JPH09508254A - 多重搬送波伝送方式における周波数補正方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 多重搬送波伝送方式における周波数補正のために利用される方法を提案する。受信信号を所定の周波数を用いてベースバンドへシフトさせ、次いで、修正されたフーリエ変換を行う。このフーリエ変換された信号から、所定の周波数と搬送波信号の周波数との間の周波数偏差に比例する測定量を求める。この測定量をフーリエ変換の際に考慮に入れ、これによって周波数偏差を補償する。

Description

【発明の詳細な説明】 多重搬送波伝送方式における周波数補正方法 本発明は、請求項１の上位概念記載の多重搬送波伝送方式における周波数補正 方法に関する。多重搬送波伝送方式における周波数補正方法はすでに米国特許第 ５２２８０２５号明細書の印刷物から公知であり、この方法においては、受信さ れた信号は、帯域フィルタリングされ、次いで所定の発振器周波数との混合を介 してベースバンドへ周波数シフトされ、最終的にフィルタリングされ、デジタル 変換される。このデジタル信号は、その後でデジタルフーリエ変換され、さらに 復号化のために送出される。発振器周波数を送信周波数に同調させるために、精 確なフーリエ変換は、送信周波数の精確な知識を必要とする。この送信周波数で 搬送波信号が送信される。デジタルフーリエ変換によって送出された信号は、所 定の発振器周波数っを基準にして搬送波信号の搬送波周波数の偏差について検査 され、制御値が求められる。この制御値を用いて発振器の自動的な周波数補正が 行われる。このようにして、評価される信号中に認められる、搬送波信号の周波 数と発振器の周波数との間の周波数偏差は、発振器の追従調整によって補正され る。 本発明の利点 請求項１の特徴部分記載の構成を有する本発明は、従来技術に対して次のよう な利点を有する。すなわち、発振器の周波数の自動的な周波数補正は必要ではな く、求められた周波数偏差が直接フーリエ変換の際に考慮されるという利点を有 する。。こうして、周波数に関して精確な復調を多重搬送波伝送方式において実 施することができる簡単で確実な方法が保証される。 従属請求項記載の手段によって、請求項１記載の方法の有利な改良実施例が可 能である。とりわけ有利な点は、修正された離散フーリエ変換の計算のために高 速アルゴリズムを使用する点である。 本発明による方法の別の改良実施例では、テーブルの中に記憶されている修正 された回転因子が、テーブルから読み出される。こうして、迅速かつ問題なしに 所要の回転因子にアクセスすることができる。 本発明による方法の有利な応用実施例は、デジタル無線伝送において行われる 。 図面 本発明の実施例を図面に示し、以下の記述において詳しく説明する。 図１は、多重搬送波伝送方式の概略図である。 図２は、多重搬送波伝送方式のための受信機を示す図である。 図３は、回転因子を求めるための方法の概略図である。 図１には、デジタルデータ伝送方式が、例えば、移動式受信機のための高いビ ットレートを有する無線伝送方式のためのデジタルデータ伝送方式が、概略的に 図示されている。この方式は、例えば直交周波数分割多重方式（ＯＦＤＭ）によ る多重搬送波伝送方式を用いるデジタルラジオ放送（ＤＡＢ）において実施され る。この場合、図１に示されているように、複数の信号チャネルＣ０,Ｃ１,... ，Ｃｎ−１は、並列にそれぞれ１つの畳み込みエンコーダ１に接続されている。 この畳み込みエンコーダ１は、供給された信号の畳み込み符号化を実施する。次 いで、前記チャネルが、時間・周波数スクランブルユニット２に接続されている 。この時間・周波数スクランブルユニットは、供給された信号の時間スクランブ ル及び周波数スクランブルを実施する。この時間スクランブル及び周波数スクラ ンブルによって、チャネルの統計的独立性が、レイリー過程に関して、そしてチ ャネル特性に関して達成される。次いで、異なったチャネルＣ０,Ｃ１,...，Ｃ ｎ−１の信号は、算術ユニット３において、時分割多重方式で処理され、そして 搬送波変調を施される。この搬送波変調には直交周波数分割多重方式（ＯＦＤＭ ）を用いる。このようにして、時間的にインターリーブされており、異なった周 波数による複数の搬送波信号を有する信号が得られる。 算術ユニット３では、伝送データに同期シンボルが 付与される。