JPH09508968A - 電流率により調整される蓄電池の監視装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 蓄電池（６１０）の充電状態を測定および表示する計測システム（６００）は、蓄電池（６１０）の充電状態を示す数値を記憶して、その数値に対応する電圧信号を出力する装置（７４２）と、記憶装置（７４２）に接続されて、蓄電池（６１０）の端子電圧を検出し、端子電圧の実質的な比例分である端子電圧の関数を発生して、その関数がしきい値としての可変基準電圧信号よりも低いときには記憶装置（７４２）にその関数を入力する装置（７４４、７４６）と、記憶装置（７４２）の電圧信号を受け、その電気信号から可変基準電圧信号を発生する装置（７０６、７０８、７１０）であって、電圧信号が充電の継続的低下状態を示すときに可変基準電圧信号が電圧信号の関数として低下する装置（７０６、７０８、７１０）と、蓄電池（６１０）から引き出される電流の比率を測定し、可変基準電圧信号が電流率の瞬間的なレベルに依存して大きくなるかまたは小さくなるように、可変基準電圧信号を生成する装置（７０６、７０８、７１０）を電流率に比例して調整する装置（７０４）とによって構成される。

Description

【発明の詳細な説明】 電流率により調整される蓄電池の監視装置技術分野 本発明は、蓄電池の動作を監視する装置に関し、さらに詳細には、それに制限 されないが、蓄電池から引き出される電流の比率に基づいて蓄電池の監視装置を 調整する新規な方法および装置に関する。背景技術 蓄電池の充電状態を測定および表示する計測システムが、「蓄電池の充電状態 を計測する方法と装置」の名称で１９８５年１２月にエウジェン・Ｐ．フィンガ ー(Eugene P．Finger)に許可された米国特許第４，５６０，９３７号に開示され ている。具体的には、このシステムは、充電状態を示す２進デジタル値を記憶す るように作動可能な複数のデジタル状態を有するデジタル積分器を備え、その積 分器は、蓄電池が放電すると、その積分器に記憶された数値を検出された充電状 態の減少に応じて１つの方向に変化させるように、作動される。この積分器は、 １つの出力ライン上に一連の電圧パルスを生成するが、各パルスはデジタル積分 器の所定の高位数の２進段階に記憶された２進デジタル値と長さが対応し、その 結果として、２値デジタル値に対する時間基準の表示を得る。また、パルスをろ 波してパルスの和に対応する１つの電圧振幅を有する実質的に平滑なアナログ電 圧を与えるフィルタ回路を設けている。 本発明の開示に特に関連する態様を詳細に含む前記の米国特許のシステムを図 １に概略的に示す。図１においては、参照に便利なように、前記の米国特許の参 照番号の先頭に数字「６」を付している。後述するように、本発明は、他の蓄電 池監視システムにも適用できるが、そのようなシステムの作用の背景として、前 記の米国特許のシステムの作用をまず概括的に述べる。 計測システムは、蓄電池６１０と負荷６１６に接続されている。所定比率の蓄 電池電圧が抵抗器６２６，６２８からなる電圧除算器から結線６３２を介してし きい値比較器６３４に供給される。所定比率の蓄電池電圧は、比較器６３４にお いて、詳細に後述する基準電圧勾配回路網６３８から結線６３６を介して供給さ れる基準電圧と比較される。蓄電池６１０に負荷が印加されると、その結果生じ る蓄電池の端子電圧の低下が比鮫器６３４により検出される。その蓄電池の端子 電圧の低下が結線６３６を介して供給される基準電圧により決定されるしきい値 よりも低いときは、その結果生じる信号が抵抗器６４０を介してデジタル回路ユ ニット６４２の端子「ＩＮ」に入力される。デジタル回路ユニット６４２は、一 連の連続的な電圧パルスを生成して出力端子「ＦＢ」から出力結線６４６に出力 する。各電圧パルスは、デジタル回路ユニットに記録されている二進デジタル値 に長さが対応している。これらのパルスは抵抗器６４８とキャパシタ６５０との 組からなる低域フィルタでろ波され、それによりデジタル回路ユニット６４２に 記録されている二進デジタル値に対応する電圧振幅を有する実質的に平滑なアナ ログ電圧信号が出力される。この電圧は、電圧従動増幅器として接続されている 演算増幅器６５２により増幅される。この増幅された出力電圧は、結線６５４を 介して電圧計６５６に任意に供給され、蓄電池６１０の充電状態を視覚的に表示 する。 デジタル回路ユニット６４２内のクロック発振器（図示せず）に接続される抵 抗器６１３１とキャパシタ６１３２は、ユニット６４２の作動頻度、従って、積 分率を決定する。 また、基準電圧勾配回路網６３８がアナログ出力電圧信号の関数である可変基 準信号を生成するように、増幅器６５２からの出力がその回路網６３８に供給さ れる。基準電圧は、また、結線６５８を介してシステムの他の部分（図示せず） から供給される実質的に一定の基準電圧信号によってもある程度決定される。 図示された回路網６３８を見れば明らかなように、増幅器６５２から回路網に 入力がない場合は、比較器６３４の電圧しきい値を設定するために結線６３６を 介して出力される基準電圧は、結線６５８から入力されて電圧除算抵抗器６８２ と６８４によって決定される実質的に一定の基準電圧の一定比率分となるはずで ある。しかし、増幅器６５２からの入力があり、この入力により蓄電池６１０の 放電が進行するにつれて、デジタル回路ユニット６４２に含まれる積分器（図示 せず）の記録に基づいて結線６３６のしきい値電圧レベルが減少する。これは、 蓄電池６１０の放電が進行するにつれて各負荷電流レベルごとに蓄電池６１０の 端子電圧が減少するので、好ましい。従って、蓄電池の放電条件の関数としての 基準電圧しきい値を低下させるような調整は、許容されているよりも早い枯渇を 防ぐことができる。可変基準電圧は、おおむね、蓄電池の種々の状態における基 本的に無負荷の蓄電池端子電圧である。増幅器６５２を介して回路網６３８に供 給される電圧はフィードバック電圧として特徴づけることができる。 増幅器６５２から回路網６３８に出力される電圧は、蓄電池６１０が完全に充 電されてシステムが十分な充電状態を記録しているときに、最も高い。しかし、 この電圧は以下の事柄にも関係する。すなわち、抵抗器６７４と６７６間の回路 結合点の電圧が垂直辺に配置された抵抗器６８２と６８４との間の結合点よりも 常にいくらか低いので、抵抗器６７８と６８０とによって形成される交差結線は 、結線６３６の出力基準電圧に相当する抵抗器６８２と６８４との間の結合点の 電圧を低くする。可変抵抗器６７８を調整することで、この電圧低下を変化させ ることができる。すなわち、可変抵抗器の値を減少させると、電圧低下が大きく なり、可変抵抗器の値を増加させると、電圧低下が小さくなる。システムが充電 の枯渇を示すと、デジタル回路ユニット６４２に内蔵される積分器（図示せず） に記憶された数値に基づいて、増幅器６５２の電圧出力レベルが減少し、それに 応じて基準電圧も減少する。こうして、電圧の勾配特性または勾配変化が発生す る。この基準しきい値電圧の特性は図２の曲線６８６に示されている。 図２の曲線６８６は、デジタル回路ユニット６４２に記憶された数値により示 される充電状態に対する、結線６３６を介して回路網６３８から出力されるしき い値電圧の変化を示す。充電の残量パーセントが減少すると、電圧値が直線的に 下がることが明らかである。なぜならば、充電の枯渇にともなって、蓄電池の端 子電圧が一般的に減少するからである。その結果として、負荷に対する電圧低下 が計測システムに対してより大きい負荷になる。 図２の曲線６９０および６９２は、可変抵抗器６７８の連続的な低下によりそ れと交差する方向の電圧を大きく変位させるような回路網６３８の性能を示す。 そのような可変抵抗器６７８と交差する方向における電圧の調整により、回路網 ６３８は、電圧特性に適当な勾配を与える、という非常に有用な特徴を得ること ができる。可変抵抗器６７８を用いた調整を行う主な理由は、各充電ごとの最大 蓄電池エネルギ出力に対する蓄電池の寿命に関して異なったユーザの異なった目 的を受け入れるためである。例えば、蓄電池の寿命に主な目的を置くユーザの場 合、蓄電池をセルごとの比重のバラツキがなくかつ寿命の最終的な段階でもより 高い端子電圧で十分に放電されるのを好ましいと考えるはずである。そのような ユーザに対しては、回路網６３８はしきい値電圧曲線６８６を与えるように調整 するとよい。