JPH0951296A - 交差偏波間補償方法及び交差偏波間補償装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 交差偏波間補償方法及び交差偏波間補償装置
に関し、交差偏波間補償にディジタル復調方式を適用す
ることにより、ＬＳＩ化を可能にし、小型化，経済化を
図るとともに、送信変調時に同期を取らないで送信され
てきた偏波信号に対しても、容易に交差偏波間干渉補償
を行なう。 【解決手段】 一方の偏波信号について周波数変換を施
す周波数変換部１Ａと、この一方の偏波信号をディジタ
ル信号に変換するアナログ／ディジタル変換器２Ａと、
２系列からなる直交検波信号Ｉ，Ｑを得るディジタル式
直交検波部３Ａと、この出力について等化処理を施すデ
ィジタル式等化部４Ａとをそなえるとともに、他方の偏
波信号をディジタル信号として受けて等化部４Ａの出力
を補償するための信号を出力するディジタル式交差偏波
間補償部５Ａと、等化部４Ａ，交差偏波間補償部５Ａの
出力を加算する加算部６Ａとをそなえるように構成す
る。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】（目次） 発明の属する技術分野 従来の技術（図２３〜図２６） 発明が解決しようとする課題（図２６，図２７） 課題を解決するための手段（図１〜図３） 発明の実施の形態 （ａ）第１実施形態の説明（図４〜図８） （ｂ）第２実施形態の説明（図９〜図１７） （ｃ）第３実施形態の説明（図１８〜図２２） 発明の効果

【０００２】

【発明の属する技術分野】本発明は、交差偏波間補償方
法及び交差偏波間補償装置に関し、特に、ディジタル多
重無線などのディジタル無線伝送方式に用いて好適な、
交差偏波間補償方法及び交差偏波間補償装置に関する。

【０００３】

【従来の技術】従来より、マイクロ波や準ミリ波などを
用いた無線伝送方式では、単一偏波で伝送する場合に比
べ周波数の利用効率が高いことに着目して、同一周波数
帯で互いに直交する偏波面〔垂直（Ｖ）偏波と水平
（Ｈ）偏波〕を用いて信号を伝送する交差偏波共用技術
が実用化されている。

【０００４】図２３は従来の一般的な交差偏波を用いた
無線伝送方式における送信側，受信側の構成の一例を示
すブロック図で、この図２３において、１００は送信
側、２００は受信側で、送信側１００は、それぞれＶ偏
波，Ｈ偏波用の変調部（ＭＯＤ）１０１Ａ，１０１Ｂ，
送信部（ＴＸ）１０２Ａ，１０２Ｂと、これらのＶ偏
波，Ｈ偏波を合波するハイブリッド（Ｈ）１０３と、送
信アンテナ１０４とを有する一方、受信側２００は、受
信アンテナ２０１と、この受信アンテナ２０１で受信し
た受信偏波信号をＶ偏波信号，Ｈ偏波信号に２分波する
ハイブリッド（Ｈ）２０２と、Ｖ偏波，Ｈ偏波用の受信
部（ＲＸ）２０３Ａ，２０３Ｂ，復調部（ＤＥＭ）２０
４Ａ，２０４Ｂとを有して構成されている。

【０００５】これにより、送信側１００では、変調部
（ＭＯＤ）１０１Ａ，送信部（ＴＸ）１０２ＡでＱＡＭ
(Quadrature Amplitude Modulation) などの所要の変調
処理が施されたデータ（ＤＡＴＡ）をＶ偏波、変調部
（ＭＯＤ）１０１Ｂ，送信部（ＴＸ）１０２Ｂで同一周
波数でＶ偏波と互いに交差するよう所要の変調処理が施
されたデータをＨ偏波とし、これらのＶ偏波，Ｈ偏波を
ハイブリッド（Ｈ）１０３で合波して送信アンテナ１０
４を通じて送信する一方、受信側２００では、送信この
側１００から送信されてきた送信変調信号を受信アンテ
ナ２０１で受信し、これをハイブリッド２０２でＶ偏
波，Ｈ偏波に分波し、それぞれを復調部２０４Ａ，２０
４Ｂを通じて復調することにより元のデータを再生する
ことができるようになっている。

【０００６】さて、ここで受信側２００の復調部２０４
Ａ（２０４Ｂ）による復調方式には、一般に、アナログ
の送信変調信号を検波することによりこの信号の復調を
行なうアナログ復調方式と、送信変調信号をＡ／Ｄ（ア
ナログ／ディジタル）変換器などでディジタル化された
ディジタル信号を検波することによりこの信号の復調を
行なうディジタル復調方式とがある。

【０００７】図２４はこれらの復調方式のうちアナログ
復調方式の復調部２０４Ａ（２０４Ｂ）の構成の一例を
示すブロック図であるが、この図２４に示す復調部２０
４Ａ（２０４Ｂ）は、ミキサ（ＭＩＸ）２０５、ロール
オフフィルタ２０６Ａ，２０６Ｂ，トランスバーサル
（ＴＲＶ）イコライザ２０８，制御部（ＣＯＮＴ）２０
９，ローパスフィルタ２１０，２１２，各Ａ／Ｄ変換器
２０７Ａ，２０７Ｂ用のクロック（ＣＬＫ）を供給する
電圧制御発振器(CLK VCO) ２１１，ミキサ２０５用の局
部発振器(LO VCO)２１３を有して構成されている。

【０００８】ここで、ミキサ２０５は、受信アンテナ２
０１で受信されたＲＦ（高周波）帯の送信変調信号を受
信部２０３Ａ（２０３Ｂ）でＩＦ（中間周波）信号に周
波数変換した受信ＩＦ信号を、局部発振器２１３からの
搬送波再生信号を用いて直交検波することにより、周波
数変換（ダウンコンバート）して互いに９０°位相の異
なる２系列のベースバンド信号Ｉ，Ｑを得るもので、実
際には、受信ＩＦ信号をハイブリッド２１４により２分
波し、それぞれをハイブリッド２１７で２分波した局部
発振器２１３からの信号と各乗算器２１５，２１６で乗
算（ミキシング）することにより、各ベースバンド信号
Ｉ，Ｑが得られるようになっている。

【０００９】また、各ロールオフフィルタ２０６Ａ，２
０６Ｂは、このように得られた各ベースバンド信号Ｉ，
Ｑに含まれる雑音成分などをそれぞれ除去するものであ
り、各Ａ／Ｄ変換器２０７Ａ，２０７Ｂは、電圧制御発
振器２１０から供給されるＡ／Ｄ変換用クロックのタイ
ミングに従って、各ベースバンド信号（アナログ信号）
Ｉ，Ｑをそれぞれディジタル信号Ｉ，Ｑに変換するもの
である。なお、各ロールオフフィルタ２０６Ａ，２０６
Ｂは、この復調部２０４Ａ（２０４Ｂ）の出力側、もし
くは各Ａ／Ｄ変換器２０７Ａ，２０７Ｂの後段に設けら
れる場合もある。

【００１０】さらに、トランスバーサルイコライザ２０
８は、周知のように、各ディジタル信号Ｉ，Ｑを時間的
に遅延させて、過去のデータから現在のデータに含まれ
る歪み成分（伝送路から受けた歪み）を適応的に推定
し、これに基づいて内部のタップ係数を制御することに
より、この歪み成分を除去して信号の等化を行なうもの
である。

【００１１】また、制御部２０９は、このトランスバー
サルイコライザ２０８の出力からクロック位相のずれ，
周波数誤差などの情報を検出し、これに基づいて、電圧
制御発振器２１１，局部発振器２１３をフィードバック
制御するもので、これにより、最適なクロック位相，周
波数で周波数変換，Ａ／Ｄ変換が行なえるようになって
いる。つまり、この図２４に示す復調部２０４Ａ（２０
４Ｂ）は、いわゆる同期検波方式が採用されている。

【００１２】なお、各ローパスフィルタ２１０，２１２
は、制御部２０９で得られた位相ずれ，周波数誤差など
の情報（ディジタル値）を積分することにより電圧値に
変換して、それぞれを電圧制御発振器２１１，局部発振
器２１３用の制御電圧として供給するものである。この
ような構成により、上述の復調部２０４Ａ（２０４Ｂ）
では、受信ＩＦ信号が、局部発振器２１３からの搬送波
再生信号に応じてミキサ２０５で直交検波（同期検波）
を施されることによりダウンコンバートされて各ベース
バンドＩ，Ｑが得られ、それぞれが、各ロールオフフィ
ルタ２０６Ａ，２０６Ｂで雑音成分などを除去される。

【００１３】そして、各ベースバンド信号Ｉ，Ｑは、各
Ａ／Ｄ変換器２０７Ａ，２０７Ｂで、制御部２０９によ
ってフィードバック制御されている電圧制御発振器２１
１からのＡ／Ｄ変換クロックに従って、最適な位相でデ
ィジタル信号Ｉ，ＱにＡ／Ｄ変換され、トランスバーサ
ルイコライザ２０８によって、等化処理が施されてそれ
ぞれがＶ偏波（Ｈ偏波）の受信データとして出力され
る。

【００１４】次に、図２５はディジタル復調方式を用い
た場合の復調部２０４Ａ（２０４Ｂ）の構成の一例を示
すブロック図であるが、この場合は、ダウン（ＤＯＷ
Ｎ）コンバータ２２１，Ａ／Ｄ変換器２２２，ディジタ
ル式直交検波部２２３，ロールオフフィルタ２２４Ａ，
２２４Ｂ，トランスバーサル（ＴＲＶ）イコライザ２２
５，制御部（ＣＯＮＴ）２２６，ローパスフィルタ２２
７，２２８，Ａ／Ｄ変換器２２２用のクロック（ＣＬ
Ｋ）を供給する電圧制御発振器(CLK VCO) ２２９，ダウ
ンコンバータ２２１用の局部発振器(LO VCO)２３０を有
して構成されている。

【００１５】ここで、ダウンコンバータ２２１は、受信
アンテナ２０１で受信されたＲＦ信号を、局部発振器２
３０からの搬送波再生信号を用いてＩＦ（中間周波）信
号に周波数変換（ダウンコンバート）するもので、通
常、１つのミキサ（乗算器）で構成される。また、Ａ／
Ｄ変換器２２２は、この受信ＩＦ信号を電圧制御発振器
２１０から供給されるＡ／Ｄ変換用のタイミングクロッ
クに従ってディジタル信号に変換するものである。

【００１６】さらに、ディジタル式直交検波部２２３
は、サイン（ｓｉｎ）波，コサイン（ｃｏｓ）波の３角
関数信号を用いてＡ／Ｄ変換器２２２で得られたディジ
タル信号に対して直交検波を施すことにより、周波数変
換を施すとともに互いに９０°位相の異なる２系列のベ
ースバンド帯のディジタル信号Ｉ，Ｑを得るものであ
り、各ロールオフフィルタ２２４Ａ，２２４Ｂは、この
ように得られた各ディジタル信号Ｉ，Ｑに含まれる雑音
成分などをそれぞれ除去するものである。

