前記ＰＮシーケンスデータビットによって変調される請求項２４記載の呼信号の前記群の中から前記呼信号の１つを受信および分離する方法。２８．２個の呼信号サンプルは、各ＰＮシーケンスデータビットに対して前記サンプルバッファに記憶される請求項２７記載の呼信号の前記群の中から前記呼信号の１つを受信および分離する方法。２９．前記サンプルバッファの前記制限された寸法は、シンボル２個分のデータサンプルに対応する請求項２４記載の呼信号の前記群の中から前記呼信号の１つを受信および分離する方法。３０．前記ＰＮシーケンスデータバッファは、シンボル４個分のＰＮシーケンスデータビットを記憶することができる請求項２４記載の呼信号の前記群の中から前記呼信号の１つを受信および分離する方法。３１．呼信号サンプルの第１の固定された長さの組は、シンボル１個分のデータに対応する請求項２４記載の呼信号の前記群の中から前記呼信号の１つを受信および分離する方法。３２．呼信号サンプルの第１の受信の組は、シンボルの１／３２に対応する請求項２４記載の呼信号の前記群の中から前記呼信号の１つを受信および分離する方法。３３．呼信号サンプルの前記第１および第２の受信の組を記憶する前記ステップにおいて、呼信号サンプルの前記第１および第２の受信の組は、呼信号サンプルが送信されるのと同じ速度で記憶される請求項１６記載の呼信号の前記群の中から前記呼信号の１つを受信および分離する方法。３４．一連の前記シンボルは電力制御群において一緒にグループ分けされ、共通の電力制御群における各シンボルは固定された電力レベルで送信される請求項２４記載の呼信号の前記群の中から前記呼信号の１つを受信および分離する方法。３５．さらに、第３の通路遅延時間に対応する前記サンプルバッファからの呼信号サンプルの第３の固定された長さの組を前記ＰＮシーケンスバッファからのＰＮシーケンスデータビットの第２の組でデスプレッドして第３のデスプレッドされた出力を生成し、第４の通路遅延時間に対応する前記サンプルバッファからの呼信号サンプルの第４の固定された長さの組を前記ＰＮシーケンスバッファからのＰＮシーケンスデータビットの前記第２の組でデスプレッドして第４のデスプレッドされた出力を生成し、呼信号サンプルの前記第４の固定された長さの組は、呼信号サンプルの前記第３の固定された長さの組と同じ多数の呼信号サンプルを具備し、前記第１のデスプレッドされた出力に対応する第１の呼信号強度を決定し、前記第２のデスプレッドされた出力に対応する第２の呼信号強度を決定し、前記第３のデスプレッドされた出力に対応する第３の呼信号強度を決定し、前記第４のデスプレッドされた出力に対応する第４の呼信号強度を決定し、前記第１の呼信号強度と前記第３の呼信号強度とを合計し、前記第２の呼信号強度と前記第４の呼信号強度とを合計するステップを具備し、前記第１の通路遅延時間は前記第３の通路遅延時間と同じであり、前記第２の通路遅延時間は前記第４の通路遅延時間と同じであり、呼信号サンプルの前記第１の固定された長さの組および呼信号サンプルの第３の固定された長さの組は共通の電力制御群に対応する請求項２４記載の呼信号の前記群の中から前記呼信号の１つを受信および分離する方法。