一方、蓄電池をさらに強く放電させることにより、蓄電池からさら に多くのエネルギを得ることを望むユーザに対しては、蓄電池の寿命は早くなる が、可変抵抗器６７８を適当に調整することにより、曲線６９０か６９２のいず れかを選択するとよい。 「工場設定」の可変抵抗器６７８は、工場での設定が蓄電池の予期される使用 を考慮に入れているので、ほとんどの用途で非常に好ましい。しかし、可変抵抗 器６７８を現場で「工場設定」では予期されていない変数に合わせて設定しても よい。可変抵抗器６７８の設定は、蓄電池の形式、蓄電池の寸法、望ましい放電 量、および平均的な負荷のような変数に合わせて単一の操作で簡単に調整できる 。 さらに、図１のシステムは、可変抵抗器６７８が工場設定かまたは現場設定の いずれにせよ、適切な寸法の蓄電池が１日の作業において統計学的に見て正常に 混在された負荷で用いられる用途では非常に良好である。しかし、蓄電池の使用 される形態が毎日著しく変わるときには、可変抵抗器６７８の設定を固定させる のは好ましくない。このように使用の形態が変わる例としては、製紙工場が挙げ られる。製紙工場では、ある日、蓄電池駆動のフォークリフトがティッシュペー パのパレットの再配置に用いられ、他の日に、同じフォークリフトが蓄電池を酷 使する丸太の運搬に用いられる。広範に使用の形態の変わるこのような場合、蓄 電池の使用の形態に依存してしきい値電圧を自動的に変更するのが望ましい。ま た、使用の形態の極端な変動は、しきい値電圧の変化と共にまたはしきい値電圧 を変化させずに、積分率を変更させることによっても補償される。 従って、本発明の主たる目的は、蓄電池の使用の変動を補償するように蓄電池 の監視装置を自動的に調整する方法と手段を提供することにある。 さらに、本発明の目的は、蓄電池の放電率に基づいて前記の調整を行うことに ある。 また、本発明の目的は、経済的に構成することが可能な前記の手段を提供する ことにある。 本発明の他の目的は、本発明の特徴、要素、利点と共に、添付の図面に基づく 以下の説明から明らかになるであろう。発明の開示 前記の目的を達成するために、本発明の好適な一実施態様による蓄電池の充電 状態を測定および表示する計測システムは、前記蓄電池の充電状態を示す数値を 記憶して、その数値に対応する数値電圧信号を出力する手段と、前記蓄電池の端 子電圧を検出し、前記記憶手段に接続され、前記端子電圧の実質的な比例分であ る前記端子電圧の関数を発生し、前記関数がしきい値としての可変基準電圧信号 よりも低いときに前記記憶手段に前記関数を入力する手段と、前記記憶手段の前 記数値電圧信号を受け、前記電気信号から前記可変基準電圧信号を発生する手段 であって前記数値電圧信号が充電の継続的低下状態を示すときに前記数値電圧信 号の関数として低下する前記可変基準電圧信号を発生する手段と、前記蓄電池か ら引き出される電流の比率を測定し、前記可変基準電圧信号が前記電流率の瞬間 的なレベルに依存して大きくなるかまたは小さくなるように、前記可変基準電圧 信号を発生する前記手段を前記電流率に比例して調整する手段とを含むことを特 徴とする。 理解しやすくするために添付図面を参照しながらこの発明ならびにそのさまざ まな実施態様を説明するが、これらの図面は説明のみを目的としたものであって 、この発明の範囲を限定するものではない。図面の簡単な説明 図１は、この発明適用対象の蓄電池監視システムの概要ブロック図である。 図２は、蓄電池完全放電サイクルの過程において図１のシステムで検出された 蓄電池放電状態でのしきい電圧の軌跡を示したグラフで、フィードバック基準調 整を違えた場合の異なる軌跡曲線をも示す。 図３は、この発明の一つの実施例を図解した概要ブロック図である。 図４は、図３の実施例の運転を図解した波形線図である。 図５は、この発明の他の実施例を図解した波形線図である。 図６は、図５の実施例の一部の運転を図解した波形線図である。 図７は、この発明の追加実施例を図解した概要ブロック図である。 図８は、無接触で（絶縁状態で）電流関連値が入力されるこの発明のさらなる 実施例を図解した概要ブロック図である。 図９は、圧力関連値が入力されるこの発明のさらに異なる実施例を図解した概 要ブロック図である。 図１０は、温度関連値が入力されるこの発明のさらに追加された実施例を図解 した概要ブロック図である。 図１１は、スイッチでコントロールされる入力を有するこの発明のさらなる実 施例を図解した概要ブロック図である。 図１２は、この発明の別の実施例を図解した概要ブロック図である。 図１３は、この発明が適用可能な他の蓄電池監視システムを図解した概要ブロ ック図である。 図１４は、図１３のシステムへのこの発明の適用を図解した概要ブロック図で ある。 図１５は、この発明の適用対象になり得る別の蓄電池監視システムを図解した 概要ブロック図である。 図１６は、この発明の別の実施例を図解した概要線図である。 図１７は、この発明のさらなる実施例を図解した概要線図である。 図１８は、ＣＰＵでコントロールされるこの発明を図解したブロック図である 。 図１９は、図１８のシステムに対する電圧信号コンディショナー変換を図解し たグラフである。 図２０は、図１８のシステム専用の信号Ａ／Ｄ変換器である。 図２１は、仮想蓄電池用の開路（オープン回路）電圧安定化を図解したグラフ である。 図２２は、図２１の蓄電池に対する開路圧力を図解したグラフである。 図２３は、５種類のしきい電流レベルを用いたときのエラー限度表である。 図２４は、図２３のしきい電流レベルによって定まる六つの電流ゾーンに割当 てられる積分しきい値とレートを示した表である。 図２５は、図２４の六つの電流ゾーンに対する積分変換を示したグラフである 。 図２６は、図２３〜２５のパラメータから求められた変換間隔を示した表であ る。 図２７は、蓄電池の鎮静化監視用の始動プログラムの図解である。 図２８は、鎮静化積分しきい値変換を示したグラフである。発明を実施するための最良の形態 ここで各図面につき、類似ないし同一のエレメントにはいずれの図面にも一貫 して同じ番号を付し、また当該エレメントを別の方向から見た図には、該エレメ ントを直接見た図の番号に設備符号を付して読者の便宜をはかることにする。 図１と図２との説明は、前述したのでここでは繰り返さない。 図３は、負荷電流の関数としてのしきい値電圧軌跡（図２）を調整するための システムを示す。このシステム全体を整理番号６００で示す。図１の回路エレメ ントと共通なこのシステム６００の各エレメントには、同じ番号を付している。 図から分かるように、図１の可変抵抗６７８がここでは開閉される各抵抗６７８ Ａ，６７８Ｂおよび６７８Ｃの直列回路に置き換えられているが、これらは次の ように制御される。 差動増幅器７００は、負荷６１６に直列接続された低抵抗のシャント抵抗７０ ２に並列接続されている。負荷６１６は、後述するように激しく変動すると想定 することにする。シャント抵抗７０２は、端子に接続される信号線付の接続ケー ブルの一部に単に配置すればよい。差動増幅器７００の出力は電流積分器７０４ に入力される。この積分器７０４の出力は、高，中，低の各基準電圧を備えたコ ンパレータ７０６，７０８および７１０に入力される。これらのコンパレータ７ ０６，７０８および７１０は、それぞれ、データフリップ・フロップ７１２，７ １４および７１６にデータを出力する。これらのデータフリップ・フロップ７１ ２，７１４および７１６の出力はそれぞれドライバ７１８，７２０および７２２ に入力され、ドライバ７１８，７２０および７２２はそれぞれスイッチ７２４， ７２６および７２８に接続されてこれらを動作させる。スイッチ７２４，７２６ および７２８は、それぞれ、相手となる抵抗６７８Ｃ，６７８Ｂおよび６７８Ｃ を短絡する。 電流積分器７０４は実際には電圧積分器として動作し、シャント７０２で電圧 に変換された電流値を時間に関して積分する。 図１のコンパレータ６３４への入力は、リード線６３２から移されてサンプル ホールド増幅器７４０の出力と結合される。この増幅器に電圧積分器７４２の出 力が入力され、蓄電池６１０に直列接続された抵抗７４４と７４６とで構成され た分圧器の出力が電圧積分器７４２に入力される。サンプルホールド増幅器７４ ０は、各データフリップ・フロップ７１２，７１４および７１６を同時にストロ ーブするシーケンサ回路７５０からのストローブ信号も受け取る。このシーケン サ回路７５０は積分器７０４と７４２に対するリセット信号も作りだす。 