【００１７】なお、トランスバーサルイコライザ２２
５，制御部２２６，各ローパスフィルタ２２７，２２
８，電圧制御発振器２２７，局部発振器２３０は、それ
ぞれ図２４により前述したトランスバーサルイコライザ
２０８，制御部２０９，各ローパスフィルタ２１０，２
１２，電圧制御発振器２１１，局部発振器２１３と同様
のものであり、この場合も、同期検波方式が採用されて
いる。

【００１８】このような構成により、このディジタル復
調方式の復調部２０４Ａ（２０４Ｂ）では、送信側１０
０の変調部１０１Ａ（１０１Ｂ）で、例えば、中心周波
数ｆ _LOをもった搬送波信号を用いて変調を施された変調
波（受信ＩＦ信号）が、ダウンコンバータ２２１によっ
て、Ａ／Ｄ変換器２２２によるＡ／Ｄ変換が可能なクロ
ック周波数（中心周波数ｆ_CLK ）にまでダウンコンバー
トされる。

【００１９】そして、この受信ＩＦ信号は、Ａ／Ｄ変換
器２２２で、制御部２２６によってフィードバック制御
されている電圧制御発振器２２９からのＡ／Ｄ変換用の
タイミングクロックに従って、最適な位相でディジタル
信号にＡ／Ｄ変換され、ディジタル式直交検波部２２３
で直交検波を施されることによって、互いに位相の９０
°異なるベースバンド帯のディジタル信号Ｉ，Ｑが得ら
れる。

【００２０】具体的に、このディジタル式直交検波部２
２３では、Ａ／Ｄ変換器２２２からのディジタル信号を
ＩＦ_IN，クロック位相をθとして、このθを電圧制御発
振器２２９のクロック速度で１周期変化させることによ
り、 Ｉ＝ＩＦ_IN×ｃｏｓθ Ｑ＝ＩＦ_IN×ｓｉｎθ の各演算によって、ディジタル信号Ｉ，Ｑが得られるよ
うになっている。

【００２１】例えば、Ａ／Ｄ変換器２２２の変換レート
をクロック速度の４倍とすると、θは、０°→９０°→
１８０°→２７０°→０°→９０°→・・・・・という
ように繰り返されることになる。従って、各ディジタル
復調信号Ｉ，Ｑは、θ＝０°のときにＩ＝ＩＦ_IN，Ｑ＝
０となり、θ＝９０°のときにＩ＝０，Ｑ＝ＩＦ_INとな
り、θ＝１８０°のときにＩ＝−ＩＦ_IN，Ｑ＝０とな
り、θ＝２７０°のときにＩ＝０，Ｑ＝−ＩＦ_INとな
る。

【００２２】その後、これらの各ディジタル信号Ｉ，Ｑ
は、各ロールオフフィルタ２０６Ａ，２０６Ｂで雑音成
分などを除去されたのち、トランスバーサルイコライザ
２０８によって、等化処理が施されてＶ偏波（Ｈ偏波）
の受信データとして出力される。つまり、このディジタ
ル復調方式を用いた復調部２０４Ａ（２０４Ｂ）は、Ａ
／Ｄ変換器２２２以降の処理を全てディジタルで行なう
ことにより、その大部分をディジタル化できるようにな
っているのである。

【００２３】ところで、図２３により前述したような交
差偏波共用技術を用いた無線伝送方式では、Ｖ偏波，Ｈ
偏波の両偏波間の分離度（ＸＰＤ：Cross Polarization
Discrimination)の良いことが要求される。しかし、空
間などの伝搬路において、例えば、マイクロ波帯ではマ
ルチパスフェージング、準ミリ波以上では降雨滴の傾き
などが原因で、本来、Ｖ偏波（Ｈ偏波）のみである信号
にＨ偏波（Ｖ偏波）が干渉して、このＸＰＤが劣化して
しまうので、一般的に、図２３に示すように、各復調部
２０４Ａ，２０４Ｂ間で互いにＶ偏波，Ｈ偏波の遣り取
りを行なうことによって、ＸＰＤの劣化を補償する交差
偏波間干渉補償が行なわれている。

【００２４】図２６はこの交差偏波間干渉補償を行なう
場合に用いられるアナログ復調方式の復調部の構成の一
例を示すブロック図で、この図２６において、図２４中
に示す符号と同一符号を付したものはそれぞれ図２４に
より前述したものと同様のものであるが、この図２６に
示す復調部２０４Ａ（２０４Ｂ）は、Ａ／Ｄ変換器２０
７Ａ，２０７ＢでＡ／Ｄ変換する前のアナログのＶ偏波
（Ｈ偏波）信号（ベースバンド信号Ｉ，Ｑ）を異偏波で
あるＨ偏波（Ｖ偏波）用の復調部２０４Ｂ（２０４Ａ）
へ交差偏波間干渉補償用の信号として出力するととも
に、Ｈ偏波（Ｖ偏波）用の復調部２０４ＢからのＨ偏波
（Ｖ偏波）信号を自己での交差偏波間干渉補償用の信号
として受けるようになっている。

【００２５】これにより、この復調部２０４Ａ（２０４
Ｂ）では、各Ｈ偏波（Ｖ偏波）信号をそれぞれＡ／Ｄ変
換器２３１Ａ，２３１ＢによってＡ／Ｄ変換し、これに
より得られたディジタルのＨ偏波（Ｖ偏波）信号を、交
差偏波間干渉補償部（ＸＰＩＣ）２３２へ供給すること
により、Ｖ偏波（Ｈ偏波）信号に干渉成分として混入し
ているＨ偏波（Ｖ偏波）信号（交差偏波間干渉）が交差
偏波間干渉補償部２３２で検出される。

【００２６】そして、交差偏波間干渉補償部２３２は、
検出した交差偏波間干渉に基づいて、この交差偏波間干
渉を補償するための補償信号をそれぞれ加算部２３３の
各加算器２３４，２３５へ出力することにより、各補償
信号とトランスバーサルイコライザ２０８の出力とが加
算部２３３で加算され、この交差偏波間干渉が補償され
る。

【００２７】なお、交差偏波間干渉補償部２３２は、一
般的に、トランスバーサルイコライザ２０８の一種であ
るＦＩＲフィルタなどで構成され、交差偏波間干渉の量
に応じて内部のタップ係数を変化させることにより、各
補償信号を生成するようになっている。

【００２８】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、図２６
により上述したような交差偏波間干渉を補償するアナロ
グ復調方式の復調部２０４Ａ（２０４Ｂ）では、ディジ
タル化できる部分がトランスバーサルイコライザ２０
８，交差偏波間補償部２３２など非常に限られた部分の
みであるので、回路の小型化や低コスト化などには非常
に不利であるという課題がある。

【００２９】また、上述のような交差偏波間干渉補償を
行なうためには、各復調部２０４Ａ，２０４Ｂの間で遣
り取りされる異偏波側からの補償用の偏波信号が空間で
の干渉時と同期している必要がある。図２７は図２３に
示す構成において、いわゆるコチャンネル伝送（Ｖ偏
波，Ｈ偏波の両偏波使用の伝送）を行なう場合の周波数
関係の一例を示す図で、この図２７において、図２３中
に示す符号と同一符号が示す部分はそれぞれ図２３によ
り前述したものと同様のものであり、１０５Ａ，１０５
Ｂ，１０６Ａ，１０６Ｂ，２４１Ａ，２４１Ｂ，２４２
Ａ，２４２Ｂはいずれも電圧制御型の局部発振器であ
る。

【００３０】ここで、送信側１００において、各局部発
振器１０５Ａ，１０５Ｂは、それぞれベースバンド帯の
送信データ（Ｖ偏波，Ｈ偏波）をＩＦ信号に周波数変換
（アップコンバート）する〔図２７中の関数（２１），
関数（２６）参照〕際に用いられる搬送波信号（中心周
波数ｆ_V1，ｆ_H1）を各変調部（ＭＯＤ）１０１Ａ，１０
１Ｂに供給するものであり、各局部発振器１０６Ａ，１
０６Ｂは、それぞれ各変調部１０１Ａ，１０１Ｂからの
ＩＦ信号をさらにＲＦ信号にアップコンバートする〔関
数（２２），関数（２７）参照〕際に用いられる搬送波
信号を各送信部（ＲＸ）１０２Ａ，１０２Ｂへ供給する
ものである。

【００３１】一方、受信側２００において、各局部発振
器２４１Ａ，２４１Ｂは、受信アンテナ２０１で受信さ
れたＲＦ信号〔Ｖ偏波，Ｈ偏波：関数（２３），関数
（２８）参照〕をＩＦ信号にダウンコンバートする〔関
数（２４），関数（２９）参照〕際に用いられる搬送波
再生信号（中心周波数ｆ_V3，ｆ_H3）をそれぞれ受信部
（ＲＸ）２０３Ａ，２０３Ｂに供給するものであり、各
局部発振器２４２Ａ，２４２Ｂは、それぞれ受信部２０
３Ａ，２０３ＢからのＩＦ信号をさらにベースバンド信
号にダウンコンバートする〔関数（２５），関数（３
０）参照〕際に用いられる搬送波再生信号（中心周波数
ｆ_V4，ｆ_H4）を各復調部２０４Ａ，２０４Ｂに供給する
ものである。

【００３２】つまり、各局部発振器２４２Ａ，２４２Ｂ
は、図２４又は図２５に示す復調部２０４Ａ（２０４
Ｂ）の局部発振器(LO VCO)２１３又は２３０に相当す
る。なお、この場合は、説明の便宜上、Ｈ偏波→Ｖ偏波
の片側のみに干渉が生じていることを想定しており、干
渉の度合いを示す係数をα，変調波を表す関数を
Ｖ（），Ｈ（）として表している。

【００３３】さて、ここで、交差偏波間干渉補償を行な
うためには、図２７中の関数（２５），関数（３０）よ
り、 Ｈ（ｆ_H1＋ｆ_H2−ｆ_V3−ｆ_V4）＝Ｈ（ｆ_H1＋ｆ_H2−ｆ_H3
−ｆ_H4） すなわち、 ｆ_V3＋ｆ_V4＝ｆ_H3＋ｆ_H4 ・・・（１） が条件となる。ここで、送信側１００と受信側２００と
で搬送波が同期するということは、 ｆ_V1＋ｆ_V2−ｆ_V3−ｆ_V4＝０ ・・・（２） ｆ_H1＋ｆ_H2−ｆ_H3−ｆ_H4＝０ ・・・（３） であるから、式（２）より ｆ_V1＋ｆ_V2＝ｆ_V3＋ｆ_V4 ・・・（４） 式（３）より ｆ_H1＋ｆ_H2＝ｆ_H3＋ｆ_H4 ・・・（５） が得られる。 式（１）に式（４），式（５）を代入す
ると、 ｆ_V1＋ｆ_V2＝ｆ_H1＋ｆ_H2 ・・・（６） と表せる。従って、送信側１００で、各局部発振器１０
５Ａ，１０５Ｂ，１０６Ａ，１０６Ｂを調整することに
より、上述のような搬送波の同期を取ることができるよ
うになる。

