JPH09510842A

JPH09510842A - 残留側波帯信号の搬送波回復システム

Info

Publication number: JPH09510842A
Application number: JP7524689A
Authority: JP
Inventors: ストロール，クリストファー，ヒュー; ジャフェ，スティーヴン，トッド
Original assignee: RCA Licensing Corp
Current assignee: RCA Licensing Corp
Priority date: 1994-03-21
Filing date: 1995-03-13
Publication date: 1997-10-28
Anticipated expiration: 2020-05-25
Also published as: DE69527419D1; KR100361723B1; CN1057885C; DE69532170D1; KR970701943A; EP0752185A4; MY114158A; EP0752173B1; EP0801866A1; EP0752185A1; EP0801866A4; EP0752172A4; MX9604225A; MX9604224A; EP0752172A1; JP4044132B2; EP0752173A4; EP0752185B1; WO1995026105A1; TW265505B

Abstract

(57)【要約】残留側波帯（ＶＳＢ）フォーマットで送信されてきたＨＤＴＶ信号を処理するテレビジョン信号受信装置は、タイミング回復ネットワーク（３０）と搬送波回復ネットワーク（５０）によって共有される入力複素フィルタを備えている。フィルタ・ネットワークは、ＶＳＢ信号（図２）の上側および下側バンドエッジのまわりにミラーイメージされており、抑圧副搬送波ＡＭ出力信号を出力する一対の上側および下側バンドエッジ・フィルタ（２０，２２）を含んでいる。タイミング回復ネットワークは位相検出器（２８，３８，６２）を含み、（２６を経由して）前記２つのフィルタから得られたＡＭ信号に応答して、システム・クロック（ＣＬＫ）を同期化する。搬送波回復ネットワーク（５０）も位相検出器（５４，６０，６２，６４）を含み、前記フィルタの一方または両方からの出力に応答してＶＳＢ信号の位相／周波数オフセットを表す出力誤差信号（Δ）を出力する。この誤差信号はオフセットを低減または除去するために使用され、回復されたベースバンドまたはベースバンド付近の信号が得られる。後続のイコライザは、回復された信号にある残留位相オフセットを除去する。

Description

【発明の詳細な説明】残留側波帯信号の搬送波回復システム発明の分野本発明はディジタル信号処理システムに関する。特に、本発明は、高品位（高精細）テレビジョン（high definition television - ＨＤＴＶ）情報で変調されたような、残留側波帯（vestigial sideband - ＶＳＢ）信号の受信装置で使用される搬送波回復システム（carrier recovery system）に関する。発明の背景受信装置でＶＳＢまたはＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulated：直交振幅変調）信号からデータを回復（recovery of data）するためには、３つの機能が実行されることが必要である。３つの機能とは、シンボル同期化のためのタイミング回復（timing recovery）、搬送波回復（周波数復調）および等化（equaliz ation）である。タイミング回復（timing recovery）とは、受信装置のクロック（タイムベース）を送信装置のクロックと同期させるときのプロセスである。これにより、受信信号を最適な時点でサンプリングすることを可能にして、受信シンボル値（received symbol values）の決定処理（decision-directed processi ng）に関連して起こるスライシング・エラー（slicing error）の発生を低減させている。搬送波回復（carrier recovery）とは、受信ＲＦ信号が低い中間周波パスバンド（通過帯域）に周波数シフトされたあと、ベースバンドに周波数シフトされて、変調ベースバンド情報（modulating baseband information）の回復を可能にするプロセスである。等化（equalization）とは、伝送チャネル妨害（ disturbance）が受信信号（received signal）に及ぼす影響を補償するプロセスである。具体的に説明すると、等化は、チャネルのローパスフィルタ効果を含む伝送チャネル妨害によって引き起こされたベースバンド符号間干渉（baseband intersymbol interference - ＩＳＩ）を除去する。ＩＳＩは、あるシンボルの値が先行シンボルまたは後続シンボルの値によってひずみを生じる原因になる。ＱＡＭ信号についてみると、タイミング回復は受信装置に装備されている最初の機能になっているのが普通である。