この同期シンボルによって、受信データが送信される際に有してい た時間及び周波数及び位相を求めることができる。この方法は公知であり、例え ばドイツ特許第４１２８７１３号明細書に記述されている。 次いで、搬送波信号は伝送区間４を介して受信機に伝送される。受信機では、 フィルタリング及びベースバンドへのシフト５、復調６、時間・周波数逆スクラ ンブル７、つまりスクランブルの逆の処理、そして復号化８が実施される。 図２には受信機が図示されており、この受信機は、特別の実施例に基づいて、 デジタル周波数補正を行う本発明の方法を実施する。 アンテナ１６は、帯域フィルタ９に接続されている。この帯域フィルタ９は、 第１の信号導線１７を介して混合器１０に接続されている。この混合器１０に第 ７の信号導線２３を介して自走発振器１１が接続されている。混合器１０の出力 側は、第２の信号導線１８を介してフィルタ１２の入力側に接続されている。こ のフィルタ１２の出力側は、第３の信号導線１４を介してＡ/Ｄ変換器２５の入 力側に接続されている。このＡ/Ｄ変換器２５の出力側は、第９の信号導線１９ を介してフーリエ変換ユニット１５の入力側に接続されている。このフーリエ変 換ユニット１５の出力側は、第４の信号導線２０を介して、復調及び時間逆スク ランブル及び周波数逆スクランブルのためのユニット３０の入力側に接続されて いる。この復調及び時間逆スクランブル及び周波数逆スクランブルのためのユニ ット３０の出力側は、チャネルデコーダ８の入力側に接続されている。第４の信 号導線２０から第５の信号導線２１が算術ユニット１３の入力側に導かれている 。この算術ユニット１３は、第８の信号導線２４を介してメモリ１４に接続され ている。算術ユニット１３の出力側は、第６の信号導線２２を介してフーリエ変 換ユニット１５のデータ入力側に接続されている。図２の受信機は以下のように 動作する。 時分割多重及び変調ユニット３から送信された信号は、アンテナ１６を介して 受信され、帯域フィルタ９に供給される。この帯域フィルタ９は、受信信号を帯 域フィルタリングし、そしてこのフィルタリングされた信号は、混合器１０に供 給される。混合器１０において、このフィルタリングされた信号は、発振器１１ によって予め設定された周波数と混合される。このため、受信信号は、サンプリ ングすべき帯域通過信号の中心周波数に対して一定の間隔をおいて、帯域通過領 域へ周波数シフトされる。発振器の周波数は、ほぼ搬送波周波数に相応する。こ の搬送波周波数で信号は伝送される。周波数シフトされた信号は、続いて、フィ ルタ１２によってフィルタリングされ、次いでＡ/Ｄ変換される。このデジタル 化された信号は、複素ベー ス信号を表す。引き続いて、フーリエ変換ユニット１５において、このデジタル 化された信号は、フーリエ変換の形式で、デジタル復調プロセスに投入される。 この復調プロセスにおいて、複数の搬送波信号を有する受信信号から、所定の搬 送波周波数を有する搬送波信号が取り出される。この場合、時分割多重ユニット ３で使用された時分割多重方式に相応して、時間窓の形式で、復号化すべき前記 搬送波信号のシンボルが考慮される。各々のシンボルはフーリエ変換される。こ のフーリエ変換された信号は、復調され、時間逆スクランブル及び周波数逆スク ランブルが行われる。次いで、この信号はチャネルデコーダ８によってチャネル 復号化され、送出される。このチャネルデコーダ８は、有利には、ソフト・ヴィ タビ・デコーダ（Soft-Viterbi-Decoder）として形成される。このフーリエ変換 された信号は、同時に算術ユニット１３に供給される。この算術ユニット１３に おいて、同期シンボルを検査することによって、搬送波信号と所定の発振器周波 数との間の周波数偏差Δｆが求められる。混合器１０において、この所定の発振 器周波数によって、受信信号は、周波数シフトされる。この周波数偏差Δｆから 、フーリエ変換ユニット１５に供給される回転因子が計算される。このフーリエ 変換ユニット１５は、後続のフーリエ変換においては新しい回転因子を考慮する 。周波数偏差を求めるためには、別の方法を利用す ることもできる。 以下に図２に基づいて離散フーリエ変換と回転因子の作用を詳しく説明する。 長さＮの系列X_Kの離散フーリエ変換（ＤＦＴ）は、次の式で与えられる。ただし 、ここでＮは設定された定数であり、ｋ及びｌは零からＮ−1まで変化する変数 である。 