JPH09507647A - 生体検出方法および装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 電磁信号および電磁信号の受信装置による、生体、特に生きている人体を感知するための方法および装置が開示されている。本発明によれば生命機能を検出することができるので、生き埋めになった人および生存者と死体とを区別することができ、それにより貴重な時間を節約することができる。本発明は、またビルのモニタまたは患者の生命機能を感知するのにも使用することができる。電磁信号の受信装置（３）は、電磁信号から生体特有の周波数成分を抽出するための装置を有している。

Description

【発明の詳細な説明】 生体検出方法および装置 （発明の詳細な説明） 本発明は、請求項１の分類部分による装置、請求項３の分類部分による方法お よび上記の方法および／または装置の使用に関する。 以下の説明において、生体、特に生きている人体の検出という表現は、生存状 態にある人体の存在の検出を意味する。上記の検出は、例えば、地下に埋められ た人を視覚的にも、聴覚的にも確認できない場合に、天災または事故により生き たまま地下に埋められた人を捜索するときに重要である。生存期間は限定されて いるので、生き埋めになった人がまだ生存しているかどうかを直ちに検出し、場 所を確認した後でその人を救出することが極めて重要である。以下の説明におい ては、「位置の確認」という用語は、生きた人が埋められている場所を確認する ことを意味する。 生き埋めになった人を検出し、その位置を確認するための従来の方法および装 置は、一般に、生き埋めになった人がまだ生きているのか、もう死んでいるのか を識別することができなかった。 探索犬が使用できる時間は限られていて、過去の経験により、非常に高い集中 状態で捜索を行う犬は、２−３時間経つと、長い時間休息させなければならず、 そのため捜索を中断せざるを得ないことが分かっている。さらに、犬の場合には 、重要な点は嗅覚であるので、生きている人間だけを探索することはできないし 、そのため、死んだ人を救出するのに貴重な時間が失われたことがよくあり、そ の失われた時間は、もはや生存している人の救助に使用することはできない。 生存の兆候を探るための聴覚装置、またはノックは、意識を失っている人には 効果がない。さらに、瓦礫内の音の反響により、正確な位置の確認はしばしば不 可能である。 雪崩が起こった後での位置の確認方法を改善するために、生き埋めになった後 で、電磁放射によって、位置の確認を行うことができるように、人体に送信装置 を携帯する方法は周知である。しかし、そのような装置は、それを装着している 人が生存しているか否かの判断をすることができず、一般に、事故により、また は自然災害のために多くの人が生き埋めになった場合には、利用することができ ない。 それ故、まだ生きている人々を救助の専門家によって、より目標を絞った方法 で、より迅速に救助することができるように、生体、特に人体の検出装置および 方法を改善することが必要である。 それ故、本発明の目的は、上記の欠点を改善し、必要とする改善した救助を行 うために、請求項１に記載の装置および請求項１４に記載の方法を開発すること である。 上記の目的は、請求項１に記載の特徴を持っている装置および請求項１３に記 載の特徴を持っている方法によって達成される。 上記の方法および装置のその他の有利な構成および使用方法は、添付の請求の 範囲に記載してある。 本発明の発明者達は、生体、それ故生存している人体が、一般的に、その心臓 の拍動および呼吸活動により、比較的距離が離れていても、高周波電磁信号に驚 くべきほどの影響を与えることを発見した。意識を失っている人でも、心臓は鼓 動しているし、ほとんどの場合呼吸活動も行っている。これらの機能は、本発明 が目的としている生存の兆候と見なすことができる。 これらの生命機能は、一般に、既知の周波数範囲で起こる。すなわち、人の心 臓の拍動数はだいたい０．５から３．４Ｈｚであり、通常約１から２Ｈｚであり、 呼吸は０．１から１．５Ｈｚである。これら数値は、例えば、救助現場でよく使 用される捜索犬のような他の生物の数値とははっきりと異なっている特有の周波 数範囲を持っている。 ０．０１から１０Ｈｚの周波数範囲は、常に、人体の生命機能に関する現在問 題にしている周波数を含んでいるように思われる。 電磁放射が通過する生存している人体は、電磁放射の上記の周波数に検出可能 な位相変調を行うことを証明することができる。それ故、電磁キャリヤ信号の側 帯波を含んでいる単一周波数放射の場合には、放射されたもとの周波数に対して 実質的に上記の周波数だけ変位する。 驚くべきことは、周波数の送信を行わなくても、生物特有の周波数成分を得る ための装置と一緒に受信装置を使用するだけで、必要とする確認効果が得られる ということである。 このことは、生物が存在すれば、実行するキャリヤ信号で貫通放射を行わなく ても、受信装置の近くには、上記の周波数範囲内に検出可能な信号成分が存在す ることを意味する。 さらに、受信し、処理した信号によって、位置を確認した人々の数についての 情報を供給することができる。この場合には、人間はそれそれ心臓の鼓動周波数 パターンおよび呼吸周波数パターンが違うという事実に基づいて、生物学的変移 と特性を使用する。しかし、人の数が４人の場合には、それそれの周波数が重畳 するので、一般的にいって、人数をはっきりと知ることはできない。人数に関し ては、「少なくとも４人の人がいる」ということができるだけである。 電磁信号用の受信装置および生物特有の周波数成分を入手するための装置を使 用することによって、発明者達は、３メートル以上またはビルの一階を隔てて生 物をすでにはっきりと検出することができた。 本発明のもっとも簡単な実施例の場合には、生物特有の周波数成分を受信する ためのダイオード直接受信装置の形をしている、以下に説明する直接復調器で十 分であった。 