JPH09509294A - 高速データ伝送無線ローカル・エリア・ネットワーク - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 特に高速データ伝送の際の、多重通路による干渉により悪影響を受けた無線通信チャネルを通しての信頼性の高いデータ通信用の無線ローカル・エリア・ネットワークとして使用するのに適している、少なくとも二台のデータ装置の間でデータ通信を行うための装置および方法。本発明の望ましい実施例の場合、データは、疑似ノイズ直接シーケンス・スプレッド・スペクトル変調（７０）によってコード化された、ウオルシュ関数波形（６６）として表される。ウオルシュ関数コード化を行うことにより、記号の持続時間が長くなり、それにより、スプレッド・スペクトル変調により、データ伝送を高速で行いながら、多重通路による干渉を実質的に解決するのに十分な処理利得をあげることができる。

Description

【発明の詳細な説明】 高速データ伝送無線ローカル・エリア・ネットワーク （発明の分野） 本発明は、一般に無線ローカル・エリア・ネットワーク、特に多重通路干渉の 影響を受ける高速データ伝送用に使用される無線ローカル・エリア・ネットワー クに関する。 （発明の背景） コンピュータ間で通信を行うことができるコンピュータ通信ネットワークが普 及してきた。例えば、あるコンピュータのユーザは、他のコンピュータとの間で ファイルおよび実時間データを送受信することができる。ローカル・エリア・ネ ットワーク（ＬＡＮ）は、共通の場所内に位置している複数のコンピュータの間 で通信を行うことができるコンピュータ通信ネットワークである。例えば、ＬＡ Ｎは通常事務所または学校内のパソコンまたはワークステーションを相互に接続 したり、キャンパスまたは事務所パーク内のいくつかの建物内にあるコンピュー タを相互に接続するのに使用される。ＬＡＮに接続しているコンピュータは、通 常相互に通信し、また通常一台またはそれ以上のホスト・コンピュータのような 中央コンピュータまたは専用コンピュータや、プリンタのような出力装置、およ びファイル・サーバのような大量データ記憶装置と通信する。 ＬＡＮのようなコンピュータ通信ネットワークは、ネットワーク内の複数のデ ータ装置の間でデータ信号を通信するための送信媒体を使用している。通常、こ の通信媒体は、ワイヤのネットワークである。ワイヤは、ルートを決めなければ ならないという問題があり、スペースをとり、設置に時間が掛かり、ネットワー クに接続しているコンピュータを移動させることができないという厄介な問題を 含んでいる場合がある。 通信媒体としてワイヤ・システムを使用する場合に生ずる問題を解決するため に、コンピュータ通信ネットワーク内のコンピュータ間で、データ・メッセージ を運ぶための無線信号を通信するのに、複数の無線送信機および受信機を使用す ることができる。無線送信機および受信機は、データ送信速度および／または信 頼が低いために現在までほとんど普及しなかった。通常、データ送信速度が下が ると、信頼性は向上する。別の方法としては、信頼性を犠牲にして高速データ送 信速度を行うことができる。 無線ローカル・エリア・ネットワーク内のコンピュータ間の高速データ通信の 本質的障害は、「多重通路」と呼ばれる干渉である。無線信号は、受信機に到着 するまでに通常多くの通路を通る。無線信号が多くの伝送通路を通るという現象 は、例えば、環境内のいくつかの表面からの反射によって起こる場合がある。こ れらの通路のいくつかは、他の通路より長い。それ故、反射したそれぞれの信号 が同じ速度で伝わるから、信号のいくつかは他の信号より遅れて到着する。場合 によっては、遅れた信号は受信機に到着したとき、より速く到着した信号と干渉 を起こし信号の質を劣化する場合がある。 多重通路による時間のずれは、送信された信号の中の最も早い信号が受信機に 到着した時間と最も遅い信号が受信機に到着した時間との間の時間の経過である 。 多重通路という現象および本発明を理解してもらうために、「記号」という用 語を説明する。ある意味を伝達するメッセージを作成するためには、一つまたは それ以上の記号を組み合わせることができる。各記号は一意に認識できるもので なければならず、また記号アルファベットと呼ばれる一組の使用可能な記号から 選び出される。記号アルファベット内の記号の数は、記号アルファベットの「オ ーダ」と呼ばれる。例えば、文字「ａ」、「ｂ」および「ｃ］は、英語のアルフ ァベットからの記号であり、この場合、英語のアルファベットのオーダは２６で ある。数字の「０」および「１」は、二進法の記号であり、二進法のオーダは２ である。 第一のアルファベットから選んだ一連の記号を、第二のアルファベットから選 んだ一つの記号で表すことができる。例えば、一連の二進法の記号「１０１」を 「ａ」で表すことができる。この二進法の一連の組み合わせは、三つの記号から できている。二進法の各記号は、二つの可能な記号の中のどちらか一つであるか ら、三つの二進法の記号からなる一連の組み合わせの場合には、二進法の記号に よる一意の可能な組み合わせは８組ある。それ故、三つの記号で二進法の記号に よる８組の一意の組み合わせを作るには、８の記号からなるアルファベットが必 要になる。一般的にいって、Ｎ個の記号を使用して、二進法の記号によるＭ＝２^N 個の一意の組み合わせを作るには、Ｍ＝２^N個の記号からなるアルファベットが 必要である。 二進法による信号法を二次の信号法と呼ぶことができるように、８個の記号か らなる記号アルファベットを使用して、三つの記号による二進法の組み合わせを 表す信号システムを８次信号法と呼ぶ。通信システム設計の用語においては、８ 次記号表示方法は、「一つの記号に３ビット」を使用して、各記号を表示する方 法と呼ばれる。 一般的にいって、Ｍ＝２^N個の記号からなる記号アルファベットを使用して、 Ｎ素子による二進法の組み合わせを表示する信号システムは、Ｍ次信号法と呼ば れる。Ｍ字信号法の場合には、等価の二進法データ伝送速度Ｒは、記号伝送速度 Ｓに記号Ｎ当たりのビット数を掛けたもの、すなわち、Ｒ＝Ｓ*Ｎである。記号 Ｎを構成するビット数は、ｌｏｇ₂Ｍである。それ故、８次信号法の場合には、 Ｎ＝３であるので、等価二進法データ伝送速度は、（エラー訂正コードおよびオ ーバヘッドビットを使用しない場合には）記号伝送速度の３倍である。 二進信号法の場合には、等価二進データ伝送速度は、記号伝送速度に等しい。 すなわち、Ｒ＝Ｓである。何故なら、Ｍ＝２の場合には、記号Ｎ当たりのビット 数は１だからである。従って、二進信号法を論ずる場合には、「ビット」と「記 号」とはしばしば同じ意味に使用される。 無線通信の場合には、送信機は、モジュレータに送られた情報を表す送信信号 を供給するモジュレータを含んでいる。逆に、受信機は、送信信号を受信し、理 想的には送信信号が表すもとの情報を提供する復調器を含んでいる。通常、モジ ュレータに送られる情報は、複数の記号を含み、各記号は一組の有限の記号から 選ばれる。モジュレータに送られる各記号に対して、モジュレータは一組の別々 の記号の波形から選ばれた対応する記号の波形を生成し、その記号の波形は通信 チャネルを通して送信され、少なくとも一台の受信機によって受信される。 送信される各記号の波形は、歪を生じノイズの影響を受ける。それにより受信 される各波形は、対応するもとの送信記号波形とは違ったものになり、実際に送 信されなかった他の記号波形にさらに似たものになる。従って、既知の記号の中 の個々の記号のどれが最も送信された可能性が高いかを決定する必要がある。こ の決定は受信機の復調器によって行われ、復調器の出力は送信された記号の組み 合わせに最も近い記号の既知の一組から選ばれた記号の組み合わせである。 どの記号の組み合わせが送信されたのか判断するために、送信された各記号に 対して、復調器はコヒーレントな積分インタバルと呼ばれる時間の間、対応する 受信記号波形を処理する。各コヒーレントな積分インタバルが、各受信記号波形 と一致し、それにより正しい同期を行うことが最も重要である。正しい同期が行 われない場合には、受信機波形の記号内容は間違って解釈される。 多重通路干渉の概念をもっとはっきりさせるために、メッセージが、各メッセ ージ記号が単一のビットでできている二進データ変調波形として送信された場合 を考えてみよう。多重通路による時間のずれが、記号波形の持続時間より長い場 合には、受信信号の最初の信号の記号波形は、受信信号の非常に遅れた信号の対 応していない記号波形に重なる。この現象は記号間干渉（ＩＳＩ）と呼ばれる。 例えば、通常の室内またはキャンパス無線ネットワーク環境の場合には、時間 の遅れは５００ナノ（ｎｓ）秒より長い場合がある。二進法データ変調の場合に は、データ伝送速度は、記号の持続時間の乗法逆数（逆数）であるから、５００ ｎｓの時間の遅れは、１秒当たり二百万ビット（Ｍｂｐｓ）より遥かに遅いデー タ伝送速度の場合でも、記号間干渉により有意なデータ・エラーを生ずることを 意味している。 記号間干渉のほかに、いくつかの多重通路反射が、記号波形の持続時間より短 い時間の遅れを生じる場合がある。このタイプの多重通路干渉は、記号内干渉と 呼ばれ、このような干渉は、受信信号全体の振幅内に有意な劣化を生ずる恐れが ある。 記号内干渉の場合には、多重通路による時間の遅れは記号波形の持続時間より 短い。それ故、第一の受信信号の記号波形は、遅れて受信された信号の対応する 記号波形の対応していない部分に重なる。従って、有意の振幅を持っている反射 信号は、特定の周波数におけるコヒーレントな打ち消しにより、受信信号全体の 周波数スペクトル内で周期的に振幅ゼロの状態を引き起こす。振幅ゼロの帯域幅 は干渉を引き起こしている対応する信号の遅れに反比例する。この現象は「周波 数選択フェージング」と呼ばれ、実質的に送信機と受信機間の通信の信頼性を実 質的に損なう。 周波数選択フェージングを解決するには、通常ダイバシティ法が使用される。 ダイバシティ法としては、空間ダイバシティ、偏波ダイバシティおよび周波数ダ イバシティ等がある。空間および偏波ダイバシティは、各アンテナに対する周波 数選択パターンが異なるように、その各々が別別の受信アンテナを持っている少 なくとも二台の受信機が必要である。 周波数ダイバシティ受信機は、一本の放送受信アンテナを共同で使用している が、送信信号は複写され、周波数ゼロの幅より広い周波数帯域幅により分離され ている、少なくとも二つのキャリア信号に乗せて送信される。周波数ダイバシテ ィ受信機は、それぞれが異なるキャリア周波数に同調している複数の受信機から なっている。それぞれの方法の受信機の出力のフェージングはそれぞれ異なって いて、この利点を利用するためのいくつかの既知の方法の中の一つで結合される 。この方法は、使用する各ダイバシティ・チャネル用に別々の受信機を使用して いるので、実行コストが非常に高くなる。 高速のデータ伝送速度を維持しながら、多重通路現象による記号間干渉を減ら すためのいくつかの既知の方法が用いられている。第一の方法は、利得の高いア ンテナを使用して指向性の高い見通し線マイクロウエーブ・リンクを使用してい る。何故なら、最も長い遅れを持っている信号は、しばしばマイクロウエー・ア ンテナの中心軸から外れた角度で到着するからである。この方法のひとつの問題 は、アンテナ利得を高くしなければならないということである。アンテナは、固 定しプラットフォームに装着した大型のもので、その向きを注意深く設定しなけ ればならない。それ故、そのようなアンテナは、構造が複雑で、設置するにも移 動するにも金がかかる。大型のアンテナは特に、レンジの短い室内およびキャン パス環境用としては不適当である。 高いデータ伝送速度を維持しながら、記号間干渉を減らす第二の方法は、適応 フィルタを使用して実行するエコー打ち消し技術を使用する方法である。しかし 、適応フィルタはコストが高く、計算が面倒なので、非常に動的な無線通信環境 の場合には、要求される高速のデータ伝送速度で使用することはできない。 第三の方法は、送信波形を多重チャネルにチャネル化する方法である。各チャ ネルは異なるキャリアー周波数を持ち、単一チャネルにより送信された波形より 狭い帯域幅を持っている（それ故、より長い記号持続時間を使用している）。そ の後、各チャネルは個別に受信される。この方法は、非常にコストが高くつく。 何故なら、各チャネル毎に一台の独立した受信機が必要だからである。 第四の比較的新しい方法は、二進法の記号である限り、ｌｏｇ₂Ｍ倍である記 号を使用して、Ｍ次の直交信号法を使用する方法である。直交性の特徴に従って 、各記号を表す波形は、そこからメッセージの記号を選択する記号アルファベッ トの任意の他の記号の各波形上の突出部を持っていない。従って、アルファベッ ト内の各記号は、直交特性を使用しない場合と比較すると、アルファベット内の 他の記号からもっと容易に区別することができる。 直交信号の記号の一時的な持続時間を、多重通路による時間の遅れより遥かに 長くすると、多重通路の影響を減らすことができる。例えば、多くの方法の一つ は、高次の記号アルファベットをＭ周波数の一つにコード化するために、Ｍ次周 波数シフト・キーイング（ＭＦＳＫ）変調を含んでいる。直交信号法は、さらに 記号内干渉を除去するために、ダイバシティ受信機を必要とする。さらに、直交 信号法は、従来の通信チャネルと比較すると、実行するのに非常に広い帯域幅を 必要とし、それ故、通常政府の規制によりその使用が禁じられている。 高速なデータ伝送速度を維持しながら、多重通路効果による記号間の干渉を減 らすためのこれらすべての方法は、一般的に同様に記号内干渉を減らすためのダ イバシティ受信用の装置を含んでいて、そのため複数の受信機を使用しなければ ならない。 直接シーケンス拡張スペクトル（ＤＳＳＳ）変調は、多重通路干渉を解決し、 区別するために使用することができる乗法変調技術である。多重通路効果を緩和 するために普通使用されているが効果が低い方法は、二進データ変調と一緒に使 用される直接シーケンス拡張スペクトル変調を使用する方法である。この場合、 ＤＳＳＳ変調の直接シーケンス拡張関数は、疑似ノイズ（ＰＮ）波形である。こ の方法の効果は満足できるものではない。何故なら、多重通路効果を除去するた めに十分な処理利得を使用すると、ＬＡＮ処理能力要件をサポートするために必 要な十分速いデータ伝送速度が得られないからである。 二進法データ変調拡張スペクトル波形の処理利得は、ＤＳＳＳの拡張帯域幅と データ帯域幅との比である。拡張帯域幅は、しばしば政府規制または信号処理技 術の欠陥による束縛により制限される。二進法データ伝送速度を遅くすると、処 理利得が増大し、その結果、強くになるが、データ処理能力の速度が低下する。 多重通路効果による記号間および記号内干渉を減らす効果は、拡張スペクトル 波形の処理利得によって決まるが、一方隣接する通路を解像する能力は、記号伝 送速度び関数ではなく、拡張帯域幅の一つの関数にしかすぎない。 コード分割多重アクセス（ＣＤＭＡ）を実行するのにウオルシュ関数波形を使 用することは周知である。ＣＤＭＡは、複数の送信機が同じ周波数スペクトルを 共通に使用している拡張スペクトル・システムのチャネル容量を改善するのに使 用される。ウオルシュ関数変調は分割可能な信号を供給するために使用される。 この分割の可能性を確保することは困難である。何故なら、処理利得が制限され ていて、その結果、正確な送信機の電力規制が通常要求されるからである。利得 をさらに増大することが望ましい。 ギルハウゼンの米国特許第５，１０３，４５９号は、多重ユーザの信号を相互 に区別するために拡張スペクトル・コード化を使用しているセルラ電話システム を詳細に開示している。この能力は、拡張スペクトル信号法の周知のＣＤＭＡ装 置の一例である。その目的は、多重通路干渉の減少ではない。順方向チャネル内 においては、ウオルシュ関数信号法は、データ変調用としてではなく、改善され たＣＤＭＡ性能用に使用されている。さらに、ウオルシュ関数信号法は、記号持 続時間の拡張によるＣＤＭＡ処理利得を増大するためには使用されていないで、 ＤＳＳＳが単独で供給できる疑似ノイズよりよいＣＤＭＡ波形を供給するという 目的だけに使用されている。何故なら、この処理が行われるのは、直交特性がデ ータ記号の間で起こるのではなく、同じ周波数帯域幅を分割して使用している複 数のユーザの間で起こるからである。ギルハウゼンの５，１０３，４５９は、逆 方向チャネル内でのウオルシュ関数データ変調の使用について記述しているが、 ギルハウゼンの５，１０３，４５９は、はっきりとウオルシュ関数信号法の目的 は、ライリ・フェージング多重通路チャネル内で良好なガウス雑音性能を達成す るためであると述べている。