開閉される各抵抗器６７８Ａ〜Ｃは、Ａ＋Ｂ＋Ｃ，Ｂ＋Ｃ，Ｃおよび短絡の４ 状態になり得るが、これら各状態は、シャントを流れる電流平均値の上昇ならび に低い方の平均しきい値電圧軌跡に対応した上記各状態のリストを備えたデータ フリップ・フロップ７１２，７１４および７１６の中のデータの値によってセッ トされる（図には図１のシステムが正常に運転可能な負荷形態がクラス分けされ ており、通常ではこれ以上精度を高める必要はない）。しかし、より一層細かく セットさせるためには、この種の抵抗をさらに追加してもよい。前述したように 、このクラス分けは、蓄電池のタイプ、蓄電池のサイズ、平均負荷率、所望の放 電レベルのような蓄電池の統計データを参照して適宜決定される。 次に、図４を参照してこのシステム６００の動作をさらに詳細に説明する。波 形（Ｉ）は極めて短いインターバルで分離された積算期間を示し、波形（II）は しきい値比較器６３４に入力するデータを示す。波形（III）ないし（Ｖ）は、 波 形（Ｉ）の積算期間ＡとＤ、およびＢとＤとの間の短いインターバルを拡大した ものであり、波形（III）は積算期間の各部分を、波形（IV）はストローブスの 生起を、および波形（Ｖ）は休止期間をそれぞれ示す。つまり、インターバルＡ の間に図３の積分器７４２および７０４がそれぞれ電流および電圧を積算する。 このインターバルＡの終期にシーケンサ７５０がサンプルホールド回路７４０か らコンパレータ６３４へのデータをストローブする（波形IVのＢ期間）。またこ れと同時に、データフリップ・フロップ７１２，７１４および７１６もストロー ブされ、その中になんらかの信号が存在していれば、その信号がドライバ７１８ ，７２０および７２２に転送されてそれぞれのスイッチ７２４，７２６および７ ２８が閉じられ、しきい値コンパレータ６３４にフィードバックされる基準電圧 が用意される。積分器７４２は、波形（Ｖ）のインターバルＣの間にリセットさ れるので、電流と電圧がインターバル『Ｄ』の全期間にわたって再び積算され、 この期間中、デジタル回路ユニット６４２は『Ｂ』でストローブされた情報を利 用して正常に動作し続ける。 従って電流と電圧は『Ｄ』の全期間にわたって積算され、『Ｅ』でストローブ される。しきい値コンパレータは『Ｅ』期間にストローブデータを受け取り、積 分器７４２と７０４は『Ｆ』期間にリセットされて、プロセスが継続される。 『Ｂ』、『Ｅ』等の各ストローブは、１０ないし１００マイクロ秒程度と比較 的短くても差し支えなく、むしろ『Ｃ』、『Ｆ』等の各期間での積分器のリセッ トよりも、電流ラッチと電圧サンプリングの命令を優先させなければならない。 １〜１０マイクロ秒程度遅延させてストローブとリセットとを離れさせることに より、確実に『ホールド』される前にリセットが始まることに起因するエラーを 防止するとよい。サンプルホールド増幅器７４０は、ストローブパルスの期間中 にサンプルと整理を実行し、ゼロインターバルの間にホールドする。『ストロー ブ』、『遅延』および『リセット』のためのトータル時間は、全サイクル時間の １％以下でなければならないので、リセットは、サイクル時間が１００ミリ秒、 ストローブが１００マイクロ秒そして遅延時間が１０マイクロ秒と言う最悪のケ ースに備え、８９０マイクロ秒以内にしなければならない。 図５に描かれているシステムは、図３のシステム６００と類似しているが、こ こでは全体が符号５０で示されているデジタル方式で積算が行われ、入力電圧積 分器が電圧／周波数変換器５２と、ラッチングレジスタ５６に接続された２進カ ウンタ５４とで構成されている。また電圧／周波数変換器６０と、ラッチングレ ジスタ６４に接続された２進カウンタ６２とが入力電流積分器になる。アンドゲ ート７０には、電圧／周波数変換器５２からの遅延信号とシーケンサ７２からの ストローブ信号とが入力される。アンドゲート７０は、変換器からの『アドバン ス』パルスに同期したストローブ信号を出力し、蓄積されたデータを２進カウン タ５４からラッチングレジスタ５６に転送させる。ラッチングレジスタ５６の出 力は、『リセット』の落ち込みから『ストローブ』の立ち上がりまでの全期間の 平均バッテリー電圧を１２ビットのバイナリ形態で表したものになる。そしてこ れをデジタル／アナログ変換器に入力して図３のシステム６００で利用したり、 これを２ビット・バイナリ形態で定義される４電流レベルのシステムの通常の積 算サイクル継続のため、ここには図示されていないマイクロプロセッサをベース にしたシステムにそのまま入力することにより、図３のシステム６００でのフィ ードバック抵抗の選定に類似した用途に利用するとよい。これの入力積算サイク ルの中への割り込みは、全く最小限度で、例えば０．０１％以下である（１００ ミリ秒に対して１０マイクロ秒）。ラッチングレジスタ５６には比較的高い分解 能、通常は全ビットを持たせなければならないのに対し、ラッチングレジスタ６ ４は２ビットのみを有していればよい。 システム５０によれば、電流がゼロに落ち込むようなサイクルはオミットされ る。コンパレータ８０には、差動増幅器７００の出力と低電流基準電圧とが入力 される。コンパレータ８０の出力はフリップ・フロップ８２に入力され、フリッ プ・フロップ８２はこれへの『リサイクル』信号の入力に応答した出力をアンド ゲート８４と８６とに供給する。通常、アンドゲート８６は、この『リセット』 信号に応答した『０へのリセット』信号を２進カウンタ５４に入力してこれを０ にリセットする。しかし、もしあるサイクル期間中に低い電流状態が検出される と、アンドゲート８４は『１へのリセット』信号を出力してＡカウンタをすべて 『１』にしようとし、その結果考えられないほど高い仮想電圧が発生され、これ によりデジタル電流ユニット６４２（図３）は、当該サイクル期間中にしばしば 電流が実質的にゼロにまで落ち込んでしまうようなサイクルにスキップしてしま う。このような場合の電流積算は、オシャカと見なされる。 各カウンターが過渡状態にある場合、データを『Ａ』もしくは『Ｃ』２進カウ ンタから『Ｂ』もしくは『Ｄ』ラッチングレジスタにストローブすることを防止 するためには、ストローブを同期させる必要がある。ストローブ信号は電圧／周 波数変換器からのアドバンスパルスと非同期であり、カウンターの波及桁上げ期 間中にこれが発生する恐れがある。しかし、そのような状態は、前述したように ストローブを、そのような危険なタイミングより僅かばかり遅らせることにより 防止することができる。電圧／周波数変換器は、マイナスの同時発生遅延パルス よりも時間的に進んだプラスのアドバンスパルスを発生させる。このようなタイ ミングを図６に示しており、ここには五つの状態が描かれている。最初の状態で は『アドバンス』と『ストローブ』の各事象が遠く離れている場合が描かれてお り、残りの四つの状態では偶発的なエッジの整列（アライメント）と、これが発 生した場合の遅延の有効性とが示されている。遅延と前進（アドバンス）のそれ ぞれの幅は１マイクロ秒で、両者が１／２マイクロ秒だけ重なり合っている。ス トローブの幅は、２マイクロ秒である。各カウンターは『アドバンス』の前縁上 に繰り上げられ、各ラッチへのストローブは『同期ストローブ』の前縁で行われ る。 図７は、図５のシステム５０に類似のシステムをこれ全体に５０’の符号を付 して示す。ここでは、『アドバンス』出力を『ストローブ』よりも時間的に進め て同期させることにより、同期ストローブが生成される。電圧／周波数変換器５ ２の出力はデータフリップ・フロップ９０に入力され、このデータが進相クロッ クパルスの入力に応答して２進カウンタ５４に送られる。これと同様に、データ フリップ・フロップ９２も、電圧／周波数変換器６０からのデータを２進カウン タ６２に転送する。低電流状態はやはりコンパレータ８０で検出され、コンパレ ータ８０の出力とデータフリップ・フロップ８２’の反転出力とがデータフリッ プ・フロップ８２’に接続されたアンドゲート９４に入力される。データフリッ プ・フロップ８２’の出力はアンドゲート８４’に入力され，このゲート８４’ には『リセット』信号も入力される。あるサイクルで低電流状態が存在している と、データフリップ・フロップ８２’への『リセット』信号入力がアンドゲート ８４’へ信号を出力し、このゲート８４’が『リセット』信号の入力に応答して 『１へのプリセット』信号を出力する。 