さらに、後で送信装置を使用して、検出領域を通して放射を行い、反射、送信 または散乱放射を受信し、生物の存在の証拠を示す明らかな周波数成分を調査し た。 厚い瓦礫を通しても、電磁放射を受信することができるので、深いところまで 貫通する数百メガヘルツから約１０ギガヘルツまでの電磁放射の周波数を使用し た。 電磁放射が受けた位相変調により、高周波数のキャリヤ信号に数ヘルツ側帯波 の変移が生じた。従来の受信手順を使用した場合には、相互に非常に接近してい る周波数帯の検出は、変移が１０^-12以下の短期間安定オッシレータを必要とした 。今までは、このようなオッシレータは安いコストでは製造できないと思われ ていた。この問題は、受信する信号のレベルが低いのでさらに難しい問題になる 。 添付の請求の範囲に記載した実施例のいくつかの利点については、以下に説明 する。 捜索空間領域に最も適している、指定の方向特性を持つと同時に、できるだけ 小さい二次ローブまたはサイド・ローブを持ち、できるだけ小さい前方および後 方ローブを有している受信アンテナを使用することによって、検出から位置確認 へと移行することができる。 最初は、周知の位相変調装置の使用を考えた。ホモダイン、ヘテロダインおよ びＰＬＬ（位相ロック・ループ）方法およびローカル発振回路の側面を励振する 方法は周知である。しかし、上記の方法のどれを使用しても、携帯用の安価で、 また据置用で廉価でありながら、必要とする性能が得られるものがないことが分 かった。直接復調器だけが、被変調周波数から変調周波数を分離し、必要とする 結果を示した。しかし、適当な装置コストを掛け、改良した回路配置を使用すれ ば、上記の方法を、本発明に従って使用することができると思われる。 周波数選択素子として、非直線電流／電圧特性を有している構成部材を使用す ることにより、問題の周波数成分の復調を行うことができた。ダイオード、バイ ポーラ・トランジスタまたは電界効果トランジスタは、非直線特性を有している 素子としてうまく作動した。 上記の構成部材は、両方とも、安価に入手することができ、容易に使用するこ とができる。復調器の上流に接続している周波数変換装置は、これら構成部材の 最適な動作範囲である約１００ｋＨｚから２００ＭＨｚを、より高い受信周波数 として使用することができる。上記の周波数変換装置は、信号に時間領域内にお いて許容できる程度の歪を与えたが、追加ノイズの量は僅かであった。 一定の周波数で電磁キャリヤ信号を送信するための送信装置を使用して、受信 信号を発生させることができた。しかし、問題の周波数範囲内の望ましくない変 調効果を除外するために、キャリヤ周波数の安定には特別の注意を払ってほしい。 高い品質のオッシレータ回路を備えた簡単なクオーツ安定化アナログ送信回路は 、驚くことに、適当な遷移または立ち上がり時間後には、オッシレータとして 適当であることがわかった。 方向特性を固定した送信アンテナを使用した場合には、受信アンテナと一緒に 使用して、一種のクロス方位効果を行い、空間内の方向ばかりでなく、空間内の 指定の三次元領域内で位置の確認を行うことができる。 場所による効果は、周囲が均一の破片または障害物のない環境である場合に有 効に使用することができる。この方法により、本発明の方法および装置を、対象 物のモニタおよび／または保安用にも使用することができる。後で説明するが、 特定の実施例は、ポータブル型モニタ装置と据置型モニタ装置の両方がある。 高周波ディジタル・フィルタと違って、アナログサンプリングフィルタを使用 した場合には、何等の有害な追加周波数成分は認められなかったし、得られた信 号の品質に重大な影響があった。例えば、ノイズおよび重畳干渉のような望まし くない追加信号成分は、サンプリングを行う前、またアナログ−ディジタル変換 から高周波の変換を行う前に、電磁信号の帯域幅を制限することによって防止さ れた。 送信装置オッシレータおよび内部構造装置の周波数依存１／ｆノイズに関する 低周波成分を防止するために、アナログ高域フィルタを使用することも、重要で ある。 本発明の装置および方法の動作が予想以上に良好であるので、他の領域内でも 使用することができる。 自殺防止用のスタッフが絶えずモニタしていなくても、精神療法を受けていた り、精神療法用の施設に収容されていて、自殺をするおそれのある人々をモニタ することができる。 添付の図面を参照しながら、例示としての実施例により以下に本発明を詳細に 説明する。 図１は、本発明の装置の一実施例の主要装置のブロック図である。 図２は、その主要装置を含んでいる、本発明の装置のより簡単な実施例のブロ ック図である。 図３は、評価チェーンの構造のブロック図である。 図４は、実行処理ステップのフローチャートである。 図５および図６は、生物に特有の周波数成分を含んでいる、本発明の装置によ って検出された電磁信号のスペクトルである。 図７は、上流にコンバータが接続されていないダイオード直接受信装置である 。 図８ａは、アナログ高域フィルタおよび低域フィルタの形をしている偽信号防 止フィルタの回路図である。 図８ｂは、電圧対称化の回路図である。 図９は、本発明の第二のポータブル型の実施例を示す、図１１−図１４に関連 している概略である。 図１０は、四角いタンクまたは容器内に据え置かれた、本発明の第三の実施例 を示す、図１５−図１７に関連している概略である。 図１１は、本発明の第二の実施例の操作パネルである。 図１２は、図１４をＡ−Ａ線に沿って切断した断面図である。 図１３は、図１４をＢ−Ｂ線に沿って切断した断面図である。 図１４は、図１４をＣ−Ｃ線に沿って切断した断面図である。 図１５は、図１６のＦ−Ｆ線に沿って切断した、本発明の第三の実施例の断面 図である。 図１６は、図１７のＤ−Ｄ線に沿って切断した、本発明の第三の実施例の断面 図である。 図１７は、図１６のＥ−Ｅ線に沿って切断した、本発明の第三の実施例の断面 図である。 