タイミングは中間パスバンド信号から、あるいはベースバンド付近（near-baseband）の信号、つまり、搬送波回復ネットワークによって補正される搬送波オフセットをもつベースバンド信号から、回復されている。どちらの場合も、ベースバンド復調に先立ってタイミングが確立される。搬送波回復復調プロセスは、２ステップで行われるのが通常である。最初に、パスバンド信号は、到来パスバンド信号（incoming passband signal）と所望ベースバンド信号との間の周波数オフセットがどれだけであるかの「最良推定値（best guess）」を使用する周波数シフタによってベースバンド付近に復調される。この周波数シフトはアナログ回路によって行われるのが通常である。つまり、受信装置でアナログからディジタルへ変換する前に行われている。次に、このベースバンド付近信号（near-baseband signal）上での等化が行われる。最後に、搬送波回復が行われて、残留周波数オフセットが上記ベースバンド付近信号から除去され、真のベースバンド出力信号が生成される。この機能はディジタル受信回路によって行われる。イコライザ（等化器）は、ベースバンド付近へのシフトを行う第１ローカル・オシレータ（局所発振器）と搬送波回復ループ・ネットワークとの間に挿入されている。その理由は、搬送波回復プロセスは一般的に決定指向プロセス（decision-directed process）（これは公知である）であるためであり、このプロセスは、イコライザの機能によって得られる、少なくとも部分的に開いた「アイ（eye）」を必要とする。ＱＡＭ信号は、実数軸と虚数軸で定義された２次元データ・シンボル・コンステレーション（two-dimensional data symbol constellation：２次元のデータ・シンボル配列）によって表される。これに対して、ＶＳＢ信号は１次元データ・シンボル・コンステレーションによって表され、そこでは、１つの軸だけが受信装置で回復される量子化データを含んでいる。ＶＳＢ信号の同期復調は、パイロット信号の助けを借りて行われているのが通常である。このパイロット信号を使用することにより、ＶＳＢ信号を１ステップでベースバンドへ復調することが容易に行われ、しかも一般には、残留位相または周波数エラーを伴うことがない。タイミング回復、復調、および等化の機能について、ＱＡＭ信号でこの順序で実行しようとしても、従来の手法を使用するＶＳＢ信号ではうまく作動しない。ＱＡＭ信号では、いくつかのタイミング回復手法が知られており、これらの手法は、ベースバンド付近の信号とベースバンド信号との間の周波数オフセットとは無関係である。しかし、周波数から独立したタイミング回復は、ＶＳＢ信号では実現不可能であることが一般に認められている。このような理由から、ＶＳＢシステムでは、歴史的に見たとき、ベースバンドへの絶対的復調（absolute demod ulation）が最初に実現された。パイロットに支援されたＶＳＢシステム（pilot-assisted VSB system）において、パイロット成分は、小さなＤＣオフセットとして送信装置でベースバンド信号に注入されている。このＤＣオフセットは搬送波「トーン」を生成するが、その理由は、ＤＣオフセットが、高周波数コサイン関数の形態のような交番信号で乗算されるとき、似たような位相の搬送波トーンが発生するためである。この搬送波トーンを受信デモジュレータ内の位相ロック・ループ（phase locked loo p - ＰＬＬ）で使用すると、変調されたＶＳＢ信号をベースバンドに変換することができる。パイロットはＶＳＢ信号のＤＣ成分を表し、このＤＣ成分は残留側波帯の中間にあるので、トーンは、データ自身によって引き起こされた変調「ノイズ」の中間に位置しているように見える。通常、この変調ノイズは、受信側のパイロット・トラッキングＰＬＬでは不要な信号として扱われている。パイロットは、ＰＬＬに先立って、非常に狭いバンドパス・フィルタにより抜き出すことができる。しかし、このためには、十分なデータ・ノイズを除去できるだけの狭バンド幅をもつフィルタが必要になるので、特にコンシューマ・グレードのチューナを使用するときには、トラッキングＰＬＬは、到来信号のすべての位相および周波数オフセットをトラッキングできるとは限らない。パイロット成分をベースバンドにシフトすることは、ディジタル分野では容易でない。アナログ回路が使用されているときには、例えば、許容誤差（tolerance）や温度の影響を補償するという問題を解決しなければならない。また、パイロット成分は電力を無駄に消費し、チャネル・ナル（channel null）といった伝送チャネル摂動（transmission channel perturbation）がパイロットをキャンセルする可能性がある。このような理由や他の理由から、望ましいことは、受信した信号のパイロット成分に頼ることなく、ＶＳＢ信号をベースバンドに復調することができるシステムを提供することであることが認識された。パイロット成分を含むＶＳＢシステムの一例として、最近米国で提案されている地上放送システム（Grand Al liance HDTV伝送システム）がある。