従って、復調ためにコヒーレントな位相基準信号を 必要とする二進法位相シフト・キーイングのような変調の使用は避けなければな らない。ギルハウゼンの５，１０３，４５９は、ライリ・フェージング多重通路 環境内においては、作動位相シフト・キーイングはうまく作動しないと述べてい るし、また直交信号法のある種の装置は、位相基準がなくても作動するものでな ければならないと述べている。さらに、ギルハウゼンの５，１０３，４５９に記 載されている多重通路チャネルはライリ・フェージングであるので、ギルハウゼ ンの５，１０３，４５９の方法では多重通路干渉を解決できないし、区別するこ ともできない。さらに、ギルハウゼンの５，１０３，４５９の装置内で、データ 変調用にウオルシュ関数信号法を使用すると、その内部で拡張スペクトル・コー ド化を独立して使用しなければならなくなる。ギルハウゼンの５，１０３，４５ ９は、明らかに二進法直交信号法を使用することができる、何故なら、コヒーレ ントな位相基準を必要としないからであると述べている。ギルハウゼンの５，１ ０６，４５９に記載されている受信機の場合には、移動装置を時間的に同期させ るために、順方向および逆方向の全チャネルを使用しなければならない。実際、 サテライトに基づくタイミング・システムは、セル間で時間を整合していなけれ ばならない。それ故、ギルハウゼンの５，１０３，４５９に開示されているシス テムは、明らかに時間同期ＣＤＭＡセルラ電話通信システムであり、高速データ 伝送無線周波数コンピュータ間通信システムを意図するものでもなければ、その 目的のために使用できるものでもない。 カーの米国特許第４，６３５，２２１号および第５，００１，７２３号は、一 般的に信号送信用に使用できる帯域幅より遥かに広い処理帯域幅を持っている、 表面音波コンボルバ内で使用できる帯域幅を使用するシステムを開示している。 受信された信号は、いくつかのキャリア周波数に多重化され、そのそれぞれはコ ンボルバ内で別々に処理される。コンボルバは、受信した信号を、ウオルシュ関 数およびＰＮ−ＤＳＳＳ波形からなるＭ個の直交基準波形と、同時に比較するた めに使用される。カーの５，００１，７２３特許は、４，６３５，２２１特許が 開示しているウオルシュ関数の代わりに、直交正弦波を使用している別なタイプ のものを開示している。これら特許の開示の範囲は狭く、限定的にコンボルバを 使用する複数の信号を復調する方法を述べているに過ぎず、多重通路環境内での 使用に適している高速データ伝送無線ローカル・エリア・ネットワークを実行す るいかなる装置も開示していない。 グロスの米国特許第４，４９４，２３８号は、受信機によりコヒーレントに処 理される多重非連続キャリア周波数間の疑似ノイズ直接シーケンス拡張スペクト ルの使用を開示している。このシステム内においては、ウオルシュ関数は、受信 機内で信号を生成するのに使用され、この信号は位相の計算には使用されるが、 多重通路干渉の影響を受けている通信チャネルを通して、信号を送受信するのに は使用されていない。 マクリー等の米国特許第４，８７２，１８２号は、高周波無線通信ネットワー クを操作するために役にたつ周波数を決定するための方法を提供している。各受 信機は、その疑似ノイズ直接シーケンス拡張スペクトル基準コードによって識別 されるが、このことは拡張スペクトルコード化がＣＤＭＡ用に使用されているこ とを意味している。ただし、「ＣＤＭＡ」という用語の意味ははっきりとは説明 されていない。ウオルシュ関数変調は、役にたつ周波数バンドが発見されるまで 、使用できる周波数バンドを走査するための制御情報を指定するために使用され る。 （発明の目的） 本発明の一般的な目的は、先行技術の問題点を解決することができる上記のタ イプの無線ＬＡＮを提供することである。 本発明のより明確な目的としては、通信の信頼性を維持しながら、非常に高速 のデータ伝送速度を達成することができる無線ＬＡＮを提供すること等がある。 本発明の他の目的は、多重通路効果による記号間および記号内干渉を解決し、 それにより従来のものより確実な性能とともに、より高速なデータ伝送速度を提 供することである。 本発明の他の目的は、信頼性が高く、データ伝送速度が速い無線ローカル・エ リア・ネットワークを実行する実用的な手段を提供することである。 （発明の要約） 本発明は、多重通路による干渉がある場合でも、無線ローカル・エリア・ネッ トワーク・データ通信環境内で、高速のデータ伝送速度を提供する装置および方 法を提供することである。この目的を達成するために、本発明は、多重通路効果 による記号間および記号内干渉の両方を抑制するための処理利得を提供するため 、また一方無線ＬＡＮ用に必要とされる高速のデータ処理能力を提供するために 、一組の直交信号のようなより高次の信号アルファベットを、直接シーケンス拡 張スペクトル変調（ＤＳＳＳ）と組み合わせている。さらに、上記の高速データ 伝送速度の分野にＤＳＳＳを使用することにより、記号内干渉の影響をダイバシ ティ法の使用の必要性を有意に減らすことができる程度にまで減少している。 より高次の信号法アルファベットを使用することにより、等価の二進信号法の 波形よりｌｏｇ₂Ｍ倍長い記号波形が得られる。この場合、Ｍはより高次の信号 アルファベットの位数である。より高次の信号アルファベットの持続時間がより 長い記号波形は、拡張スペクトル送信帯域幅を増大しないで、一定のデータ伝送 速度に対する処理利得を増大するために、ＤＳＳＳ波形と一緒に変調される。処 理利得が増大した結果、実用的な無線ＬＡＮを提供するために十分な速さのデー タ伝送速度で、信頼性の高い性能を得ることができる。 ある種の用途の場合には、非直交のより高次の信号アルファベットを使用する と、一定のＳＮ比に対して低いビット・エラー率で測定した場合の性能は合格ラ イン以上である。一つの記号に対して二つまたはそれ以上のビットを送信する場 合の一組の非直交記号の例としては、直角位相振幅変調（ＱＡＮ）信号立体配置 および一組のＭ次位相シフト・キーイング等がある。 望ましい実施例の場合、使用されるより高次のアルファベットは相互に直交し ている。Ｍ次直交信号法をより高次のアルファベットを実行するために使用しよ うとしても、通常利用可能なチャネルの割当が狭いために使用できない。一つの 記号当たりｎビットを送るために必要な帯域幅は、記号伝送速度のＭ倍である。 この場合、Ｍは２ⁿである。ｎとＭとの間の指数関係が表しているように、Ｍ個 の直交波形をサポートするのに必要な小さな構造体（高周波部品）を使用すると 、帯域幅の要件は指数的に増大することになる。例えば、一定の記号伝送速度に 対しては、一つの記号に対して送信されるビット数が４から５に増大すると、処 理能力（データ伝送速度）は２５％増大するが、送信機の帯域幅を１００％増大 しなければならない。 その内部で使用される、すなわち、直接シーケンス拡張コードおよび帯域幅に よってサポートされる一組の直交信号の一例としては、一組のウオルシュ関数波 形がある。より高次のアルファベットとしての、これらの波形は、拡張スペクト ル信号法だけに必要な占有送信帯域幅を越えない範囲で、疑似ノイズ拡張スペク トル変調により直接変調することができる。拡張スペクトル周波数割当および拡 張スペクトル送信装置は、コヒーレントな広帯域幅を持っているので、ウオルシ ュ関数コード化だけを使用する場合に、コード化される信号よりもっと広い帯域 幅が必要な場合でも、ＤＳＳＳコード化と一緒に使用する場合には、一組のウオ ルシュ関数波形は追加の帯域幅を必要としない。 従って、「拡張」および「縮小」という用語の意味は、ＤＳＳＳ波形による帯 域幅の変化があろうがなかろうが、それぞれ変調およびＤＳＳＳコード化波形の 除去と解釈していただきたい。ＤＳＳＳの帯域幅より狭い帯域幅を持っているウ オルシュ関数波形の場合には、「拡張」および「縮小」という用語は、従来の意 味により近い意味に解釈することができる。 本発明は、ウオルシュ関数波形および拡張スペクトル波形のすべての二進法に よる遷移が、共通のクロック信号の遷移と一緒に起こるように、拡張スペクトル コード上で同期している状態で変調することができる、複数の相互に直交する二 進波形を含んでいる一組のウオルシュ関数波形を使用している。クロック信号周 波数は、各ウオルシュ関数および拡張スペクトル波形内の可能な限りの最も小さ いパルス構造体をサポートするように選択される。一つの波形内で起こる可能性 のある最も小さいパルス構造体が、波形の帯域幅を決定する。それ故、クロック の速度が波形の帯域幅を確立する。クロックの縁部で波形信号の遷移が起こって いる限りは、ウオルシュ関数波形と拡張スペクトル波形との乗法合成は、その二 つの構成波形の帯域幅以上の追加帯域幅を必要としない。従って、ＤＳＳＳ波形 の帯域幅より狭いかまたは等しい帯域幅を持っているウオルシュ関数波形は、ウ オルシュ関数／ＤＳＳＳ合成波形の帯域幅を全然増大しないで、使用することが できる。 他の望ましい実施例の場合には、一組の直交信号は、一組の二重直交信号を形 成するために対せき信号を含んでいて、一定のＤＳＳＳ処理利得で達成すること ができるデータ伝達速度をさらに増大する。他の実施例は、二重直交信号法を行 うために、差動位相シフト・キーイング（ＰＳＫ）内でのように、二つの記号に またがっているコヒーレントでない信号法、単一の記号内で直交信号法と組み合 わされているコヒーレントおよびコヒーレントでないＭ次位相シフト信号法、一 つの記号内で直交信号法とともに、二つの記号にまたがっている差動コード化コ ヒーレント位相シフト・キーイングを含んでいる。 （図面の簡単な説明） 本発明は、添付の図面を参照しながら、下記の詳細な説明を読めば、より完全 に理解することができる。 図１は、多重通路による干渉により影響を受けている通信チャネルの略図である 。 図２は、記号間および記号内干渉の両方を示している通常の短いレンジの多重通 路チャネルの、時間対測定インパルス応答の対数のグラフである。 図３は、拡張スペクトル送信機のブロック・ダイアグラムと関連波形の時間領域 である。 図４は、ＤＳＳＳによりコード化された見通し線（ＬＯＳ）信号を縮小するため に、受信機内で使用される相関プロセスのブロック・ダイアグラムである。 図５Ａ、図５Ｂおよび図５Ｃは、それぞれ見通し線および反射信号の時間領域グ ラフ、ブロック・ダイアグラムおよび相関プロセス出力グラフを示す。これら図 面すべてには、相関プロセス出力線を引くための見通し線信号および反射信号の 和に対する相関プロセスを示している。 図６は、各記号のＤＳＳＳコード化による有意の記号間干渉の除去を示す時間対 測定インパルス応答のグラフである。 図７は、急速な同期要件を示すＬＡＮタイプの図面である。 図８、拡張スペクトル送信機のブロック・ダイアグラムである。 図９は、相関器復調器にタイミング信号を供給する急速同期回路を持っている、 拡張スペクトル受信機のブロック・ダイアグラムである。 図１０は、同期を行うためのスライド直列コリレータを持っている拡張スペクト ル受信機のブロック・ダイアグラムである。 図１１は、データ・パケット構造体の一例の図面である。 図１２は、帯域直接シーケンス（ＤＳ）除去を使用するコリレータ復調器の略図 である。 図１３は、ベースバンドＤＳ除去およびコヒーレントでないＤＰＳＫを使用する 直交信号法用の位相がコヒーレントでないコリレータ・復調器の略図である。 図１４は、ベースバンドＤＳ除去およびコヒーレントなＰＳＫを使用する直交信 号法用の位相がコヒーレントなコリレータ復調器の略図である。 図１５Ａ−図１５Ｈは、ウオルシュ昇順の第一の８のウオルシュ関数波形を示す 波形トレースである。 図１６は、種々のデータ伝送速度での、ＤＰＳＫ信号法および直交信号法用の１ ０２４ビットのデータ・パケットを正しく復調する確率対信号／干渉比のグラフ である。 図１７は、図１６のグラフの部分拡大図である。 図１８は、本発明の受信機を実行する電荷移送装置の集積回路のレイアウト図面 である。 図１９は、コヒーレントなキャリア位相基準信号と一緒に使用する、復調チップ 回路の略図である。 図１９Ａは、図１９の加算／減算ブロックの詳細を示すブロック・ダイアグラム である。 図２０は、同相チャネルおよび直交位相チャネルの両方が処理される、位相が分 からないキャリア信号と一緒に使用する復調器チップ回路の略図である。この図 の中には、復調器チップの組み合わせ回路の略図が示されている。 図２１Ａおよび図２１Ｂは、図２０の回路を二つのチップに分割する際の望まし い分割方法、または階段状構造を実現するための略図である。 図２２は、ウオルシュ係数を計算するための基本セルの略図である。 図２３は、ウオルシュ係数を計算するための木構造に接続された図２２の複数の 基本セルの略図である。 （図面の詳細な説明） 本発明は、多重通路による干渉の影響を軽減するための装置および方法を提供 する一方、ローカル・エリア・ネットワーク・データ通信環境内で高速データ伝 送速度を提供する。本発明の装置および方法は、一組の直交信号のようなより高 次の信号アルファベットを、直接シーケンス拡張スペクトル（ＤＳＳＳ）変調と を組み合わせて使用する。 本発明でわかったことだが、ＤＳＳＳ変調の拡張コードの帯域幅と同じ程度の 帯域幅を必要とする一組の直交信号としては、例えば、一組のウオルシュ関数波 形がある。高次のアルファベットとしての、これらの波形は、占有送信帯域幅を 拡張スペクトル信号だけに必要な帯域幅以上に増大せずに、疑似ノイズ（ＰＮ） 直接シーケンス拡張スペクトル（ＤＳＳＳ）波形と組み合わせることができる。 一組のウオルシュ関数信号は、ウオルシュ関数波形のすべての二進遷移が、ＤＳ ＳＳ波形を生成する同じクロック信号の遷移の際に起こるように、ＤＳＳＳ波形 によって同期状態で多重化することができる二進波形を含んでいる。 波形の帯域幅は、波形の可能な限りの最も小さいパルス構造によって決まる。 各クロック遷移は潜在的な信号の遷移を表しているので、クロックの速度により 信号波形の可能な限りの最も小さいパルス構造が確立する。クロックの縁部で起 こる帯域幅が最も広い波形のすべての信号の遷移は、クロック信号の帯域幅以上 の追加の帯域幅を必要としない。 他の方法によっても、拡張スペクトル技術と一緒に使用するための一組の直交 信号を提供することができる。信号法を実行するために、一つの疑似ノイズ拡張 コードと一緒にウオルシュ関数のような別々の乗法直交信号セットを使用する代 わりに、記号波形を、ほとんど直交している一組の疑似ノイズ（ＰＮ）拡張コー ド、または上記の拡張コードの位相シフトの中から選ぶことができる。同じコー ドの種々のシフトを送信するための変調としては、例えば、パルス位置変調（Ｐ ＰＭ）および周期コード・シフト・キーイング等があるが、これらの時間シフト 変調は不適当である。なぜなら、多重通路による時間の遅れが起こったとき、変 調が不明確になる恐れがあるからである。データをリレーするために、一組のＰ Ｎ拡張波形の中の一つを送る変調も、いくつかの問題点がある。 周期的に、データ変調を受けていない最大長の組み合わせだけが、必要なほと んど直交する相互相関特性を持っている。ランダムに選んだＰＮ波形は、ＰＮ波 形の処理利得に等しい（異なるペアの波形間で）平均相互相関値を示す。良好な 相互相関特性を持っている波形のサブセットを得ることは困難である。必要な波 形の数は、送信しなければならない一つの記号当たりのビット数の増大とともに 、指数的に増大する。いったん決定したこれらの波形は、別々のＰＮ生成装置で 生成しなければならない。何故なら、各波形の構造は他のそれぞれの波形の構造 と無関係であるからである。 受信機の場合には、各送信波形に対して別々のスペクトル・相関器を設置しな ければならない。何故なら、波形は一般的にそれぞれ独立しているからである。 各相関器は、受信信号によって作動し、受信信号波形と基準波形との間の相関関 係の程度を示す相関器の出力でのレベルを供給する。潜在的に送信することがで きる各波形は、一つの相関器内で基準波形として供給される。どの波形が実際に 送信されたのかに関する決定は、最大の出力信号を持っている相関器によって行 われる。 本発明によれば、先行技術とは異なって、ウオルシュ関数はこれらの問題点を 持っていない。ウオルシュ関数の規則的な波形構造により、任意の次数の一組の 波形を容易に合成することができる。受信機においては、本発明は、それにより 相関器を複数の同一の素子から構成することができる、ウオルシュ関数波形の分 解特性を使用することができる。