本発明を、個々の実施例を参照しながら、最初は全体的に、その後で、より詳 細に説明する。 図１は、送信装置１と、好適には約１００ＭＨｚから約１０ＧＨｚまでの周波 数レンジの固定周波数で送信を行う送信アンテナ２を備えた装置を示す。 送信アンテナ２は、好適にはローブ型の固定方向特性を有していることが望ま しい。本発明の送信装置１およびアンテナ２は、実施例によって異なり、ポータ ブル型していたり、据置型をしていたりする。全体を参照番号３で示し、図２に より簡単な実施例の形で示した受信装置は、受信した電磁信号から、生物特有の 周波数成分を復調する直接復調器５に接続している受信アンテナ４を含んでい る。復調は、位相復調または周波数復調の形で行われ、直接復調器５の出力のと ころで、必要な周波数成分を供給することができる。 図７に示す直接復調器の実施例と比較すると、この復調器も二倍電圧または多 重倍電圧の有用な信号を発生させる、周知の整流ブリッジを含んでいる。 他の構成の場合には、受信装置３は、復調器５の上流に接続していて、コンバ ータとして約２００ＭＨｚからテラヘルツ以上の受信信号を、直接復調器５の受 信電力が高い周波数レンジに変換する周波数変換装置を含んでいる。適当なダイ オード、バイポーラ・トランジスタまたは電界効果トランジスタを使用する場合 には、低い周波数に変換された最適な作業レンジは、約１００ｋＨｚから２００ ＭＨｚである。 不必要な信号成分をろ過するためにフィルタは、直接復調器の下流に接続して いて、サンプリングが行われる前に（アナログ−ディジタル変換動作が行われる 前に）、電磁信号の帯域幅を、高い周波数の方向に制限する。フィルタ７も、帯 域幅を低い周波数の方向に制限する。フィルタ７の下流に接続しているアンプ８ は、電圧を増大させるか、他の構成の場合には、受信信号の電流を増大させ、サ ンプリングのためにアナログ−ディジタル・コンバータ９にその電流を送る。 アナログ−ディジタル変換の後に、生物特有の周波数成分が、スペクトル分析 を行うためにコンピュータ装置によって処理され、スペクトルの形で表示される 。この場合、生物特有の周波数成分は、検出された人体の生きているかどうかに ついての情報を提供する。 時間に関する信号を評価する場合には、その歪を除去するためのディジタル信 号は、受信装置３の逆伝達関数によって、折り曲げられたり、展開されたりする 。 上記の信号を信頼できるように検出するのは極めて困難なので、非直線性素子 を備えている直接受信装置については、ダイオード直接受信装置に基づいて以下 に説明する。 （ダイオード直接受信装置） 反射信号は、位相変調または周波数変調されている。上記の変調の検出はでき ないか、できるとしても、ＦＭ（周波数変調）およびＰＭ（位相変調）に使用す る通常の受信手順では非常に難しい。０．２Ｈｚで位相変調された信号を、例え ば、１０ＧＨｚを使用して、正確に０．２±０．０２Ｈｚで検出できるようにす るためには、１０^-12未満の偏差を有している短期安定同期化オッシレータが必 要である。従来は、このようなオッシレータを製造することは、技術的見地から 不可能であると思われた。 それ故、受信信号の変調の直接検出の方法が研究されてきた。 この目的に適した方法としては、例えば、実質的に本当の二次特性を有してい る構成部材がある。このような構成部材として、とりわけ適しているのは、電界 効果トランジスタ、すなわち、指数的な特性を有している構成部材である。この 指数的特性は、部分的に二次ダイオードおよびトランジスタとして近似すること ができる。周波数の合計が、印加、受信された電圧として加えられると、それは 高次のものとなる。 二次項が存在する場合には、整流電流のほかに差周波数も発生する。検出され る人が反射する位相変調信号を復調するためには、周波数行動について非常に高 い要件が課せられるが、驚くべきことに、従来の整流器を使用することができる。 位相変調信号は、非直線特性の上に加えられ、それが位相変調周波数Ωおよび その倍数ｋ＊Ωに比例する電流となる。復調の原理を考慮した場合、変調曲線の 形は、保持されない。しかし、曲線の形内の上記の変化は、本発明の大部分の使 用に対しては重要でないことがわかっている。何故なら、上記の使用には、変調 の検出だけで十分だからである。 直接検出の場合には、ＳＮ比によって、感度の限界が決まる。呼吸数の数値の 場合には、ＳＮ比は４６ｄＢ以上にもなった。一方、脈拍の数値の場合には、距 離が３メートル、オッシレータの電力が約５ｍＷの場合、２６ｄＢになった。 心臓が球面波を出していると仮定した場合には、送信電力と受信電力との間に は、距離の自乗に反比例するという関係がある。それ故、ノイズＵＮと呼吸数Ｕ Ａの振幅との間の比、またはノイズと脈拍ＵＨとの間の比に対して、それ故、１ Ｗの送信電力に対する受信限界は、脈拍に関しては約５０メートル、そして呼吸 に関しては、通常１６０メートルであると推定できる。 利得の高いアンテナおよび低雑音構成部材を使用すれば、それにより本発明の 上記の数値を増大することができる。このことは、地層の厚さが数メートルあっ ても、位置の確定の際に十分信号を受信することができることを意味する。 飽和電流ＩＯおよび温度電圧の点で理想的であるダイオードは、シリコン・パ ワー・トランジスタ１Ｎ４００４であるが、その整流器としての適合性は、バリ ヤ層の大きな容量により、高い周波数のところで制限を受ける。その他のものを 適合性の高い順に列挙すると、低信号シリコン・ダイオード、１Ｎ４１４８、シ リコン・ショットキー・ダイオード、ＢＡＴ４６、および最後に二つのゲルマニ ウム・ダイオードＡＡ１１６およびＡＡ１４４がある。 ダイオード直接受信装置はそれぞれ、４４０ＭＨｚ、１．３ＧＨｚ、２．４Ｇ Ｈｚ、５．６ＧＨｚおよび１０ＧＨｚに調整された。４または５の周波数に対し て、直接ダイオード受信と一緒に使用するために設計されたアンテナは、以下の とおりである。 ４４０ＭＨｚ：ｖ＝０．９４０、ｚ＝６０．５ΩおよびＢＡＴ４６の半波ダ イポール １．