【００３４】ところが、このように、搬送波の同期を各
局部発振器１０５Ａ，１０５Ｂ，１０６Ａ，１０６Ｂに
よって取ることは、非常にコストがかかってしまうだけ
でなく、この同期が外れてしまった場合にその微調整を
行なうといったメンテナンス上でも非常に不利になって
しまうという課題がある。本発明は、このような課題に
鑑み創案されたもので、交差偏波間干渉補償を行なう復
調部にディジタル復調方式を適用することにより、この
復調部のＬＳＩ化を可能にし、小型化，経済化を図るこ
とができるようにした、交差偏波間補償方法及び交差偏
波間補償装置を提供することを第１の目的とする。

【００３５】また、本発明は、送信変調時に送信側で同
期を取らなくとも、容易に交差偏波間干渉補償を行なえ
るようにした、交差偏波間補償方法及び交差偏波間補償
装置を提供することを第２の目的とする。

【００３６】

【課題を解決するための手段】図１は第１の発明の原理
ブロック図で、この図１において、１Ａは周波数変換
部、２Ａはアナログ／ディジタル変換器、３Ａはディジ
タル式直交検波部、４Ａはディジタル式等化部、５Ａは
ディジタル式交差偏波間補償部、６Ａは加算部である。

【００３７】ここで、周波数変換部１Ａは、受信された
互いに交差する２つの偏波のうちの一方の偏波信号につ
いて周波数変換を施すものであり、アナログ／ディジタ
ル変換器２Ａは、周波数変換部１Ａで周波数変換された
上記一方の偏波信号をディジタル信号に変換するもので
あり、ディジタル式直交検波部３Ａは、アナログ／ディ
ジタル変換器２Ａでディジタル信号に変換された上記一
方の偏波信号を検波して２系列からなる直交検波信号
Ｉ，Ｑを得るものである。

【００３８】また、ディジタル式等化部４Ａは、直交検
波部３Ａの出力について等化処理を施すものであり、デ
ィジタル式交差偏波間補償部５Ａは、上記の受信された
互いに交差する２つの偏波のうちの他方の偏波信号を周
波数変換したあとで且つディジタル式直交検波部３Ａに
て検波される前の状態の信号をディジタル信号として受
けてディジタル式等化部４Ａの出力を補償するための信
号を出力するものであり、加算部６Ａは、ディジタル式
等化部４Ａの出力とディジタル式交差偏波間補償部５Ａ
の出力とを加算するものである。

【００３９】これにより、本発明では、受信された互い
に交差する２つの偏波のうちの一方の偏波信号について
周波数変換してから、これをアナログ／ディジタル変換
器２Ａでディジタル信号に変換したのち、ディジタル復
調部（ディジタル式直交検波部３Ａ）にて検波するとと
もに、上記の受信された互いに交差する２つの偏波のう
ちの他方の偏波信号を周波数変換したあとで且つディジ
タル式復調部にて検波される前の状態の信号をディジタ
ル式交差偏波間補償部５Ａへ供給し、更に、この交差偏
波間補償部５Ａの出力で一方の偏波信号用の上記ディジ
タル式復調部の出力を補償することができる（以上、請
求項１，４）。

【００４０】また、このとき、交差偏波間補償部５Ａへ
入力される信号としては、上記の他方の偏波信号を周波
数変換したあとのアナログ信号を使用してもよく（請求
項２）、上記の他方の偏波信号を周波数変換し更にこれ
をアナログ／ディジタル変換器でディジタル信号に変換
したあとのディジタル信号を使用してもよい（請求項
３）。

【００４１】そして、交差偏波間補償部５Ａへ入力され
る信号として、上記の他方の偏波信号を周波数変換した
あとのアナログ信号が使用される場合においては、ディ
ジタル式交差偏波間補償部５Ａの前段に、周波数変換部
１Ａで周波数変換された上記一方の偏波信号をディジタ
ル信号に変換するアナログ／ディジタル変換器２Ａと作
動クロックが同期するアナログ／ディジタル変換器が設
けられる（請求項５）。

【００４２】一方、交差偏波間補償部５Ａへ入力される
信号として、上記の他方の偏波信号を周波数変換し更に
これをアナログ／ディジタル変換器でディジタル信号に
変換したあとのディジタル信号が使用される場合におい
ては、ディジタル式交差偏波間補償部５Ａの前段に、両
偏波間のクロック位相の不確定性を除去するためのメモ
リが設けられる（請求項６）。

【００４３】なお、上記のディジタル式直交検波部３
Ａ，ディジタル式等化部３Ｂ，ディジタル式交差偏波間
補償部６Ｂ及び加算部７Ｂは、いずれもディジタル信号
を入力としているので、ＬＳＩ化することができる（請
求項７）。次に、図２は第２の発明の原理ブロック図
で、この図２において、１Ｂはアナログ式直交検波部、
２Ｂは第１アナログ／ディジタル変換器、３Ｂはディジ
タル式等化部、４Ｂは第２アナログ／ディジタル変換
器、５Ｂは位相回転部、６Ｂはディジタル式交差偏波間
補償部、７Ｂは加算部、８Ｂは制御部である。

【００４４】ここで、アナログ式直交検波部１Ｂは、送
信変調時に同期をとらないで送信されてきた互いに交差
する２つの偏波のうちの一方の受信偏波信号について周
波数変換を施すとともに上記一方の受信偏波信号を検波
して２系列からなる直交検波信号Ｉ，Ｑを得るものであ
り、第１アナログ／ディジタル変換器２Ｂは、この直交
検波部１Ｂで得られた２系列からなる直交検波信号Ｉ，
Ｑをそれぞれディジタル信号に変換するものでり、ディ
ジタル式等化部３Ｂは、第１アナログ／ディジタル変換
器２Ｂでディジタル信号に変換された上記２系列からな
る直交検波信号Ｉ，Ｑについて等化処理を施すものであ
る。

【００４５】また、第２アナログ／ディジタル変換器４
Ｂは、上記の受信された互いに交差する２つの偏波のう
ちの他方の受信偏波信号をアナログ式直交検波部１Ｂに
て２系列からなる直交検波信号Ｉ，Ｑとして検波したあ
とで且つ第１アナログ／ディジタル変換器２Ｂでディジ
タル信号に変換する前の状態の信号をそれぞれディジタ
ル信号に変換するとともに、第１アナログ／ディジタル
変換器２Ｂと作動クロックが同期するものである。

【００４６】さらに、位相回転部５Ｂは、この第２アナ
ログ／ディジタル変換器４Ｂからの出力について、位相
回転を施すことにより、周波数補正を施すものであり、
ディジタル式交差偏波間補償部６Ｂは、位相回転部５Ｂ
の出力を受けてディジタル式等化部３Ｂの出力を補償す
るための信号を出力するものであり、加算部７Ｂは、デ
ィジタル式等化部３Ｂの出力とディジタル式交差偏波間
補償部６Ｂの出力とを加算するものである。

【００４７】また、制御部８Ｂは、ディジタル式交差偏
波間補償部６Ｂの入力情報と加算部７Ｂの出力情報とに
基づいて、位相回転部５Ｂを制御するものである。これ
により、本発明では、送信変調時に同期をとらないで送
信されてきた互いに交差する２つの偏波のうちの一方の
受信偏波信号について、直交検波部１Ｂで周波数変換及
び検波を施すとともに、上記の受信された互いに交差す
る２つの偏波のうちの他方の受信偏波信号を周波数変換
したあとの信号について、位相回転部５Ｂで位相回転を
施すことにより、周波数補正を施してから、この補正後
の信号を交差偏波間補償部６Ｂへ供給し、更に交差偏波
間補償部６Ｂの出力で一方の偏波信号用のディジタル式
復調部（直交検波部１Ｂ，第１アナログ／ディジタル変
換器２Ｂ，ディジタル式等化部３Ｂ）の出力を補償する
ことができる（以上、請求項８，９）。

【００４８】なお、このとき、直交検波部１Ｂは、同期
検波部として構成してもよく（請求項１０）、第１アナ
ログ／ディジタル変換器２Ｂからの出力について、位相
回転を施すことにより、周波数補正を施す位相回転部を
さらにそなえることにより、この位相回転部と直交検波
部１Ｂとで準同期検波部を構成するようにしてもよい
（請求項１１）。

【００４９】また、具体的に、上述の制御部８Ｂは、デ
ィジタル式交差偏波間補償部６Ｂの入力ついての極性情
報と加算部７Ｂの出力についての誤差情報とから、位相
回転部５Ｂを制御するための位相ずれ情報を求めて、こ
れを位相回転部制御信号として出力するように構成して
もよく（請求項１８）、ディジタル式交差偏波間補償部
６Ｂの入力についての極性情報と加算部７Ｂの出力につ
いての誤差の極性情報との排他的論理和情報から、位相
回転部５Ｂを制御するための位相ずれ情報を求めて、こ
れを位相回転部制御信号として出力するように構成して
もよい（請求項１９）。

【００５０】次に、図３は第３の発明の原理ブロック図
で、この図３において、１Ｃは周波数変換部、２Ｃはア
ナログ／ディジタル変換器、３Ｃはディジタル式直交検
波部、４Ｃはディジタル式等化部４Ｃ、５Ｃは位相回転
部、６Ｃはディジタル式交差偏波間補償部、７Ｃは加算
部、８Ｃは制御部である。ここで、周波数変換部１Ｃ
は、送信変調時に同期をとらないで送信されてきた互い
に交差する２つの偏波のうちの一方の受信偏波信号につ
いて周波数変換を施すものであり、アナログ／ディジタ
ル変換器２Ｃは、周波数変換部１Ｃで周波数変換された
上記一方の受信偏波信号をディジタル信号に変換するも
のであり、ディジタル式直交検波部３Ｃは、アナログ／
ディジタル変換器２Ｃでディジタル信号に変換された上
記一方の受信偏波信号を検波して２系列からなる直交検
波信号Ｉ，Ｑを得るものである。

【００５１】また、ディジタル式等化部４Ｃは、直交検
波部３Ｃの出力について等化処理を施すものであり、位
相回転部５Ｃは、上記の受信された互いに交差する２つ
の偏波のうちの他方の受信偏波信号を周波数変換したあ
とで且つディジタル式直交検波部３Ｃにて検波される前
の状態の信号をディジタル信号として受けて、これに位
相回転を施すことにより、周波数補正を施すものであ
り、ディジタル式交差偏波間補償部６Ｃは、位相回転部
５Ｃの出力を受けて、ディジタル式等化部４Ｃの出力を
補償するものである。さらに、加算部７Ｃは、ディジタ
ル式等化部４Ｃの出力とディジタル式交差偏波間補償部
６Ｃの出力とを加算するものであり、制御部８Ｃは、デ
ィジタル式交差偏波間補償部６Ｃの入力情報と加算部７
Ｃの出力情報とに基づいて、位相回転部５Ｃを制御する
ものである（以上、請求項１２）。