クロックは２５０kHzで動作し続け、すべてのクロックのカウントとストロー ブはそのパルス前縁で行われ、『プリリセット』や『リセット』はプラスのクロ ックパルス期間中に行われる。電圧／周波数変換パルス幅は最低５マイクロ秒と すべきである。この結果、ラッチングカウンター５６の出力は、同期化も含めた デジタル化エラーを差し引いた９．９９９３ミリ秒（１００ミリ秒−７マイクロ 秒）にわたって積算した蓄電池電圧平均値になる。 この発明の上記実施例では、シャント抵抗７０２で電流を測定するが、これの 代案として、図８に示されているようにホール効果電流センサーを通電導体の周 囲に非接触方式で近接配置してもよい。このホール効果センサー８００の一端を 、通電導体８０４を非接触で取り巻く磁束集束用鉄心８０２のギャップの中に挿 入する。ただし、この通電導体は、監視対象蓄電池に接続されたパワーケーブル であるとする。ホール効果センサー８００は、磁界の線積分値が鉄心８０２の中 央開口部を通過する実電流値に比例する、と言うアンペアの法則に基づき動作し 、直交磁束と、電源８０６からのバイアス電流との積を第３の直交ホール電圧に 変換する。しかし、この電圧は、比較的低いので、差動増幅器７００で、例えば 電流積分器７０４（図３）に必要な電圧にまで昇圧される。 この種のセンサーは、決して高価なものではないが、オフセットとゲインの両 項目に関して精度に欠ける。しかし、ゾーンを２ないし３クラスに分類したシス テムでは、この程度の精度で十分である。この種のセンサーによれば、消費電流 が増大しがちであるが、これはフォークリフトのような産業用車両においては些 細な問題に過ぎない。 この発明の前述した実施例では、一次入力として電流測定が行われたが、幾つ かの用途では動力が１台またはそれ以上の流体ポンプにより供給され、その出力 圧力が力と仕事、ひいてはパワーと負荷とに関連する。従って、圧力が蓄電池電 流の関数になるので、この圧力を負荷計算に利用することができる。図９にこの ような方式を図解的に示す。これには、圧力変換器８５０が設けられ、ここには 描かれていない流体ラインから『Ｐ』がこの変換器に印加される。そして４個の 抵抗８６０〜８６３で構成されたピエゾ抵抗ブリッジの一つのアームが歪みによ りバランスを失い、このアンバランス分を測定して差動増幅器７００で差動的に 増幅することにより、入力圧力すなわち蓄電池電流に比例した出力電圧が生成さ れる。 また、コンポーネントや導体の温度上昇のように蓄電池電流に関連した上記と は別の入力を用意することも可能である。図１０にこの種の方式が描かれている 。この方式では、負荷電流で加熱される装置近傍の温度検出装置１００と周囲温 度検出装置１０２との両者からの信号が、差動増幅器７００に入力される。この ような方式は、終日積算の範囲内において熱時定数が十分に低下するように負荷 が延長される場合には特に効果を発揮する。この場合、例えば２分の時定数と２ 時間積算と、言ったようなことになる。このような状態には、ヒューズやこれと 同目的の狭窄部のような時定数の小さなエレメントを用いた箇所が不可欠になる 。この方式は、分類ゾーンの数を２ないし３程度に抑えたものが最もよく使用さ れる。また、極めて効果的な２ゾーン方式に対する負荷において極端なシフトを 発生させるエレメントのみを監視することも可能である。熱センサー１００と１ ０２は、例えばハンド・ギャップ・シリコン、シリコン抵抗、温度係数が大きな 電線等であればよい。 またシステムコントロールから負荷分類を求めることも可能で、このようにす ると極めて簡単になり、かつ特定用途では安上がりになる。例えばフォークリフ トのような幾つかの産業用車両では、電力を目立って消費する二三の車両が存在 する。簡単なケースについて述べれば、フォークリフトの牽引負荷は平均して５ ０ないし２００Ａ、リフティング負荷は平均して１５０〜５００Ａであり、これ ら二つの負荷が発生することは周知であろう。 図１１の回路を参照するに、いずれもスイッチとリレーコイルとを備えたコン タクター１５２，１５４は、蓄電池１５０に接続されてフォークリフト（図示さ れていない）の駆動モーターとリフトモーター（図示されていない）にパワーを 供給する。抵抗１５６と１５８は、蓄電池電圧をほぼ電子論理コンポーネントの ための論理『１』のレベルに落とす。コンタクタ１５２が閉じられると、直流信 号の論理『１』がアンドゲート１６２と１６６に直接入力され、論理『０』がイ ンバータ１６８経由でアンドゲート１６２，１６４に入力される。コンタクタ１ ５４が閉じられると、直流信号，論理『１』が直接アンドゲート１６２，１６２ に、またインバータ１７０経由で論理『０』がアンドゲート１６０と１６４にそ れぞれ入力される。従って一方または両方のコンタクタの開閉に応じて、リスト 掲載の出力負荷分類の一つが決定される。コンタクタ１５２，１５４が開いてい る場合には、それに対応した論理『０』を発生するために、シャント抵抗１７２ ，１７４が設けられている。ツェナーダイオード１７２，１７４は、論理回路を 異常電圧から保護するためのものである。 図３に示すシステム６００は、積算フィードバック変換器にのみ直接インター フェースしている。システム５０もしくは５０’（図５、図７）にインターフェ ースされた回路を図１２に示す。ここでは、いくつかの特定の負荷状況が積算レ ートを当該状況ならびに積算フィードバック変換器に合わせて調整することによ り、改良される。この回路において、可変抵抗６７８が開閉される抵抗６７８Ａ 〜Ｃに置き換えられたのと同様の手法で、デジタル回路ユニット６４２の抵抗６ １３１（図１）が開閉される抵抗６１３１Ａ〜Ｃと抵抗６１３１Ｄに置き換えら れて主発振器の発振周期を所定レンジにわたって選択的に調整する。抵抗６１３ １Ａ〜Ｃは、それぞれ、相手方のドライバ７６４，７６２および７６９と機能的 に結合されており、これらのドライバ７６４，７６２および７６９はアンドゲー ト７７０とオアゲート７７２とを経由してラッチングレジスタ６４に接続されて 、ロジック表掲載の手順を遂行させる。 システム５０ならびに５０’（図５、図７）の変形例においては、ラッチング レジスタ５６がラッチを内蔵したアナログ／デジタル変換器に置き換えられてい る。 図１２の回路では、１〜２時間の作業サイクルを３／８ないし５／８時間程度 のオープン積算タイムでスムーズに行い、２〜３時間程度のオープン積算タイム で５〜８時間の作業サイクルをよりスムーズに行う。この回路は、リアルタイム レートに対するフィードバック変換様式を調整することによってより高度な精度 と直線性に調整可能である。 主発振器の変質に伴う障害により、リセットルーチン、アラーム信号等の他の 諸機能が影響される。実際には、このような障害は、デジタル回路ユニット６４ ２（図３）内部で周波数を、それが積算レートにのみ影響するポイントへシフト させることにより、補償される。このような機能を発揮させるためには、デジタ ル・スイッチングネットワークを設けるとよい。 図１２は、積算フィードバック変換および積算レートを負荷に関連して調整す るこの発明の実施例を示す。積算レートの調整は、受容可能な機能のみを提供す るような状況も存在する。しかし、このような方式は、マイクロプロセッサをベ ースにした手法により容易に具現可能である。図１２に６１３１の番号を付した 各抵抗は可変とし、６７８の各抵抗は固定のままにされる。 この発明が適用可能な他のシステムが、１９７７年４月１２日にEugene P.Fin gerに許可された『電圧低下の監視により蓄電池の消耗度を測定するための装置 』と題する米国特許第４，０１７．７２４号に記述されている。その内容を以下 に説明する。この装置は、負荷状態の変動に起因する蓄電池出力端子電圧の低下 を検出し、この端子電圧が所定のしきい値を下回っている間はこれに応じた信号 を発生する手段を備えている。そして、さらに、信号積算用の電子式カウンタや ステッピングモーターのような積分器手段と、この積分器手段によって蓄積され た積算値を表示する手段も備えている。 図１３は、上記の米国特許の図７を再現したものであり、ステッピングモータ ー駆動増幅器２３７に信号を出力する電圧制御発振器２３５を備えている。ステ ッピングモーターは、『燃料ゲージ』に結合されていて、蓄電池２０１の消耗に 伴い『フル』から『空虚』まで回転する。蓄電池出力電圧はコンパレータ２４１ により基準電圧２２７と比較され、この出力電圧が所定のしきい値以下に落ち込 んでいる場合には、コンパレータの出力電圧が抵抗２４３を経由して電圧制御発 振器２３５に入力される。