このシステムはＶＳＢディジタル伝送フォーマットを採用して、パケット化したデータストリームを伝送しており、ＡＣＡＴＳ（Advisory Committee of Advanced Television Service）を通して米国連邦通信委員会（Federal Communications Commission - ＦＣＣ）で評価検討中である。１９９４年２月２２日にＡＣＡＴＳテクニカル・サブグループに付託されたGrand Alliance HDTVシステムの詳細（草案文書）は、1994 Proceedings of t he National Association of Broadcasters，48th Annual Broadcast Engineeri ng Conference Proceedings，March 20-24，1994に記載されている。発明の概要本発明の原理によれば、搬送波回復復調システムは、ＶＳＢ信号を使用するのに適しており、パイロット成分または等価的な信号（equivarent signal）に頼ることなく搬送波回復を達成できるという利点をもっている。これは、フィルタ・ネットワークと、このフィルタ・ネットワークからの出力信号に応答する位相検出器とを使用して達成される。このフィルタ・ネットワークは、ＶＳＢ信号周波数スペクトルの上側および下側バンドエッジ（upper and lower band edges）の少なくとも一方に対してバンドエッジ応答をもち、抑圧搬送波両側波帯振幅変調（ＡＭ）信号をフィルタ・ネットワークの出力端から出力する。本発明の特徴によれば、フィルタ・ネットワークは、ＶＳＢ信号周波数スペクトルの上側および下側バンドエッジにそれぞれ関連づけられたバンドエッジ応答をもつ第１および第２のディジタル・バンドエッジ・フィルタを備え、該第１および第２のフィルタのそれぞれの出力端から両側波帯振幅変調信号を出力する。これらのフィルタ応答は、第１および第２のフィルタがそれぞれろ波するバンドエッジにおいて、前記受信したＶＳＢ信号の周波数スペクトルに対して相補的（ complementary）となっている。図面の簡単な説明図１は、ＨＤＴＶ受信装置などのアドバンスト・テレビジョン受信装置のうち、本発明の原理による搬送波回復システムを含んでいる部分を示すブロック図である。図２ないし図６は、図１に示したシステムの動作に関連した信号の振幅対周波数応答を示す図である。発明の詳細な説明図１に示すように、放送ＶＳＢ変調ＨＤＴＶアナログ信号はアンテナ１０によって受信され、例えばＲＦチューニング回路，ディジタル形態に変換するのに適した中間周波パスバンドを発生するためのダブル変換チューナ（double convers ion tuner）、および、適切な利得制御回路（gain control circuit）を含んでいる入力ネットワーク１４によって処理される。受信ＶＳＢ信号は、図示の例ではGrand Alliance HDTV仕様（specification）に従った、８−ＶＳＢ信号であり、シンボルレートが約１０．７６メガシンボル（Msymbols）／秒で、従来のＮＴＳＣ６ＭＨｚ周波数スペクトルを占有している。特に、この例における受信ＶＳＢ信号は、以下に示す８個のデータ・シンボルで定義された１次元データ・コンステレーションをもつ８−ＶＳＢ信号になっている。 −７ −５ −３ −１１３５７このシステムにおけるナイキスト（Nyquist）バンド幅は例えば、公称的に５．３８ＭＨｚであり、過剰バンド幅（excess bandwidth）は各バンドエッジで公称的に０．３１ＭＨｚである。開示されているシステムは、例えば、１６−ＶＳＢ信号の場合にも使用することが可能である。入力プロセッサ１４からの出力信号はアナログ・ディジタル・コンバータ（an alog-to-digital converter）１６によってアナログ形態からディジタル形態に変換されるが、このコンバータは２サンプル／シンボルのサンプルレートで動作する。受信ＶＳＢ信号はパイロット成分（pilot component）を含んでおり、６ＭＨｚの中心が公称的に５．３８ＭＨｚになるようにユニット１４によって復調される。ＡＤＣ１６の入力端におけるこの信号の周波数スペクトルは、２．３８ＭＨｚから８．３８ＭＨｚまでの範囲を占有している。タイミング同期が確立されると、ＡＤＣユニット１６はこの信号を、シンボルレートの２倍である２１．５２ＭＨｚでサンプリングする。パイロット成分はオリジナル・ベースバンド・パルス振幅変調（pulse amplitude modulated - ＰＡＭ）信号のＤＣ点を表しており、公称的に２．６９ＭＨｚ（ナイキスト周波数）に位置し、これは１／８ｆ_sr になっている。以下の説明において、ｆ_c は送信信号の搬送周波数（公称的に５．３８ＭＨｚ）である。ｆ_stは送信シンボル周波数（１０．７６メガシンボル／秒、つまり、ナイキスト周波数の４倍）である。ｆ_srは受信サンプリング周波数（２１．５２ＭＨｚ）である。タイミング・ロックのとき、ｆ_sr＝２ｆ_stである。ベースバンドへの復調が行われると、搬送波ロックのとき、ｆ_c＝１／４ｆ_srとなる。