【００５２】また、この場合も、位相回転部５Ｃへ入力
される信号として、上記の他方の偏波信号を周波数変換
したあとのアナログ信号が使用される場合においては、
位相回転部５Ｃの前段に、周波数変換部１Ｃで周波数変
換された上記一方の受信偏波信号をディジタル信号に変
換するアナログ／ディジタル変換器２Ｃと作動クロック
が同期するアナログ／ディジタル変換器が設けられる
（請求項１３）。

【００５３】一方、位相回転部５Ｃへ入力される信号と
して、上記の他方の受信偏波信号を周波数変換し更にこ
れをアナログ／ディジタル変換器２Ｃでディジタル信号
に変換したあとのディジタル信号が使用される場合にお
いては、位相回転部５Ｃの前段に、両偏波間のクロック
位相の不確定性を除去するためのメモリが設けられる
（請求項１４）。

【００５４】なお、この場合も、上記のディジタル式直
交検波部３Ｃ，ディジタル式等化部４Ｃ，位相回転部５
Ｃ，ディジタル式交差偏波間補償部６Ｃ及び加算部７Ｃ
は、いずれもディジタル信号を入力とするので、ＬＳＩ
化することができる（請求項１５）。また、上述の第３
の発明では、周波数変換部１Ｃによる周波数変換が検波
後の出力をフィードバックすることにより行なわれる同
期検波方式を採用してもよく（請求項１６）、周波数変
換部１Ｃによる周波数変換が検波後の出力をフィードバ
ックしない準同期検波方式を採用してもよい（請求項１
７）。

【００５５】さらに、この場合も、上述の制御部８Ｃ
は、ディジタル式交差偏波間補償部６Ｃの入力ついての
極性情報と加算部７Ｃの出力についての誤差情報とか
ら、位相回転部５Ｃを制御するための位相ずれ情報を求
めて、これを位相回転部制御信号として出力するように
構成してもよく（請求項１８）、ディジタル式交差偏波
間補償部６Ｃの入力についての極性情報と加算部７Ｃの
出力についての誤差の極性情報との排他的論理和情報か
ら、位相回転部５Ｃを制御するための位相ずれ情報を求
めて、これを位相回転部制御信号として出力するように
構成してもよい（請求項１９）。

【００５６】

【発明の実施の形態】以下、図面を参照して本発明の実
施の形態を説明する。 （ａ）第１実施形態の説明 図４は本発明の第１実施形態としての交差偏波間補償装
置が適用される無線装置の受信部の構成を示すブロック
図で、この図４において、１１は送信側（図示略）でＶ
偏波，Ｈ偏波独立に所要の変調を施された送信変調信号
（ＲＦ信号）を受信する受信アンテナ、１２は受信アン
テナで受信された送信変調信号をＶ偏波，Ｈ偏波に２分
波するハイブリッド（Ｈ）、１３Ａ，１３Ｂはそれぞれ
受信ＲＦ信号をＩＦ信号（中心周波数ｆ_VM，ｆ_HM）にダ
ウンコンバートするなどの所要の処理を行なう受信部
（ＲＸ）である。

【００５７】また、１４Ａ，１４Ｂはそれぞれ復調部
（交差偏波間補償装置）であり、本実施形態では、復調
部１４ＡがＶ偏波用、復調部１４ＢがＨ偏波用として用
いられるが、いずれも、ダウンコンバータ(DOWN CON)１
４１，電圧制御型の局部発振器(LO VCO)１４２，Ａ／Ｄ
（アナログ／ディジタル）変換器１４３，１４４，各Ａ
／Ｄ変換器１４３，１４４へのクロック再生用の電圧制
御発振器(CLK VCO) １４５，検波周波数ｆ_VCLK，又はｆ
_VCLKで検波を施すディジタル式復調部（ＤＥＭ）１４
６，同じく検波周波数ｆ_VCLK，又はｆ_VCLKで検波を施す
ディジタル式の交差偏波補償用復調部（ＸＰＩＣ）１４
７，加算部１４８を有して構成されている。

【００５８】ここで、以下、この場合の局部発振器１４
２，電圧制御発振器１４５の各周波数の同期関係につい
て詳述する。まず、この図４中に〜で示す時点での
変調波の中心周波数はそれぞれ次のように表される。 ・・・ｆ_VM−ｆ_VLO ・・・ｆ_VM−ｆ_VLO −ｆ_VCLK ・・・ｆ_HM−ｆ_HLO ・・・ｆ_HM−ｆ_HLO −ｆ_HCLK ・・・ｆ_HM−ｆ_HLO −ｆ_VCLK ・・・ｆ_VM−ｆ_VLO −ｆ_HCLK・・・・・・（７） 一方、空間で干渉した干渉波の周波数′〜′はそれ
ぞれ次のように表される。

【００５９】 ′・・・ｆ_HM−ｆ_VLO ′・・・ｆ_HM−ｆ_VLO −ｆ_VCLK ′・・・ｆ_VM−ｆ_HLO ′・・・ｆ_VM−ｆ_HLO −ｆ_HCLK・・・・・・（８） ここで、交差偏波補償用検波部１４７で、交差偏波干渉
補償を行なうためには、 ＝′・・・（９） ＝′・・・（１０） が必要になる。

【００６０】ところで、復調部１４Ａ，１４Ｂの搬送波
が同期するということは、＝０，＝０なので、 ｆ_VLO ＝ｆ_VM−ｆ_VCLK ・・・（１１） ｆ_HLO ＝ｆ_HM−ｆ_HCLK ・・・（１２） となる。また、本実施形態では、送信側でＶ偏波信号と
Ｈ偏波信号との同期を取るため、 ｆ_VM＝ｆ_HM・・・（１３） となる。従って、式（９），式（１１）〜式（１３）よ
り、 ｆ_HCLK＝ｆ_VCLK ・・・（１４） が得られる。すなわち、各復調部１４Ａ，１４Ｂでの交
差干渉補償の条件として、Ｖ偏波，Ｈ偏波のクロックの
同期が必要となることがわかる。なお、式（１０）〜式
（１３）からも、同様の結果が得られる。

【００６１】図５はこのような理論に基づいて構成され
たＶ偏波用の復調部１４Ａの詳細構成を示すブロック図
で、この図５に示すように、上述のディジタル式復調部
１４６は、ディジタル式直交検波部１５２Ａ，ロールオ
フフィルタ１５３Ａ，１５４Ａ，トランスバーサル（Ｔ
ＲＶ）イコライザ１５５を有して構成され、ディジタル
式の交差偏波補償用復調部１４７は、ディジタル式復調
部１４６が有するものと同様のディジタル式直交検波部
１５２Ｂ，ロールオフフィルタ１５３Ｂ，１５４Ｂを有
するほか、ＦＩＲフィルタなどを用いたディジタル式交
差偏波間補償部（ＸＰＩＣ）１５６を有して構成されて
いる。

【００６２】また、加算部１４８は、後述するごとくデ
ィジタル式直交検波部１５２により得られるディジタル
復調信号Ｉ，Ｑに対応して２つの加算器１５７，１５８
を用いて構成されている。なお、１４９は制御部（ＣＯ
ＮＴ）、１５０，１５１はローパスフィルタであるが、
それぞれ図４では図示を省略している。また、Ｈ偏波用
の復調部１４Ｂはこの復調部１４Ａと同様の構成であ
る。

【００６３】さてここで、この図５において、ダウンコ
ンバータ（周波数変換部）１４１は、電圧制御発振器１
４５から供給される搬送波再生信号（中心周波数
ｆ_vlo ）に応じて、受信アンテナ１１で受信された互い
に交差する２つの偏波（Ｖ偏波，Ｈ偏波）のうちの一方
の偏波信号（Ｖ偏波信号）について周波数変換（ダウン
コンバート）を施すものであり、Ａ／Ｄ（アナログ／デ
ィジタル）変換器１４３は、電圧制御発振器１４５から
供給されるタイミングクロック（中心周波数ｆ_VCLK）に
従って、ダウンコンバータ１４１でダウンコンバートさ
れたＶ偏波信号をディジタル信号に変換するものであ
る。

【００６４】また、ディジタル式直交検波部１５２Ａ
は、３角関数信号（ｓｉｎθ，ｃｏｓθ）を用いて、Ａ
／Ｄ変換器１４３でディジタル信号に変換されたＶ偏波
信号を検波して２系列からなるディジタル復調信号（直
交検波信号）Ｉ，Ｑを得るものであり、各ロールオフフ
ィルタ１５３，１５４は、それぞれ得られたディジタル
復調信号Ｉ，Ｑに含まれる雑音成分などを除去するもの
である。

【００６５】さらに、トランスバーサルイコライザ（デ
ィジタル式等化部）１５５は、各ディジタル復調信号
Ｉ，Ｑを時間的に遅延させて、過去のデータから現在の
データに含まれる歪み成分（伝送路から受けた歪み）を
適応的に推定し、これに基づいて内部のタップ係数を制
御してこの歪み成分を除去することにより、ディジタル
式直交検波部１５２Ａの出力について等化処理を施すも
のである。

【００６６】なお、この場合は、Ｖ偏波信号をダウンコ
ンバータ１４１でダウンコンバートしたあとで且つディ
ジタル式直交検波部１５２Ａにて検波される前の状態の
信号、具体的には、Ｖ偏波信号をダウンコンバートした
あとのアナログ信号（ＩＦ信号）が、Ｈ偏波信号に干渉
しているＶ偏波信号を補償する干渉補償用の信号（ＸＩ
Ｆ）としてＨ偏波用の復調部１４Ｂへ出力されるように
なっている。

【００６７】一方、交差偏波補償用復調部１４７におい
て、ディジタル式交差偏波間補償部（ＸＰＩＣ）１５６
は、受信アンテナ１１で受信されたＶ偏波，Ｈ偏波のう
ちのＨ偏波信号（他方の偏波信号）をＨ偏波（異偏波）
用の復調部１４Ｂでダウンコンバートしたあとで且つＨ
偏波用の復調部１４Ｂのディジタル式直交検波部１５２
Ａにて検波される前の状態のＨ偏波信号をディジタル信
号として受けて、トランスバーサルイコライザ１５５の
出力を補償するための補償信号Ｉ_XPIC，Ｑ_XPICを出力す
るものである。

【００６８】ところが、この場合は、Ｈ偏波用の復調部
１４ＢでＨ偏波信号をダウンコンバートしたあとのアナ
ログ信号が、この復調部１４Ａのディジタル式交差偏波
間補償部１５６へ入力されるようになっているため、デ
ィジタル式交差偏波間補償部１５６の前段には、このＨ
偏波信号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器１４
４が設けられる。