抵抗２４３を直列ステップ抵抗２４３Ａ〜Ｃおよび２ ４３Ｄに置き換え、これらを図１４のように図１２の積算回路とインターフェー スさせると、燃料ゲージの変化レートを負荷状態の分類に応じて選択的に読み取 ることが可能となる。その詳細は前述した通りである。 この発明が適用可能なさらに異なるシステムが、１９８０年３月１１日にEug ene P.Fingerに許可された『電圧低下の監視によって蓄電池充電状態を測定する ための方法と装置』と題する米国特許第４，１９３，０２６号に記述されている 。その内容を以下に説明する。 この装置は、蓄電池の出力端子電圧がしきい値レベル以下に低下していること を検出しかつこれに対する信号を発生する手段と、複数回のこのような電圧低下 ごとに信号を積算する手段とを備えている。 図１５は、上記特許の図２を再現したものであり、蓄電池１の出力レベルを基 準電源２７と比較する追跡コンパレータ３５’を含む。セルフリセット方式の積 分器３９’は追跡コンパレータ３５’に応答してパルス列を出力し、そのレート は可変抵抗６３で決定される。追跡コンパレータ３５’には、フィードバック抵 抗５３’からの信号も入力される。この図から明らかなように、可変抵抗６３と フィードバック抵抗５３’とは、図１のシステムの抵抗６１３１，６７８にその まま相当しているので、これらを図１２のように開閉される地区列接続抵抗６７ ８Ａ〜Ｃ，６１３１Ａ〜Ｃおよび６１３１Ｄに置き換えることができる。 図１のシステムでは、負荷統計結果（すなわち用途のタイプ）と所望の放電程 度との両者に順応させるのに、シングル調整方式を採用している。これは、安価 でかつ簡便である。フィードバック変換は、通常、シングル可変ポテンショメー タ抵抗６７８を介して、変換と転送を同時に実行することにより、行われる。こ の発明の他の実施態様における、自動レート修正とは無関係に放電の程度を選定 するのに用いられる第２調整を、図１６に示す。ここでは、図３の方式の変形と して、開閉される抵抗６７８Ａ〜Ｃに可変抵抗６７８Ｄを直列接続している。直 列と並列の組み合わせ、および、抵抗６８２，６８４の可変調整が、モデル化さ れた特定の蓄電池負荷統計データに依存するもう一つの手段になる。前述したよ うに、この負荷統計データには、蓄電池のタイプ、蓄電池のサイズ、平均負荷の ほかに、所望の放電程度が含まれる。 この発明の上記実施例は、主積分器を、それへの入力またはそれの積算レート を変化させながら動作させることを目指したものである。幾つかのケースでは、 主積分器が蓄電池のフル容量をレンジオーバーしても、定格容量の例えば６０％ 、７０％または８０％等を公称容量として表示するように出力を選定し、これを 修正せざるを得ないことがある。 再び図１を参照するに、増幅器６５２の出力端の復調信号が蓄電池の全レンジ をカバーし、０ボルト＝『から』、＋５ボルト＝『フル』になる。この図の破線 部分６５４は、図１７の回路に置き換えることができる。この場合、シングル可 変利得増幅器１９０が増幅器６５２の出力端に接続されて、電圧計６５６に信号 を出力する。電圧を＋５ボルトに選定した理由は、その値が、主積分器がフルに なったときの『ＦＢ』出力電圧と正確に一致し、デジタル回路ユニット６４２へ の直流入力として好都合であるからである。通常、増幅器のゲインは、抵抗ＲY を０オームからＲｘオームまで変化させることにより１．０から２．０まで変化 させることができる。ユーザーは、蓄電池容量の％（Ｐ）を選定し、所望の『エ ンプティ』を定義してＲYをＲY［（１００−Ｐ）／Ｐ］に等しい値にセットする 。例えば８０％に対してはＲY＝Ｒｘ／４に、６０％に対してはＲY＝２Ｒｘ／３ に、１００％に対してはＲY＝０，また５０％に対してはＲY＝Ｒｘに、それぞれ セットすればよい。 動作原理 １．０ 一般事項 図１および図１３に示すいずれのシステムも、以下『９３３システム』と称す る。これらの９３３システムは、比較的不正確（エラーが最大５ないし１０％） な負荷関連信号を一般的方法ならびに９３３システムに対する前述した多数の装 置の改変に関する修正入力を用いることにより、自動調整方式に改変可能である 。以下、このシステムやこのシステム以外の複合システムをときに『ＡＡ９３３ システム』（自動調整９３３システム）と称する。 ２．０項〜５．０項は、ＡＡ９３３システムの方法と装置について、一般目的 の範囲内でコンピュータすなわちマイクロプロセッサをベースにした中央処理ユ ニットで直接実行できるようにするアルゴリズムと手続きとを記述している。こ れらを、蓄電池電流を負荷修正入力にする負荷コントロールの具体例を参照しな がら、説明する。２．０ 容量が５００ないし８００アンペア・アワーの４８Ｖ鉛蓄電池に対する ブロック図とスケーリングルール 図１８に示すブロック図は、ＡＡ９３３システムをあらゆる点で正確にサポー トするのに必要な基礎になる。電圧信号調整回路と電流調整回路とを通過する二 つのクリティカル信号通路には、良質なポテンショメータ入力端末が必要である 。電圧信号は、できるだけ蓄電池コネクタに近づけた車両システムノードから入 力させるべきである。電流信号は十分にコントロールする余裕のある長さと断面 積とを備えた組み込みケーブルから入力させるべきであり、ポテンショメータと しての役割を果たす信号リード線に生起される電圧降下の精度は予想されるケー ブル運転温度の全レンジにわたって±１０％が保証されなければならない。 中央処理ユニット（ＣＰＵ）はＡ／Ｄ変換器と出力エンコーダーとを含むもの とするが、これらはＣＰＵと分離されていても差し支えない。信号調整およびゼ ロ電流検出の各機能は、ＣＰＵの外部の最適な場所に配置される。２．１ ケーブルシャント 実用的見地から、信号レベルは、熱電圧効果、ノイズ、信号調整オフセット電 圧等を最低に抑えるために、電流がピークのとき１００〜２００ｍＶ程度にする べきである。また不均一な金属接続箇所の数を最少限度に抑えるように留意する とともに、もしそのような箇所が発生したならば、これらをポテンショメータル ープ内で等温ペアに組み合わせるべきである。温度差１℃当たり数十マイクロボ ルト程度の不平衡ゼーベック電圧が発生することがあり、これが低電流エラーや ゼロ電流検出に大きな影響を与えることがある。 これに関する設計例として、長さ１メートルの０００アメリカン・ワイヤーゲ ージのケーブルについて述べる。これの＋２５℃での正常な抵抗値は、２０６． ６マイクロおよび＋２５℃である。この低下量は，ケーブルの温度変動±１５℃ に対して約±６％変動するであろう。２．２ 電流信号調整器 電流信号調整器の主たる機能は、低いシャント電圧をＡ／Ｄ変換器向きのハイ レベルに引き上げることである。その一例として、目盛り係数を５．００Ｖ＝５ ００Ａにした設計例について述べる。この場合、信号調整器のゲインは、５００ ０mv／１０３．３mv、すなわち４８．４になる。この信号調整器には、実際の ノイズとＡ／Ｄ変換器とを考慮しながら諸元決定された低域フィルターを内蔵さ せるとよい。 またこのフィルターがトラッキングの邪魔にならないようにするためにハイレ ベルの出力信号を用いるので、ゼロ電流検出器にとっても有利になる（２．３項 参照）。２．３ ゼロ電流検出器 ゼロ電流検出器の主たる機能は、無効なＡ／Ｄ積算インターバルを放逐する目 的で、一時期継続するゼロ（極めて低い）電流を監視することである。ＡＡ９３ ３システムは、その負荷時電圧運転が継続されている期間の負荷データにのみ基 づいて動作する。このため、ゼロ電流検出器は、Ａ／Ｄ積分器のインターバルに 対して確実に合理的に追跡可能でなければならない。もしこの電流信号調整器の フィルターがこのような必須要件の妨げになるならば、シャントを直接読み取る ためにはゼロ電流検出器への入力を前倒しにしなければならなくなり、ローレベ ルの不利をこうむるようになるであろう。 このゼロ電流検出器の二次的機能として、不活発な蓄電池監視も包含したサブ アルゴリズムに参画することが挙げられる（５．０項参照）。 このゼロ電流検出器は、すべてのオフセットならびに温度依存エラーを除き、 ほぼゼロに近い状態を確実に検出しなければならない。トリガーレベルを、シャ ント（電流信号調整器の出力に関連して約２５〜５０mv）との関速で、５００μ Ｖないし１ｍＶ程度にすると実用的である。２．