それ故、本発明によれば、ウオルシュ関数直交 データ変調は、拡張スペクトル変調と一緒に使用するための望ましい形のデータ 変調となる。 しかし、Ｍ個のウオルシュ関数波形のそれぞれに相関関係を供給する手段であ れば、どの手段でも使用することができる。拡張スペクトル変調と一緒に使用す る場合には、（高速ハダマード変換とも呼ばれる）ウオルシュ変換のような他の 例も、同様に役にたつ。 一組の直交信号の特徴は、拡張スペクトル波形がその組の中の他の波形上に突 出部を持っていないという特性である。一方、一組の対せき信号の特徴は、波形 が他の波形上に負の突出部を持つことができるという特性である。二組の信号を 組み合わせることによって、一組の二重直交信号が形成される。この場合、直交 信号および対せき信号の両方とも可能である。利点をあげると、二重直交データ 変調の場合には、各記号は、送信帯域幅を広げなくても、または処理利得を下げ なくても、余分のデータビットを使用することができる。この場合、ＳＮ比が少 し悪化するが無視できる程度のものである。 一組の二重信号は、図１４の例示としての実施例に示したように、ウオルシュ 関数復調器内で実行することができる。この場合、任意の波形の正負の位相を一 つの記号内の追加の可能性のある波形として使用することができる。それ故、位 相シフト・キーイング（ＰＳＫ）は直交信号と組み合わせることができる。受信 した信号の位相を追跡することができる場合には、二重直交変調をコヒーレント に処理することができる。 別々の方法を使用する場合には、二重直交変調を、図１３の例示としての実施 例に示した通り、記号間で差動位相シフト・キーイング（ＤＰＳＫ）を使用して コヒーレントでない状態で処理することができる。コヒーレントでないＤＰＳＫ を使用する場合には、直交受信機が連続している記号の各組に対して送信された 可能性の最も高い波形を決定した後、ＤＰＳＫ受信機は各組の記号波形のキャリ アの間で位相反転が行われたかどうかを判断する。この動作に対する次の組の記 号は、二進法のＤＰＳＫと丁度同じように、前の組の第二の記号と一つの新しい 記号からなっている。 位相基準が受信機で生成される場合には、コヒーレントなＰＳＫを各記号に対 して使用することができるようにデータ伝送速度を速くするために、直交信号と 一緒に多相シフト・キーイングを使用することができる。しかし、このタイプの ビット・エラー率性能は、信号セットの次数が増大するにつれて急速に悪化する 。さらに、差動直角位相シフト・キーイング（ＤＱＰＳＫ）のようなマルチレベ ルのＤＰＳＫを使用することができるが、この方法はデータ伝送速度は向上する が、そのかわりにビット・エラー率性能が低くなる。 本発明のいくつかの実施例は、信頼性の高い無線ＬＡＮ性能を提供する。上記 の実施例の一つは、送信記号の後に続く各記号用の異なるＰＮ拡張コードを使用 している。それにより、送信記号間の多重通路内の高い相互間相互関係のサイド ローブによるエラーはダンダム化される。 望ましい実施例の場合には、エラー率をさらに減少させるために、エラー修正 コード化も使用することができる。エラー修正コード化は、復調器の出力で測定 した場合に、ある種の多重通路による遅れの条件下で起こる恐れのある高いサイ ドローブによるエラー率の一部を補償するために使用することができる。 他の実施例の場合、同じＰＮコードが各継続記号の形で繰り返して現れる。反 復するＰＮコードを使用することによって、相互相関関係のピーク・サイドロー ブ・レベルを低くすることができるが、コードを変更すると記号間のレベルのあ る程度のランダム化が起こる。 本発明の他の実施例は、一定の処理利得を得るために必要な帯域幅を減らすた めに、拡張スペクトルコード変調に対してパルス整形フィルタを使用している。 周波数領域で正方形に整形された波形、すなわち、周波数サイドローブを持って いない波形の場合に、処理利得が最大になることは当業者にとっては周知である 。それ故、コードのパルス整形を行えば、時間サイドローブは高くなるが、周波 数サイドローブが低くなる、すなわち、周波数領域内の正方形の形が崩れること になる。 〈多重通路環境〉 図１について説明すると、二つのタイプの主な多重通路による干渉の違いを知 ることは有益なことである。「近接」多重通路による干渉は、直接見通し線信号 ２６よりほんの少し長い距離を通ってきた、見通し線信号（ＬＯＳ）２６の反射 信号２８が存在する場合に起こる。これにより、受信信号の信号の強度のコヒー レントな打ち消し合いと深いフェージングが起こる。これは少なくとも反射信号 ２８とＬＯＳ信号２６の組み合わせである。このタイプの反射信号のＬＯＳ信号 ２６に対する遅れは、もはやＬＯＳ信号２６の一つのデータ記号の持続時間より 短く、そのためそれによる干渉は「記号内」干渉と呼ばれる。このタイプの多重 通路による干渉は、ＬＯＳ信号２６と比較すると、小さな角度で受信機に到着す るような状態で表面から反射する通路を通る信号によって起こる。 ＬＯＳ信号２６および反射信号２８の種々の周波数構成要素は、受信機に悪影 響を及ぼすような形で干渉し、その結果、受信周波数スペクトルがゼロになる。 例えば、狭い帯域幅の信号、すなわち、（通常従来の通信で使用されていた）比 較的狭い周波数レンジを占有する信号は、受信周波数スペクトル内で零になるあ る周波数のキャリア信号の変調に使用される。また狭い帯域幅の信号は受信機へ のＬＯＳ通路および反射通路の両方を通り、受信変調信号の振幅は実質的に減少 する。変調信号の振幅が、通信チャネルにより導入されたノイズの振幅より小さ な振幅にまで減少することすら起こり得る。この現象は多重通路によるフェージ ングと呼ばれている。 例えば、受信機が送信機から２００メートル離れた場所に設置されていて、信 号反射器が受信機と送信機間の見通し線から垂直に４５メートルのところに設置 されている場合には、送信機から出た後、反射器によって受信機の方向に反射さ れた信号は、見通し線（ＬＯＳ）信号が通った距離と比べると、２０メートルだ け長い距離を通過する。それ故、この例の場合、反射信号はＬＯＳ信号より６５ ナノ秒遅れて到着する。反射が正反射である場合には、しばしば反射信号の振幅 はＬＯＳ信号の振幅にほとんど等しい場合も起こり得るし、それにより深い多重 通路によるフェージングが起こる。 「遠い外側の」多重通路干渉は、一つのデータ記号の持続時間より長い遅れを 生ずるように、反射信号が見通し線信号が通った距離より十分長い距離通った場 合に起こる。この結果起こる干渉は記号間干渉（ＩＳＩ）と呼ばれる。反射の原 因は、「近接」多重通路内の反射の原因に類似している場合があるが、反射面と 送信機および受信機との幾何学的位置関係により、ＬＯＳ信号の振幅以下に十分 減衰する前に、記号の持続時間以上に延びる場合がある過度の反射通路が形成さ れる。本発明は、二進法による通信のデータ伝送速度に対する遠い外側の多重通 路干渉による今までの制限を取り除く。 第一のデータ・ビットに対応する信号の反射が、第二のデータ・ビットに対応 する直接通路信号に重なった場合には、記号間干渉（ＩＳＩ）が起こる。ＩＳＩ は、受信機のところでデータ回復エラーを起こす場合がある。例えば、送信機と 受信機との間の距離が２００メートルあり、反射器が見通し線通路から垂直方向 に１５０メートル離れていて、送信機および受信機から同じ距離にある場合には 、見通し線（ＬＯＳ）信号が通った直接通路より１６０メートル長い反射通路が できる。それ故、反射信号は、ＬＯＳ信号より５３５ナノ秒遅れて到着する。こ の作動環境内では、二進法による信号法の速度が、２Ｍｂｐｓより遥かに低い速 度に制限される。 図２は、無線ＬＡＮ通信チャネルの代表的なろ過インパルス応答測定値のグラ フである。この図において、Ｔは記号の持続時間を示す。最初の（ろ過）パルス は送信されたインパルスへの見通し線応答を表す。その後のすべての応答は、反 射によるものである。層内および層間干渉両方のＴの数値に対する影響は明かで ある。 〈拡張スペクトル性能の利点〉 図３を見れば分かるように、疑似ノイズ直接シーケンス拡張スペクトル技術（ ＰＮ−ＤＳＳＳ）は、データ伝送速度をサポートするのに通常必要な周波数（帯 域幅）より広いレンジ上に、送信信号を分配する乗法変調ステップを使用してい る。例えば、二進法データ３０は、第一のモジュレータ３４内で、キャリア信号 ３２を位相シフト・キー変調するのに使用されている。第一のモジュレータ３４ の出力３６は、二進法データ３０のデータ伝送速度程度の周波数帯域幅を持って いる。変調データ信号３０内のシャープな信号遷移３８は、変調信号３６の位相 反転３９を行う。フーリエ変換理論によると、位相反転３９が行われると、信号 帯域幅内に高い周波数の信号成分が導入される。 ＰＮ−ＤＳＳＳ拡張コード４２内の最小のパルス構造体４０は、通常、データ 信号の可能な最小パルスであるビットと区別するために、チップ４０と呼ばれて いる。ＰＮ−ＤＳＳＳ拡張コード４２は、第二のモジュレータ４４内で波形３６ を位相シフト・キー変調し、その結果、出力波形４５の各データ記号内でより多 くの位相反転が起こる。第二のモジュレータ４４の出力波形４５は、ＰＮ−ＤＳ ＳＳコードの帯域幅に等しい帯域幅を持っている。モジュレータ３４および４４ の変調順序は反対にすることができる。また変調を当業者にとっては周知の最小 シフト・キーイングまたは他の種々の連続位相シフト・キーイングの形でも行う ことができる。 図４について説明すると、受信機４６内においては、拡張コード４２を、基準 コード４９を使用する整合ろ過または直列相関器内で実行することができる、相 関関係プロセスにより除去することができる。相関器４８により実行される相関 関係プロセスにより、受信信号を形成している個々の伝ぱん通路の線形分解５０ が行われる。この分解は、信号処理に固有のもので、フィードバックを必要とし ない。それ故、適応イコライザ・システムの場合と違って、面倒な計算をしなく ても、広域チャネル・ダイナミックを行うことができる。 図４に示すように、受信機４６内での相関関係プロセス４８により、信号通信 チャネルを通しての送信により崩れた後で、ローカル基準コード４９と受信信号 ４７との間で相互相関関係のチェックが行われる。相関関係プロセス出力５０は 、基準コード信号に対する受信信号の相対的変位のレンジに対して描くことがで きる。拡張コード信号４２は、その自動相関関数の振幅が、信号が整合する場所 を除いては、すべての場所でほとのどゼロになるように選ばれる。信号が整合す る場所では、相関スパイク５０と呼ばれる底辺の長さが２／Ｔ_cである、三角パ ルスができる。この場合、Ｔ_cはチップの幅である。 相関スパイク５０のピークは、完全な整合が行われた場所で発生する。データ のビットと区別するために、拡張コードの各ビットをチップと呼ぶことにしたこ とを思い出してほしい。それ故、相互相関インタバル、例えば、記号の持続時間 内の拡張シーケンスのチップが１６である場合で、チップの縁部も整合する場合 には、拡張コードを相関関係のチェックが行われる信号に対して整合させる方法 は１６種類ある。未知のチップ境界タイミングは、チップ・タイミング・シフト の半端な部分によるものと説明がつく。相関関係プロセスにより、有意の信号エ ネルギー（相関スパイク）をもたらした相対位置、および無視できる信号エネル ギー、すなわち、目でみて分からない信号スパイクを持っている残りの相対位置 を知ることができる。 図５について説明すると、反射信号５２およびＬＯＳ信号５４をＰＮ−ＤＳＳ Ｓ変調することにより、これら信号を相関関係プロセス５６を使用している受信 機で、時間内に分析することができ、それにより多重通路干渉を除去することが できる。相関関係プロセスの後で、各信号５２および５４は、それぞれ変位した 相関スパイク５２ａおよび５４ａで表され、各スパイクは受信信号の相対強度を 表す振幅を持っている。実際、相関関係プロセスの出力は、整合した相対コード として掃引され、それがすべての信号通路の自動相関機能の線形の和として、拡 張帯域幅に分解された通信チャネルのインパルス応答に近似される。 本発明の場合、ＰＮ−ＤＳＳＳ拡張スペクトル信号法を使用することによる利 点は、強い遠い外側の多重通路ＩＳＩを緩和できることである。望ましい実施例 の場合には、この緩和は、各データ記号からのＩＳＩが任意の以後の記号のＤＳ コードと相関関係を持たないように、各データ記号の拡張スペクトル波形を変更 することにより達成される。 図６は、図２のチャネル・インパルス応答に対する相関関係プロセス出力のグ ラフである。チャネル・インパルス応答５８の遠い外側の多重通路部分は、記号 時間を過ぎた部分が切除されている。何故なら、各データ記号は異なるＰＮ−Ｄ ＳＳＳ波形によって変調されているからである。 相関関係プロセスは、直列相関器、または整合フィルタ、またはそのどちらか の近似法を使用することによって実行することができる。直列相関器（別名スラ イディング・相関器）は、検出インタバルと呼ばれる処理期間後、信号が検出さ れたかどうかを確認する。検出インタバルは、通常データ記号より長い、何故な ら、無線ＬＡＮの性能が満足できるものにするために信号を復調するのに必要な 信号エネルギーより、信号を検出するのに必要な信号エネルギーのほうが大きい からである。 多重コヒーレント積分インタバル上で（コヒーレントまたは非コヒーレントに ）積分を行うことにより、検出インタバルをさらに長くすることができる。この 場合、各コヒーレントな積分インタバルは、通常データ記号に関連する持続時間 である。検出インタバルの後で、信号の検出ができなかった場合には、直列相関 器は、ＰＮ−ＤＳＳＳコード・チップの端数により基準タイミングをスライドす る。チェックしなければならない検出インタバルの数は、不確かなコード・タイ ミングおよびチップ・タイミングのオーバサンプルの量によって決まる。例えば 、タイミングが全く分からず、プリアンブルの検出部分が１６のチップの反復シ ーケンスであり、ストラドリング損失を防止するためのオーバサンプルに対して チップ半分毎に相関関係が起こる場合、受信信号を検出するのに正しいタイミン グを行うには、３２程度の検出インタバルで十分である。検出インタバルが１０ 記号分長い場合には、送信機は任意のデータを送信する前に、３２０の記号から なるプリアンブルを送信しなければならない。さらに、ＤＳＳＳシーケンスは、 プリアンブル内で反復され、検出は任意の反復の際に起こるので、信号検出後は 、ど の記号がデータ・ストリームの冒頭の部分であるかを知るためにフレーム同期を 行わなければならない。Ｓ／Ｎ比は、検出には十分であるので、フレーム同期は 、容易に認識できる簡単なフレーム同期ビット・パターンを使用して行うことが できる。 整合フィルタ・シンクロナイザまたはそれと同等の装置を使用することにより 、一回の検出タイミング内のすべてのコード・タイミングの関係を試験すること ができ、それ故、これら装置を高速シンクロナイザとして使用することができる ことは一般に知られている。整合フィルタ同期は、直列相関器と比較すると、タ イミングが曖昧である。本格的な整合フィルタの種々の近似法は、二進法量子化 入力整合フィルタまたはある種のコヒーレントでない処理を含む整合フィルタ、 または数段の間（しかし、直列相関器ほどではない）に全タイミング・サーチを 行う整合フィルタを含んでいる。 同期のために相関器を使用するかまたは整合フィルタを使用するかは、用途に よって違ってくる。相関器の方が、遥かに価値が安く、はるかに技術によって左 右されない。整合フィルタは、計算向きである。長い同期オーバーヘッドが起き ても平気な場合や、適当なデータ・リンク・プロトコルを使用して、検出プロセ スを支援する装置を使用する場合には、相関器を使用することができる。 〈ローカル・エリア・ネットワーク・チャネル・アクセス・プロトコル〉 通信アクセス・チャネル・プロトコルは、多くのユーザが共通の通信チャネル にアクセスできるようにする一連の手順である。例えば、複数の送信機が同一の 通信周波数バンドを使用しているある種の通信環境の場合には、処理能力要件お 通信量優先権に基づく通信アクセス・チャネル・プロトコルは、複数の送信機の ぞれぞれが順番にチャネルを通して送信することを要求する。データの長いブロ ックを送信するには、コンピュータ通信プロトコルは、しばしばデータをパケッ トと呼ばれるより短いブロックに分割し、送信する。これらパケットは受信機で 再び組み立てられる。データをパケットに分割することにより、多くのユーザが 通信チャネルを公平に有効に共通使用することができる。 