ＡＤＣユニット１６からのディジタル信号は２つの複素バンドエッジ・フィルタ２０，２２に入力されるが、これらのフィルタはナイキスト周波数まわりのミラーイメージ・フィルタ（mirror image filter）になっている。各フィルタは実数関数（real function）と虚数関数（imaginary function）を呈し、これらのフィルタからの出力信号は実数成分と虚数成分を含むようになっている。図１において、“Ｃ”の英字は、実数成分と虚数成分を含む複素信号（complex sign al）を伝達する信号経路を示している。他の信号経路は実数成分だけを伝達する。フィルタ２０と２２は虚数成分を含んでいない出力信号を出力する。つまり、出力信号は正か負のどちらかのスペクトル成分を含んでいるが、その両方は含んでいない。このようにすると、あとで除去することが困難であるスプリアス成分（spurious component）が生成されないという利点がある。このシステムでは、フィルタ２０と２２は図２に示すように、負スペクトル成分をもつ複素分析出力信号（complex analytic output signal）が得られる設計になっている。この負スペクトルは任意的であって、正スペクトルを選択することも可能である。図２は、フィルタ２０と２２のバンドパス応答によってもたらされた負の周波数スペクトル、および、フィルタ２０，２２の入力端に印加された受信ＶＳＢ信号のバンド幅によってもたらされた負の周波数スペクトルを示している。入力された実数信号（real signal）は正と負のスペクトルをもっている。正スペクトルは公知の手法を用いてキャンセルされ、負スペクトルだけが残される。フィルタ２０はＶＳＢ信号の負スペクトルの上側バンドエッジを抜き出し、フィルタ２２はＶＳＢ信号の負スペクトルの下側バンドエッジを抜き出す。この上側バンドエッジ（upper bandedge）は、正成分であるか、負成分であるかに関係なく最高周波数成分を含んでいるバンドエッジである。下側バンドエッジ（lower banded ge）は最低周波数成分を含んでいるバンドエッジである。フィルタ２０，２２のバンドエッジ応答とＶＳＢ信号は、ナイキスト点（Nyquist points）で交差している。図２とそれ以降の図において、記号“Δ”は、ベースバンド付近の信号（ near-baseband signal）、つまり、完全にはベースバンドに周波数シフトされていない信号に見られるような、搬送周波数オフセットを示している。このオフセットについては、搬送波回復（ベースバンド復調）ネットワークと関連づけて詳しく説明する。フィルタ２０と２２の応答は、図２に示すように、フィルタによって抜き出されたバンドエッジにおいて、入力信号の周波数スペクトルに対して相補的（comp lementary）となっている。このようにすると、パイロット成分が受信ＶＳＢ信号に存在しないときは、両側波帯抑圧搬送波振幅変調（ＡＭ）信号（double sid eband suppresed carrier AM signal）が得られ（図３）、また、パイロットがそのバンドエッジに存在するときは、両側波帯残留搬送波ＡＭ信号（double sid eband residual carrier AM signal）が得られるという効果がある。周波数ｆ₁ の左側のフィルタ２０の応答は重要（critical）でなく、また、周波数ｆ₂の右側のフィルタ２２の応答は重要でない。タイミングおよび搬送波ロックを確立する以前では、これらのＡＭ信号は、タイミングおよび搬送波回復のために使用できる、周波数（および位相）オフセットを含んでいる。具体的に説明すると、上側バンドエッジ・フィルタ２０の出力から得られるＡＭ信号の中心は−ｆ_c−１／４ｆ_stに位置している。パイロット信号が存在している場合（Grand Alliance HDTVシステムの場合のように）には、この周波数で現われることになる。周波数１／４ｆ_stは、この信号がＶＳＢ信号として扱われていれば、シンボル周波数の１／４になっている。同様に、下側バンドエッジ・フィルタの出力から得られるＡＭ信号の中心は−ｆ_c＋１／４ｆ_s _t （ナイキスト周波数）に位置している。タイミング同期が達成されるのは、ＡＤＣユニット１６のサンプリング・クロック入力（ＣＬＫ）の周波数が、これらの２つの上側および下側抑圧搬送波バンドエッジＡＭ信号の搬送波間の周波数差の４倍であるときである（図３）。タイミング回復システムの動作について、以下に説明する。フィルタ２２からの出力信号は、フィルタ２２の出力信号のスペクトルを負から正へ反転（flip）させるために、ユニット２５によって共役（conjugate）処理がなされる。この様子を示したのが図４である。この共役処理はユニット２５で行われる公知のプロセスであり、これは、まず、公知の手法を使用してその信号を実数成分と虚数成分に分離することから行われる。虚数成分はそれに負のユニティ係数（unity factor）をかけることによって反転される。反転された虚数成分とオリジナル実数成分は、再び結合される。再結合された下側バンドエッジＡＭ信号は、マルチプライヤ（multiplier）２６において、フィルタ２０からの上側バンドエッジＡＭ信号と乗算される。