４ 電圧信号調整器 電圧信号調整器の主たる機能は、実際の蓄電池電圧レンジをＡ／Ｄ変換器の最 適電圧レンジに正確に再調整することであり、また二次的機能として、低域フィ ルターの機能と過渡現象とを保護することが挙げられる。電圧測定は、電流測定 よりも遥に正確に行うことが重要である。電圧測定誤差は、最悪のケースでは全 運転温度範囲において±０．７％程度と見積もられる誤差を±０．３％に維持す ることを目標とすべきである。そのため、Ｄ／Ａ変換器にこの調整器からクリッ プ拡張目盛りを入力させることにより、Ｄ／Ａ変換器のビットレンジをゼロベー ス測定に比べて実質的に増加させることを椎奨する。図１９に、このＡＡ９３３ システムにとって重要な、蓄電池電圧レンジに対する出力を局限した変換の代表 例を示す。これには、上限電圧でのＨＶＲ（３．３項参照）と、下限電圧でのハ イレート完全放電（４．０項参照）とが含まれている。２．５ Ａ／Ｄ（アナログ／デジタル）変換器 電流信号と組み合わされるＡ／Ｄ変換器は、単に分類プロセスに使用されると きよりも遥に僅かなビットで動作可能である。その設計例として、６ビット変換 器が２０ミリ秒の積算／変換サイクルで動作していることが挙げられる。 しかし、電圧信号Ａ／Ｄ変換器は、電圧信号調整器からの拡張信号と組み合わ されて動作する場合には、目標として誤差を０．３％に抑えなければならない。 これは、１０ビット変換器にとっては容易なことであるが、８ビット変換器では 、温度も含めた全ての要素を注意深く取り扱うことにより、全体をふくめた誤差 が０．７％程度になるであろう。この設計例として、８ビット変換器が２０ミリ 秒の積算／変換サイクルで動作していることが挙げられる。これらの変換器は、 外付けエレメント（もしくは８ビット物は基板上に、１０ビット物は基板外に） になるであろう。 これらの変換を時分割方式の単独Ａ／Ｄ変換器で実行させ、変換ペアリング方 式でデータを保持させることも可能である。このプロセスでは、最初の変換のデ ータが２番目の変換のデータと『近似的』に同時と見なされる。この想定は、物 理的な変化レートに較べて積算／変換インターバルが短くなればなるほど、ます ます有利になる。当然のことながら、コアプロセッサは、誰が（どこで）変換を 行いつつあるのか、または図２０に示すように誰が（どこで）当該トラフィック コントロールを行っているかを同定するステータスビットを受け取らなければな らない。ホールディングシーケンスを定期的に入れ替えることにより統計データ が改善される筈であり、例えば電圧変換期間中の電流ホールドに引き続き電流変 換期間中の電圧ホールド、と言ったようにするとよい。２．６ バッファ このバッファは、未処理の蓄電池パワーをコアプロセッサ使用の安全限度にま で引き下げる保護回路のスケーリングを行う。２．７ ディスプレイのための出力エンコーダ この出力エンコーダは、コアプロセッサに記憶されている変化状態計算値に応 答してそれを所定のフォーマットに変換する。 この変化状態計算値は、通常、２進数、２進化１０進数または１６進数で記憶 される。またエンコードされた出力は、通常、ポインターのための直列アドレス 、直列グラフィックコード、直列数値コードまたは多重化されたセブン・セグメ ントフォーマットの形態で表示される。出力エンコーダは、ＣＰＵとは別に配置 してもよいが、通常はＣＰＵの中に配置される。２．８ コアプロセッサ このコアプロセッサは、ＰおよびＫの各部に出現した入力に関連したパワーと 連携しながら、Ｅ，ＺおよびＩの各部（もしくは単独Ａ／Ｄ変換器の場合にはＥ ／ＩおよびＺの各部）に出現した入力に関係した電圧および電流について動作す ることにより、変化状態アルゴリズムを実行する。その様態は３．０，４．０お よび５．０の各項を参照されたい。２．９ ＮＶＭ（無電圧メモリ） このＮＶＭは、その記憶装置の中に変化状態計算値を電源カットの状況下にお いても保持し続ける。通常この記憶装置は、図１８および図２０に示すように、 コアプロセッサの中に組み込まれたＥＥＰＲＯＭであるが、これは基板と別に配 置されたすなわちリチウム・マンガン電池等でバックアップされるＥＥＰＲＯＭ であってもよい。３．０ リセットとプリセット 標準の９３３システムには、変化状態計算をフルリセットするための二つの手 段、すなわちＯＣＲ（オープン回路リセット）とＨＶＲ（ハイボルテージ・リセ ット）が設けられている。ＯＣＲは、パワーが除去されかつ復帰したときに機能 する。これは、蓄電池の交換や充電のための接続切り離し等に相当する。ＨＶＲ は、９３３システムが蓄電池に接続されたままの状態で、車上での蓄電池充電時 に使用される。 この項では、特定状況でのＯＣＲ（オープン回路リセット）の代案についても 説明する。３．１ ＯＣＲ（オープン回路リセット） パワーが除去された後、蓄電池が再接続されると、ＡＡ９３３システムは、当 該蓄電池の無負荷電圧をチェックする。４８Ｖ蓄電池の電圧がセル当たり２．０ ９Ｖすなわち５０．１６Ｖであれば、変化状態の計算に対してフルへのリセット が命令される（１００％Ｓ−Ｏ−Ｃ）。また、それより低ければ、メモリに記憶 されていたＳ−Ｏ−Ｃが呼び出されて、計算が開始される。標準９３３システム では、特定の例外的用途に対するセル当たり２．００から２．１８Ｖまで、この ＯＣＲを調整することができる。大多数の９３３システムは、工場で２．０９Ｖ ／セルにセットされて活躍している。また殆どすべての精度が、±２５℃のとき には±０．５８％に、また全運転温度範囲に対しては±０．７％に固定校正され ている。 このＯＣＲ計測は、パワー接続に呼応してただの１回だけ、最初のコンタクト のあと１〜５秒以内に行われる。もしこれが早期にすぎると、接点のバウンド、 コネクタのスローカップリング、または回路不安定により、計測結果が不良にな る。またこの時間がかかり過ぎると、計測完了前に車のキーが廻されてしまうか も知れない。３．２ ＨＶＲ（ハイボルテージ・リセット） このＨＶＲ計測は、高電圧状態の継続を観測して蓄電池の再充電が実質的に完 了していることを判定するため実施される。工場でセッティング済の標準９３３ システムによれば、蓄電池電圧がセル当たり２．３５Ｖ、すなわち４８Ｖ蓄電池 全体で５６．４Ｖを超えたならば、中断しないまま６分の時間を置いたあとリセ ットされる。しかしこの判断基準は、当該蓄電池に対する充電器により強く左右 される。実用電圧限界は、セル当たり２．３０Ｖ〜２．４５Ｖ程度である。時間 の上限が充電の最後の２０％を確保するために２〜３時間延長されることがあり 、これは厳しく禁止される。これに反し、時間の下限は、追加すなわちリフレッ クス充電を除き、あえて椎薦しないが、これはケース・バイ・ケースに分析すべ きである。電圧精度は、２５℃において±０．５％、全運転温度範囲において± ０．７％であるべきである。時間の精度は、通常あまり問題にならず、±２５％ 程度に自主管理すれば十分である。３．３ ＯＣＰ（オープン回路プリセット） 鉛蓄電池に十分な安定化時間が与えられていれば、その理論的無負荷電圧は、 その電解液濃度の関数として一次的に求められ、温度の影響は僅かである。従っ て電解液濃度範囲が既知であれば、この無負荷電圧が充電状態の静的インディケ ーターになり得る。 しかしこのＯＣＰによる初期化の利点は充電の中間状態を補間できることであ り、その反面日単位の長い蓄電池安定期間を要することが短所になる。蓄電池が 安定化するまで充電を継続すると、無負荷電圧が高くなり、またそれまでに放電 が行われると低くなる。車両駆動用の仮想鉛蓄電池の比較的速やかな回復の様態 を図２１に示す。ＯＣＰに蓄電池電圧の計測を実行させるには、ＯＣＲの場合と 同様な理由から、接続後数秒間の間が置かれる。この計測結果が変化状態計算値 と比較され、図２２に示す相互関係グラフが求められる。変化状態計算結果は、 この相互関係が平衡状態に達するまで、必要に応じてインクレメントまたはデク レメントされる。そしてこのループはロックアウトされ、次のパワーダウン／パ ワーアップ・サイクルまでこれを再開する必要はない。４．０ 負荷状態での積算 この詳細は上述した通りであり、ここではＡ／Ｄ積算／変換サイクルが２０ミ リ秒の図１８に関連する装置につき説明する。変化状態計算結果にはレートおよ び差電圧も含めた積算の形態も包含され、コアプロセッサには足し算と引き算だ けが要求される。