図７は、六つの周知のプロトコル・タイプと必要なシンクロナイザ回路の速度 の比較を示す。使用されるプロトコルにより、どの速度のシンクロナイザが必要 であるかが決まる。何故なら、平均のデータの処理能力は同期オバーヘッドによ り影響を受けるからである。例えば、一般的に入って、直列相関器・シンクロナ イザ内での信号検出は遅いが、その速度はその使用がプロトコルによってサポー トされている場合には、事前タイミング情報を使用することによって改善するこ とができる。タイミング情報は、各データ・パケットに関する不確かなタイミン グを最低限度に抑えることにより、大まかな分析でのタイミングを長期間追跡す ることによって決めることができる。別な方法を使用した場合には、タイミング 情報は、タイミング・ハブからの放送用の送信を通してタイミングを中央で制御 することにより決めることができる。このタイプの通信システムは、制御信号の 同期の性質を示すために、「時間スロットつき」と呼ばれる。 チャネルが時間スロットつきでなく、ランダム・アクセスタイプである場合に は、使用するデータ・パケットの長さが重要である。データ・パケットが直列相 関器同期に必要なプリアンブルよりかなり長い場合には、プリアンブルは通信チ ャネル処理能力効率に影響を与えない。しかし、データ・パケットの持続時間に 対してプリアンブルと比較して短いほうが望ましい場合には、チャネルの効率を 維持するために高速シンクロナイザを使用しなければならない。場合によっては 、再送信制御を行うために、送信されるデータのタイプに従って、通信量の流れ を最適化するために短いデータ・パケットが必要になる。 整合フィルタ・シンクロナイザまたはそれに相当する装置は、一つの検出イン タバルの間に、すべてのコード・タイミング関係を試験することができ、それ故 、高速シンクロナイザとして、使用することができることは広く知られている。 短いデータ・パケットを使用する場合には、シンクロナイザが必要な低い同期オ ーバーヘッドを得るのに十分なだけ高速であることは、きわめて重要である。 もう一つの方法は、パケット切り換えではなく、メッセージ切り換えに基づく ネットワークである。メッセージ切り換えの場合には、通信量はパケット化され るが、チャネルの各ユーザはメッセージを送信する。この場合、各メッセージは 一連のパケットを含んでいて、他のユーザはメッセージの中断を行うことはでき ない。各連続パケットを異なるユーザが送信することができるパケット切り換え の場合のように、各パケット内で、同期を再度行う必要はない。図７の図面に示 すように、切り換えられたパケットだけが短いパケットを使用するランダム・ア クセス・プロトコルは、高速シンクロナイザを必要とする。 送信が切り換えられたメッセージである場合、またはパケットがクロック安定 性より長い場合、またはドップラ・シフトを使用できる場合には、送信期間中同 期を維持するために時間追跡ループを使用しなければならない。例えば、データ 伝送速度が５Ｍｂｐｓで、パケット長が２００キロビットである場合には、パケ ットの持続時間は４０ミリ秒になる。必要とする整合が、最初の同期タイミング の２０ナノ秒間持続しなければならない場合には（この時間はコード・チップの 持続時間より実質的に短くなければならない）、２０ｐｐｍのネットのクロック ・オフセットが送信機と受信機との間に必要になる。別々の方法を使用する場合 には、受信信号との基準コード整合を維持するために、遅れロックタイミング制 御ループを使用することができる。他の例としては、クロック周波数をロックす るために、自動周波数制御（ＡＦＣ）ループを使用することができる。 本発明による無線ＬＡＮ通信システムの一実施例を図８に示す。コンピュータ ・インタフェース６０は、記号グループ化モジュール６２によって、最初に一連 のデータ・ワードに分割される二進法データのデータ・ストリームを供給する。 各データ・ワードは記号の数値を表す。記号の数値は、エンコーダ６４を任意に 通かすることができ、その際にエラー修正のコード化が行われる。直交信号法の 場合には、変調アルファベットに整合している記号と一緒に、リード・ソロモン ・エラー修正コードを使用することができる。二重直交信号法の場合には、リー ド・ソロモン・コードを排他的に使用することができ、またハイブリッド・リー ド・ソロモン／二進法コード化技術をを使用することができる。この場合、リー ド・ソロモン・コード化は直交復調プロセスを修正するために使用される。また 記号間位相反転復調に対しては、二進法修正を使用することができる。例えば、 振幅情報に基づくデコーダ内に潜在的エラーを表示する削除解読法は、直交また は二重直交信号法を使用するオプションである。例えば、直交復調の間に記号エ ラーが起こった場合には、対応する間違っている記号を使用した位相反転決定の 有効性を疑ってみる必要がある。 もっと詳細に説明すると、エラー修正コード化は、通常記号グループ内の多数 の修正可能なエラーを修正しようとする。この記号グループは、「コード化ブロ ック」と呼ばれる。リード・ソロモンコード化ブロックは、データ記号と同じに 表示されるが、実際にはコード化情報を含んでいるある種の「チェック記号」と 接続している一組のもとのデータ記号からなる。データと一緒に含まれるチェッ ク記号の数が増えれば増えるほど、修正することができるエラー内のデータ記号 の数が増える。データ記号と全グループの大きさとの比は、「コード化」比と呼 ばれる。例えば、「比率１／２」コード化は、データ記号の数とチェック記号の 数が同じであることを意味する。「比率１／２」は低い比コードと見なされる。 低い比コード化の結果、復調を効率的に行うことができるガウスノイズ環境での 最低Ｓ／Ｎ比は減少し、エラーの突発に対する許容範囲を達成することができる 。 本発明による装置および方法は、若干異なる目的のためのコード化に使用する ことができる。それ故、本発明の一つの特徴は、衛星通信またはコンピュータ内 で使用されるハード・ディスク・ドライブ上のエラーを修正するというようなよ り一般的な用途には、一般的に不適当であると思われているコード化方法を含ん でいることである。上記の用途は、一般的に、必要な性能を実現するために低速 コードと大きなコード化ブロックを必要とする。実際、共通コード化方法を実行 することができる集積回路を入手することができるが、これらの集積回路は上記 の用途に適していないことが分かっている。使用中の直接シーケンス・コードお よび実際の多重通路による遅れによる、ウオルシュ直交信号法による無線データ 通信システムの独特な問題としては、多重通路による自己干渉による減らすこと ができないエラーが起こる場合がある。このことは、非常に高いＳ／Ｎ比の場合 ですら、復調したデータ内にエラーが現れることを意味する。 この問題を解決するために、高速度コードが使用される。すなわち、一つのデ ータ・ブロックに対して、少数のチェック記号が好んで使用される。この独特な コード化を使用すると、無線データ通信ネットワークの高い処理能力の要件を維 持しながら、減らすことができないエラー率を除去することができる。もっと普 通のコード化方法を使用した場合には、減らすことができないエラーを除去でき るだろうが、この場合には、データの処理能力が大きく低下し、ハードウエアお よびソフトウエアが非常に複雑になる。本発明の一つの特徴によると、上記のよ うな犠牲はしばしば他の用途の場合には必要と思われるが、無線データ通信ネッ トワーク内の多重通路による問題の解決には望ましいものではない。 高速エラー修正コードは、多重通路が記号間で起こらない場合であっても、各 記号に対する多重通路の効果をランダム化する各記号に対する直接シーケンス・ コードを変更することによって改善される場合がある。さらに、短いコード化ブ ロックが好んで使用される。短いコード化ブロックを使用すると、高速コードに より、各ブロック内での修正の可能性が低い場合であっても、パケットの性能は 高くなる。より短いコード化ブロックが好まれるには、他の理由もある。すなわ ち、ブロック内の各記号を変更するために、コードの選択が行われる直接シーケ ンスコードのライブラリとして、小規模のものを使用することができること。復 調器とコンピュータとの間の待ち時間を、短くすることができること。修正を行 う際の計算の要件が少なくなり、データ記憶装置の容量が少なくてすむことであ る。 エラーの突発に耐えなければならない用途の場合には、大きなコード化ブロッ クだけしか使用することができない。一方、ランダム・エラーの場合には、一定 のコード速度、その結果であるある種の平均エラー率への許容範囲は、チェック 記号とブロック記号との間の比率が同じである限り、異なるブロック・サイズを 使用することによって達成することができる。コード・ブロックが長いと性能が 幾分良くなるので、従来のコード化の設計は通常長いブロックを使用していた。 本明細書内で使用する「短いブロック」という用語は、一定のランダム・エラー 率が、単一のエラーを修正する能力だけで許容することができる程度に十分短い ブロック・サイズを意味する。従来のコード化を実行するには、洗練されたプロ セッサ内で行われる複雑な反復解読手順を使用しなければならなかったが、単一 エラー修正コードは、比較的簡単なデジタル・ロジックを使用することにより直 接解読することができる。それ故、短いコード化ブロックを使用すれば、少ない 遅れで簡単な回路を使用して、高速伝送エラーを修正することができる。 望ましい実施例の場合、、高速コードは、各コード化ブロック内の一つの記号 だけを修正することができる単一エラー修正リードソロモンコードである。それ 故、コード化された信号を受信した場合、簡単な記号幅のフィードバック・シフ ト・レジスターまたは全解読動作を含んでいる索引テーブルを使用する簡単なデ コーダを作ることができる。これについては後で詳細に説明する。二つのチェッ ク記号を含む１５の記号からなる長さのコード化ブロックは、速度１３／１５（ ＲＳ（１５，１３）とも表記する）単一エラー修正リード・ソロモンコード化ブ ロックを形成する。このブロックは、１／１５程度の記号エラー率を取り扱うこ とができ、また計算は最も簡単である。 基本的なＲＳ（１５，１３）コードは、（コヒーレントまたはコヒーレントで ない復調の）ウオルシュ二重直交信号法だけに対して使用される。（コヒーレン トまたはコヒーレントでない復調の）ウオルシュ二重直交信号法の場合には、リ ード・ソロモンコード化ブロックの他にデータの二進法素子の修正を行う必要が ある。直交変調の場合に必要な記号Ｓ／Ｎ比の場合には、波形の二進法の部分内 のエラーは、直交信号法のエラーと比較すると、数段低いので、無視することが できる。データの送信パケットが、ランダム二進法ビット・エラーにより失われ る場合があるが、このようなことは、平均して、（ＲＳ（１５，１３）を使用し ている記号１５からなる長さのブロック内での単一直交エラーより多い）非常に 多くの直交信号法エラーによるパケットの紛失より、その頻度は遥かに少ない。 しかし、直交信号法エラーを起こしたことが二進法信号法に与える影響は、無 視することはできない。何故なら、二進法部分の変調を行う処理チャネルを選択 するのに、直交復調が使用されるからである。例えば、コヒーレントな二重直交 の場合には、直交波形決定の際に一つのエラーが起こると、対応する二進法のビ ットにエラーが起こる確率は５０％である。一方、コヒーレントでない二重直交 信号法の場合には、直交信号法エラーが起こると、ＤＰＳＫ決定を行う際に複雑 な振幅を使用する二つのＤＰＳＫビットのエラーを起こす確率は５０％である。 都合のいいことに、信号法エラーと二進法エラーとの間には高い相関関係がある ので、削除解読法は魅力があり、削除解読法はランダム・エラー修正と比較する と、より少ないチェック・ビットしか必要としない。 特別なケースとして、一つの記号当たり５ビットを使用しているウオルシュ二 重直交信号法に対する望ましいコード化は、１３の５ビットからなる情報記号と 一緒に１５０の記号ブロックを使用している。二つの５ビットからなるチェック 記号は、任意の４ビットの直交復調エラーが起こったとき、修正を行う。Ｒ−Ｓ ＦＥＣの位置が確認され、４ビットの直交信号法エラーが修正された後、おそ らくエラーを起こしていると思われる一組のＤＰＳＫビットの位置を知ることが できる。５ビットからなるチェック記号のそれぞれのための二進法（第五）ビッ トは、それぞれ復調された二進法ビットの偶数および奇数の組用のパリティ・チ ェックを含んでいる。このことは、隣接している二進法ＤＰＳＫビットが、異な るパリティ・ビットによってチェックされることを意味するが、この異なるパリ ティ・ビットは、どのエラーがペアで現れやすいかについてＤＰＳＫ対するパリ ティ・チェックを有益なものにしている。ランダムな二進法エラーは無視するこ とができるので、単一のエラーは二進法データ・グループ（偶数および奇数）内 でおこる恐れがあり、直交信号法エラーが起こったとき、疑わしい二進法ビット の位置を知ることができる。それ故、二進法データを修正するには、一組のパリ ティ・ビットで十分である。 図８について説明すると、データ・モジュレータ６６は、入力データを対応す るウオルシュ関数記号波形に変換し、適当な位相変化が記号の間に任意に追加さ れる。データ・モジュレータ６６は、記憶している対の波形を選択することによ って、またはデジタル波形生成装置内の対応するロジックを選択することによっ て、入力データを対応するウオルシュ関数記号波形に変換する。二重直交または 差動二重直交変調の場合には、位相反転の制御は、記号の情報内容を増加させ、 それによりデータ伝送速度を増大するために、二進法ウオルシュ関数出力を補足 するか、または補足しないで行われる。その後、排他的ＯＲ論理ゲート７２は、 結果として得られた波形を、直接シーケンス疑似ノイズ生成装置７０が生成した ＰＮ−ＤＳＳＳ波形６９と結合させる。論理ゲート７２の出力は、送信信号７６ を供給するＲＦモジュレータ７４を駆動し、送信信号７６は、ＲＦアンプ７８に よって増幅され、データのパケットとしてアンテナ８０から放送される。 モジュール７０，７２および７４によって行われる変調の順序は重要ではない し、それ故逆の順序で行うこともできる。同様に、ＲＦモジュレータ７４は、各 段にわけて行うことができる。例えば、最初に中間周波数変調、その後でろ過に 関連する最終送信周波数での変調を行うことができる。 データ・モジュレータ６６は、ウォルシュ関数の選択の他に任意の位相変調を 内蔵することができる。Ｓ／Ｎ比が十分に高い場合には、コヒーレントなＭ次Ｐ ＳＫ，またはＤＰＳＫ，ＤＱＰＳＫのような記号間のコヒーレントでない差動位 相シフト、または差動Ｍ次ＰＳＫを、データ伝送速度を高めるために使用するこ とができる。適当なエラー修正コード化を上記の変調方式と一緒に使用すること ができる。 図９に示す本発明の一実施例の場合には、受信機８４は高速シンクロナイザ８ ２を含んでいる。高速シンクロナイザ８２の出力は、ウオルシュ関数の結合、Ｐ Ｎ相関器８６およびＰＮ基準生成装置８３のタイミングを制御する。図１２、図 １３、図１４は、図９および図１０のウオルシュ関数／疑似相関器８６のような ウオルシュ関数／直接シーケンス・相関器の種々の実施例を示す。高速同期のい くつかの方式は、当業者にとっては周知であり、本発明に従っていろいろの形で 使用することができる。実施例の一つは、整合フィルタである。他の実施例は、 獲得補助相関器である。高速シンクロナイザ８２は、検出域値レベルを持ってい る検出回路を含んでいなければならない。域値レベルは固定にすることもできる し、受信信号レベルの関数として決定することもできる。 相関器８６は、最大確度決定またはその近似を行う復調器８８を駆動する。相 関器８６は、複数Ｍ個の出力を持ち、この出力の数Ｍは復調されるＭ次信号８５ の位数Ｍに等しい。最大値を持っているＭ個の出力の特定の出力は、送信される 波形にマッチしている基準波形にもっとよく対応している。従って、相関器８６ のＭ個の出力は、復調器８８を駆動し、復調器８８はすべての相関器８６の出力 の中から大きさが最も大きい出力を選ぶ。 直交変調の他に使用されるすべての位相シフト・データ変調は、復調器８８内 のすべての可能な波形に対して相関関係をチェックすることにより理想的に復調 することができる。別々の方法としては、（コヒーレントまたはコヒーレントで ない、また記号内または記号間の）位相シフト・キーイングを、性能の無視でき る程度の損失の結果生じる選択された直交値に対して、復調器８８を作動させる ことによって、別々に復調することができる。 