３ＧＨｚ：ｖ＝０．９０６、ｚ＝５７．４ΩおよびＢＡＴ４６の半波ダ イポール ２．４ＧＨｚ：ｖ＝９．４０、ｚ＝６０．５ΩおよびＢＡＴ４６の半波ダイ ポール ５．６ＧＨｚ：ｖ＝０．７３、ｚ＝１４０ΩおよびＢＡＴ４６の全波ダイポ ール ２．４ＧＨｚの受信装置と比較すると、感度のレベルが非常に低下した受信装 置がすでに発見されている。１０ＧＨｚのダイオード直接受信装置の製造が断念 されたので、役に立つ電圧を検出することはもはや不可能であった。入手できる ダイオードは、この種の高い周波数で役に立つ整流効果を有していなかった。 本発明の信号が、専門家により測定限界以下であると分類されるので、使用す る種々のタイプのアンテナに大きな注意が向けられている。 （アンテナ） 主放射方向から見て反対方向から入射する信号を受信しないようにするため、 また位置確認のために、前後比はできるだけ大きくする必要がある。上記の理由 で、二次ローブも最小にしなければならない。それ故、全放射図は、できるだけ 狭いローブを持ち、二次ローブを持ってはならない。 アンテナの入力インピーダンスは、本発明に従って、送信装置およびノイズの 適応が受信装置の場合に達成された場合には、電力の適合が達成されるような方 法で、実際のまたは複合インピーダンスに適応させることができるし、適応させ なければならない。しかし、アンテナ設計によって、上記の要件を同時に満たす ことは不可能である。 導波管構造物は後方に励振しなければならないのに、比較することができる寸 法のバックファイア・アンテナが、どれも悪い前後比を有しているので、使用し たすべてのアンテナは、エンド・ファイア・アンテナである。調整を行わなけれ ばならないので、アンテナの帯域幅はできるだけ広くなければならない。対数周 期構造体は、非常に良好な前後比を有している広帯域アンテナとして周知である 。導波管構造物の対数減衰のおかげで、一方では、広帯域を実現でき、他方では 、優れた方向特性を実現できる。比較可能な大きさの共鳴アンテナと比較すると 、利得が低いという事実は、一般的にいって、本発明による使用の状況に関する 問題ではない。 波長の１／１０以下のパラボロイドの形状からの偏差が、アンテナの性能に悪 影響を与えない場合には、多円錐アンテナを回転パラボロイド・アンテナの代わ りに使用することができる。波長の１／５の長さの場合でも、増幅の損失は２ｄ Ｂ以下であり、ほとんどの場合無視することができる。 それ故、技術的に達成することが難しいパラボロイド反射器の設計形状の代わ りに、製造が容易な多円錐反射器を使用することができる。この場合は、不都合 なことは起こらない。しかし、給電は比較的高価でありまた複雑であり、前後比 は、波長に対して大きく、その照明が内部領域に限定される反射器に関してのみ 前後比が改善される。 偏波による問題を解決するために、本発明の二つの高い周波数（５．６ＧＨｚ および１０．３６８ＧＨｚ）を有している実施例の場合には、円形偏波アンテナ が、一方の場合には、受信アンテナとして、他方の場合には、送信アンテナとし て、両方の場合に使用された。確かに通常３ｄＢ損失は増加するけれども、相互 回転偏波アンテナの場合に起こる恐れがある損失と比較すると、上記の損失は小 さい。 一本の送信／受信共有アンテナしか有していない実施例の場合には、外から入 ってくる電波および外へ出て行く電波を、サーキュレータによりうまく分離する ことができる。この場合も、測定手順という面から克服しなければならない困難 な条件を考慮にいれて、高周波装置に特別な注意を払う必要がある。 （高周波装置） 必要な高周波装置について以下に説明する。この装置は、モジュールおよび周 辺素子間で必要となると思われるリンクを考慮にいれている。これらのリンクは 、本発明者が設計した本発明の形状に対応している。 直接変調装置は、コンバータが１３７．５ＭＨｚの中間周波数に変換した後に 、より高い周波数で使用される。すなわち、約２００ＭＨｚ以上の周波数で使用 される。使用されている両方のダイオードもトランジスタも、この周波数で動作 する。 １．ダイオード・ミクサ ダイオード・ミクサは、入力のところに共振装置を持ち、出力のところに低域 フィルタを有している対称電圧乗算回路からなっている。 ここでは、ダイオードを直接受信装置として使用した場合に達成することがで きる電圧と比較して、４倍の出力電圧を達成するために、電源を直列に接続する ことができる。それによって生じる内部抵抗の増大は、機能の点では問題になら ない。 実際に動作している場合には、ダイオード・ミクサは、ＳＮ比の点で、他の周 知のミクサより優れていることが分かった。 （低周波装置） 低い周波数レンジで動作するすべてのモジュールは、それ自身の電源を有して いる。その目的は、電圧モニタ回路およびオン・スイッチを有している１２Ｖ／ ２Ａｈの個々の鉛蓄電池を使用することにより達成される。主装置の使用により 、かなりの干渉および問題が起こっているので、すべての電源が厳重に分離しな ければならないことが分かっている。 それ故、全装置は、送信装置側および受信装置側で完全に絶縁されていて、パ ソコンだけによってメインに接続している。しかし、このパソコンは、ポータブ ル・ケース内に収容されているバッテリを電源とする装置である。 １．プリアンプ プリアンプは、低雑音４倍オペアンプを使用している。プリアンプの一つは、 作動電圧対称化手段として接続している。残りの三台のプリアンプは、帯域フィ ルタとして接続していて、高域フィルタを通して一緒に接続している。 低域フィルタは、初段のノイズを制限している。オプションとしての抵抗によ って、ダイオード直接受信装置は、プリアンプから予備条件電流の供給を受ける ことができた。異なるレベルの利得を有している二台のプリアンプ・モジュール が使用された。全装置の感度が高過ぎて、アナログ−ディジタル・コンバータを 過度に駆動し、データの紛失を起こす恐れがあるので、制御されたアンプが必要 になる。 ２．サンプリングフィルタ（偽信号防止フィルタ） 時間に従属する信号のサンプリングは、入力信号内に含まれている最も高い周 波数の二倍以上の周波数で行わなければならない。それ故、入力信号のスペクト ルは、アナログ−ディジタル変換ステップが行われる前に、制限される。驚くべ きことだが、本発明の目的のために、上記の制限動作はアナログ・フィルタで行 わなければならないし、ディジタル処理で代行することはできない。このことを 考慮にいれないと、この状況でサンプリング周波数より１／２高いスペクトル成 分のサブサンプリングを行うことになる。それらは、混合されてより低い周波数 レンジとなり、信号を非可逆的に偽信号にするので、本発明の目的を達成するこ とはできない。 アナログ−ディジタル・コンバータを通過した後に、ユーザが帯域幅制限を行 うことができると思われるいわゆるディジタル偽信号防止フィルタは、驚くべき ことに、懸案の問題の解決に全然役に立たないことが分かっている。サブサンプ リングに関連するすべてのエラーが発生した。信号の内容が破壊されてしまった ので、その後のディジタル修正は、もはやできなかった。 一般的にいって、当業者の間では、アナログおよびディジタル・パラメータに 関して、メーカの仕様に基づいて、アナログ・パラメータのディジタル処理を行 うための測定システムの設計、およびそれによって提供されるハードウエアおよ びソフトウェアを独占的に使用しても、必要な目的を達成することができないと いう誤った考えがあるということは注目すべきことである。 アナログ偽信号防止低域フィルタに関する要件は、関連するその後の各処理に よって、非常に厳しいものである。それ故、ダイナミック・レンジは、後続のア ナログ−ディジタル・コンバータのダイナミック・レンジより、少なくとも１ビ ット良くなければならず、同様に、直線および非直線歪効果もアナログ−ディジ タル・コンバータより少なくとも１ビット良くなければならない。実際に使用さ れているＮビット・アナログ−ディジタル・コンバータのダイナミック・レンジ は、大部分２ビットにしか過ぎない。このことを銘記されたい。サンプリングの 定理も、この点を同様に考慮にいれた場合には、切り替え容量フィルタを使用す ることができ、達成したダイナミック・レンジも十分である。 サンプリング用フィルタで入力信号をフォールディングおよびコンボリューシ ョンすると、フィルタの群遷移または遅延時間によって、振幅および位相の歪お よび包絡線の歪が生じる。サンプリングフィルタの逆伝達関数が、コンピュータ 内のサンプリングした信号でフォールデングまたはコンボリューションされる手 順を必要とする場合は、これら信号の変化を考慮にいれることができる。サンプ リングが正しく行われた場合に限って、この手順を行うことができる。対照的に 、サブサンプリングの場合には、エラーがさらに増大する。 高い方の信号周波数ｆｓとサンプリング周波数ｆａ、サンプリングフィルタＮ の漸近線の勾配またはオーダ、および過度サンプリング計数ｋとの間には、ビッ トでの達成可能な精度または解像度Ａに関して、下記の関係がある。 ｋ＝（（ｌｎ（ｆａ）−ｌｎ（ｆｓ））／ｌｎ（２））−１ Ａ＝Ｋ＊Ｎ＋１ 例えば、以下の可能な構成を与える、Ａ＝１３ビットの解像度を有しているｆ ｓ＝２Ｈｚの制限周波数の場合には、 一次フィルタ（Ｎ＝１）＝＝＞サンプリング周波数 ｆａ＝１６３８４Ｈｚ 三次フィルタ（Ｎ＝３）＝＝＞サンプリング周波数 ｆａ＝６４Ｈｚ 六次フィルタ（Ｎ＝６）＝＝＞サンプリング周波数 ｆａ＝１６Ｈｚ 最後の組み合わせが、本発明の実施例で使用した構成である。伝達関数に関し て「良い」性能を有している低次フィルタの場合には、驚くべきことに、使用す ることができる結果を得るためには、非常に過度のサンプリング速度を使用しな ければならない。１６ｋＨｚ以上の高いサンプリング周波数の使用にもかかわら ず、２Ｈｚまでのスペクトル成分だけが正確にサンプリングされる。（サンプリ ング定理に従って、サンプリングを行うために、Ａ＝１６ビットにおいて、１０ ９オーダのｆｓ＝２０ｋＨｚおよびｆａ＝４４ｋＨｚのフィルタが必要である。 ） 過度のサンプリングは、もう一つ他の利点を持っている。各アナログ−ディジ タル・コンバータが、特性の点で理想的なものであっても、このコンバータは、 サンプリングされる信号に量子化ノイズを加え、その結果、信号は、量子化操作 、すなわち、振幅値の離散化によって偽信号になるばかりでなく、さらにノイズ が増大する。 ノイズは、ほぼホワイト・ノイズと見なすことができるので、より広いサンプ リング帯域幅を使用すれば、すなわち、過度のサンプリングを行えば、それに応 じて、信号帯域幅に入るノイズも減少し、その結果、信号はそれに比例して改善 されないが、コンバータのＳＮ比はそれに比例して改善される。 使用した６次のサンプリング用低域フィルタは、二つの三次の低域フィルタを 直列に接続してつくることができる（漸近縁部の勾配１８ｄＢ／オクターブまた は１０当たり６０ｄＢ）。各低域フィルタは、電圧フォロワとして接続している オペアンプおよびＲ−Ｃ回路からている。 すべてのフィルタおよびグループ遅延または遷移時間の周波数および位相特性 による振幅、位相および包絡線曲線の歪は、ある手順によって反転することがで き、それにより、先行する信号経路Ｔ（ｗ）の逆伝達関数Ｔ−１でフォールディ ングまたはコンボリューションされ、その結果、完全なポールゼロ一補正が行わ れる。もとの時間信号を再度組み立てる必要があり、そのためコンバータおよび 送信チェーンの素子による時間信号の歪を避けなければならないときには、この ような補正が必要な場合がある。スペクトル線を有意に検出する必要がある 場合には、上記の歪は無視することができる。 本発明のような構造を有しているある実施例の場合には、時間信号は、測定チ ェーン（直接ミクサ、プリアンプ、２＊低域フィルタ、２＊高域フィルタ、アナ ログ−ディジタル・コンバータ）の個々の素子の伝達関数の積からの、少なくと も一つの１５次高域フィルタおよび２１次低域フィルタを通して、コンバータ（ 受信アンテナ）からパソコン（アナログ−ディジタル・コンバータ）へ送られる 。 