マルチプライヤ２６の出力から得られたＡＭ信号は図５に示すように、搬送波周波数成分ｆ_cが除去されている。このｆ_c成分が除去された理由は、上側バンドエッジ成分の負の搬送波が下側バンドエッジからの共役ＡＭ信号の正の搬送波をキャンセルしたためである。抑圧搬送波中心周波数が１／２ｆ_stのＡＭ信号は、乗算されたＡＭ信号が共に両側波帯信号であるのでそのまま維持される。この周波数領域では、これらの信号はベースバンドで偶関数（even function）（つまり、実数成分のみ）として表わされており、それらのコンボルーション（convolution）はベースバンドで偶数値関数（even valued functio ns）として表わされている。マルチプライヤ２６からのＡＭ出力信号のバンド幅は、コンボルーション・プロセス（convolution process）によって２倍にされる（時間的に乗算すると、周波数のコンボルーションが得られる）。１つおきのサンプル（every other sa mple）をゼロにドライブすると、受信サンプリング・クロックＣＬＫの周波数を、搬送波オフセット（Δ）とは関係なく、入力ＶＳＢ信号のシンボル周波数に同期させることができる。これは、以下に説明するように、タイミング回復ネットワーク３０内の位相検出器（phase detector）２８によって行われる。マルチプライヤ２６からの両側波帯ＡＭ出力信号の虚数成分（図５）は、信号のタイミング不一致（mis-timing）の大きさを示している。実数成分は、このミスタイミングの方向を示している（ＡＭ抑圧搬送波信号は解決すべきあいまいさが１８０度になっている）。もし、このＡＭ信号のタイミングが完全であれば、虚数成分は存在しない。マルチプライヤ２６からの両側波帯ＡＭ信号は、公知の分離手法を用いて位相検出器２８内のユニット３２によってその構成成分である、実数成分と虚数成分に分離される。公知の手法を使用して、トランスレーション・ユニット（translation unit）３４は実数成分の符号を決定し（向き情報を得るために）、この符号に分離された虚数成分サンプルを乗算する。マルチプライヤ３６の出力は、タイミング・ロックが達成されたときタイミング制御ループ（timing control loop）の作用によってゼロにドライブされたエラー信号を表している。両側波帯信号の搬送波周波数は公称的に１／２ｆ_srに位置しているので、ロック時には、マルチプライヤ３６からの出力信号の虚数成分はゼロになる。虚数成分に実数成分の符号を乗算することにより、位相検出器２８は正と負の周波数オフセットの間を識別できるようになる。位相検出器２８からの出力信号は、公知のように、積分パス（integral path ）と比例パス（proportional path）の両方を含んでいる、ローパス・ループ・フィルタ（low pass loop filter）３８に通され、１／２ｆ_srの周波数でクロックがとられる。ループ・フィルタ３８は、ループの目的が虚数成分の１つおきのサンプルをゼロにドライブすることであるので、入力信号の１つおきのサンプルを処理するようにクロックがとられる。フィルタ３８の出力は、電圧制御発振器（voltage controlled oscillator - ＶＣＯ）４０に印加されるＤＣ電圧である。発振器４０は、このＤＣ電圧の関数として、ＡＤＣユニット１６に対するレシーバ・サンプリング・クロックＣＬＫを供給する。タイミング同期が達成されるのは、ネットワーク３０を含む上述したタイミング回復システムから得られたＡＤＣサンプリング・クロックが、フィルタ２０，２２からの２つのＡＭ出力信号の搬送波間の周波数差の４倍であるときである（図３）。フィルタ３８の比例および積分制御部分は、それぞれＫ１およびＫ２利得制御スカラ（gain control s calar）を使用して公知のように調整可能である。これらのスカラは、収集モード（acquisition mode）のときは信号収集を容易にするために大きな値にセットされているが、トラッキング・モード（tracking mode）のときは値を小さくすると、ノイズ排除性（noise immunity）を向上することが可能である。タイミング・ロックを達成するために必要な時間は、例えば、信号に存在するノイズおよびマルチパスひずみの量、制御ループのバンド幅、および、制御ループの時定数の関数として変化する。図１に示すシステムにおいて、搬送波は、２つの異なる方法を使用して回復することができる。第１の方法では、タイミング回復に関して上述したのと同じように、フィルタ２０と２２の出力からのバンドエッジＡＭ信号の両方が使用される。第２の方法では、受信信号の一方のバンドエッジだけが使用される。この第２のケースにおいて、使用されるバンドエッジは、パイロットを含んでいるバンドエッジであるのが一般的である。パイロット成分に関連した余剰エネルギ（ex tra energy）は、信号対雑音比（signal-to-noise）が低いときに搬送波回復ループのパフォーマンスを向上させる。ただし、ここで注意すべきことは、これらの方法のどちらも、パイロット成分の存在を要件としていないことであり、それが利点となっている。