２０ミリ秒の変換期間終了のたびに、電流変換器が６個の積算 しきい値変換の中の一つをそのまま使用し、ゼロ電流検出器がこの全期間中ノン ゼロ情報しか存在しなかった（電流が流れ続けていた場合）との信号を出力し、 電圧変換器がコアプロセッサで現在実行中のアルゴリズムで使用する電圧を出力 する。 次に１０進法で表した変化状態フルスケール計算値７２０，０００について説 明する。この数字は次のようにして求められたものである： １（Ｉ／Ｃ）×５０（Ｃ／ｓ）×３６００（ｓ／ｈ）×４ｈ＝７２０，０００ ここで、Ｉ＝１０進法での偶数信号、Ｃ＝変換、ｓ＝秒、ｈ＝時間である。この 積算プロセスをその最低レートで実行して４時間のフルスケールが必要になり、 また積分器が２０ミリ秒当たり１個の偶数をデクレメントしたながば、積分器が 各変換ごとに１２倍の最高レートで積算値をデクレメントし、下式に従いフルス ケールタイムが３分の１時間に短縮される： １２（Ｉ／Ｃ）×５０（Ｃ／ｓ）×３６００（ｓ／ｈ）×１／３ｈ＝７２０， ０００４．１ ゼロ電流フラグ ２０ミリ秒の各変換期間中、コアプロセッサ監視装置に対するＺ部がゼロ電流 検出器により活かされ、それにより何かが発見されたならば、フラグがセットさ れる。このフラグは、プロセッサに当該インターバルのスキップを指示する。こ れは、実質的に、ゼロインクレメント／デクレメント命令に該当する。しかし、 このフラグがセットされなかったならば、プロセッサは計算を続行する。４．２ 電流しきい値 瞬時ゼロ電流検出に加え、２０ミリ秒Ａ／Ｄ変換器により短時間積算された五 つの電流レベル、すなわちコアプロセッサによって認識されるしきい値が存在す る。これらを図２３に掲げてあり、これらの名目値は８０，１７０，２７０，３ ８０および５００アンペアである。しきい値検出の複合誤差は、この表に掲げら れているように、全運転温度範囲にわたり±１１％ないし±１６％以内に抑えら れていなければならない。Ａ／Ｄ変換器への入力電圧は、前掲２．２項で述べた ようにゲインが４８．４の電流信号調整器から送られてくる。４．３ 積算ゾーン ５個の電流しきい値は、６個の積算ゾーンを決定する。図２４に掲げられてい るように、これら各ゾーンは、それぞれに割り当てられた積算しきい値変換、積 算レート、検出された故障積算レートを有する。車駆動用のこの４８Ｖ鉛蓄電池 に対して変換された積算値変換の全セットを図２５に示す。この変換は、メーカ ー推奨蓄電池容量の８０％以上をカバーし得ることに注目されたい。この変換は １００％放電にまで延長可能な筈であるり、上述したように、この出力エンコー ダは所望レンジの切り捨てを実行可能である。８０％未満の放電程度の切り捨て がこの出力エンコーダの中で最善に実行されるので、コアプロセッサでは８０％ がフルレンジに該当する。 各変換完了ごとに下記スケジュールに従い、四つの判定の中の一つが実質的に 成されなければならない： Ａ）ゼロ電流フラグがセットされているならば、デクレメントを実行しない Ｂ）電圧計測値が当該電流ゾーンに対する積算しきい値を上回っているならば 、デクレメントを実行しない Ｃ）電圧計測値が当該電流ゾーンに対する積算しきい値を下回っているが、こ れが次のより電流の大きいゾーン* に対する積算しきい値を上回っているならば 、図２４に示すように、通常の偶数引き算によるデクレメントを実行する Ｄ）電圧計測値が次のより電流の大きいゾーン* に対する積算しきい値を下回 っているならば、図２４に示されているように、欠落が検出された偶数に従いデ クレメントする * ゾーンＺに対する次のより大きな電流ゾーンは除く 図２６に、５０％変化状態計算値で発生する変換インターバルに関する１８の 可能性の一覧を掲げる。こ場合、積分器は３６０，０００の１０進法偶数を記憶 している。Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄ，ＥおよびＦの積算しきい値は、それぞれ、４６．６ ８Ｖ，４６．８Ｖ，４５．００Ｖ，４３．９２Ｖ，４２．８４Ｖおよび４１．７ ６Ｖ（いずれも直流電圧）である。ゼロ電流検出器は、４アンペアにセットされ ているものとする。４．４ まとめ コアプロセッサにはＡＡ９３３のメイン積分器が内蔵されており、この積分器 は、蓄電池『フル充電』検出後、ＯＣＲまたはＨＶＲのいずれかを介して１０進 数７２０，０００へのインクレメントにより初期化される。 これに代わり、必要に応じてＯＣＲを介したインクレメントもしくはデクレメ ントにより任意の中間値に初期化することも可能である。 この結果、積分器は、前掲４．３項に記載のアルゴリズムによる制御のもとに 、デクレメントのみを実行しても差し支えない。このアルゴリズムは、変化状態 計算値、２０ミリ秒積算した蓄電池平均電流および各２０ミリ秒Ａ／Ｄ変換期間 完了後の電流継続の確認を検査する。その結果、１８の可能性の中の一つが同定 される。残りの７個の可能性は引き算されず、可能性の二つは１が差し引かれ、 一つは２が、もう一つは４が、二つは６が、三つは８が、そして残りの二つは１ ２がそれぞれ差し引かれる。 このプロセスは、蓄電池の全放電期間を通じ、メイン積分器が０にデクレメン トされるまで、２０ミリ秒ごとに継続される。そして０になると、蓄電池は８０ ％放電されたことになる。５．５ 鎮静化の監視 あらゆる蓄電池は自己放電し、違いはそのレートに関する事項に過ぎない。こ の自己放電のメカニズムは、主として、電気化学、構造、温度、経年変化、その 瞬間の変化の状態等の関数になる。車駆動用の大型鉛蓄電池は、まだ新しくかつ 低温保存されている場合には４か月で、また古くかつ高温保存の場合には２週間 で完全に自己放電してしまう。 このＡＡ９３３システムは、安定化された無負荷電圧近似法を用いることによ り、自己放電状態を近似するように構成可能である。これは、８〜２４時間にも 及ぶ長い鎮静化期間が終了した後、積分器はデクレメントのみを実行しさえすれ ばよくなるので、有利である。監視回路が蓄電池にごく僅かな負荷も加えること も重要であり、このことは、低電力システム、すなわち低電力鎮静化検出タイム クロックによって周期的に起動される高電力システムを持たせることにより、実 現される。 鎮静化信号は、消費電力、電流検出結果、スタンバイ負荷等の具体的状況を考 慮した後、キースイッチもしくは電流検出器を介して発生させればよい。 上記に挙げたような目的に対しては、システム全体のスタンバイ電流が連続運 転電流よりも遥に大であり、かつウェークアップ・アプローチも必要であると考 えられる。また２週間（３３６時間）以内にオープンループ積算をゼロに戻さな ければならないであろう。図２７に鎮静化監視用のウェークアッププログラムを 示す。これによれば、４４秒間のウェークアップ期間中に２０ミリ秒の各変換ご とに、積分器が１だけデクレメントできるようになる。最初のウェークアップは 、鎮静化が始めて検出された８時間後に実行され、これ以降のウェークアップは １時間間隔で行われる。 図２８に、積分器が通常の様式で動作したときの代表的な無負荷電圧変換を掲 げる。ここには、Ｑの符号が付された７個の積算しきい値変換が示されている。 このＱ変換は、蓄電池の比重がフル充電状態でのほぼ１．２８０から，８０％放 電状態での約１．１５０に変化するものとの想定に基づく。 上述した本発明の対象事物は、以上の説明により効果的に説明され、明確にさ れたであろう。しかし、その構成に関しては、本発明の趣旨から逸脱することな く、変更をすることができ、以上の文章や添付図面で説明したすべての事項は説 明を目的としたものにすぎず、本発明の思想を限定するものではない。 また請求の範囲は、上述した本発明の全貌と特徴のすべてをカバーすることを 意図したものであるが、本発明の範囲に関するすべての記述には、文言に関して 欠落があるかも知れないことを理解すべきである。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (81)指定国 ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＤＥ， ＤＫ，ＥＳ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，ＩＴ，ＬＵ，Ｍ Ｃ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ)，ＪＰ，ＫＲ