必要な場合には、電子システムのアナログ部分の動的行動も、ポールゼロ位置 補正を直接行う装置によって改善することができる。それにより、ノイズを減ら すことができ、一定の基準に従って、最適な送信特性を達成することができる。 ３．高域フィルタ 本発明による低い周波数に対する入力信号のスペクトルの制限は、以下の三つ の理由で望ましいものである。 １．１／ｆノイズ １／ｆノイズの振幅は、周波数に対して相互的に増大する。それ故、測定 時間が長くなると、低い方の周波数のところでノイズ成分が発生し、測定する信 号が偽信号になる。１／ｆノイズの主たる発生源は、送信オッシレータ、コンバ ータ・オッシレータおよびオペアンプである。 ２．遅い移動 検出対象の人体の移動速度が一定である場合には、ドップラー周波数シフ トが起こり、その結果、調査対象の周波数帯域に入るスペクトル成分にも同じシ フトが起こる。運動が不規則である場合には、追加の広い帯域幅が発生する。動 きが遅ければ遅いほど、スペクトルの周波数はそれにつれて低くなり、ノイズ成 分からそれを分離するのがますます困難になる。 ３．評価時間 周波数ｆのスペクトル線を確認するために、少なくともｔ＝１／ｆのイン タバルで測定を行わなければならない。すなわち、検出する対象の周波数が低け れば低いほど、より長い周期で測定をなければならない。測定時間が、問題のス ペクトル成分の整数倍であるとは必ずしも限らないので、フー リエ分析の際には、漏洩効果が発生する。その結果、スペクトル幅が広がる。そ れ故、低い周波数を分析する場合に、周期の倍数である測定時間を守る必要があ る。そのような場合には、精度は測定時間に比例して高くなる。スペクトルの解 像度に１０％の誤差があり、周波数が０．２％低い場合には、通常測定時間を５ ０秒にする必要がある。 図３に、評価チェーンの一般的構造を示す。関連する仕事にその能力が適して いるので、事務所からのＩＢＭ−ＰＣ互換タイプのパソコンを中央装置として使 用している。 図４および図４ａに示す平面図は、実行処理ステップの概略図である。この図 の中で、Ｆ｛｝はフーリエ変換を、Ｆ−１｛｝は逆フーリエ変換を示す。 （結果） 種々の予備試験の後で、１３ビット（全解像度１４ビット）のユニポーラ解像 度を有しているサンプリング速度が適していることが分かった。スペクトル分析 用に選ばれた窓の幅は、約３３秒に対応する５１２であった。ハミング窓を窓と して選んだ。 図５は、呼吸を止めた状態での試験を受ける人の脈拍を示す。スペクトル成分 は、周囲から極めてはっきりと際だっているので、試験を受ける人の脈拍を検出 するために、その後の処理は必要ない。任意の単位での定量的スペクトルの曲線 が、ヘルツ単位の周波数に対して描かれた。測定は２．５ＧＨｚで行われ、ダイ オード直接受信装置、すなわち、１／２ダイポールが、受信装置として使用され た。ローカル・オッシレータが、呼吸を止めた状態で送信装置として使用された 。 図６は、ダイオード直接受信装置および対数周期八木アンテナおよびソースと して１．３ＧＨｚ送信オッシレータを使用した場合の、呼吸をしている人から反 射された信号のスペクトルを示す。両方の脈拍も、呼吸をしている状態のもので ある。 ４４０ＭＨｚの周波数のところで試験を行うことが困難であることが分かった 。何故なら、全装置の感度が極度に高くなったからである。ほとんどすべての試 験記録は、過度駆動現象および外部事象に対する反動を示していた。 過度駆動の問題は、適当な減衰を行うことにより解決することができる。呼吸 および心臓の活動の検出は、それによって影響を受けなかった。 サーキュレータを使用した場合には、すでに説明したように、同時に送受信を 行うアンテナを使用することができる。 いくつかの例は、生きている人の検出が可能であることを証明している。この 点に関しては、１０メートル前後の壁があろうと、距離があろうと、問題になる ほどの障害にならない。１．３ＧＨｚおよび２．４ＧＨｚの動作周波数が非常に 適していることが分かった。制御することができるアンテナを使用した場合、適 当な強さの信号をすでに受信しているので、高度の数字処理ステップを行わなく ても、感度レベルは十分に高く、脈拍や呼吸がはっきりしている、再現可能な結 果を達成することができる。 （高域フィルタおよび偽信号防止低域フィルタの回路図） 図８ａおよび図８ｂに、帯域幅制限に使用した装置の回路図を示す。三次の高 域フィルタは、低い周波数のノイズ成分、特に１／ｆノイズを抑制する。下記の 三次低域フィルタは、より高い周波数に対するスペクトルを制限する。レベルを 整合するために、その後にリニア・アンプが接続してある。ユニポーラ供給が十 分に行われるように、動作電圧は、電子的に対称的な形に調整される。カスケー ド接続のこれら装置の内の二台は、サンプリング定理により設定された要件を実 行する。 （ダイオード復調器回路図） 図７にその回路を示すダイオード検出装置は、中間周波数と混合している受信 信号の位相復調を行い、広げた受信アンテナに対して直接復調器としての働きを する。この回路は代表的な電力計に対応する。予備条件または入力電流は、出力 から印加することができる。入力インピーダンスは、ＩＦミクサまたはアンテナ にマッチさせることができる。 （ダイオード直接受信装置回路図） ダイオード直接受信装置は、対応する短縮係数によって乗算が行われる１／２ 波長または１波長のダイオード検出器からなっていて、上流のところに適当に接 続されている。予備条件または入力電流を出力に印加することができる。 さらに、各装置は、それ自身の安定化した電源およびそれ自身のオン−オフ・ スイッチを有していて、長い時定数を有している装置（ローカル・オッシレータ 、プリアンプ、低域フィルタ）を連続的に動作させることができ、熱的にも電気 的にも平衡状態にあり、一方、大きな電流を消費する消費回路または負荷（最終 送信段、コンバータ）は使用中にオフにすることができる。 （好適な特定の実施例） 第一の好適な実施例の場合には、本発明の装置は、図面には特に示してないが 、送／受信用アンテナ２、４としての浅いパラボラ・アンテナを部分的に励振す る多円錐アンテナを含んでいる。送／受信アンテナ２、４は、送信信号および受 信信号を分離するサーキュレータを有している。 目標の検出領域の指定によるサーチは、好適にはピボット角度に関連する機械 的な傾斜装置およびスケールを使用して、行うことができる。この点に関して、 目標とする検出領域をラスタ走査類似方法で走査するための電子制御付きの、ピ ボット軸を中心に回転する傾斜装置のモータ駆動によるトラッキングにより、例 えば、放射能で汚染している地域、地震による被災地または化学薬品の爆発の危 険に曝されている地域のような、人間が近づくことができない地域においてすら 、データの自動的な記録を行うことができる。さらに、上記の確認された周波数 レンジ内の域値機能は、それ以上になると生存している人の検出の信号が影響を 受けるという数値を指定することができる。 本発明の第二の実施例の場合には、アナログ−ディジタル・コンバータ９まで のすべての電子装置は、パイロット・スーツケース内に収容されている。このス ーツケースは、生存している人または生存している生物を検出するための完全な システムである。 パイロット・スーツケース１４内には、傾斜反射器および折り畳みダイポール 励振器付きの二つの短縮アンテナ２、４が収容されている。送信アンテナとして 使用されるアンテナＴｘは、１３００．０ＭＨｚの動作周波数で、正確に５０Ω の代替品または等価負荷のところで、送信装置に接続していて、６ｍＷの電力を 出力する。各アンテナの水平開口部の角度は５４度で、一方、垂直角度はいずれ の場合も６４度である。較正した基準アンテナと比較して確認した利得は、いず れの場合も６．７ｄＢｉである。受信アンテナ４Ｒｘは、コンバータ６によって 、受信装置に接続していて、入力信号を１３７．５ＭＨｚ付近の周波数レンジに 変換する。その後、復調器５、アンプ８、フィルタ７およびドライバと続く。充 電可能なゲル状鉛蓄電池１５、１６、１７、１８は電源として動作する。これら 蓄電池は二段になっているアルミニウム・フレーム２０、２１、２２、２３内に 収容されている。上部の第三の面は動作素子を含んでいるフロント・プレート２ ４で形成されている。修理する場合には、中のすべてのものを完全にスーツケー ス１４から取り出すことができる。 フロント・プレート２４には、各構成部材に関連している四つのオン／オフ・ スイッチ２５、２６、２７、２８、二つの４ｍｍの充電ソケット２９、３０、パ ソコンにデータを送信するための多重電極ソケット３１、および出力信号の信号 レベルを下げるための手動レベル設定装置３２が装着されている。アナログ−デ ィジタル・コンバータを内蔵しているパソコンは、柔軟な接続装置によって接続 している。測定した信号の評価は、この目的に適合していて、図４および図４ａ に示す方法の各ステップを行うソフトウェア・プログラムによって行われる。 送信装置からは、まだ変調されていない信号が、送信アンテナ２、Ｔｘを通し て送信される。信号が生物にぶつかると、呼吸および脈拍により対応する表面か ら反射した信号は位相変調を受ける。反射した信号は、受信アンテナＲｘによっ て受信され、受信装置によってより低い中間周波数に変換され、復調器の内で位 相復調される。 必要な情報は、低い周波数電圧の変動という形で与えられる。上記の電圧の変 動は、増幅され、フィルタによって、帯域幅内の０．０５Ｈｚ−４Ｈｚの周波数 に制限される。偽信号フィルタ７は、アナログ−ディジタル変換動作中の信号の サンプリングによる偽周波数の発生を防止する。送信ケーブルの遮蔽メッシュは 、外部の干渉放射現象を防止するために駆動される。ケーブル容量による補償が 行われるので、アナログ−ディジタル・コンバータおよびスーツケース付きのパ ソコンとの間のケーブルの長さを、数百メートルにすることができる。上記のソ フトウェアにより、ユーザは信号に対する時間のインタバルを選択することが できる。窓機能を選択した後で、時間領域から周波数領域への変換が行われる。 ユーザによるスペクトルの評価は、以前の経験に基づく生きている人の存在の 可能性に関する統計的な評価によってサポートされる。別の統計的公式または推 定により、検出された人がいると思われる場所までの距離の範囲が分かる。 形が小さく、持ち運ぶことができるので、下記の領域にはスーツケース仕様の ものが適している。すなわち、警察が行うポータブル装置によるモニタおよび一 般的な監視、人質の拉致、人がいないビルおよび車両のモニタ、トンネルおよび 通路のモニタ、例えば、生物が入っているかどうかを検査するための容器のチェ ック、または車両チェックのような税関および国境検問所でのテロおよび過激主 義との戦闘の場合。 本発明の第三の実施例の場合には、装置は据置かれるか、四角いタンクまたは ボックス内に装着される。高い周波数を通してしまうプラスチックの底を有して いる金属製のタンクまたはボックス内には、傾斜した反射器および折り畳みダイ ポール励振器付きの八つの短縮アンテナ２、４が収容されている。 四つのグループに一緒に接続しているアンテナは、送信装置アンテナ２として 、アンプ３５０に接続していて、このアンプ３５は、１３００．０ＭＨｚの動作 周波数で、正確に５０Ωの代替品または等価負荷のところで、送信装置１Ｔｘに より給電され、６００ｍＷの電力を出力する。各アンテナの水平開口部の角度は ５４度で、一方、垂直角度はいずれの場合も６４度である。利得は、スーツケー スに収容されている実施例との同じである。四つのアンテナのグループから結合 している受信アンテナ４は、受信装置Ｒｘに接続していて、この受信装置は入力 信号を、コンバータ６により、１３７．