例示としての実施例の場合には、Ｍ次の直交信号法と結合したＤＰＳＫの場合 には、各記号のペア内のＭ次の直交波形が最初に復調される。連続している記号 上の最大出力を含んでいる相関器の出力は、ＤＰＳＫ復調に使用される。他の例 示としての実施例の場合には、Ｍ次の直交信号法と結合しているコヒーレントな ＰＳＫに対して、各記号内のＭ次の直交波形が最初に復調される。その後、連続 している記号上の最大出力を含んでいる相関器の出力は、ＰＳＫ復調器内の位相 基準と比較される。 復調器８８内においては、復調が行われた後、送信機内でエラー修正コード化 が使用されていた場合には、復調されたそれぞれの記号が、エラーがあるかない かをチェックするために解読される。その後、解読された記号８９は、データ・ インタフェース９２内で鎖状に接続され、二進法のデータ・ストリームが形成さ れ、コンピュータによって受信される。 遅延ロック・タイミング制御ループが含まれていないことに注目してほしい。 何故なら、パケットが高速同期を必要とするほど十分に短いと思われるからであ る。しかし、にもかかわらずパケットがタイミング・ドリフト仕様に対して長す ぎる場合、または可変長パケットが望ましい場合には、遅延ロック・ループまた はＡＦＣループを内部に設置することができる。 図１０に、相関器同期を使用し、任意の遅延ロック時間追跡制御ループ９０を 内蔵している、本発明による受信機の一実施例を示す。任意のウオルシュ波形を 、パケットの最初に送信する同期信号として使用することができる。例示として の実施例として、最も低い位数の波形Ｗ₀を使用する。この場合、相関器８６は 、タイミング情報をタイミング制御モジュール８７からの入力として使用して、 ＰＮコード・タイミングを探して直列相関器サーチを行う。アナログ信号であっ てもデジタル信号であってもいい、出力信号Ｗ₀は、相関器８６の実行技術に従 って、コンパレータ９３によって検出される。コンパレータ９３の出力信号は、 同期検出装置９５によって受信される。その後、同期検出装置９５は、それ以上 の信号のサーチを止め、復調プロセスが行えるようになる。 例示としての実施例の場合には、コンパレータ９３への第二の入力９４は、他 のチャネル９６の一つまたはそれ以上の出力のそれぞれの大きさの合計を行う域 値推定モジュール９８によって決定される。これらのチャネル９６は、送信され る同期信号に対して直交相関関係のチェックを行っているので、チャネル９６は 、受信機内におけるノイズおよび干渉の強さの測定値を提供する。ノイズおよび 干渉がない場合には、チャネル９６の中の一つだけが能動状態になっている。し かし、ある程度のノイズおよび干渉は不可避であるので、チャネル９６のそれぞ れはある程度能動状態にある。多くのこれらチャネル９６を結合することによっ て、受信信号のノイズおよび干渉の強さをコヒーレントでない状態で平均するこ とができ、それによりほとんど一定の偽のアラーム速度を維持するように設定さ れている検出域値が与えられる。この場合、偽のアラームはノイズまたは干渉が 真の相関信号として誤って解釈されたものである。検出域値レベルを確立するた めに直交チャネル内で同時相関関係チェックを行うという方法は、多重出力サン プルにまたがる期間の間一台の相関器のレベルを平均する方法より優れている。 何故なら、この方法は遷移応答問題を抱えているからである。 図１０の復調器８８は、図９の復調器と同じものである。図１０には、長いパ ケットの間同期を維持するために使用される、任意の時間追跡機能９０がはっき りと図示されていて、一方、図９には時間追跡機能が明示されていることに注目 してほしい。時間追跡モジュール９０の実行方法は周知であり、早期／後期相関 関係チェックおよび時間ディザを含み、時間ドリフト源がクロックのオフセット またはドップラである場合には、ＡＦＣを含んでいる。 図１１に、本発明と一緒に使用することができるデータ・パケット構造１００ の一例を示す。データ・パケット構造１００は、ヘッダー部分１０１、データ部 分１０２およびトレイラ部分１０３を含んでいる。ヘッダー部分１０１は、プリ アンブル１０４、ソース・アドレス１０６、行き先アドレス１０８およびパケッ ト長１１０を含んでいる。プリアンブルは同期信号を含み、オプションとして、 受信機が検出イベントが発生したことを確認するために使用することができる信 号を含んでいる。プリアンブル１０４の長さは、使用する同期のタイプによって 決まる。またプリアンブル１０４の後ろには、エラー修正のタイプまたは制御情 報自身に対するエラーチェックのような他の制御情報をつけることもできる。パ ケット本体はデータ１０２を含んでいる。トレイラ１０３は、最終エラー検出の ための周期的冗長度チェックコード１１２を含んでいる。トレイラは、また前の パケットの受信が成功したか失敗したかに関する確認情報を含むこともできる。 この確認は「ピッギーバックド」確認と呼ばれる。 図１２、１３および１４は、結合ウオルシュ関数およびＰＮ相関器・ブロック ８６および図９および１０に示すデータ復調器８８の詳細を示す。これらの実施 例は一つの記号に対して３ビットを供給するために８次のウオルシュ変調を使用 しているが、これは説明上の便宜のためだけである。しかし、同じ回路を、二進 法直交信号法を含めて、一つの記号当たり任意の数のビットを使用する直交信号 法に適用することができることを理解してほしい。 疑似ノイズ（ＰＮ）は、図１２に示すように、少なくとも一台のミキサ１１５ および少なくとも一台の帯域フィルタ１１６によって、直接中間周波数上で除去 することができる。ウオルシュ関数コード化が、拡張スペクトル帯域幅全体を占 めていない場合には（すなわち、ウオルシュ関数クロック・サイクル当たり一つ 以上のＰＮチップが存在する場合には）、帯域フィルタ１１６は、ウオルシュ関 数帯域幅にろ過することができ、その結果部分的な相関関係のチェックが行われ る。この場合は、表面音波（ＳＡＷ）フィルタとして実行することができる帯域 フィルタ１１６は、ウオルシュ関数変調の帯域幅内に入るように、入力波形をろ 過する矩形波インパルス応答を行う。その後、このろ過された信号１１７は、そ れぞれのミキサ１１８、低域フィルタ１２０およびＡ／Ｄコンバータ１２２によ り、ＩおよびＱチャネル内で分割され、サンプルされ、それにより信号１１７の 複雑な形が形成されるが、Ｉチャネルは真の成分を表し、Ｑチャネルは信号１１ ７の虚の成分を表す。Ａ／Ｄコンバータ１２２の出力は、ウオルシュ関数復調器 １２４によって受信され、この復調器は信号と基準ウオルシュ関数との相関関係 をチェックする。相関器１２４の出力は、結合回路１２６内で包絡線変調され、 この結合回路１２６は８次変調に対する８組の複合（ＩおよびＱ）チャネルの各 組に対して包連出力を行う。八組の包連出力は、８次コンバータ１３０内で比較 され、どの複合相関器１２４が最も強い包絡出力を行ったのかを示す最大振幅イ ンデクスが得られる。最大振幅インデクスは、相関器１２４内で行われた直線相 関関係チェックプロセスによる決定に従って、送信された可能性の最も高いデー タ記号を示す。データ・デコーダ１３２は、最大振幅インデクスおよび八組の包 絡出力を受信し、選択されたウオルシュ関数相関器包絡出力の二進法ストリーム に対して直接解読を行うか、二重直交信号法が同様に使用されている場合には、 任意のリード・ソロモンまたはハイブリッド・リード・ソロモンおよび二進法コ ード・エラー解読を行う。 図１３は、アナログ／デジタル変換後、およびウオルシュ関数照合を行う直前 にＰＮ除去を行う例示としての実施例を示す。Ａ／Ｄ変換（図示してない）の前 にアナログ乗算を使用してベースバンドでＰＮの除去を行うこともできる。復調 器は図１２の復調器１３０，１３２と同じものであってもいいし、または任意に ＤＰＳＫを記号の間に追加することもできる。この形の信号法は、ＤＰＳＫを使 用するので、コヒーレントでない二重直交信号法と呼ばれる。 ＤＰＳＫ復調を行うには、最大相関器出力を決定する８次振幅比較モジュール １５０の出力１５２が、選択装置１４６内で使用され、八の複合振幅１４５から その出力に多重化され、振幅１４７を複合化する最大信号の複合振幅１４７がＤ ＰＳＫ変調に使用される。 ＤＰＳＫの決定は、最大振幅の相関器の出力の内積を取り出し、その結果の符 号を決定した後で、記号遅延１５４を使用して、複合乗算装置１５８内の二つの 連続している記号の選択出力を使用して行われる。それとは別々、記号の内の一 番大きいインデックスが、記号遅延モジュール１５６内に、ウオルシュ関数法の 正しい数値としてセーブされる。データ・デコーダ１６０は、記号遅延モジュー ル１５６からウオルシュ復調の結果を、複合乗算装置１５８からＤＰＳＫ復調の 結果を受信する。これらの結果は、各記号に対して４ビットの出力（１６字のア ルファベット）を得るために、一つのビットからなるＤＰＳＫの答を３ビットか らなるウオルシュ相関器の答を鎖状に接続することによって、データ・デコーダ 内で結合される。そうしたい場合には、データ・デコーダ１６０は、エラー修正 アルゴリズムを適用する。その後、データ・デコーダ１６０は、結果として得ら れたそれぞれの記号を、コンピュータ（図示してない）によって処理するために 、等価の二進法データ・シケンスに変換する。データ・デコーダ１６０は、図８ のモジュール６２、６４および６６が行った演算を反転する。記号遅延装置１５ ６は、送信されたＤＰＳＫ変調と整合する特定の記号に従って使用される任意の 装 置であることに注意してほしい。記号遅延モジュール１５６は正しい場所に設置 され、ＤＳＰＫの結果は、データ・デコーダ１６０内において、対のＤＰＳＫ記 号の先の記号の間に送信されたウオルシュ関数記号と整合する。 図１４は、コヒーレントな位相基準信号１６４と一緒に使用するための単一チ ャネル復調器を示す。ＩＦ信号１６６は、帯域幅フィルタ１６８によってろ過さ れる。ろ過されたＩＦ信号には、キャリア回復ループ（図示してない）からのコ ヒーレントな位相基準信号１６４が掛けられる。その結果得られる信号は、低域 フィルタ１７０によってろ過され、その後アナログ−デジタル・コンバータ１７ ２によってデジタル信号に変換される。その結果得られたデジタル信号は、ＰＮ 基準コード１７４を使用してＰＮ相関器１７６によりデスプレッドされ、デスプ レッドされた信号は、ウオルシュ相関器１７８内でウオルシュ関数復調される。 ＰＮ除去およびウオルシュ関数復調のための上記の技術の任意なものを適用する ことができ、その適用の順序も任意である。ＰＮスプレディイング・コードが、 ウオルシュ変調より高速な変調である場合には、デスプレッドしたＰＮはＰＮ相 関器１７６内でウオルシュ帯域幅に狭めることができる。位相基準信号１６４を 使用するので、この相関器内には単一のチャネル（チャネルＩ）だけで十分であ る。符号除去モジュール１８０は、ウオルシュ関数相関器１７８からのデジタル 信号の符号ビットを除去し、８次比較モジュール１８２が、相関器１７８のどの 出力が最も大きいかを判断する。位相基準信号１６４がコヒーレントな状態を保 っているので、任意のＰＳＫ変調をコヒーレントな二重直交信号法を供給するた めに使用することができる。復調する場合には、符号レジスター１８４内で最大 の数値の符号ビットを選択する必要がある。データ・デコーダ１８６は、任意に エラー検出および修正を行い、８次比較モジュール１８２からの信号の記号グル ープをコンピュータ（図示してない）で処理するために二進法データ・ストリー ムに分解する。 〈ウオルシュ関数信号法〉 図１５Ａ−図１５Ｈに第一のウオルシュ関数を示す。図１５Ａは一番低位のウ オルシュ関数であり、図１５Ｂ−図１５Ｈに他のウオルシュ関数を昇順に示す。 最も低位のウオルシュ関数はＷ₀で示す。通信環境の場合には、ウオルシュ関数 は 時間の関数であるので、ウオルシュ関数はまたＷ（ｎ，ｔ）またはＷＡＬ（ｎ， ｔ）で表すことができる。この場合、ｎは特定のウオルシュ関数の位数であり、 ｔは時間を表す。 ウオルシュ関数は、相互に掛け合わせた場合、それぞれが異なる位数の他方の ウオルシュ波形と相互に直交しているデジタル波形である。すなわち、異なる位 数の任意の二つのウオルシュ関数の積の整数は零に等しい。各ウオルシュ関数の 位数は、その関数が示す二進法遷移の数に等しい。例えば、ＷＡＬ（０，ｔ）は 二進法遷移を持っていないが、一方、ＷＡＬ（２，ｔ）は二つの二進法遷移を持 っている。等価的にいって、ウオルシュ関数波形は波形の持続時間内の一つまた はそれ以上の二進法の状態を持っていると見なすことができるが、この場合、一 つの二進法の状態はウオルシュ・チップと呼ばれる最低の持続時間より長くない 持続時間であってもいい。 メッセージの各記号に対しては、これらのデジタル波形の一つを、メッセージ によってすでに変調されているキャリアを位相変調するために使用することがで きる他のデジタル波形を生成するために、直接シーケンス拡張スペクトル・コー ドを使用して、排他的ＯＲ論理ゲートにより論理的に結合することができる。 図１６は四つの確率曲線を示す。ＤＰＳＫと表示されている曲線Ａは、デシベ ル（ｄｂ）単位の正規化したＳ／Ｎ比の関数として、ＤＰＳＫ拡張スペクトル信 号法を使用してのデータの１０２４ビットのパケットを正しく復調する確率を示 す。（一つの記号に対するビットで表した）データ伝送速度が８ｂ／ｓ，４ｂ／ ｓおよび２ｂ／ｓで表示されているその他の三つの曲線は、一つの記号当たりの ビット数が、それぞれ８、４および２であるＭ次直交信号法を使用するデータの １０２４ビットのパケットが、正しく復調される確率を示す。Ｍ次直交信号法は 、コード化の一つの形式であることを強調しておかなければならない。ＤＰＳＫ 変調がコード化と結合した場合には、同様に必要とするより低次のＳ／Ｎ比の方 へ移行する。 図１７は、同じ曲線拡大したものである。４次の直交（２ビット／符号）の使 用は実質的にＤＰＳＫと同じであり、より高次の信号アルファベット（４ｂ／ｓ または８ｂ／ｓ）は有意に性能を改善することに注目してほしい。コード化して いないリンクの場合には、上記の曲線は、一定の帯域幅の場合には、Ｍ次（Ｍ＞ ２）の直交信号法をＰＮ−ＤＳＳＳ拡張スペクトルと結合することによって、受 信機で許容することができるＳ／Ｉ比は、ＰＮ−ＤＳＳＳ拡張スペクトルと二進 法（Ｍ＝２）信号法、またはＤＳＰＫのいずれかと結合することによって許容で きる、Ｓ／Ｉ比より大きいことを意味する。逆に、例えば、４ビット／記号およ び８０ＭＨｚのＰＮ−ＤＳＳＳ帯域幅を使用する送信は、受信機において約１３ ０ＭｈｚのＤＰＳＫおよび直接シーケンスを使用する送信の場合と同じ干渉を許 容することができる。 周期的コード・シフト・キーイング（ＣＣＳＫ）と呼ばれている、ＰＮ−ＤＳ ＳＳコードのローテーションを使用すると、ウオルシュ関数を使用する場合のい くつかの利点をを持っている一組の直行信号が得られる。その利点の一つは、Ｐ Ｎ−ＤＳＳＳコードの帯域幅上に信号帯域幅をそれ以上拡張しないでも、直行信 号法に必要な帯域幅を、直接シーケンス帯域幅と等しくすることができることで ある。ＤＤＳＫを使用すると、パルス位置変調（ＰＰＭ）された相関器の出力波 形を生じる。しかし、多重通路環境の場合には、ＣＣＳＫのＰＰＭに類似してい る行動は問題を引き起こす恐れがある。何故なら、信号の重要な特徴、すなわち 、復調に使用される遅延判別式が、多重通路として誤って解釈される恐れがある からである。それ故、ＣＣＳＫは多重通路環境内でウオルシュ関数として使用す るのは望ましくない。 直交信号法による帯域幅の拡張が、直接シーケンス拡張より遥かに小さい場合 には、一組の直交信号を使用することができる。この場合、便利な選択法は拡張 コードを除去した後で、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を使用して復調される一組 のトーン（すなわち、Ｍ次のＦＳＫ）を選ぶ方法である。しかし、直交信号法に よる拡張がＤＳＳＳ変調による拡張に接近する場合には、実際の送信帯域幅は直 接シーケンスおよび直交変調によって変化する。何故なら、この一組の変調は根 本的に異なる変調方式であるために、どんな方法を使用してもそれらを同期させ て重畳することができないからである。 ＣＣＳＫおよびウオルシュ関数の両方とも、直交信号法に必要な帯域幅を、Ｐ Ｎ−ＤＳＳＳの帯域幅上の信号の帯域幅をそれ以上拡張しなくても、直接シーケ ンス帯域幅に等しくすることができるという特性を持っているけれども、ＣＣＳ Ｋを多重通路環境内で有効に使用することはできない。