両バンドエッジを使用する搬送波回復方法では、タイミング回復の場合とは異なり、信号を共役することなく、フィルタ２０と２２の出力はマルチプライヤ４５で一緒に乗算される。この乗算により、抑圧搬送波ＡＭ信号がマルチプライヤ４５から得られ、搬送波周波数は−２ｆ_cになっている。シンボルレート成分ｆ_s _t は、このＡＭ信号から完全に除去されている。もし搬送波オフセット（Δ）が存在するときは、搬送波周波数は図６に示すように−２ｆ_c−２Δになっている。この時点までは、搬送波回復プロセスは、レシーバ・デモジュレータ・サンプリング・クロック周波数ｆ_srとは無関係になっている。ディジタル信号処理応用分野では、電圧制御発振器（ＶＣＯ）またはスペクトル・シフタ（spectral shifter）は、ディジタル信号プロセッサのクロック周波数と調波関係をもつ信号を都合よく出力するように設計されていることが一般に望まれている。この点で注目すべきことは、マルチプライヤ４５の出力に現れた複素両側波帯ＡＭ信号の中心が−２ｆ_cの周波数（搬送波オフセットを無視した場合）または−２ｆ_c−２Δ（オフセットを含む場合）に位置していることである（図６）。このことは、このＡＭ信号がエイリアシング・フォルドオーバ領域（aliasing foldover region）をまたがっていることを意味する。具体的に説明すると、実際には、図６に示すＡＭ信号の左側波帯部分は実際には「ラップアラウンド」（wrap around - 折り返すこと）して、正の周波数スペクトルに入り込んでいる。エイリアシングが生じない理由は、このＡＭ信号が複素信号であり、そこでは第１の負リピートバンド（flrst negative repeat band）の隣接正周波数成分が除去されているためである。搬送波回復ネットワークの設計を単純化するために、関連する位相検出器５４はタイミング回復ネットワーク３０で使用される位相検出器２８と本質的に同じになっている。これを実現するためには、位相検出器５４へのＡＭ入力信号の搬送波は１／４ｆ_srにドライブされなければならない。位相検出器５４へのＡＭ信号入力の搬送波は、＋１／４ｆ_srで動作する複素スペクトル・シフタを使用して、公称的に１／４ｆ_srの周波数にシフトされる。このスペクトル・シフタは、複素マルチプライヤ５２および６４を含んでいる。マルチプライヤ６４は、１／４ｆ_srサンプリング信号に応答して、ＶＣＯ６２の出力信号を＋１／４ｆ_srだけシフトさせる。ＶＣＯ６２の応答は上記タイミング制御ループにおけるＶＣＯ４０と類似しており、このタイミング制御ループにおけるフィルタ３８と類似しているローパス・ループ・フィルタ６０から出力されたＤＣ電圧に応答する。マルチプライヤ６４から結果として得られた複素出力信号は、そのループによって生成された周波数オフセットと固定された１／４ｆ_srとを加えたものを含んでおり、複素マルチプライヤ５２の一方の入力端に印加される。マルチプライヤ５２の他方の入力端には、複素マルチプライヤ４５の出力からの、中心が−２ｆ_cであるＡＭ信号が入力される。位相検出器５４は、タイミング回復ループにおける位相検出器２８と同じように動作する。位相検出器５４は、実数／虚数成分セパレータ（separator）５５、符号関数トランスレーション・ネットワーク（sign function translator net work）５６、および、出力マルチプライヤ５７を含んでいる。位相検出器５４の動作は、マルチプライヤ５２からの出力信号の虚数成分を実数成分の符号と乗算することにより行われる。これにより、虚数成分の１つおきのサンプル値はゼロにドライブされる。位相検出器５４は位相検出器２８と同じように、同じサンプル集合に作用するので（つまり、奇数か偶数のどちらかで、両方ではない）、ループ・フィルタ６０（フィルタ３８と同じく）に要求されることは、シンボルレートの２倍よりもむしろシンボルレートで出力サンプルを出力することである。このようにすると、シンボルごとに２サンプルが要求されるものに比べて、ループ・フィルタの複雑さが大幅に軽減されることになる。搬送波回復ネットワーク５０の入力端におけるマルチプライヤ４５の出力は、中心周波数が−２ｆ_c−２Δである、複素両側波帯抑圧搬送波ＡＭ信号である。搬送波ループにおけるＶＣＯ６２の出力は、２Δにほぼ等しい信号である。この信号をＶＣＯ６２の出力から得るために、信号１／４ｆ_srはマルチプライヤ６４経由で搬送波ループに加えられ、２ｆ_c成分をキャンセルする。ＶＣＯ６２の出力に現れた複素信号は、２分割分周器（divide-by-2 frequency divider）７０によって搬送波回復ネットワーク５０の出力信号Δに変換される。この出力信号 Δは、搬送波位相／周波数オフセットを表すトーン（周波数スペクトルがない）である。ＡＤＣユニット１６からのＶＳＢ出力信号は、フィルタ２０および２２を通過することによる信号遅延を補償するユニット７２によって遅延されたあと、マルチプライヤ７４の入力に印加される。遅延ユニット７２の出力は、ブロック７２に隣接する周波数スペクトル図に示すように、ベースバンド付近の複素対称両側波帯ＶＳＢ信号である。