式１によるＤＦＴの計算は、全ての搬送波信号の副搬送波間の間隔が同じであ る場合、そして方形送信パルスが利用される場合、多重搬送波方式における復調 プロセスを表している。これは例えば、Alard“Principles of Modulation and Channel Coding for Digital Broadcasting for Mobil Receivers,EBU Technica l Review 224,S.168-189,1987に記述されている直交周波数分割多重方式に当て はまる。 周波数制御のための制御素子の実現には複素ベースバンド信号の変調が必要で ある。この複素ベースバンド信号はサンプル値X_Kによって記述される。この変調 のために複素発振器信号Sが利用され、この複素発振器信号Sはサンプル値S_Kによ って記述される。 ただし、ρは正規化された周波数偏差であり、 ρ＝ＮΔｆ/Ｆ_C で表され、Δｆは、受信信号の搬送波周波数に対する 発振器１１の周波数偏差である。変数ｋは0からＮ−1まで変化する。ただしＮは 設定された定数である。Ｆ_Cは複素ベースバンドにおけるサンプリングレート、 すなわちＡ/Ｄ変換器２５のサンプリングレートである。周波数偏差Δｆは、受 信機内で、同期シンボルの評価によって得られる。周波数補正されたベースバン 本発明の方法の基本概念は、周波数補正を離散フーリエ変換の計算と結合する ことである。そのようして修正された離散フーリエ変換の出力値は、 である。ただし、ｌは零からＮ−1まで変化する変数である。離散フーリエ変換 の回転因子に対して省略記号 を利用すれば、式３は次のように表すことができる。 従って、周波数補正を実施するために必要な修正された離散フーリエ変換は、 本来の離散フーリエ変換とはただ回転因子の選択においてのみ異なっている。 有利には、式１によって表される離散フーリエ変換 の代わりに高速アルゴリズムが使用される。以下において、修正された離散フー リエ変換にも適する高速アルゴリズムを提示する。 ここでは、基数２の高速フーリエ変換の例を考察する。原理的には、高速フー リエ変換計算用の別の高速アルゴリズムを考慮することもできる。基数２のアル ゴリズムを使用するためには、Ｎは２のべきである必要がある。つまり、ｎ＝ｌ ｄＮという関係が、Ｎのあらゆる要素に対して成立する必要がある。ただし、ｌ ｄは、２を底とする対数を表す。この場合、式５は次の形で表すことができる。 ここで、省略のためにＮ′＝Ｎ/2を使用した。ｌ＝Ｎ′,...,Ｎ−1に対応する 残りの搬送波振幅Ｘ_lは、すでに式６で計算された部分和から、次の式によって 求められる。 式６及び７は、修正された離散フーリエ変換の高速計算のための基礎を表す。こ の関係を繰り返し適用することにより、長さＮの修正された離散フーリエ変換を 、長さ２の修正された離散フーリエ変換に対する基本的な関数演算、いわゆるバ タフライ演算に還元することができる。 相応するアルゴリズムは、例えばBrigham,“FFT-s ,1987に時間間引き型アルゴリズムとして記述されている。相違は、ただ使用さ れる回転因子の選択が異なるという点にのみ存する。これは、記憶された回転因 子をアクセスすることが可能であると前提するならば、高速フーリエ変換の実現 のために公知のハードウェアをすぐに使用できるという大きな利点を有する。 以下に、修正された離散フーリエ変換のＮ−1個の回転因子の効率的な算定を 説明する。長さＮの修正された離散フーリエ変換の計算のためには、Ｎ−1個の 異なる回転因子が必要である。これらの回転因子は次の関係によって与えられる 。 ここでｍは変数を表す。回転因子は単一モジュール的であるので、相応の位相角 θによっても表すことができる。 様々な角度は次の再帰関係から効率的に計算することができる。 修正された離散フーリエ変換を固定小数点形式で実 現する場合、正規化された周波数偏差は、この形式に適合されなければならない 。周波数補正を実現するために、２つの搬送波信号の間にＲ個の量子化段階があ れば十分であるという前提から出発すると、この中間段階を表すためには、ｒ＝ ｌｄＲビットのワード長が必要である。従って、Ｒという数は２のべきとして設 けられるべきである。上記の位相角θを次の関係 ｔ＝ＮＲθ/２π によって整数で表示すると、次の再帰規定を得る。 