それ故、帯域幅を制限し 、多重通路環境内での性能を向上させるには、ＣＣＳＫよりウオルシュ関数のほ うが望ましい。 〈ウオルシュ関数相関関係チェックプロセッサ〉 この問題を論じる場合、受信信号は、ＰＮ−ＤＳＳＳおよびウオルシュ関数の 両方により変調されているものと仮定する。また、受信機内においては、受信信 号を変調するためのＰＮ−ＤＳＳＳコードは、受信信号に正しく整合していて、 この場合、同期は、例えば、整合しているフィルタまたは時間スライド直列相関 器を使用して行われているものと仮定する。さらに、スプレッド信号を形成する ために、受信信号と局部基準信号が掛け合わされ、その後、最も高い位数のウオ ルシュ関数の処理を容易にするために、デスプレッド信号は低域フィルタによっ てろ過されるものと仮定する。（例えば、最も高次のウオルシュ関数はＤＳＳＳ チップ速度以下の周波数を含むだけの帯域幅を持つことができる。）デスプレッ ド動作は、ウオルシュ関数変調だけを残して、ＰＮ−ＤＳＳＳコードを除去する 効果がある。 以下に同相ベースバンド処理について考察する。実際の実行の場合には、キャ リアの位相、および直角位相チャネル並びに以下に説明する同相処理は、各チャ ネル内で行われ、それに続いてデータの決定が行われる前に対応する振幅の包絡 線結合が行われる。 ウオルシュ関数相関関係チェックプロセッサ（例えば、モジュール８６、１２ ４、１４４、１７８）内で必要な相関関係チェックを行う一つの方法としては、 完全に並列の高速ウオルシュ変換を実行する方法がある。この方法は、ウオルシ ュ関数が大きくなったときだけ魅力的になる。高速ウオルシュ変換を実行するの に望ましい方法は、図２３に示す連続した段を持っている木構造の形に相互に接 続している、図２２に示す複数の基本セル使用して、ウオルシュ関数の係数を計 算することによって、数学的構造を開発することである。連続している各段のク ロックの速度は、前段と比較すると半減し、連続している各段のセルの数は二倍 になっていて、それにより各段での計算速度は同じに保たれている。そのほとん どが計算速度に依存している各段で消費される電力は、それ故、ほとんど一定で ある。さらに、計算素子の数は、完全並列高速ウオルシュ変換に必要な数より遥 かに少ない。 並列高速ウオルシュ変換は、Ｍ次の出力当たりＭ（ｌｏｇＭ）個の計算素子を 必要とする。比較のために、図２３に示す木構造は、Ｍ次の出力当たり２（Ｍ− １）の計算素子を使用している。それ故、Ｍの数値が大きくなればなるほど、図 ２３の木構造はウオルシュ変換を計算するための並列アーキテククチャ（図示し てない）より優れたものになる。何故なら、Ｍ次の出力当たりの計算素子の数は 木構造の場合より有意に少ないからである。両方の構造とも記号当たり同数の計 算を行う。この木構造により、それを集積回路の形に実行した場合、その数だけ ハードウエアの動作速度に対してハードウエアの規模を少なくすることができる という利点を得ることができる。 図２２について説明すると、基本セル２５０は、速度ｆ_inで、入力部２５２に おいて入力サンプルを受け入れ、ｆ_in／２の速度で、出力部２５４および２５６ において並列に二つの出力サンプルを生成する。それ故、直列の入力サンプルの ペアは並列の出力サンプルのペアを形成する。ペアの出力中の一方の出力サンプ ルは、直列入力サンプルの現在のペアの和であり、ペアの出力の中の他方のアン プはこれら二つの入力サンプルの間の差である。 図２３に、第一の八つのウオルシュ関数Ｗ₀−Ｗ₈を解読するための基本セル２ ５０の木構造２５２を示す。算術的な和および差を適用するけれども、木構造を 通る各通路は、入力シーケンスに（二進法）矩形波機能の特定の組み合わせを掛 け合わせ、その結果を合計するプロセスを表している。実際、各通路の特定の矩 形波機能は、その積はウオルシュ関数を生成することで知られているラデマチャ 関数の積である。 また、木構造は当然のことであるが電力を一定に保つ。何故なら、連続してい る各段は前の段と比較すると、二倍の素子を含んでいるが、前の段と比較すると 、半分のクロック速度で動作するからである。さらに、集積回路上の設計のレイ アウトが簡単になる。何故なら、論理出力信号分配がより高いと、それに比例し た低い速度で動作が行われるからである。それ故、集積回路の場合には望ましい こ とであるが、より遅い回路がより長い信号ルートによって接続されることになる 。 ウオルシュ関数照合プロセッサは、フィールド・プログラマブル・ゲート・ア レーを使用して実行することができる。しかし、詳細な実行技術は関係しない。 フィールド・プログラマブル・ゲート・アレーの実行は、木構造を使用すること によって容易になる。何故なら、上記の実行の論理出力ルートが高いと、長さも 長くなるので、動作をもっとゆっくりさせることができる。別の方法としては、 上記のプロセッサを、デジタル信号処理マイクロプロセッサにより実行されるソ フトウエア内で完全に実行することができる。帯域幅が高い場合には、プロセッ サ電荷移送装置（ＣＴＤ）を使用して効率的に実行することができる。 〈電荷移送装置の実行〉 電荷移送装置（ＣＴＤ）は、電荷結合装置（ＣＣＤ），音響電荷移送装置（Ａ ＣＴ）およびバケツリレー素子（ＢＢＤ）を含んでいる。これら技術のそれぞれ は、信号を電子の電荷で表し、電子電荷を処理することによって信号を処理する 。ＣＴＤ技術は、同期と復調の両方を行うことができる。ＣＴＤはその入力部で 離散時間アナログ・サンプルを受け取り、すべての信号処理を行い、その出力部 でその結果得られたデジタル信号データ決定を行う。ＣＴＤ入力部は、容量記憶 セルであるので、アナログ信号は、ＣＴＤ入力がクロックで制御されるときにそ の特性に従って、サンプルされる。この動作は、標本および保持回路内のサンプ リング・コンデンサの動作に似ている。 別の方法の場合には、デジタル方法は高価な高速Ｄ／Ａコンバータを必要とす る。比較すると、ＣＴＤの入力の直線性のおかげで、この目的に必要とする処理 利得より遥かに高い処理利得をサポートできる。ＣＣＤ装置の場合にはサンプリ ング速度は５０Ｍｓｐｓであるが、ＡＣＴ装置の場合には、サンプリング速度は ３６０Ｍｓｐｓである。上記のサンプリング速度は、過度のストラドル損失を防 ぐために、信号帯域幅に対してファクタ・オブ・ツウ・オーバサンプリングを含 んでいる。二つ装置を並列に作動し、クロックをスタガーすることによって、も っと速いサンプリング速度を得ることができる。この信号は二進法デジタル基準 信号に対してアナログの精度で処理することができる。 図１８の例示としての実施例内に概略示したように、ウオルシュ復調器はＣＤ Ｔ１９０を使用して構成することができる。ＣＣＤ１９０への電気入力は、入力 電極１９２のところで基板の表面に接着されている信号電荷注入ワイヤ１９１に 接続している。クロック電極１９５上のクロック信号は、一列に並んでいる電荷 蓄積セル１９３に沿って、サンプルした電荷パケットを直列に移送する。その間 に、各電荷蓄積セルがその左の電荷蓄積セル内に前に蓄えた電荷パケットを受け 取るクロックの各周期が終了した後で、信号感知電極１９４は各セル内に蓄えら れている電荷のレベルを読み取る。 別な方法の場合には、ＡＴＣ内において、信号サンプルは同じような方法で取 り扱われるが、ＣＤＤのクロック電極は、通過する音波の電位によって置き換え られる。ＢＢＤ内においては、信号の電荷のクロックはクロックにより制御され ているパス・トランジスターを通して行われるが、信号処理はアナログ的に行わ れる。 ウオルシュ復調器は、クロック電極１９５および信号感知電極１９４の下の基 板内にある電荷蓄積セル１９３内に設置されているような、波形サンプルを記憶 するためのサンプル遅延装置を必要とする。ウオルシュ組み合わせ回路１９８は 、信号感知電極１９４から送られる信号上でウオルシュ相関関係のチェックを行 い、それにより複数の包絡出力を行う。その後、振幅回路およびＭ次比較回路２ ００は、ウオルシュ組み合わせ回路１９８のどの相関器が最大の振幅を持ってい る包絡出力を出力したのかを示す最大振幅インデックス信号２０１を供給する。 最大振幅インデックス信号２０１は、信号に対してデータ変調を行う検出／デー タ解読回路２０２に送られる。 ＰＮ−ＤＳＳＳコードが、ＣＴＤがサポートできるより広い帯域幅を持ってい る場合には、受信信号の帯域幅は、同期サイクルの間に、ＤＳチップ・タイミン グが確立された後、前置相関器内でＰＮ−ＤＳＳＳ変調を除去することにより、 ＣＴＤで処理される前に、減らすことができる。その後、ＣＴＤはウオルシュ相 関関係チェック、データ変調およびデータ解読を行うことができる。 同期の確立は、復調ＣＴＤチャネルを再構成することによっても、または別々 のＣＴＤチャネルを並列に作動させることによっても、ＣＴＤ内でも行うことが できる。同期および復調の両方に同じチップ速度を使用したい場合、そして望ま しいチップ速度が（５０Ｍｓｐｓの装置に対して）２５ＭＨｚより速い場合には 、整合フィルタを実行する多重化構造と一緒に、並列ＣＣＤを使用することがで きる。 別な方法を使用する場合には、固有のサンプリング速度が速いので、ＡＣＴ技 術を使用することができる。もう一つの方法としては、同期には通信速度に制限 がないので、遅いＰＮ−ＤＳＳＳコード速度で、もっと長い記号を使用すること ができ、それにより処理速度をもとの状態に維持することができる。 丈夫な同期プリアンブルを供給するために、整合フィルタ内のコード・チップ の数を、さらに増大することができる。その後で、シーケンシャル動作内で正確 なタイミングをとることができる。このようにして、例えば、２５ＭＨｚの拡張 スペクトル・コード速度を、同期のために使用することができ、一方、前置相関 器内で除去することができる７５ＭＨｚの拡張スペクトル・コードによって変調 されたデータをコード化するために、２５ＭＨｚのウオルシュ・チップ速度を使 用することができる。 ＣＴＤの重要な利点は、すべての関連サポート回路および記憶セルを同じ装置 上に集積することができるという点である。最近のＣＣＤは、ダイナミックＲＡ Ｍに類似の記憶装置を使用しているので、ＣＣＤ技術はＤＲＡＭ技術のパッキン グ密度および速度の進歩により直接恩恵を受けている。 例えば、振幅および８次比較回路２００および検出およびデータ解読回路２０ ２（オプションとしてのタイミングおよび周波数制御ループ）は、装置の出力部 を直接集積することができるので、それにより出力処理が非常に簡単になる。 〈デジタル実行〉 チップのアーキテククチャは、図２２および２３に示す基本的なセルおよび木 構造に基づいている。このアーキテククチャは、集積回路（ＩＣ）またはフィー ルド・プログラマブル・ゲート・アレー（ＦＰＧＡ）の形で、効率的に達成する ことができる。何故なら、このアーキテククチャはレジスター向きであり、形が 木構造になっているからである。木構造のアーキテククチャの利点は、各段がそ の前の段と比較して、二倍の回路素子を含んでいても、その後の段はその前の段 の半分の速度で作動できる点である。それにより、チップ上の電力の分配は均等 になり、最も速度に敏感な回路のルートに関する要件が軽減する。従って、より 高速な入力段は、最適化されたルートを使用することができる。同様に、比較的 遅い速度で作動し、最も高い加算器論理出力を持っているために多くのルート・ チャネルを必要とする最後の段を、束縛を受けることなく設置することができる 。 非ガウス通信チャネルを通る通信の場合には、デジタル信号プロセッサは、ガ ウス通信チャネルを通しての通信よりも広い入力語を受信しなければならない。 ガウスチャネル内においては、一ワードの入力ワードに対してビット数を１まで 下げるために望ましい信号正規化を使用することができ、それによりハードウエ アを実質的に節約することができる。 図１９について説明すると、非ガウス干渉を収容し、信号正規化回路（例えば 、自動利得制御）が必要とする精度を低くするために、図１９に示す実施例は、 ワード入力サンプル２０６（５ビット ＋ 記号ビット）に対して６ビットを使 用している。一連のクロック信号デバイダ２０５は、段々と遅くなるクロック信 号を供給する。入力サンプル２０６は、入力レジスター２０７内にクロック制御 下で送り込まれる。図１９に詳細に図示した最初の段の加算／引算モジュール２ ０８は、７のビットの出力２１１を生成するために、符号拡張を持っている６ビ ットの２の補数入力２０９上で演算する。 １０Ｍｂｐｓの８次信号法をサポートするために、加算／減算ブロック２０８ は、２６．６７ＭＨｚのクロック速度で作動しなければならない。何故なら、３ ．３３３Ｍｓｐｓ（１秒間に百万ビット）ＭＰ記号速度は、一つの記号当たり３ ビットの形で１０Ｍｂｐｓを達成するために（８次変調に対して）八つのウオル シュ・チップ／記号を必要とするからである。 ９Ａ図について説明すると、クロック信号Ａはクロック信号デバイダ２０５に よって二つのファクタに従って分割されているので、クロック信号Ｂの速度の二 倍である。従って、加算器２１０Ａおよび減算器２１０Ｂは、入力サンプルが加 算／減算モジュール２０８に送られる速度の半分の速度で、一組の出力を供給す るために、並列で動作する。 〈刻時〉 一組の入力サンプルを、第一の加算／減算モジュール２０８の入力レジスター ２０８Ａにロードした後で、モジュール２１０Ａおよび２１０Ｂが行った加算お よび減算の結果は、次の入力サンプルが到着したときに、それぞれラッチアウト される。それ故、加算／減算モジュール２０８は、同時に一組のサンプルに対し て演算を行うが、結果は一つのサンプル時間内に準備できていなければならない 。同様に、第二段の加算／減算ブロック２１２は、第一段の加算／減算ブロック ２０８の一組の出力サンプル２１１について演算を行う。その結果は次の入力サ ンプルが到着する前に次の段にラッチアウトされていなければならない。 第三の段の加算／減算モジュール２１４は、出力レジスター２１６０が８次比 較２１８に従って置き換えられるように修正済みであり、それにより余分のフレ ーム遅延が除去され、Ｍ−１レジスター（この例の場合、Ｍ＝８）がいらなくな る。第三段の加算／減算モジュール２１４および８次比較回路２１８は、入力速 度の１／４の速度で動作する。各段で二重バファーが使用されている場合には、 計算速度は半分になる。何故なら、サンプルの余分の組が処理待ちをしている間 に記憶されるからである。 通常、各段の入出力のラッチ時のクロック信号の到着の間に幾分のスキュー（ 遅れ）がある。入力クロックの最後の到着時間と出力クロックの最初の到着時間 との間の差が正である場合には、それをクロック速度を決定する論理の最大遅延 通路に加えなければならない。最大保持時間が可能な最も短い論理遅延通路に適 合するように配慮するならば、速度を増大するために、過度の遅延を出力クロッ クに加えることができる。 ８次比較回路２１８は、前段と比較すると、その後のそれぞれの段が半分の数 の素子を含んでいる、倒置二進法木構造の形で図示されている。一つの受信機チ ャネルが図示されているので、図１４に示すように、おそらくコヒーレントなキ ャリア基準が起こるものと考えられる。それ故、包絡線検出は符号除去機能にす ぎない。第一に、加算／減算モジュール２１４からの９ビット包絡線信号のそれ ぞれの振幅は、符号除去モジュール２２０内で決定される。その後、各段で一組 毎に振幅の比較が行われ、ウイニング相関器からの最大バイトの振幅が一つにな る。それぞれの比較の最大バイトの数値は、次の段に沿って送られ、一方対応す る相関器のインデックスは、７−３デコーダ２２２によって直交データ復調の結 果と見なされる。 〈全ＩおよびＱ処理用アーキテククチャ〉 図２０においては、図１９に示すパイプライン化アーキテククチャと同じもの がＱチャネルにも使用されている。この場合、ＩおよびＱチャネル用の回路は、 全ＩおよびＱ処理を行うために、８次比較回路に結合されている。各組の出力上 のＩ２３０またはＱ２３１チャネルの最大の数値の出力を組み合わせ、Ｉおよび Ｑブロック２３２内で、より数値の小さい出力の半分に加算する方法の周知の近 似法を使用して、どのようにして直角位相チャネル結合が行われるかを図２０に 示す。それ故、符号除去モジュール２２０によって行われる符号除去は、各チャ ネルにとって依然として必要である。 本発明によれば、図２０の回路を、複数の同一またはほとんど同一の集積回路 ができるように分割することができる。この場合、各集積回路は、Ｍ個の任意の 数のＭ次ウオルシュ復調器を形成するために、類似の集積回路と結合するの適す る階段構造になっている。 