この信号はマルチプライヤ７４によってベースバンド付近にシフトされるが、マルチプライヤ７４は１／８ｆ_srでクロックがとられて、マルチプライヤ７４の出力側の周波数スペクトル図に示すようにベースバンド付近の上側ＶＳＢ側波帯を、その出力端から出力する。マルチプライヤ７４の出力端からのベースバンド付近ＶＳＢ信号（near baseband VSB signal）は複素マルチプライヤ７１の一方の入力端に印加され、そして、搬送波回復ネットワーク５０の出力端からの出力（オフセットを表す）信号Δはマルチプライヤ７１の他方の入力端に印加される。マルチプライヤ７１の機能はＶＳＢ信号に含まれるオフセットを実質的にキャンセルし、ベースバンドＶＳＢ信号が得られるようにすることである。マルチプライヤ７１の出力端に現れる複素復調済みＶＳＢ信号はベースバンドにあるはずであり、そうであることがよくある。しかし、実際には、この信号は残留位相オフセットを含んでいることがあるので、補償する必要が起こる。これは、イコライザ（equalizer：等化器）７５によって行われるが、このイコライザは公知の構成にすることが可能である。イコライザ７５は公知のようにチャネル妨害を補償し、等化された出力信号を出力する。この出力信号はユニット７６によってデコードされ、次に、出力プロセッサ７８によって処理される。デコーダ７６には、例えば、トレリス・デコーダ（trellis decoder），デインタリーバ（de-interleaver），リード・ソロモン（Reed-So1omon）誤り訂正回路、および、オーディオ／ビデオ・デコーダ・ネットワークを含めることができるが、これらは公知である。出力プロセッサ７８には、オーディオ／ビデオ・プロセッサ、および、オーディオおよびビデオ再生デバイスを含めることが可能である。搬送波回復は、以下に説明するように、入力信号の単一バンドエッジを使用して行うことも可能である。下側バンドエッジ・フィルタ２２は、搬送波周波数が −ｆ_c＋１／４ｆ_stである、両側波帯ＡＭ出力信号を出力する。これは、フィルタ２０からマルチプライヤ４５への入力をユニティの値にセットすることにより行われる。これは、フィルタ２０の出力端とマルチプライヤ４５の上側入力端の間の信号通路にマルチプレクサを置くことによっても行うことができる。このマルチプレクサの一方の入力端にはフィルタ２０からの出力信号が印加され、他方の入力端にはユニティ値信号が印加される。後者の信号は、上記マルチプレクサの制御入力端に印加された制御信号に応答して、マルチプライヤ４５の入力端に伝達される。上側バンドエッジ・フィルタ２０からの出力信号は、ユニティ値信号が用いられているときは、マルチプライヤ４５には結合されていない。２つのバンドフィルタを使用するシステムでは、タイミングと搬送波ロックはほぼ同時に行うことができる。１つのバンドエッジ・フィルタだけを使用するシステムでは、搬送波ロックは、ノイズ，ループ・ゲイン、および、ループ・バンド幅などの種々の要因に応じて、タイミング・ロックのあとで行うことができる。タイミング・ロックがネットワーク３０によって確立されていれば、ｆ_st＝１／４ｆ_srであり、搬送波のｆ_st成分は、−１／８ｆ_srスペクトル・シフタでフィルタ２２のＡＭ出力信号をシフトすることによって除去することができる。このスペクトル・シフトは図１に示すように、マルチプライヤ６４への図示１／４ｆ_sr クロック入力を、−１／８ｆ_srクロックに変更することにより行われる。このようなスペクトル・シフトが行われたあと、マルチプライヤ５２の出力端に現れたＡＭ信号搬送波の周波数は−ｆ_cになっている（これは、前述した両バンドエッジ方法の場合の−２ｆ_cと対照的である）。この実施例では、ＡＭ信号搬送波周波数ｆ_cは、両バンドエッジ搬送波回復例で使用されているユニット５４と類似の位相検出器を使用し、実数成分の１つおきのサンプルを強制的にゼロにすることにより、容易に−１／４ｆ_srにドライブすることができる。この位相検出器の出力は、両バンドエッジ搬送波回復例に関して上述したのと同じように、ＡＭ信号搬送波周波数を−１／４ｆ_srにドライブする作用をするループ内のＶＣＯをドライブするローパス・ループ・フィルタによって積分される。上述した実施例では、タイミング回復（ロック）は、搬送波オフセットが存在するときでも達成することができ、また、この目的を達成するためにタイミング・ロックはＶＳＢ信号に含まれる同期（sync）成分に頼らなくてもよい。さらに加えて、パイロット成分に頼ることなく、搬送波回復を達成することができる。位相検出器２８および５４をナイキスト領域の中間点で動作せるという選択は、１つの可能な実施形態である。しかし、位相検出器をベースバンドで動作させても、同じ結果が得られる。負の周波数スペクトルを使用することは任意である。上述した回路の別の実施形態を使用することにより、正のスペクトルを使用することもでき、同じような結果を得ることができる。例えば、共役フィルタ２０および２２を使用すると、マルチプライヤ６４への入力は−１／４ｆ_srになる。

───────────────────────────────────────────────────── 【要約の続き】信号にある残留位相オフセットを除去する。