大括弧は、最も近い整数値への丸めを表す。図３では、ｎ＋ｒビット幅のアキュ ムレータを用いてこの関係を実現している。値Ｒが入力側３６に供給される。こ の値Ｒは、さらに加算器３１に供給される。この加算器３１は、入力側３６から 供給された値Ｒと遅延素子３２から供給された値とを加算する。加算器３１の出 力側は、遅延素子３２の入力側と接続されている。さらに、加算器３１の出力側 は、第１の送出チャネル３７及び第１の乗算器３３の入力側に接続されている。 第１の乗算器３３の出力側は第２の乗算器３４の入力側及び第２の送出チャネル ３８に接続されている。第２の乗算器３４の出力側は第３の送出チャネル３９及 びもう一つ別の乗算器に接続されている。ｍ番目の乗算器３５は（ｍ＋1）番目 の送出チャネル４０に接続 されている。遅延素子３２の第２の入力側４１にはスタート値が加えられる。第 １、第２、...、第ｍ番目の乗算器３３、３４及び３５はそれぞれ値２で乗算す る。図３に図示された回路は、ｎ＋ｒの長さのデータワードに適用される。遅延 素子３２は、１クロックＴだけ遅延する。この１クロックＴで加算器３１及び乗 算器３３、３４、３５はクロックされている。アキュムレータの初期値設定４１ は、値［ρＲ］によって行われる。周波数偏差は、もっぱらこの初期値設定に含 まれることがわかる。位相アキュムレータは、全ての必要な値を発生させるため に、Ｎ/２個のクロックを通過させなければならない。２で乗算することは、簡 単なビットシフト演算として実現することができる。次の処理ステップにおいて 、送出チャネル３７、３８、３９、４０のｎ＋ｒビット幅のワードｔは、ｎ＋ｒ −ｌ下位のビットを切り捨てることによって、ワード 述され、コサイン関数及びサイン関数の値を有するテ ..，２^v-1である。修正された回転因子は、ｔの値から次の式を用いて得られる 。 の計算規定を表す。サイン及びコサイン関数の値は、 ワード長ｗでメモリ１４の中に格納される。このワード長ｗは、信号ワード長に 相応すべきである。アドレスワード長ｌはｗよりも大きくすべきである。ｖ＝ｗ ＋４とすれば良好な結果が得られる。この実現形式においては、テーブルのため にワード長ｗの２^v+1個の値が必要である。サイン及びコサイン関数の対称性を 利用することによって、テーブルエントリの総数は、次に示すように、２つの２^v-1 個の値に減少させることができる。まず、 従って、 である。さらに 従って、 この構成によって、全体として、ただワード長ｗの２^v-1個の値を有するコサ イン関数のテーブルのみが必要とされるように構成できる。コサイン関数は、メ モリ１４内に格納されており、所属するコサイン値 によって呼び出される。アドレスは、図３に図示された方法により、アキュムレ ータを利用すれば、簡単に求められる。このようにして、必要な回転因子を、非 常にすばやく見つけ出すことができる。 本発明の方法は有利にはデジタルラジオ放送（ＤＡＢ）の受信に際して使用さ れる。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １． 多重搬送波伝送方式における周波数補正方法であって、 多重搬送波信号を帯域フィルタリングし、次いで所定の周波数との周波数混 合を介して帯域通過領域へシフトさせ、 その後でデジタルフーリエ変換を行い、次いでフーリエ変換された信号をチ ャネル復号化し、 前記フーリエ変換された信号から、搬送波信号と周波数混合に用いる周波数 との間の周波数偏差を求める多重搬送波伝送方式における周波数補正方法におい て、 搬送波信号と、周波数混合に用いる周波数との間の周波数偏差が、修正され たフーリエ変換によって補償されるように、前記求められた周波数偏差から、修 正されたフーリエ変換のための値を計算することを特徴とする多重搬送波伝送方 式における周波数補正方法。 ２． 修正されたフーリエ変換の計算のために、高速アルゴリズムを使用するこ とを特徴とする請求項１記載の方法。 ３． フーリエ変換を修正するための値をテーブルから読み出すことを特徴とす る請求項１又は２のうちの１項記載の方法。 ４． テーブル内に記憶されている値に割り当てられているアドレスをアキュム レータを使って求めることを特徴とする請求項３記載の方法。 ５． 周波数補正を、修正されたフーリエ変換を用いて、デジタル無線放送の受 信の際に行うことを特徴とする請求項１から４のうちの１項記載の方法。