５ＭＨｚの周波数レンジに変換する。そ の後、第二のスーツケース型の実施例のところで説明したように、電子評価シス テムへと続く。 本発明の第三の実施例は、据置型として使用される。設置場所としては、税関 、国境検問所およびトンネルおよび大きなビルのオペレータのいる場所などがあ る。人のいないビル、人が乗っていない車両のモニタおよび監視、トンネルおよ び通路のモニタを行うこともできるし、テロおよび過激思想と戦っている危険な ビル内で使用することもできる。生き物が入っているかどうかを、蓋をした状 態でチェックできるので、目の見えない乗客でも、国境の検問所、鉄道または航 空機への積み込みが行われる場所で検出することができる。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (81)指定国 ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＤＥ， ＤＫ，ＥＳ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，ＩＴ，ＬＵ，Ｍ Ｃ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ)，ＯＡ(ＢＦ，ＢＪ，ＣＦ，ＣＧ ，ＣＩ，ＣＭ，ＧＡ，ＧＮ，ＭＬ，ＭＲ，ＮＥ，ＳＮ， ＴＤ，ＴＧ)，ＡＰ(ＫＥ，ＭＷ，ＳＤ，ＳＺ)，ＡＭ， ＡＵ，ＢＢ，ＢＧ，ＢＲ，ＢＹ，ＣＡ，ＣＮ，ＣＺ，Ｃ Ｚ，ＤＥ，ＤＥ，ＤＫ，ＤＫ，ＦＩ，ＦＩ，ＧＥ，ＨＵ ，ＪＰ，ＫＧ，ＫＰ，ＫＲ，ＫＺ，ＬＫ，ＬＴ，ＬＶ， ＭＤ，ＭＧ，ＭＮ，ＮＯ，ＮＺ，ＰＬ，ＲＯ，ＲＵ，Ｓ Ｉ，ＳＫ，ＳＫ，ＴＪ，ＴＴ，ＵＡ，ＵＳ，ＵＺ，ＶＮ

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １．受信装置（３）が直接復調器を具備していることを特徴とする、電磁信号用 の受信装置（３）が、電磁信号から生きている人体特有の周波数成分を入手する ための装置を含んでいる、電磁信号および電磁信号用の受信装置(３)によって、 生体、特に生きている人体を検出するための装置。 ２．直接復調器（３）が、受信した電磁信号から直接的に生体特有の周波数成分 を復調することを特徴とする請求項１に記載の装置。 ３．直接復調器（３）が、生体特有の周波数成分の復調用の周波数選択素子とし て、非直線電流／電圧特性を有している一つの成分を含んでいることを特徴とす る請求項２に記載の装置。 ４．直接復調器（３）が、周波数選択素子として、ダイオード、バイポーラ・ト ランジスタまたは電界効果トランジスタを含んでいることを特徴とする請求項３ に記載の装置。 ５．受信装置（３）が復調器（５）の上流に接続している周波数変換装置(６)を 含んでいることを特徴とする請求項１乃至４のいずれかに記載の装置。 ６．装置が、固定周波数で、電磁キャリヤ信号を送信するための送信装置(１)を 含んでいることを特徴とする請求項１乃至５のいずれかに記載の装置。 ７．キャリヤ信号が、約１ＭＨｚから約１ＴＨｚまでの周波数レンジ内にあるこ とを特徴とする請求項６に記載の装置。 ８．人体に特有の周波数成分を入手するための装置が、フィルタ（７）、サンプ リング装置、アナログ−ディジタル・コンバータ（６）およびスペクトル分析用 の計算装置（１０）を含んでいることを特徴とする請求項１乃至７のいずれかに 記載の装置。 ９．フィルタ（７）が、少なくとも一つのアナログサンプリングフィルタを含ん でいることを特徴とする請求項８に記載の装置。 10．サンプリングフィルタが、サンプリングおよびアナログ−ディジタル処理を 行う前に、電磁信号を高い周波数の方に制限することを特徴とする請求項９に記 載の装置。 11．電源を含む、ディジタル評価動作の上流の信号経路内のすべての電子装置 が、携帯できるスーツケース内に収容されている請求項１乃至10のいずれかに記 載の装置。 12．電源を含む、ディジタル評価動作の上流の信号経路内のすべての電子装置が 、四角い据置ボックス内に収容されていることを特徴とする請求項１乃至11のい ずれかに記載の装置。 13．受信された電磁信号が直接復調されることを特徴とする、受信した電磁信号 から生体特有の周波数成分を入手するため電磁信号を受信することによって、生 体、特に生きている人体を検出するための方法。 14．受信された電磁信号が中間周波数に変換されることを特徴とする請求項13に 記載の方法。 15．受信された信号が、アナログ的に高い周波数および低い周波数の方に制限さ れる請求項13または14に記載の方法。 16．ろ過後に、受信した信号をサンプリングし、ディジタル信号に変換すること を特徴とする請求項13乃至15のいずれかに記載されている方法。 17．ディジタル信号が、時間領域内の窓機能および受信装置の逆伝達関数によっ て、フォールドされることを特徴とする請求項16に記載の方法。 18．ディジタル信号が、評価および出力信号として表示される前に、時間領域か ら周波数領域に変換されることを特徴とする請求項15乃至17のいずれかに記載の 方法。 19．変換された信号が、約０．０１Ｈｚから約１０Ｈｚの周波数レンジ、好適に は約０．０２Ｈｚから約３Ｈｚの周波数レンジで、生体特有の心臓および／また は呼吸活動の周波数成分に対して分析されることを特徴とする請求項18に記載の 方法。 20．内部にいるものの状況をモニタするために、拘留または監禁場所内で請求項 １乃至19のいずれかに記載の装置および／または方法を使用する方法。 21．その中にいる人を含めて対象物をモニタおよび／または保護するための請求 項１乃至19のいずれかに記載の装置および／または方法の使用方法。 22．災害、特に地震、地滑り、雪崩、ビルの崩壊および／または火災から保護す るために、生きている人体を検出しおよび／またはその所在場所を確認す るための請求項１乃至19のいずれかに記載の装置および／または方法の使用方法 。