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １． 蓄電池の充電状態を測定および表示する計測システムにおいて、 （ａ）前記蓄電池の充電状態を示す数値を記憶して、その数値に対応する数値 電圧信号を出力する記憶手段と、 （ｂ）前記蓄電池の端子電圧を検出する検出手段であって、前記記憶手段に接 続されて前記端子電圧の実質的な比例分である前記端子電圧の関数を発生し、前 記関数がしきい値としての可変基準電圧信号よりも低いときに前記記憶手段に前 記関数を入力する検出手段と、 （ｃ）前記記憶手段の前記出力電圧信号を受けかつ前記数値電圧信号から前記 可変基準電圧信号を発生する信号発生手段であって前記数値電圧信号が充電の継 続的低下状態を示すときに前記可変基準電圧信号が前記数値電圧信号の関数とし て低下する信号発生手段と、 （ｄ）前記蓄電池から引き出される電流の比率を測定する測定手段であって前 記可変基準電圧信号が前記電流率の瞬間的なレベルに依存して大きくなるかまた は小さくなるように、前記可変基準電圧信号を発生する受信出力手段を前記電流 率に比例して調整する手段とを含む、計測システム。 ２． 前記電流率を測定する測定手段は、分路抵抗器の両端の電流の測定、ホ ール効果を利用した電流センサ、前記蓄電池から引き出された前記電流によって 駆動される設備に生じる圧力を検知するために接続された圧力変圧器、前記蓄電 池から引き出される前記電流またはその一部に依存する構成要素の温度上昇の測 定、および前記蓄電池から前記電流を引き出すために接続された接触器の閉鎖の 検出からなる群から選択される、請求項１に記載の計測システム。 ３． 前記可変基準電圧信号を発生する信号発生手段は一連の切換抵抗器から なり、前記抵抗器は所定のパターンで切り換えられ、前記各パターンは独自の範 囲の電流レベルを示す、請求項１に記載の計測システム。 ４． （ａ）前記各切換抵抗器は、シーケンサに接続される複数のデータフリ ップ・フロップの１つにドライバを介して接続され、（ｂ）前記各データフリッ プ・フロップは、異なったレベルの基準電圧とデータが入力される複数の比較器 の１つに接続され、（ｃ）前記データ入力を前記電流の測定から得る手段を設け 、（ｄ）前記シーケンサは、前記データフリップ・フロップを周期的にストロー ブして、前記抵抗器を前記所定パターンの１つで切り換える、請求項３に記載の 計測システム。 ５． 前記データ入力を得るための前記手段は電流測定手段からの入力を得る べく接続されたアナログ電流積分器を含む、請求項４に記載の計測システム。 ６． 前記データ入力を得るための前記手段は電流測定手段からの入力を得る べく接続されたデジタル電圧積分器を含む、請求項３に記載の計測システム。 ７． 前記デジタル電圧積分器は、電流測定手段からの入力を得るべく接続さ れた電圧／周波数変換器と、前記電圧／周波数変換器からの入力を得て前記抵抗 器を前記所定のパターンの１つで切り換えるために前記切換抵抗器にドライバを 介して接続された論理回路に出力するために接続された２進カウンタとを含む、 請求項６に記載の計測システム。 ８． 前記記憶手段は分率抵抗によって設定される積分率を有するデジタル積 分器を備え、前記分率抵抗は一連の切換抵抗器からなり、前記切換抵抗器は所定 のパターンで切り換えられ、前記パターンは、各々、独自の範囲の電流レベルを 示す、請求項１に記載の計測システム。 ９． 蓄電池の充電状態を測定および表示する計測システムにおいて、 （ａ）計測手段と、 （ｂ）前記計測手段に接続され、電圧制御発振器に応答する駆動手段と、 （ｃ）制御入力を前記電圧制御発振器に与える可変抵抗手段と、 （ｄ）前記蓄電池から引き出された電流の前記比率を測定し、前記電流率の瞬 間的なレベルに応じて前記可変抵抗手段を調整する手段とを含む、計測システム 。 １０． 前記可変抵抗手段は一連の切換抵抗器を備える、請求項９に記載の計 測システム。 １１． 蓄電池の充電状態を測定および表示する計測システムにおいて、 （ａ）前記蓄電池の充電状態を示す数値を記憶し、その数値に対応する数値電 圧信号を出力する出力回路を有する記憶手段と、 （ｂ）前記出力回路の前記出力信号が前記蓄電池の全範囲／容量を前記蓄電池 の実際の全範囲／容量よりも小さく選択された領域にわたって示すように、前記 出力回路を校正する校正手段とを含む、計測システム。 １２． 蓄電池の充電状態を測定および表示する方法において、 （ａ）前記蓄電池の充電状態を示す数値を記憶して、その数値に対応する数値 電圧信号を出力する段階と、 （ｂ）前記蓄電池の端子電圧を検出し、前記端子電圧の実質的な比例分である 前記端子電圧の関数を発生して、前記関数がしきい値としての可変基準電圧信号 よりも低いときに前記数値を変更する段階と、 （ｃ）前記記憶手段の前記数値電圧信号を受け、前記数値電圧信号から前記可 変基準電圧信号を発生する段階であって前記数値が充電の継続的低下状態を示す ときに前記可変基準電圧信号が前記数値電圧信号の関数として低下する段階と、 （ｄ）前記蓄電池から引き出される電流の比率を測定し、前記可変基準電圧信 号が前記電流率の瞬間的なレベルに依存して大きくなるかまたは小さくなるよう に、前記可変基準電圧信号を発生する前記手段を前記電流率に比例して調整する 段階とを含む、方法。 １３． 前記電流率を測定する段階は、分路抵抗器の両端の電流の測定、ホー ル効果を利用した電流センサの出力の測定、前記蓄電池から引き出された前記電 流によって駆動される設備に生じる圧力を検知するために接続された圧力変圧器 の出力の測定、前記蓄電池から引き出される前記電流またはその一部に依存する 構成要素の温度上昇の測定、および、前記蓄電池から前記電流を引き出すために 接続された接触器の閉鎖の検出からなる群から選択される、請求項１２に記載の 方法。 １４． 前記可変基準電圧信号を発生する段階は、所定のパターンで一連の切 換抵抗器を切り換える段階であって、前記各パターンが独自の範囲の電流レベル を示すような段階を含む、請求項１２に記載の方法。 １５． さらに、（ａ）各々が複数のデータフリップ・フロップの１つにドラ イバを介して接続される前記切換抵抗器を設ける工程と、（ｂ）各々が複数の比 較器の１つに接続される前記データフリップ・フロップを設ける段階であって前 記比較器には異なったレベルの基準電圧とデータが入力されるような段階と、（ ｃ）前記データ入力を前記電流の測定から得る段階と、（ｄ）前記データフリッ プ・フロップを周期的にストローブして前記抵抗器を前記所定パターンの１つで 選択的に切り換える段階とを含む、請求項１４に記載の方法。 １６． 前記データ入力を得る段階は、電流測定手段からの入力を得るべく接 続されたアナログ電流積分器を設ける段階を含む、請求項１５に記載の方法。 １７． 前記データ入力を得る段階は、電流測定手段からの入力を得るべく接 続されたデジタル電圧積分器を設ける段階を含む、請求項１５に記載の方法。 １８． さらに、前記デジタル電圧積分器を、電流測定手段からの入力を得る ために接続された電圧／周波数変換器と、前記電圧／周波数変換器からの入力を 得て前記抵抗器を前記所定のパターンの１つで切り換えるために前記切換抵抗器 にドライバを介して接続された論理回路に出力するために接続された２進カウン タとによって構成する段階を含む、請求項１７に記載の計測システム。 １９． さらに、分率抵抗によって設定される積分率を有するデジタル積分器 に前記数値を記憶する段階であって、前記分率は所定のパターンで一連の切換抵 抗器を選択的に切り換えることによって設定され、前記各パターンは独自の範囲 の電流レベルを示すような段階を含む、請求項１２に記載の方法。 ２０． 蓄電池の充電状態を測定および表示する方法において、 （ａ）計測手段を設ける段階と、 （ｂ）前記計測手段と接続され、電圧制御発振器に応答する駆動手段を設ける 段階と、 （ｃ）制御入力を前記電圧制御発振器に与える可変抵抗手段を設ける段階と、 （ｄ）前記蓄電池から引き出された電流の比率を測定し、前記電流率の瞬間的 なレベルに応じて前記可変抵抗手段を調整する段階とを含む、方法。 ２１． さらに、前記可変抵抗手段を一連の切換抵抗器として設ける段階を含 む、請求項２０に記載の方法。 ２２． 蓄電池の充電状態を測定および表示する方法において、 （ａ）前記蓄電池の充電状態を示す数値を記憶し、その数値に対応する信号を 出力する段階と、 （ｂ）前記出力信号が前記蓄電池の全範囲／容量を前記蓄電池の実際の全範囲 ／容量よりも小さく選択された領域にわたって示すように、前記出力信号を基準 化する手段とを含む、方法。