図２０の回路を、ＦＰＧＡチップ、または多重カスタムまたは準カスタム集積 回路に分割できるように、この分割を行うための最も直接的な方法は、各チップ 上に一つウオルシュ・相関器を設置する方法である。さらに、ＩおよびＱ組み合 わせ回路が、同様に８次比較回路を持っている第三のチップ上に設置される。こ の分割方法を行う場合には、各ウオルシュ・相関器チップは、６４の出力ライン （８ビット Ｘ ８チャネル）を含んでいなければならないし、また組み合わせ チップは１２８の入力ラインを含んでいなければならない。このＩ／Ｏの数は過 度であり、その結果、コストが高くなり、信頼性が低下する。 図２１Ａおよび２１Ｂについて説明すると、本発明による分割方法は、各セグ メントのＩチャネル２４４およびＱチャネル２４６を同じチップ上に保持しなが ら、回路を図２１Ａに示す上部セグメント２４０に分割し、図２１Ｂに示す下部 セグメント２４２に分割するという方法である。上部セグメント２４０および下 部セグメント２４２は、比較木構造２４８の最終的な比較が行われるまでは接続 されない。上部セグメント回路２４０は、一つのチップ上に設置することができ 、下部セグメント回路２４２は他のチップ上に設置することができる。二つのチ ッ プを接続するには、２４のデータ・ラインだけで十分である。 図２１Ａおよび２１Ｂに示す８次回路内においては、第一段の後では、Ｉおよ びＱチャネルのそれぞれの７本のラインは、他のチップとのインタフェース用で あり、チップ上には四本の複合相関器（２４４，２４６）が設置されている。各 チップ上の四台のＩ相関器および四台のＱ相関器（２４４、２４６）は、図２０ の相関器と同じものであるが、図２０に示す木構造の半分だけと関連している。 各チップ上で四つのＩおよびＱの結果が結合された後で、４次比較モジュール２ ４８内で、一つの最大数値が得られる。（振幅が８ビットの）この最大数値は、 二本の解読ラインを通って他のチップに送られ、そこで比較木構造の他の半分か らの結果と比較される。この場合、二つの数値の中最も大きいほうが解読される 。結果は復調された記号を表す３ビットからなるワードである。 この回路は、さらに各部分２４０、２４２を類似の方法で二つのより小さいチ ップに分割することによって再分割することができる。同様に、チップはより高 次のアルファベット、すなわち、Ｍの数値がより高い場合には、階段式にするこ とができる。また、一つのチップを、木構造の個々のセグメントを供給するフロ ント・エンド源として、使用することによって、もっと対称形の形状にすること もできる。より高次のアルファベットを処理するために、動作速度をさらに速く するには、チップ間の信号ラインの数を、速度最適化フロント・エンドの速度と の兼ね合いで調整することができる。対称形のフロント・エンド源は、上部セグ メントに和の出力を行い、下部セグメントに異なる出力を送っている第一段の加 算／減算ブロックを、分割することにより得ることができる。信号入力ラインは 、その段が加算器であるかまたは減算器であるかの判断を行うことができる。 この方法を使用することにより、生産性および信頼性を増大するために、サイ ズは小さいままで、各チップ内の相互接続も簡単な状態に維持しながら、複数の ＦＰＧＡ技術チップまたは複数のカスタムまたは準カスタムの集積回路を使用す ることができる。この方法を使用することにより、任意の大きさのアルファベッ トを生成するために、ユーザは共通回路の一つのチップを垂直および水平方向に 階段状に配列することができる。 当業者なら、本発明の精神および範囲から逸脱しないで、その他の修正および 実行を行うことができるだろう。従って、上記の説明は本発明が制限するための ものではなく、本発明下記の特許請求範囲によってのみ制限される。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.⁶ 識別記号 庁内整理番号 ＦＩ Ｈ０４Ｌ 1/00 9560−5Ｋ Ｈ０４Ｌ 11/00 ３１０Ｂ (81)指定国 ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＤＥ， ＤＫ，ＥＳ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，ＩＴ，ＬＵ，Ｍ Ｃ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ)，ＯＡ(ＢＦ，ＢＪ，ＣＦ，ＣＧ ，ＣＩ，ＣＭ，ＧＡ，ＧＮ，ＭＬ，ＭＲ，ＮＥ，ＳＮ， ＴＤ，ＴＧ)，ＡＰ(ＫＥ，ＭＷ，ＳＤ，ＳＺ)，ＡＭ， ＡＴ，ＡＵ，ＢＢ，ＢＧ，ＢＲ，ＢＹ，ＣＡ，ＣＮ，Ｃ Ｚ，ＤＥ，ＤＫ，ＥＥ，ＦＩ，ＧＢ，ＧＥ，ＨＵ，ＪＰ ，ＫＥ，ＫＧ，ＫＰ，ＫＲ，ＫＺ，ＬＫ，ＬＲ，ＬＴ， ＬＵ，ＬＶ，ＭＤ，ＭＧ，ＭＮ，ＭＷ，ＭＸ，ＮＬ，Ｎ Ｏ，ＮＺ，ＰＬ，ＰＴ，ＲＯ，ＲＵ，ＳＤ，ＳＥ，ＳＩ ，ＳＫ，ＴＪ，ＴＴ，ＵＡ，ＵＺ，ＶＮ

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １．少なくとも二つのデータ装置間でデータを通信するための装置であって、 データ装置から、データを入手するための手段と、 デジタル波形記号が、二つ以上の一意のデジタル波形記号を含む一組から選択 され、各デジタル波形記号が、記号の持続時間によって特徴づけられている場合 に、データを一連のデジタル波形記号で表わす手段と、 直接シーケンス拡張スペクトル・コード化信号を生成する手段と、 送信信号を供給するために、直接シーケンス拡張スペクトルコード化信号を、 一連のデジタル波形記号と結合するための乗算手段と、 変調信号を供給するために、送信信号に従って、キャリア信号を変調するため のモジュレータ手段と、 変調信号を送信するための手段とを含む装置。 ２．直接シーケンス拡張スペクトル・コード化信号が、疑似ノイズ直接シーケン ス拡張スペクトル・コード化信号である請求項１に記載の装置。 ３．一意のデジタル波形記号のそれぞれが、その組の他の一意のデジタル波形記 号のそれぞれと直交している請求項１に記載の装置。 ４．差動Ｍ次ＰＳＫおよびＭ次直交関数変調の組み合わせによって変調された波 形を生成するために、シーケンシャルに隣接する記号波形の各組に、差動多相シ フト・キーイングを行う手段をさらに含む請求項３に記載の装置。 ５．差動多相シフト・キーイングを行う手段が、差動二位相位相シフト・キーイ ングを含む請求項４に記載の装置。 ６．各記号波形に、リード・ソロモン・エラー修正コード化を行う手段と、差動 多相シフト・キーイングに二進法エラー修正コード化を行う手段とをさらに含む 請求項４に記載の装置。 ７．データを表示するための上記の手段が、少なくとも一つのコード化ブロック 内の上記のデータを表し、上記のリード・ソロモン・コード化が、コード化ブロ ック内の一つのエラーだけを修正する手段と、差動二位相位相シフト・キーイン グ・データの偶数および奇数に適用された別々のパリティ・ビットからなる二進 法コード化を含んでいる請求項６に記載の装置。 ８．Ｍ次ＰＳＫおよびＭ次直交関数変調の組み合わせにより変調された波形を生 成するために、各記号波形に多重位相シフト・キーイングを行う手段をさらに含 む請求項３に記載の装置。 ９．多重位相シフト・キーイングを行う手段が、対せき二位相位相シフト・キー イングを行う手段を含む請求項８に記載の装置。 １０．各記号波形にリード・ソロモン・エラー修正コード化を行う手段と、多相 シフト・キーイングに二進法エラー修正コード化を行う手段とをさらに含む請求 項８に記載の装置。 １１．一組のデジタル波形記号がウオルシュ関数波形を含む請求項１に記載の装 置。 １２．ウオルシュ関数波形のチップ速度が、直接シーケンス拡張スペクトル・コ ード化信号のチップ速度と等しい請求項１１に記載の装置。 １３．各ウオルシュ関数波形にリード・ソロモン・エラー修正コード化を行うた めの手段をさらに含む請求項１１に記載の装置。 １４．データを表示するための上記の手段が、少なくとも一つのコード化ブロッ ク内の上記のデータを表し、上記のリード・ソロモン・エラー・コード化が、コ ード化ブロック内の一つのエラーだけを修正する手段を含む請求項１３に記載の 装置。 １５．パケット故障率がシステム仕様に合うように、一つのエラー修正が、デー タ・パケット内の十分な数のエラーを修正するのに十分短いコード化ブロックを 使用するための手段を含む請求項１４に記載の装置。 １６．乗算のための手段が、送信信号が疑似ノイズ直接シーケンス拡張スペクト ルコード化信号の帯域幅程度の帯域幅によって特徴づけられるように、一連のデ ジタル波形記号と疑似ノイズ直接シーケンス拡張スペクトル・コード化信号とを 同期的に掛け合わせるための手段を含んでいる請求項１に記載の装置。 １７．疑似ノイズ直接シーケンス拡張スペクトル・コード化信号が周期的で、コ ード化信号が、各デジタル波形記号の記号持続時間より長いコード周期を有する 請求項１に記載の装置。 １８．データを、一連のデジタル波形記号として表示するための手段が、 各グループが２^Mの可能なデータ記号から選択した一つの記号を表している場 合、データをそれぞれがＭビットからなる一連のグループにグループ化するため の手段と、 一連のデジタル波形記号を形成するために、各データ記号をデジタル波形記号 として表示するための手段とを含む請求項１に記載の装置。 １９．データを、一連のデジタル波形記号として表示するための手段が、 エラー修正コード化データ記号を供給するためのグループ化手段に応答するエ ラー修正コード化手段をさらに含む請求項１に記載の装置。 ２０．送信信号が、実質的に矩形周波数領域特性を有するように、送信信号を供 給するための乗算手段に応答する時間領域パルス整形フィルタをさらに含む請求 項１に記載の装置。 ２１．変調された信号が直接シーケンス拡張スペクトル・コード化でコード化さ れたタイプであって、一組の可能なデジタル波形記号から選んだデジタル波形記 号を含んでいる場合、少なくとも二台の装置の間で、通信データを変調された信 号として受信する装置であって、 入力信号を供給するために変調された信号を受信するための手段と、 タイミング信号を供給するための手段と、 複数のデスプレッド相関信号を供給するために、入力信号から疑似ノイズ直接 シーケンス拡張スペクトルコード化を除去すると同時に、入力信号を一組の可能 なデジタル波形記号の各デジタル波形記号で相関関係をチェックするために、タ イミング信号および入力信号に応答するデスプレッド相関関係チェック手段と、 一連の受信信号を供給するために、複数のデスプレッド相関関係チェック信号 を受信し、その中から、送信された可能性が最も高いデジタル波形記号を、決定 する最も可能性の高い記号を知るための手段と、 デジタル・データ・ストリームを供給するために、最も送信された可能性の高 いデジタル波形記号をデジタル・データ・シーケンスに変換する手段と、 データ装置にデジタル・データ・ストリームを供給するための手段とを含む装 置。 ２２．変調信号が、疑似ノイズ直接シーケンス拡張スペクトル・コード化でコー ド化されたタイプの信号であり、デスプレッド相関関係チェック手段が、入力信 号から疑似ノイズ直接シーケンス拡張スペクトル・コード化を除去する手段を含 む請求項２１に記載の装置。 ２３．タイミング信号を供給するための手段が、入力信号と同期してタイミング 信号を供給するために、入力信号と同期させるたの手段を含む請求項２１に記載 の装置。 ２４．入力信号と同期させるための手段が、整合フィルタ・シンクロナイザを含 んでいる請求項２３に記載の装置。 ２５．入力信号と同期させるための手段が、入力としてタイミング情報を受信す るための手段とともに、直列相関器をベースにするシンクロナイザを含んでいる 請求項２３に記載の装置。 ２６．一組の可能なデジタル波形記号内の各デジタル波形記号が、その組の中の 他の各デジタル波形記号と直交している請求項２１に記載の装置。 ２７．一組の可能なデジタル波形記号が、ウオルシュ関数波形を含んでいる請求 項２１に記載の装置。 ２８．デスプレッド相関関係チェック手段が、 スプレッド信号を供給するために、ＤＳＳＳでコード化された信号の直接シー ケンス・スプレッドを行うための手段と、 一組のウオルシュ関数波形の帯域幅に、実質的に類似している帯域幅を有して いる、ろ過信号を供給するために、スプレッド信号を帯域ろ過するための手段と 、 ろ過信号を同相信号および直角位相信号に分割するための手段と、 同相信号および直角位相信号を、それぞれデジタル同相信号およびデジタル直 角位相信号に変換するための手段と、 ウオルシュ同相信号およびウオルシュ直角位相信号を供給するために、各デジ タル信号を、ウオルシュ関数波形で、相関関係をチェックするためのウオルシュ 関数復調手段と、 複数の包絡線信号を供給するために、ウオルシュ同相信号およびウオルシュ直 角位相信号を包絡線復調するための手段とからなり、 最も可能性の高い記号を知る手段が、 送信された可能性が最も高いウオルシュ関数波形を表示する、振幅が最大の包 絡線信号を決定するために、複数の包絡線信号の各信号を比較し、最大の振幅の 包絡線信号を示す最大振幅インデックス信号を供給するための手段を含み、 変換のための手段が、 二進法データ・ストリームを供給するために、最大振幅の包絡線信号を解読す るためのデータ・デコーダ手段を含む請求項２７に記載の装置。 ２９．上記のデータ・ストリームが、少なくとも一つのデータ・ブロックを含み 、上記の装置が、コード化ブロック内の一つのエラーだけを修正するためにリー ド・ソロモン・エラー修正を使用するための手段をさらに含んでいる請求項２８ に記載の装置。 ３０．一連の受信記号を二進法ＤＰＳＫ復調するために、最大複合振幅信号およ び最大振幅インデックス信号に応答する手段からなり、 デスプレッド相関関係チェック手段が、最大の複合振幅信号を供給する手段を さらに含み、最も可能性の高い記号を知る手段が、最大振幅インデックス信号を さらに含んでいる請求項２８に記載の装置。 ３１．リード・ソロモン・エラー修正コード化を行う手段、および二進法エラー 解読のための手段をさらに含む請求項３０に記載の装置。 ３２．コード化ブロック内の一つのエラーだけを修正するためと、二進法ストリ ームを削除解読するために、リード・ソロモン・エラー修正を使用する手段をさ らに含み、上記のデータ・ストリームが、少なくとも一つのデータ・ブロックを 含んでいる請求項３１に記載の装置。 ３３．削除解読が、修正用の差動二位相位相シフト・キーイングの偶数および奇 数グループに適用される別々のパリティ・ビットを使用するための手段を含む請 求項３２に記載の装置。 ３４．一連の受信記号のＭ次ＤＰＳＫ復調を行うために、最大複合振幅信号およ び最大振幅インデックス信号に応答する手段をさらに含み、 デスプレッド相関関係チェック手段が、また最大複合振幅信号を供給し、最も 可能性の高い記号を知る手段が、さらに最大振幅インデックス信号を供給するた めの手段を含む請求項２８に記載の装置。 ３５．エラー修正解読のための手段をさらに含む請求項３４に記載の装置。 ３６．デスプレッド相関関係チェック手段が、 ＤＳＳＳコード化を受けた、一組のウオルシュ関数波形の帯域幅に実質的に類 似している帯域幅を有している、ろ過信号を供給するために、入力信号を帯域ろ 過するための手段と、 ろ過信号を同相信号および直角位相信号に分割するための手段と、 同相信号および直角位相信号をそれぞれ同相デジタル信号および直角位相デジ タル信号に変換するための手段と、 スプレッド・ウオルシュ同相信号およびスプレッド・ウオルシュ直角位相信号 を供給するために、各デジタル信号を直接シーケンス・スプレッドし、ウオルシ ュ関数波形で各デジタル信号の相関関係を相関するための手段と、 複数の包絡線信号を供給するために、スプレッド・ウオルシュ同相信号および スプレッド・ウオルシュ直角位相信号を包路線復調するための手段とを含み、 最も可能性の高い記号を知るための手段が、 送信された可能性が最も高いウオルシュ関数波形を示す、最大振幅包絡線信号 を決定するために、複数の包絡線信号の各信号を比較し、最大振幅包絡線信号を 表示する、最大振幅インデックス信号を供給するための手段を含み、 変換のための手段が、 二進法データ・ストリームを供給するために、最大振幅包絡線信号を解読する ためのデータ解読手段を含む請求項２７に記載の装置。 ３７．