Claims

【特許請求の範囲】１．ディジタル・イメージ・データを表すシンボルの１次元データ・コンステレーションのフォーマットになっており、搬送波オフセットを呈する変調残留側波帯（ＶＳＢ）信号として送信されてきた高精細テレビジョン（ＨＤＴＶ）信号を受信するシステムにおいて、前記受信ＶＳＢ信号をベースバンドに向けて周波数シフトする搬送波回復ネットワーク（５０）であって、該搬送波回復ネットワークは、前記受信信号にパイロット成分が存在するとき該パイロット成分に頼ることなく搬送波回復を達成することができるものにおいて、前記搬送波回復ネットワークは、前記ＶＳＢ信号を処理する入力ネットワーク（１４，１６）と、前記入力ネットワークからの出力信号に応答して動作するフィルタ・ネットワークであって、前記ＶＳＢ信号の周波数スペクトルにおける上側および下側バンドエッジの少なくとも一方に対してバンドエッジ応答をもち、該フィルタ・ネットワークの出力端から両側波帯振幅変調（ＡＭ）信号を出力するフィルタ・ネットワーク（２０，２２）と、前記両側波帯ＡＭ出力信号を処理して、搬送波オフセットが存在するとき、その搬送波オフセットを表す制御信号（Δ）を出力する位相検出ネットワーク（５４）と、前記制御信号に応答して、復調された出力信号をベースバンドにて、または、ベースバンド付近にて出力する出力プロセッサ（７１，７４，７５）とを具備したことを特徴とするシステム。２．請求項１に記載のシステムにおいて、前記フィルタ・ネットワークは、前記ＶＳＢ信号の周波数スペクトルにおける上側および下側バンドエッジにそれぞれ関連づけられたバンドエッジ応答をもつ第１のバンドエッジ・フィルタ（２０）および第２のバンドエッジ・フィルタ（２２）を備え、該第１および第２のフィルタのそれぞれの出力端から両側波帯振幅変調（ＡＭ）信号を出力することを特徴とするシステム。３．請求項１に記載のシステムにおいて、前記フィルタ・ネットワークは、前記第１および第２のフィルタがそれぞれろ波するバンドエッジにおいて前記受信ＶＳＢ信号の周波数スペクトルに対して相補的となる応答をもつ第１および第２のフィルタを備えたディジタル・フィルタ・ネットワークであることを特徴とするシステム。４．請求項１に記載のシステムにおいて、前記受信ＶＳＢ信号は、中間バンド搬送波周波数ｆ_c＋／−Δに対してそれぞれ周波数ｆ_c−１／４ｆ_stおよびｆ_c＋１／４ｆ_stにてバンドエッジ応答をもつ周波数スペクトルを呈し、前記第１のフィルタはナイキスト周波数ｆ_c−１／４ｆ_stにてバンドエッジ応答を呈し、前記第２のフィルタはナイキスト周波数ｆ_c＋１／４ｆ_stにてバンドエッジ応答を呈し、ここで、ｆ_c は前記送信されたＶＳＢ信号の搬送波周波数、ｆ_stは送信されたシンボル周波数、 Δは搬送波オフセット（搬送波オフセットが存在するとき）であることを特徴とするシステム。５．請求項２に記載のシステムにおいて、さらに加えて、前記第１および第２のフィルタからの出力信号をそれぞれ受信する第１の入力および第２の入力と、前記位相検出ネットワークの入力に結合された出力をもつマルチプライヤ（４５）を備え、前記マルチプライヤの出力信号は、その中心が周波数２ｆ_cのまわりに位置する抑圧搬送波両側波帯ＡＭ信号（図６）であり、ここで、ｆ_cは前記送信されたＶＳＢ信号の搬送波周波数であり、前記中心周波数は搬送波オフセット（Δ）を呈することを特徴とするシステム。６．請求項１に記載のシステムにおいて、前記位相検出ネットワークへの前記入力信号は、実数成分と虚数成分をもつ複素信号であり、前記位相検出ネットワークは、該位相検出ネットワークからの出力信号における前記虚数成分をキャンセルする手段（５５，５６，５７）を含んでいることを特徴とするシステム。７．請求項１に記載のシステムにおいて、前記出力プロセッサは、前記入力ネットワークからの出力信号に応答して、変換されたベースバンド付近のＶＳＢ信号を出力する第１の変換ネットワーク（７４）と、前記第１の変換ネットワークからの前記ベースバンド付近のＶＳＢ信号に応答すると共に、前記搬送波回復ネットワークからの前記制御信号に応答して、ベースバンドにて、またはベースバンド付近にて信号を出力する第２の変換ネットワーク（７１）とを備えていることを特徴とするシステム。８．請求項７に記載のシステムにおいて、さらに加えて、前記第２の変換ネットワークからの出力信号から残留オフセットを除去して、ベースバンドＶＳＢ信号を出力するイコライザ（７５）を含んでいることを特徴とするシステム。９．請求項７に記載のシステムにおいて、前記第１および第２の変換ネットワークは信号マルチプライヤであり、前記第１の変換ネットワークは両側波帯形態の入力ＶＳＢ信号を受信し、ｆ_sr に関連する周波数のクロック信号に応答して（ここで、ｆ_srはレシーバ・サンプリング周波数）、出力単側波帯ベースバンド付近のＶＳＢ信号を出力することを特徴とするシステム。１０．請求項１に記載のシステムにおいて、前記受信したＶＳＢ信号は、次の８個のデータ・シンボル、つまり、−７ − ５ −３ −１１３５７によって定義された１次元データ・コンステレーションをもつ８−ＶＳＢ信号であることを特徴とするシステム。