【００６９】なお、このＡ／Ｄ変換器１４４は、Ａ／Ｄ
変換器１４３に供給されるＡ／Ｄ変換用のタイミングク
ロックと同じ電圧制御発振器１４５からのタイミングク
ロックを用いて、このＨ偏波信号をディジタル信号に変
換するようになっている。つまり、この図５に示す復調
部１４Ａは、ディジタル式交差偏波間補償部１５６へ入
力される信号として、Ｈ偏波信号をダウンコンバートし
たあとのアナログ信号を使用する場合に、Ｖ偏波信号を
ディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器１４３と作動ク
ロックが同期するＡ／Ｄ変換器１４４を設けることによ
り、容易に、図４により前述したような搬送波同期を取
ることができるようにしているのである。

【００７０】また、加算部１４８は、トランスバーサル
イコライザ１５５の出力とディジタル式交差偏波間補償
部１５６の出力とを加算するもので、実際には、各加算
器１５７，１５８でトランスバーサルイコライザ１５５
により等化処理を施された各ディジタル復調信号Ｉ，Ｑ
と、ディジタル式交差偏波間補償部１５６からの各補償
信号Ｉ_XPIC，Ｑ_XPICとがそれぞれ加算されるようになっ
ている。

【００７１】なお、制御部１４９は、加算部１４８で交
差偏波間補償が施されたあとのディジタル復調信号Ｉ
（Ｑでもよい）から、周波数誤差，クロック位相のずれ
などを検出し、ダウンコンバータ１４１でのＶ偏波のダ
ウンコンバート，各Ａ／Ｄ変換器１４３，１４４でのＡ
／Ｄ変換タイミングを、それぞれ最適な周波数，クロッ
ク位相で行なえるよう局部発振器１４２，電圧制御発振
器１４５をフィードバック制御するものである。

【００７２】このような構成により、上述のＶ偏波用の
復調部１４Ａでは、受信アンテナ１１で受信されハイブ
リッド１２で２分波されたＶ偏波信号，Ｈ偏波信号のう
ちのＶ偏波信号（中心周波数ｆ_VM）が、ダウンコンバー
タ１４１で局部発振器１４２からの搬送波再生信号（中
心周波数ｆ_VLO ）に応じてダウンコンバートされ、この
ダウンコンバートされたあとのＶ偏波信号が、Ｈ偏波用
の復調部１４Ｂのディジタル式交差偏波間補償部（ＸＰ
ＩＣ）１５６による交差偏波間補償の際に使用される信
号として出力される一方、Ａ／Ｄ変換器１４３でディジ
タル信号に変換されて検波部１４６へ出力される。

【００７３】そして、ディジタル式復調部１４６では、
このディジタル信号に変換されたＶ偏波信号が、ディジ
タル式直交検波部１５２Ａで３角関数信号（ｓｉｎθ，
ｃｏｓθ）を用いて検波されることによって、２系列の
ディジタル復調信号Ｉ，Ｑが得られ、それぞれに含まれ
る雑音成分などが各ロールオフフィルタ１５３Ａ，１５
４Ａで除去されたのち、トランスバーサルイコライザ１
５５で歪みの等化処理を施される。

【００７４】一方、Ｈ偏波用の復調部１４Ｂから干渉補
償用の信号として送られてくるＨ偏波用の復調部１４Ｂ
でダウンコンバートされたあとのアナログ信号（Ｈ偏波
信号）は、Ａ／Ｄ変換器１４４によって、Ａ／Ｄ変換器
１４３と同期した作動クロックでディジタル信号に変換
されて交差偏波間補償用復調部１４７へ出力される。交
差偏波間補償用復調部１４７では、ディジタル式直交検
波部１５２Ｂによって、Ａ／Ｄ変換器１４４からのディ
ジタル信号に対して直交検波が施されて２系列のディジ
タル信号が得られ、それぞれの雑音成分などが各ロール
オフフィルタ１５３Ｂ，１５４Ｂで除去されたのちディ
ジタル式交差偏波間補償部１５６へ出力される。

【００７５】そして、ディジタル式交差偏波間補償部１
５６では、これらのディジタルＨ偏波信号からトランス
バーサルイコライザ１５５の出力を補償する、つまり、
Ｖ偏波信号の干渉成分（Ｈ偏波信号）を補償するための
補償信号Ｉ_XPIC，Ｑ_XPICが生成されて加算部１４８へ出
力される。この結果、加算部１４８では、各加算器１５
７，１５８によって、トランスバーサルイコライザ１５
５からのディジタル復調信号Ｉ，Ｑとディジタル式交差
偏波間補償部１５６からの補償信号Ｉ_XPIC，Ｑ_XPICとが
加算され、Ｖ偏波信号の干渉成分（Ｈ偏波信号）が補償
される。

【００７６】つまり、本実施形態における復調部（交差
偏波間補償装置）１４Ａでは、受信された互いに交差す
る２つの偏波（Ｖ偏波，Ｈ偏波）のうちの一方の偏波信
号（Ｖ偏波信号）についてダウンコンバートしてから、
これをＡ／Ｄ変換器１４３でディジタル信号に変換した
のち、ディジタル式直交検波部１５２Ａ（ディジタル式
復調部）にて検波するとともに、他方の偏波信号（Ｈ偏
波信号）をダウンコンバートしたあとで且つディジタル
式直交検波部１５２Ａにて検波される前の状態の信号を
ディジタル式交差偏波間補償部１５６へ供給し、更に、
この交差偏波間補償部１５６の出力（補償信号Ｉ_XPIC，
Ｑ_XPIC）でＶ偏波用のディジタル式直交検波部１５２Ａ
の出力（ディジタル復調信号Ｉ，Ｑ）を補償することが
できるのである。

【００７７】従って、ディジタル式交差偏波間補償部１
５６による交差偏波間補償を含め、Ａ／Ｄ変換１４３，
１４４以降の処理を全てディジタル信号で行なうことが
でき、これにより、極めて精度高く、交差間偏波干渉の
補償を行なうことができるようになる。また、これによ
り、ディジタル式直交検波部１５２，トランスバーサル
イコライザ１５５，ディジタル式交差偏波間補償部１５
６及び加算部１４８をＬＳＩ化することができるように
なるので、復調部（交差偏波間補償装置）１４Ａ（１４
Ｂ）の小型化、低コスト化にも大いに寄与する。

【００７８】なお、Ｈ偏波用の復調部１４Ｂは、このＶ
偏波用の復調部１４Ａと同様の構成を有しており、Ｈ偏
波用の復調部１４ＢによるＨ偏波信号の干渉成分（Ｖ偏
波信号）の補償も、このＶ偏波用の復調部１４Ａと同様
にして行なわれる。 （ａ−１）第１実施形態の変形例の説明 図６は上述の復調部１４Ａの変形例を示すブロック図で
あるが、この図６に示すＶ偏波用の復調部１４Ａは、Ｖ
偏波信号をダウンコンバータ１４１でダウンコンバート
し更にこれをＡ／Ｄ変換器１４３でディジタル信号に変
換したあとのディジタル信号を、Ｈ偏波信号に干渉して
いるＶ偏波信号を補償するための信号としてＨ偏波用の
ディジタル式交差偏波間補償部１５６へ出力する一方、
Ｈ偏波用の復調部１４ＢでＨ偏波信号をダウンコンバー
タ１４１でダウンコンバートし更にこれをＡ／Ｄ変換器
１４３でディジタル信号に変換したあとのディジタル信
号が、Ｖ偏波用のディジタル式交差偏波間補償部１５６
へ入力されるようになっている。

【００７９】従って、この図６に示すＶ偏波用の復調部
１４Ａは、図５に示すＡ／Ｄ変換器１４４を省略するこ
とができ、これにより、さらに復調部１４Ａの回路規模
を削減することができる。なお、この復調部１４Ａでの
詳細な動作は、図５にて前述したのと同様であり、ま
た、Ｈ偏波用の復調部１４Ｂの構成，動作もＶ偏波用の
復調部１４Ａと同様である。

【００８０】さて、ここで、上述のように、Ｖ偏波用の
ディジタル式交差偏波間補償部１５６へ入力される信号
として、Ｈ偏波用の復調部１４ＢでＨ偏波信号をダウン
コンバータ１４１でダウンコンバートし更にこれをＡ／
Ｄ変換器１４３でディジタル信号に変換したあとのディ
ジタル信号を使用することにより、図５に示すＡ／Ｄ変
換器１４４を省略した場合、Ｖ偏波信号と異偏波（Ｈ偏
波）側から送られてくる干渉補償用のＨ偏波信号との間
のクロック位相が不確定であると、各復調部１４Ａ，１
４Ｂとの間で遣り取りする干渉補償用の偏波信号（ディ
ジタル信号）を送受できなくなる場合がある。

【００８１】そこで、本変形例では、図７に示すよう
に、図５に示すＡ／Ｄ変換器１４４に代えて、ディジタ
ル式交差偏波間補償部１５６の前段に、Ｉ／Ｏメモリ
（書き込み／読み出しメモリ）１６１を用いることが考
えられる。ここで、このＩ／Ｏメモリ１６１には、例え
ば、図８に示すように、４つの入出力ポート１６２〜１
６５があり、ポート１６３に入力されるＨ偏波用の復調
部１４Ｂでのクロック（ＣＬＫ）タイミングに従って、
Ｈ偏波用の復調部１４ＢからのＨ偏波信号のデータ（Ｄ
ＡＴＡ）がポート１６２を通じてこのメモリ１６１に書
き込まれる（ＤＡＴＡ ＩＮ）一方、ポート１６５に入
力される電圧制御発振器１４５からのクロックタイミン
グに従って、ポート１６１を通じて書き込まれたＨ偏波
信号のデータがポート１６４を介して読み出されるよう
になっている。

【００８２】つまり、このＶ偏波用の復調部１４Ａで
は、Ｈ偏波用の復調部１４Ｂで電圧制御発振器１４５の
タイミングクロックに従ってＡ／Ｄ変換されて送られて
きたＨ偏波信号のデータを、自己（Ｖ偏波用の復調部１
４Ａ）の電圧制御発振器１４５のタイミングクロックに
従って、このＩ／Ｏメモリ１６１から読み出すことによ
り、Ｖ偏波信号と干渉補償用のＨ偏波信号との間のクロ
ック位相の不確定性を除去することができるようになっ
ている。

【００８３】従って、このように交差偏波間補償部１５
６へ入力される信号として、Ｈ偏波用の復調部１４Ｂで
Ｈ偏波信号をダウンコンバートし更にこれをＨ偏波用の
Ａ／Ｄ変換器１４３でディジタル信号に変換したあとの
ディジタル信号が使用される場合でも、Ｖ偏波，Ｈ偏波
の両偏波間のクロック位相の不確定性を除去することが
でき、各偏波信号にジッタなどがあっても、安定して確
実に、Ｖ偏波用，Ｈ偏波用の各復調部１４Ａ，１４Ｂ間
でのＶ偏波信号，Ｈ偏信号の遣り取りをディジタル信号
で行なうことができるようになる。