一連の受信記号を二進法ＤＰＳＫ復調するために、最大複合振幅信号およ び最大振幅インデックス信号に応答する手段をさらに含み、デスプレッド相関関 係チェック手段が、最大の複合振幅信号を供給する手段をさらに含み、最も可能 性の高い記号を知る手段が、最大振幅インデックス信号をさらに含んでいる請求 項３６に記載の装置。 ３８．リード・ソロモン・エラー修正コード化を行う手段および二進法エラー解 読のための手段をさらに含む請求項３７に記載の装置。 ３９．コード化ブロック内の一つのエラーだけを修正するためと、二進法ストリ ームを消去解読するために、リード・ソロモン・エラー修正を使用する手段をさ らに含み、上記のデータ・ストリームが、少なくとも一つのデータ・ブロックを 含んでいる請求項３８に記載の装置。 ４０．削除解読が、修正用の差動二位相位相シフト・キーイングの偶数および奇 数グループに適用される、別々のパリティ・ビットを使用するための手段を含む 請求項３９に記載の装置。 ４１．一連の受信記号のＭ次ＤＰＳＫ復調を行うために、最大複合振幅信号およ び最大振幅インデックス信号に応答する手段をさらに含み、デスプレッド相関関 係チェック手段が、また最大複合振幅信号を供給し、最も可能性の高い記号を知 る手段が、最大振幅インデックス信号を供給するための手段をさらに含む請求項 ３６に記載の装置。 ４２．エラー修正解読のための手段をさらに含む請求項４１に記載の装置。 ４３．デスプレッド相関関係チェック手段が、入力サンプル・シーケンスを受信 するためのウオルシュ関数相関器を含んでいて、上記の相関器が、それぞれが一 つの入力と二つの出力を有している複数の基本セルを含み、上記のセルが、木構 造を通るそれぞれの可能な通路が入力シーケンスに対して一意の機能を表し、そ れにより複数の出力サンプル・シーケンスを供給するように、二進法木構造を形 成するように相互に接続している請求項２７に記載の装置。 ４４．各基本セルが、第一の出力サンプル・シーケンスが、入力サンプル・シー ケンスの入力サンプルの現在の直列のペアの和を含み、第二の出力サンプル・シ ーケンスが、入力サンプル・シーケンスの入力サンプルの現在の直列のペアの差 を含むように、第一の速度ｆ_inで、直列に入力サンプルシーケンスを受信して、 第二の速度ｆ_in／２で、第一および第二の出力サンプル・シーケンスを生成し、 各出力サンプル・シーケンスを他の基本セルへの入力サンプル・シーケンスとし て供給することができる請求項４３に記載の装置。 ４５．木構造が、製造のために、複数の個別の集積回路チップとしての回路セグ メントに分割されていて、 各回路セグメントが、同じ集積回路チップ上に配置されている、一組のウオル シュ関数相関器の少なくとも一つのサブセットの同相チャネルおよび直角位相チ ャネルを含み、 各集積回路チップがすべての組のウオルシュ関数相関関係のチェックを行い、 それにより受信変調信号を復調するために、複数のチップからの出力信号を受信 するための手段を含む請求項４３に記載の装置。 ４６．デスプレッド相関関係チェック手段が、 スプレッド信号を供給するために、ＤＳＳＳでコード化された信号を、疑似ノ イズ・スプレッドを行うための手段と、 一組のウオルシュ関数波形の帯域幅に、実質的に類似している帯域幅を有して いるろ過信号を供給するために、スプレッド信号を帯域ろ過するための手段と、 同相信号を供給するために、コヒーレントな位相基準信号と共にろ過信号をベ ースバンドにヘテロダインするための手段と、 同相信号を、デジタル同相信号に変換するための手段と、 ウオルシュ同相信号を供給するために、デジタル信号をウオルシュ関数波形で 、相関関係をチェックするためのウオルシュ関数復調手段と、 複数の包絡線信号を供給するために、ウオルシュ関数同相信号を、包絡線復調 するための手段とを含み、 最も可能性の高い記号を知る手段が、 送信された可能性が最も高いウオルシュ関数波形を表示する、振幅が最大の包 絡線信号を決定するために、複数の包絡線信号の各信号を比較し、最大の振幅の 包絡線信号を示す最大振幅インデックス信号を供給するための手段を含み、 変換のための手段が、 二進法データ・ストリームを供給するために、最大振幅の包絡線信号を解読す るためのデータ・デコーダ手段を含む請求項２７に記載の装置。 ４７．受信記号のシーケンスをＭ次ＰＳＫ復調するために、最大振幅包絡線信号 および最大振幅インデックス信号に応答する手段をさらに含む請求項４６に記載 の装置。 ４８．最も可能性の高い記号が、エラー修正コード化されている場合に、最も可 能性の高い記号に対して、エラー修正解読を行うための最も可能性の高い記号に 応答する手段をさらに含む請求項４７に記載の装置。 ４９．受信記号のシーケンスを、二進法ＰＳＫ復調するために、最大振幅包絡線 信号および最大振幅インデックス信号に応答する手段をさらに含む請求項４６に 記載の装置。 ５０．最も送信された可能性の高いデジタル波形記号を、デジタル・データ・シ ーケンスに変換するための手段が、リード・ソロモン・エラー修正コード化のた めの手段および二進法エラー解読のための手段を含む請求項４９に記載の装置。 ５１．デスプレッド相関関係チェック手段が、 一組のウオルシュ関数波形の帯域幅に、実質的に類似している帯域幅を有して いるろ過信号を供給するために、スプレッド信号を帯域ろ過するための手段と、 同相信号を供給するために、コヒーレントな位相基準信号と共にろ過信号をベ ースバンドにヘテロダインするための手段と、 同相信号を、デジタル同相信号に変換するための手段と、 スプレッド・ウオルシュ同相信号を供給するために、デジタル信号を直接シー ケンスにスプレッドし、デジタル信号をウオルシュ関数波形で相関関係をチェッ クするための手段と、 複数の包絡線信号を供給するために、スプレッド・ウオルシュ同相信号を包絡 線復調するための手段を含み、 最も可能性の高い記号を知る手段が、 送信された可能性が、最も高いウオルシュ関数波形を表示する振幅が最大の包 絡線信号を決定するために、複数の包絡線信号の各信号を比較し、最大の振幅の 包絡線信号を示す最大振幅インデックス信号を供給するための手段を含み、 変換のための手段が、 二進法データ・ストリームを供給するために、最大振幅の包絡線信号を解読す るためのデータ・デコーダ手段を含む請求項２７に記載の装置。 ５２．受信記号のシーケンスを二進法ＰＳＫ復調するために、最大振幅包絡線信 号および最大振幅インデックス信号に応答する手段をさらに含む請求項５１に記 載の装置。 ５３．最も送信された可能性の高いデジタル波形記号をデジタル・データ・シー ケンスに変換するための手段が、リード・ソロモン・エラー修正コード化のため の手段および二進法エラー解読のための手段を含む請求項５２に記載の装置。 ５４．受信記号のシーケンスをＭ次ＰＳＫ復調するために、最大振幅包絡線信号 および最大振幅インデックス信号に応答する手段をさらに含む請求項５１に記載 の装置。 ５５．最も可能性の高い記号が、エラー修正コード化されている場合に最も可能 性の高い記号に対して、エラー修正解読を行うための最も可能性の高い記号に応 答する手段をさらに含む請求項５４に記載の装置。 ５６．最も可能性の高い記号が、エラー修正コード化されている場合に、最も可 能性の高い記号に対して、エラー修正解読を行うための最も可能性の高い記号に 応答する手段をさらに含む請求項２１に記載の装置。 ５７．入力信号を検出するために、信号検出装置を有し、複数のデスプレッド相 関信号の一つに応答するスライド直列相関器をベースとするシンクロナイザを含 む請求項２１に記載の装置。 ５８．信号検出装置に、入力信号のコヒーレントでない電力の推定値を表す信号 を供給するために、シンクロナイザが、複数の照合信号に応答する域値推定装置 をさらに含む請求項５７に記載の装置。 ５９．最も可能性の高い記号手段により選択された少なくとも一つの信号から、 タイミング情報を引き出すために、最も可能性の高い記号装置に応答する時間追 跡ループをさらに含む請求項５７に記載の装置。 ６０．最も可能性の高い記号装置が、反転した二進法木構造の形に相互に接続し ている複数の二方向コンパレータを含み、各二方向コンパレータが、二つの入力 振幅の内の大きいほうの出力振幅を供給するようにつくられ、また二つの入力振 幅の大きいほうのインデックスを供給するようになっていて、Ｍ方向コンパレー タがＭ個の入力振幅の一番大きいものを示すインデックスと、Ｍ個の入力振幅の 内の一番大きい振幅を供給するようにつくられている請求項２１に記載の装置。 ６１．反転した二進法木構造が、製造上の便宜のために、複数の個々の集積回路 チップとしての複数の回路セグメントに分割されていて、 各回路セグメントが、同じ集積回路チップ上に配置されている、一組のウオル シュ関数相関器の少なくとも一つのサブセットの同相チャネルおよび直角位相チ ャネルを含み、 各集積回路チップが、すべての組のウオルシュ関数の相関関係をチェックし、 それにより受信した変調信号を復調するために、複数のチップからの出力信号を 受信するための装置を含んでいる請求項６０に記載の装置。 ６２．複数の電荷移送装置を含む請求項２１に記載の装置。 ６３．少なくとも二つのデータ装置の間でデータの通信を行う方法であって、 データ装置からデータを入手するステップと、 デジタル波形記号が、二つ以上の一意の信号波形記号を含む一組から選択され 、各デジタル波形記号が記号の持続時間によって特徴づけられる場合、データを デジタル波形記号のシーケンスとして表わすステップと、 直接シーケンス拡張スペクトル・コード化信号を生成するステップと、 送信信号を供給するため、直接シーケンス拡張スペクトル・コード化信号をデ ジタル波形記号のシーケンスと結合するステップと、 変調信号を供給するために、送信信号に従ってキャリア信号を変調するステッ プと、 変調信号を送信するステップとを含む方法。 ６４．直接シーケンス拡張スペクトル・コード化信号が、疑似ノイズ直接シーケ ンス拡張スペクトル・コード化信号である請求項６３に記載の装置。 ６５．一意のデジタル波形記号のそれぞれが、その組内の他の一意の各デジタル 波形記号と直交する請求項６３に記載の装置。 ６６．Ｍ次ＤＰＳＫおよびＭ次直交関数変調の組み合わせによって変調された波 形を生成するために、シーケンシャルに隣接している記号波形の各ペアに差動多 相位相シフト・キーイングを適用するステップをさらに含む請求項６５に記載の 方法。 ６７．差動多相位相シフト・キーイングを適用するステップが、対せき二位相位 相シフト・キーイングを適用するステップを含む請求項６６に記載の方法。 ６８．一組のデジタル波形記号がウオルシュ関数波形を含む請求項６３に記載の 方法。 ６９．ウオルシュ関数波形のチップ速度が、実質的に直接シーケンス拡張スペク トル・コード化信号の速度と等しい請求項６８に記載の方法。 ７０．結合ステップが、 送信信号が疑似シーケンス拡張スペクトル・コード化信号の帯域幅にほぼ等し い帯域幅によって特徴づけられるように、デジタル波形記号と疑似ノイズ直接シ ーケンス拡張スペクトルコード化信号とを、同期状態で掛け合わせるステップを 含む請求項６３に記載の方法。 ７１．疑似ノイズ直接シーケンス拡張スペクトル・コード化信号が周期的で、コ ード化信号が各デジタル波形記号の記号持続時間より長いコード周期を有してい る請求項６３に記載の方法。 ７２．データを一連のデジタル波形記号として表すステップが、 データを各グループが、２^Mの可能なデータ記号から選んだ一つの記号を示す それぞれがＭビットからなる一連のグループに、グループ化するステップと、 一連のデジタル波形記号を形成するために、各データ記号をデジタル波形記号 として表示するステップとを含む請求項６３に記載の方法。 ７３．変調された信号が、直接シーケンス拡張スペクトル・コード化でコード化 されたタイプであって、一組の可能なデジタル波形記号から選んだデジタル波形 記号を含んでいる場合、少なくとも二台の装置の間で通信データを、変調された 信号として受信する装置であり、入力信号を供給するために変調された信号を受 信するための方法であって、 入力信号を供給するために、変調信号を受信するステップと、 タイミング信号を供給するステップと、 複数のデスプレッド相関信号を供給するために、入力信号を、一組の可能なデ ジタル波形記号の各デジタル波形記号で相関関係をチェックするステップと、 一連の受信信号を供給するために、複数のデスプレッド相関信号を受信し、そ の中から送信された可能性が最も高いデジタル波形記号を決定するステップと、 デジタル・データ・ストリームを供給するために、最も送信された可能性の高 いデジタル波形記号を、デジタル・データ・シーケンスに変換するステップと、 データ装置にデジタル・データ・ストリームを供給するためのステップとを含 む方法。 ７４．変調信号が、疑似ノイズ直接シーケンス拡張スペクトル・コード化でコー ド化されたタイプの信号であり、除去ステップが、入力信号から疑似ノイズ直接 シーケンス拡張スペクトル・コード化を除去するステップを含む請求項７３に記 載の方法。 ７５．タイミング信号を供給するステップが、 入力信号と同期してタイミング信号を供給するために、入力信号と同期させる ステップを含む請求項７４に記載の方法。 ７６．入力信号と同期させるステップが、 整合フィルタ同期を使用するステップを含む請求項７５に記載の方法。 ７７．入力信号に同期させるステップが、 直列相関器同期を使用し、入力としてタイミング情報を受信するステップを含 んでいる請求項７５に記載の方法。 ７８．一組の可能なデジタル波形記号内の各デジタル波形記号が、その組の中の 他の各デジタル波形記号と直交している請求項７３に記載の装置。 ７９．一組の可能なデジタル波形記号が、ウオルシュ関数波形を含んでいる請求 項７３に記載の方法。 ８０．除去ステップが、 スプレッド信号を供給するために、ＤＳＳＳでコード化された信号の直接シー ケンススプレッドを行うステップと、 一組のウオルシュ関数波形の帯域幅に、実質的に類似している帯域幅を持って いるろ過信号を供給するために、スプレッド信号を帯域ろ過するステップと、 ろ過信号を同相信号および直角位相信号に分割するステップと、 同相信号および直角位相信号を、それぞれデジタル同相信号およびデジタル直 角位相信号に変換するステップとを含み、 相関関係チェック・ステップが、 ウオルシュ同相信号およびウオルシュ直角位相信号を供給するために、各デジ タル信号を、ウオルシュ関数波形で相関関係をチェックするステップと、 複数の包絡線信号を供給するために、ウオルシュ同相信号とウオルシュ直角位 相信号とを包絡線復調するステップとを含み、 複数のデスプレッド相関信号を受信し、そこから送信された可能性が最も高い 記号を知るステップが、 送信された可能性が最も高いウオルシュ関数波形を表示する、振幅が最大の包 絡線信号を決定するために、複数の包絡線信号の各信号を比較するステップと、 最大の振幅の包絡線信号を示す、最大振幅インデックス信号を供給するステッ プとを含み、 変換のためのステップが、 二進法データ・ストリームを供給するために、最大振幅の包絡線信号を解読す るステップを含む請求項７９に記載の装置。 ８１．受信記号のシーケンスを、Ｍ次ＤＰＳＫ復調するステップをさらに含む請 求項８０に記載の方法。 ８２．除去ステップが、 ＤＳＳＳコード化を受けた一組のウオルシュ関数波形の帯域幅に、実質的に類 似している帯域幅を有しているろ過信号を供給するために、入力信号を帯域ろ過 するステップと、 ろ過信号を同相信号および直角位相信号に分割するステップと、 同相信号および直角位相信号をそれぞれ同相デジタル信号および直角位相デジ タル信号に変換するステップと、 狭いウオルシュ同相信号および狭いウオルシュ直角位相信号を供給するために 、各デジタル信号を直接シーケンス狭るステップとを含み、 相関関係チェック・ステップが、 ウオルシュ同相信号およびウオルシュ直交位相信号を供給するために、各デジ タル信号をウオルシュ関数波形で相関関係をチェックするステップと、 複数の包絡線信号を供給するために、ウオルシュ同相信号およびウオルシュ直 角信号を包絡線復調するステップとを含み、 複数のデスプレッド相関信号を受信し、そこから送信された可能性が最も高い 記号を知るステップが、 送信された可能性が最も高いウオルシュ関数波形を表示する、振幅が最大の包 絡線信号を決定するために複数の包絡線信号の各信号を比較するステップと、 最大の振幅の包絡線信号を示す、最大振幅インデックス信号を供給するステッ プとを含み、 変換のためのステップが、 二進法データ・ストリームを供給するために、最大振幅の包絡線信号を解読す るステップを含む請求項７９に記載の装置。 ８３．受信記号のシーケンスをＭ次ＤＰＳＫ復調するステップをさらに含む請求 項８２に記載の方法。