【００８４】なお、この場合も、Ｈ偏波用の復調部１４
Ｂは、図７に示す復調部１４Ａと同様の構成を有してお
り、このＨ偏波用の復調部１４ＢによるＨ偏波信号の干
渉成分（Ｖ偏波信号）の補償も、Ｖ偏波用の復調部１４
Ａと同様にして行なわれる。 （ｂ）第２実施形態の説明 図９は本発明の第２実施形態を示すブロック図である
が、この図９は図２７により前述したのと同様に、いわ
ゆるコチャンネル伝送（Ｖ偏波，Ｈ偏波の両偏波使用の
伝送）を行なう場合の周波数関係の一例を示している。
この図９において、図２６中に示す符号と同一符号が示
す部分はそれぞれ図２７により前述したものと同様のも
のであるが、本実施形態では、受信側２００に、交差偏
波間補償を行なう際にＶ偏波用，Ｈ偏波用の各復調部２
０４Ａ，２０４Ｂ間で遣り取りされる交差偏波補償用の
信号について周波数ｆ_VX，ｆ_HXを用いて周波数補償（補
正）を施すローカル補償部１６６Ａ，１６６Ｂが設けら
れる。

【００８５】つまり、本実施形態では、各復調部２０４
Ａ，２０４Ｂでの搬送波同期を、第１実施形態にて前述
したように送信側１００で取るのではなく、ローカル補
償部１６６Ａ，１６６Ｂの各周波数ｆ_VX，ｆ_HXを用いる
ことにより受信側２００で取るようになっている。な
お、便宜上、以下、本実施形態では、ローカル補償部１
６６Ａ，復調部２０４Ａ，電圧制御発振器２４２Ａから
なる部分をＶ偏波用の復調部１６Ａ、ローカル補償部１
６６Ｂ，復調部２０４Ｂ，電圧制御発振器２４２Ｂから
なる部分をＨ偏波用の復調部１６Ｂとする。

【００８６】図１０は上述の復調部１６Ａの構成を示す
ブロック図で、この図１０において、１６６はミキサ
（ＭＩＸ）、１６７Ａ，１６７Ｂはそれぞれロールオフ
フィルタ、１６８Ａ，１６８Ｂ，１７０Ａ，１７０Ｂは
それぞれＡ／Ｄ変換器、１６９はトランスバーサル（Ｔ
ＲＶ）イコライザ、１７１は位相回転部、１７２はディ
ジタル式交差偏波間補償部（ＸＰＩＣ）、１７３は加算
部、１７６は制御部（ＣＯＮＴ）、１７７〜１７９はそ
れぞれローパスフィルタ、１８０は位相回転部１７１用
の電圧制御発振器(X VCO) 、１８１は各Ａ／Ｄ変換器１
６８Ａ，１６８Ｂ，１７０Ａ，１７０Ｂのためのクロッ
ク再生用の電圧制御発振器(CLK VCO) 、１８２はミキサ
１６６用の電圧制御型の局部発振器(LO VCO)である。な
お、局部発振器１８２は、図９に示す電圧制御発振器２
４２Ｂに相当する。

【００８７】ここで、ミキサ（アナログ式直交検波部）
１６６は、後述する局部発振器１８２から供給される搬
送波再生信号に応じて、送信側１００（図９参照）から
送信変調時に同期をとらないで送信されてきた互いに交
差する２つの偏波（Ｖ偏波，Ｈ偏波）のうちの一方の受
信偏波信号（例えば、Ｖ偏波信号）について周波数変換
（ダウンコンバート）を施すとともに、このＶ偏波信号
を検波して２系列からなる直交検波信号（ベースバンド
信号）Ｉ，Ｑを得るものである。つまり、このミキサ１
６６は、本実施形態では、同期検波部として構成されて
いることになる。

【００８８】なお、この場合は、Ｖ偏波信号をミキサ１
６６で検波したあとで且つ各Ａ／Ｄ変換器１６８Ａ，１
６８Ｂでディジタル信号に変換する前の状態の各ベース
バンド信号（アナログ信号）Ｉ，Ｑが、Ｈ偏波信号に干
渉しているＶ偏波信号を補償するための干渉補償用の信
号としてＨ偏波用の復調部１６Ｂへ出力されるようにな
っている。

【００８９】また、各ロールオフフィルタ１６７Ａ，１
６７Ｂは、これらの各直交検波信号Ｉ，Ｑの雑音成分な
どを除去するものであり、各Ａ／Ｄ変換器１６８Ａ，１
６８Ｂ（第１アナログ／ディジタル変換器）は、後述す
るクロック再生用の電圧制御発振器１８１から供給され
るＡ／Ｄ変換用のタイミングクロックに従って、ミキサ
１６６で得られた２系列からなる直交検波信号Ｉ，Ｑを
それぞれディジタル信号に変換してディジタル復調信号
Ｉ，Ｑを得るものである。

【００９０】さらに、トランスバーサルイコライザ１６
９は、第１実施形態にて前述したものと同様のもので、
ディジタル復調信号Ｉ，Ｑを時間的に遅延させて、過去
のデータから現在のデータに含まれる歪み成分（伝送路
から受けた歪み）を適応的に推定し、これに基づいて内
部のタップ係数を制御してこの歪み成分を除去すること
により、各Ａ／Ｄ変換器１６８Ａ，１６８Ｂで得られた
ディジタル復調信号Ｉ，Ｑについて等化処理を施すもの
である。

【００９１】また、各Ａ／Ｄ変換器１７０Ａ，１７０Ｂ
（第２アナログ／ディジタル変換器）は、各Ａ／Ｄ変換
器１６８Ａ，１６８Ｂと同様に、電圧制御発振器１８１
から供給されるＡ／Ｄ変換用のタイミングクロックに従
って、つまり、各Ａ／Ｄ変換器１６８Ａ，１６８Ｂと作
動クロックが同期して、Ｈ偏波用の復調部１６Ｂから送
られてくるアナログのＨ偏波信号（他方の受信偏波信
号）をディジタル信号に変換するものである。

【００９２】なお、この場合、Ｈ偏波用の復調部１６Ｂ
からのＨ偏波信号としては、Ｈ偏波用のミキサ１６６に
て２系列からなる直交検波信号Ｉ，Ｑとして検波したあ
とで且つＨ偏波用の各Ａ／Ｄ変換器１６８Ａ，１６８Ｂ
でディジタル信号に変換する前の状態のベースバンド信
号（アナログ信号）Ｉ，Ｑが送られてくるようになって
いる。

【００９３】さらに、位相回転部１７１は、電圧制御発
振器１８０から供給される３角関数（ｃｏｓθ，ｓｉｎ
θ）に応じて、各Ａ／Ｄ変換器１７０Ａ，１７０Ｂの出
力について、位相回転を施すことにより、周波数補正を
施すもので、本実施形態では、例えば、図１１に示すよ
うに、乗算器１８３〜１８８と入力される信号値に「−
１」を乗算することによりその信号値を反転する反転器
１８９とを有して構成され、各Ａ／Ｄ変換器１７０Ａ，
１７０Ｂから入力されるディジタル信号をそれぞれ
Ｉ_IN，Ｑ_INと表し、出力をＩ_OUT ，Ｑ_OUT と表した場合
に、 Ｉ_OUT ＝Ｉ_IN・ｃｏｓθ−Ｑ_IN・ｓｉｎθ・・・（１５） Ｑ_OUT ＝Ｉ_IN・ｓｉｎθ−Ｑ_IN・ｃｏｓθ・・・（１６） という演算が施されるようになっており、これにより、
入力されたディジタル信号Ｉ_IN，Ｑ_INに対する周波数補
正が施されるようになっている。

【００９４】また、ディジタル式交差偏波間補償部１７
２は、この位相回転部１７２の出力（Ｉ_OUT ，Ｑ_OUT ）
を受けてトランスバーサルイコライザ１６９の出力を補
償するための補償信号Ｉ_XPIC，Ｑ_XPICを出力するもので
あり、加算部１７３は、トランスバーサルイコライザ１
６９の出力とディジタル式交差偏波間補償部１７２の出
力とを加算するものであり、この場合も、トランスバー
サルイコライザ１６９により等化処理を施された各ディ
ジタル復調信号Ｉ，Ｑと、ディジタル式交差偏波間補償
部１７２からの各補償信号Ｉ_XPIC，Ｑ_XPICとが、それぞ
れ加算器１７４，１７５で加算されるようになってい
る。

【００９５】さらに、制御部１７６は、ディジタル式交
差偏波間補償部１７２の入力情報と加算部１７３から出
力されるディジタル復調信号Ｉ，Ｑについての誤差信号
（出力情報）とに基づいて、Ｖ偏波信号とＨ偏波信号と
の同期が外れていることにより生じている周波数誤差を
検出し、これに応じて電圧制御発振器１８０の発振周波
数（ｃｏｓθ，ｓｉｎθ）を制御することにより、位相
回転部１７１での周波数補正を制御するものである。

【００９６】ここで、上述の誤差信号とは、ディジタル
復調信号Ｉの信号ビットより下位のビットをいう。例え
ば、送信信号の変調方式が６４ＱＡＭで８ビット精度で
あった場合、図１２に示すように、３ビットの信号ビッ
ト（Ｄ１〜Ｄ３）よりも下位の５ビット（Ｅ１〜Ｅ５）
が誤差を表す量（誤差信号）となる。従って、誤差ｅ
は、 ｅ＝２⁴ ・Ｅ１＋２³ ・Ｅ２＋２² ・Ｅ３＋２¹ ・Ｅ２＋Ｅ１・・・（１７） と表すことができる。

【００９７】今、ディジタル復調信号Ｉ，Ｑの誤差をそ
れぞれｅ_I ，ｅ_Q と表し、Ｈ偏波信号の同期外れ分（位
相ずれ分）をΔθとすると、誤差ｅ_I （ｅ_Q ）は、 ｅ_I （ｅ_Q ）＝αＨ（ｆ）−α′Ｈ（ｆ−Δθ）・・・（１８） と表される。なお、α，α′は交差偏波間補償部１７２
によりほとんど等しくなる。

【００９８】例えば、図１３に示すように、送信信号が
４相ＰＳＫ(Phase Shift Keying)により変調されていた
場合、交差偏波間補償部１７２により補償すべき信号点
ＡがΔθだけずれた点Ａ′にあったとすると、本来、交
差偏波間補償部１７２により、ＸＩ−ＸＱ座標の原点で
ある点Ｓへ補償されるべき信号点Ａが点Ｓ′へ補償され
てしまうことになる。

【００９９】このときのΔθは、Ｓ点を始点とするベク
トルＳＳ′に比例するので、疑似的に、このベクトルＳ
Ｓ′に等しいと考えることができる。また、ベクトルの
演算では、ＳＳ′≒ｅ_I ＋ｅ_Q であるので、ディジタル
式交差偏波間補償部１７２の入力信号（Ｈ偏波信号）の
大きさをｄ_I ，ｄ_Q と表し、ｄ_I ，ｄ_Q の極性ビット
（１ビットからなる極性情報：図１２中のＤ１に相当す
る）をｄ_I(D1) ，ｄ_{Q(D1 )} と表せば、位相誤差Δθは、 Δθ≒ｅ_I ×ｄ_Q(D1) −ｅ_Q ×ｄ_I(D1) ・・・（１９） となる。

【０１００】従って、上述の制御部１７６は、この式
（１９）から位相誤差Δθを算出し、これを電圧制御発
振器１８０へ出力すれば、電圧制御発振器１８０によっ
て、この位相誤差Δθが“０”となるように発振周波数
（ｓｉｎθ，ｃｏｓθ）を制御することができることに
なる。このため、制御部１７６は、例えば、図１４に示
すように、ディジタル復調信号Ｉ，Ｑの誤差情報ｅ
_I （Ａ），ｅ_Q （Ｂ），ディジタル式交差偏波間補償部
１７２の入力信号の極性情報ｄ_I(D1) （Ｃ），ｄ_Q(D1)
（Ｄ）を入力として、「Ａ×Ｄ−Ｂ×Ｃ」なる演算を行
なうようなメモリ１９１を用いて構成される。

【０１０１】つまり、この制御部１７６は、ディジタル
式交差偏波間補償部１７２の入力についての極性情報ｄ
_I(D1) ，ｄ_Q(D1) と加算部１７３の出力についての誤差
情報ｅ_I ，ｅ_Q とから、位相回転部１７１を制御するた
めの位相誤差（位相ずれ情報）Δθを求めて、これを位
相回転部１７１用の制御信号として出力するように構成
される。なお、この制御部１７６は、上記の４入力（Ａ
〜Ｄ）に対応した位相誤差Δθを出力するような対応テ
ーブルとして構成してもよい。

【０１０２】次に、電圧制御発振器１８０は、上述のご
とく制御部１７６からの位相誤差Δθをローパスフィル
タ１７７で積分することにより得られる発振周波数の誤
差Δｆを入力として、この周波数誤差Δｆが“０”とな
るような発振周波数（ｓｉｎθ，ｃｏｓθ）を生成して
位相回転部１７１へ出力するものである。このため、こ
の電圧制御発振器１８０は、例えば、図１５に示すよう
に、加算器１９２及びフリップフロップ（ＦＦ）回路１
９４からなるアキュムレータ１９２とメモリ（ＲＯＭ）
１９５で構成され、周波数誤差Δｆをアキュムレータ１
９２で積分することにより得られる位相θに応じた値
（ｃｏｓθ，ｓｉｎθ）がメモリ１９５で生成され位相
回転部１７１へ供給されるようになっている。

【０１０３】このような構成により、上述のＶ偏波用の
復調部１６Ａでは、受信されたＶ偏波信号，Ｈ偏波信号
のうちのＶ偏波信号が、ミキサ１６６で局部発振器１８
２からの搬送波再生信号に応じてダウンコンバートされ
るとともに、直交検波が施されることにより２系列から
なる直交検波信号Ｉ，Ｑが得られ、それぞれの雑音成分
などが各ロールオフフィルタ１６７Ａ，１６７Ｂで除去
される。

【０１０４】そして、各直交検波信号Ｉ，Ｑは、Ｈ偏波
用のディジタル式交差偏波間補償部（ＸＰＩＣ）１７２
による交差偏波間補償の際に使用される信号としてＨ偏
波用の復調部１６Ｂへ出力される一方、各Ａ／Ｄ変換器
１６８Ａ，１６８Ｂでディジタル信号Ｉ，Ｑに変換さ
れ、トランスバーサルイコライザ１６９で歪みの等化処
理が施される。

【０１０５】一方、Ｈ偏波用の復調部２０４Ｂから送ら
れてきたＨ偏波信号（Ｈ偏波信号をＨ偏波用のミキサ１
６６にて検波したあとで且つＨ偏波用の各Ａ／Ｄ変換器
１６８Ａ，１６８Ｂでディジタル信号に変換する前の状
態の各ベースバンド信号Ｉ，Ｑ）は、各Ａ／Ｄ変換器１
７０Ａ，１７０Ｂによって、各Ａ／Ｄ変換器１６８Ａ，
１６８Ｂと同期した作動クロックに従って、ディジタル
信号Ｉ，Ｑに変換され位相回転部１７１へ出力される。

【０１０６】また、このとき、制御部１７６では、図１
４により前述したごとく、ディジタル式交差偏波間補償
部１７２の入力についての極性ビットｄ_I(D1) （Ｃ），
ｄ_{Q( D1)} （Ｄ）と加算部１７３から出力されるディジタ
ル復調信号Ｉ，Ｑについての誤差信号ｅ_I （Ａ），ｅ_Q
（Ｂ）について、メモリ１９１で「Ａ×Ｄ−Ｂ×Ｃ」な
る演算を施すことにより、Ｖ偏波信号とＨ偏波信号との
同期外れ分を示す位相誤差Δθを検出しており、この位
相誤差Δθがローパスフィルタ１７７で積分されたのち
電圧制御発振器１８０へ出力されることにより、電圧制
御発振器１８０からこの位相誤差Δθ（周波数誤差Δ
ｆ）を“０”にするような３角関数信号（ｃｏｓθ，ｓ
ｉｎθ）が位相回転部１７１へ供給されている。

【０１０７】これにより、位相回転部１７１では、この
電圧制御発振器１８０からの３角波信号を受けて、各Ａ
／Ｄ変換器１７０Ａ，１７０Ｂから入力されたディジタ
ル信号Ｉ_IN，Ｑ_INに対して、乗算器１８３〜１８８，反
転器１８９（図１１参照）で、式（１５），式（１６）
で表される演算を施すことにより、ディジタル信号
Ｉ _IN，Ｑ_INの周波数補正が施され、Ｖ偏波信号とＨ偏波
信号との同期外れが補正されてディジタル式交差偏波間
補償部１７２へ出力される。

【０１０８】この結果、加算部１７４では、トランスバ
ーサルイコライザ１６９により等化処理を施された各デ
ィジタル復調信号Ｉ，Ｑと、ディジタル式交差偏波間補
償部１７２で生成される各補償信号Ｉ_XPIC，Ｑ_XPICと
が、同期してそれぞれ加算器１７４，１７５で加算さ
れ、これにより、Ｈ偏波信号が干渉しているトランスバ
ーサルイコライザ１６９の出力が補償される。

【０１０９】なお、Ｈ偏波用の復調部１６ＢによるＨ偏
波信号の干渉成分（Ｖ偏波信号）の補償も、このＶ偏波
用の復調部１６Ａと同様にして行なわれる。つまり、本
実施形態における復調部（交差偏波間補償装置）１６Ａ
では、送信変調時に同期をとらないで送信されてきたＶ
偏波，Ｈ偏波のうちのＶ偏波信号（一方の受信偏波信
号）について、ミキサ１６６でダウンコンバート及び検
波を施すとともに、Ｈ偏波用の復調部１６Ｂから送られ
てくる干渉補償用のＨ偏波信号（他方の受信偏波信号を
ダウンコンバートしたあとの信号）について、位相回転
部１７１で位相回転を施すことにより、Ｖ偏波信号と干
渉補償用のＨ偏波信号との同期外れ（周波数誤差）の補
正を施してから、この補正後の信号を交差偏波間補償部
（ＸＰＩＣ）１７２へ供給し、更に交差偏波間補償部１
７２の出力でＶ偏波用の復調部２０４Ａの出力を補償す
るのである。

【０１１０】従って、本実施形態における復調部（交差
偏波間補償装置）１６Ａ（１６Ｂ）によれば、Ｖ偏波信
号と干渉補償用のＨ偏波信号との同期を送信側の送信変
調時に取らなくとも、極めて容易に、交差偏波間干渉補
償を行なうことができ、これにより、交差偏波間干渉補
償の低コスト化に大いに寄与する。また、Ｖ偏波信号と
Ｈ偏波信号との同期を送信側で取らないので、Ｖ偏波信
号と干渉補償用のＨ偏波信号（Ｈ偏波信号と干渉補償用
のＶ偏波信号）との同期を取る際の周波数の微調整も、
極めて容易に行なえるようになる。

【０１１１】なお、上述の制御部１７６で検出される位
相回転部１７１を制御するための位相誤差Δθは、ディ
ジタル式交差偏波間補償部１７２の入力についての極性
ビットｄ_I(D1) ，ｄ_Q(D1) と、加算部１７３の出力につ
いての誤差情報ｅ_I ，ｅ_Q とから算出することにより求
めていたが、ディジタル式交差偏波間補償部１７２の入
力についての極性ビットｄ_I(D1) ，ｄ_Q(D1) と、加算部
１７３の出力についての誤差ｅ_I ，ｅ_Q の極性ビットｅ
_I(D1) ，ｅ_Q(D1) との排他的論理和情報から求めること
もできる。

【０１１２】従って、この場合、制御部１７６は、例え
ば、図１６（ａ）に示すように、極性ビットｅ_I(D1) ，
ｄ_Q(D1) を入力とするＥＸ−ＯＲゲート（排他的論理和
演算素子）１９６Ａのみを、もしくは、図１６（ｂ）に
示すように、極性ビットｅ_{Q( D1)} ，ｄ_I(D1) を入力とす
るＥＸ−ＯＲゲート１９６Ｂと反転ゲート１９７のみを
用いて構成することができ、より簡素な構成で、制御部
１７６を実現できることになる。

【０１１３】また、この制御部１７６は、図１７に示す
ように、図１６（ａ），（ｂ）にそれぞれ示す回路の出
力の和を加算器１９８で取るように構成すれば、より精
度高く位相誤差Δθを得ることができるようになる。 （ｂ−１）第２実施形態の変形例の説明 図１８は第２実施形態の変形例を示すブロック図である
が、この図１８に示す復調部（交差偏波間補償装置）１
６は、図１０により前述したものに比して、位相回転部
１７１′と、この位相回転部１７１′用の電圧制御発振
器（ＶＣＯ）１８０′と、電圧制御型の局部発振器(LO
OSC)１８２′とをそなえて構成されている点が異なる。

【０１１４】ここで、位相回転部１７１′は、図１１に
より前述した位相回転部１７１と同様の構成を有するも
ので、電圧制御発振器１８０′から供給される３角波信
号（ｓｉｎθ，ｃｏｓθ）を受けて、各Ａ／Ｄ変換器１
６８Ａ，１６８Ｂ（第１アナログ／ディジタル変換器）
からの出力について、式（１５），式（１６）で示され
る演算を施すことにより、位相回転部１７１と同様に、
周波数補正を行なうものである。

【０１１５】また、電圧制御発振器１８０′は、図１５
にて前述した電圧制御発振器１８０と同様の構成を有す
るもので、制御部（ＣＯＮＴ）１７６で得られる位相回
転部１７１′での周波数補正を制御するための位相誤差
（位相ずれ情報）Δθに応じて、３角波信号を発生して
位相回転部１７１′へ供給するものである。さらに、局
部発振器１８２′は、ミキサ（直交検波部）１６６での
ダウンコンバート，直交検波の際に用いられる搬送波再
生信号を発生してミキサ１６６へ供給するものである
が、本変形例では、制御部１７６からの情報をフィード
バックせず、独立してミキサ１６６用の搬送波再生信号
を発生してミキサ１６６へ供給するようになっている。

【０１１６】つまり、本変形例における復調部１６Ａ
は、各Ａ／Ｄ変換器１６８Ａ，１６８Ｂからの出力につ
いて、位相回転を施すことにより、周波数補正を施す位
相回転部１７１′をそなえることにより、この位相回転
部１７１とミキサ１６１とで準同期検波部が構成されて
いるのである。従って、本変形例でも、各位相回転部１
７１，１７１′によってＶ偏波信号，干渉補償用のＨ偏
波信号のそれぞれについて位相回転を施すことにより周
波数補正を施して、Ｖ偏波信号と干渉補償用のＨ偏波信
号との同期を取ることができるので、送信側の送信変調
時に同期を取らずに送信されてきたＶ偏波信号，Ｈ偏波
信号に対しても、極めて容易に、交差偏波間干渉補償を
行なうことができ、これにより、交差偏波間干渉補償の
低コスト化に大いに寄与する。

【０１１７】また、この場合も、Ｖ偏波信号とＨ偏波信
号との同期を送信側で取らないので、Ｖ偏波信号と干渉
補償用のＨ偏波信号との同期を取る際の周波数の微調整
も、極めて容易に行なえるようになる。なお、Ｈ偏波用
の復調部１６Ｂは、このＶ偏波用の復調部１６Ａと同様
の構成を有しており、このＨ偏波用の復調部１６Ｂによ
るＨ偏波信号の干渉成分（Ｖ偏波信号）の補償も、この
Ｖ偏波用の復調部１６Ａと同様にして行なわれる。

【０１１８】（ｃ）第３実施形態の説明 図１９は本発明の第３実施形態を示すブロック図である
が、この図１９に示す復調部（交差偏波間補償装置）１
６Ａは、第２実施形態において、図１０に示したアナロ
グ復調方式を用いた復調部１６Ａを、ディジタル復調方
式を用いた構成としたものである。

【０１１９】すなわち、この図１９に示す復調部１６Ａ
は、ダウンコンバータ１６６′，Ａ／Ｄ変換器１６８，
１７０，ディジタル式直交検波部１７１Ａ，ロールオフ
フィルタ１６７Ａ〜１６７Ｄ，トランスバーサルイコラ
イザ１６９，ディジタル式の位相回転部１７１Ｂ，ディ
ジタル式交差偏波間補償部（ＸＰＩＣ）１７２，加算部
１７３，制御部（ＣＯＮＴ），ローパスフィルタ１７７
〜１７９，位相回転部１７１Ｂ用の電圧制御発振器（Ｘ
ＶＣＯ）１８０，各Ａ／Ｄ変換器１６８，１７０へのク
ロック再生用の電圧制御発振器(CLK VCO) １８１及びダ
ウンコンバータ１６６′用の搬送波再生信号を発生する
局部発振器(LO VCO)１８２をそなえて構成されている。

【０１２０】なお、各ロールオフフィルタ１６７Ａ〜１
６７Ｄ，トランスバーサルイコライザ１６９，ディジタ
ル式交差偏波間補償部１７２，加算部１７３，制御部
（ＣＯＮＴ），ローパスフィルタ１７７〜１７９，電圧
制御発振器１８０，１８１及び局部発振器１８２は、い
ずれも第２実施形態にて前述したものと同様のものであ
る。

【０１２１】ここで、ダウンコンバータ（周波数変換
部）１６６′は、制御部１７６からの情報を受けて局部
発振器１８２から供給される搬送波再生信号に応じて、
送信変調時に同期をとらないで送信されてきた互いに交
差する２つの偏波（Ｖ偏波，Ｈ偏波）のうちのＶ偏波信
号（一方の受信偏波信号）についてダウンコンバートを
施すことにより、Ｖ偏波信号の周波数をＡ／Ｄ変換器１
６８でＡ／Ｄ変換が可能な周波数（ＩＦ帯）にまで落と
すものである。

【０１２２】つまり、本実施形態では、ダウンコンバー
タ１６６′によるダウンコンバートが、ディジタル式直
交検波部１７１Ａによる検波後の出力をフィードバック
することにより行なわれる同期検波方式が採用されてい
る。なお、この場合は、Ｖ偏波信号をダウンコンバータ
１６６′でダウンコンバートしたあとのアナログ信号
が、Ｈ偏波信号に干渉しているＶ偏波信号を補償するた
めの交差偏波間補償用の信号としてＨ偏波用の復調部２
０４Ｂへ出力されるようになっている。

【０１２３】また、Ａ／Ｄ変換器１６８は、電圧制御発
振器１８１から供給されるＡ／Ｄ変換用のタイミングク
ロックに従って、ダウンコンバータ１６６′でダウンコ
ンバートされたＶ偏波信号をディジタル信号に変換する
ものであり、ディジタル式直交検波部１７１Ａは、Ａ／
Ｄ変換器１６８でディジタル信号に変換されたＶ偏波信
号を検波して２系列からなるディジタル直交検波信号
（ディジタル復調信号）Ｉ，Ｑを得るものである。

【０１２４】さらに、Ａ／Ｄ変換器１７０は、Ｈ偏波用
の復調部２０４Ｂから送られてくる、Ｈ偏波信号（他方
の受信偏波信号）をダウンコンバートしたあとの交差偏
波間補償用のアナログ信号を、電圧制御発振器１８１か
ら供給されるタイミングクロックに従って、つまり、Ａ
／Ｄ変換器１６８と作動クロックが同期して、ディジタ
ル信号に変換するものである。

【０１２５】つまり、本実施形態でも、後述するディジ
タル式の位相回転部１７１Ｂへ入力される信号として、
Ｈ偏波信号をダウンコンバートしたあとのアナログ信号
が使用されるため、位相回転部１７１Ｂの前段に、ダウ
ンコンバータ１６６′でダウンコンバートされたＶ偏波
信号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器１６８と
作動クロックが同期するＡ／Ｄ変換器１７０が設けられ
ているのである。

【０１２６】また、位相回転部１７１Ｂは、Ａ／Ｄ変換
器１７０の出力を受けて、つまり、受信されたＶ偏波，
Ｈ偏波のうちのＨ偏波信号をＨ偏波用の復調部２０４Ｂ
でダウンコンバートしたあとで且つＨ偏波用のディジタ
ル式直交検波部１７１Ａにて検波される前の状態の信号
をディジタル信号として受けて、これに位相回転を施す
ことにより、周波数補正を施すものである。

【０１２７】なお、この位相回転部１７１Ｂは、ディジ
タル式直交検波部１７１Ａと同様の構成を有するもので
あるが、第２実施形態にて前述したごとく、制御部１７
６で得られるＶ偏波信号とＨ偏波信号との同期外れ分
（位相誤差）Δθに応じて電圧制御発振器１８０から供
給される３角関数信号（ｓｉｎθ，ｃｏｓθ）に従っ
て、この位相誤差Δθを“０”にするような位相回転を
施すようになっている。

【０１２８】このような構成により、この図１９に示す
復調部（交差偏波間補償装置）１６Ａでは、送信変調時
に同期を取らないで送られてきたＶ偏波，Ｈ偏波のうち
の一方のＶ偏波信号が、ダウンコンバータ１６６′でＩ
Ｆ信号にダウンコンバートされ、このダウンコンバート
されたあとのアナログ信号が、Ｈ偏波用の復調部２０４
ＢへＨ偏波信号に干渉しているＶ偏波信号を補償するた
めの補償用信号として出力されるとともに、Ａ／Ｄ変換
器１６８で、制御部１７６からクロック位相ずれ情報を
受けて制御される電圧制御発振器１８１からのタイミン
グクロックに従って、最適なクロック位相でディジタル
信号に変換される。

【０１２９】そして、これ以降の処理は全てディジタル
信号で行なわれ、このディジタル信号に対してディジタ
ル式直交検波部１７１Ａで直交検波が施されることによ
り、２系列からなるディジタル復調信号Ｉ，Ｑが得ら
れ、それぞれ各ロールオフフィルタ１６７Ａ，１６７Ｂ
で雑音成分が除去されたのち、トランスバーサルイコラ
イザで歪み成分の等化処理が施される。

【０１３０】一方、Ｈ偏波用の復調部２０４Ｂから送ら
れてくるアナログ信号（Ｈ偏波用の復調部２０４Ｂでダ
ウンコンバートされたあとのアナログのＨ偏波信号）
は、Ａ／Ｄ変換器１７０によって、Ａ／Ｄ変換器１６８
と同期した作動クロックでディジタル信号に変換され、
位相回転部１７１Ｂへ出力されて、以降の処理が全てデ
ィジタル信号を用いて行なわれる。

【０１３１】そして、このとき、制御部１７６では、第
２実施形態にて前述したごとく、ディジタル式交差偏波
間補償部１７２への入力情報と加算部１７３の出力情報
とに基づいて、位相回転部１７１Ｂを制御するための位
相誤差Δθを求めており、これを電圧制御発振器１８０
へ供給することにより、位相回転部１７１Ｂへ供給され
る３角関数信号が制御される。

【０１３２】これにより、位相回転部１７１Ｂでは、電
圧制御発振器１８０からの３角関数信号に応じて、Ａ／
Ｄ変換器１７０からのディジタル信号（干渉補償用のＨ
偏波信号）に対して直交検波と位相回転とが施されて周
波数補正がなされた２系列のディジタル信号が得られ、
ディジタル式交差偏波間補償部１７２へ出力される。そ
して、ディジタル式交差偏波間補償部１７２では、周波
数補正がなされることによりＶ偏波信号と同期が取られ
た各ディジタル信号（Ｈ偏波信号）を基に、トランスバ
ーサルイコライザ１６９の出力に干渉成分として含まれ
ているＨ偏波信号を補償するための補償信号Ｉ_XPIC，Ｑ
_XPICが生成されて加算部１７３へ出力され、各加算器１
７４，１７５でそれぞれトランスバーサルイコライザ１
６９で等化処理を施されたディジタル復調信号Ｉ，Ｑと
加算されることにより、Ｖ偏波信号の干渉成分（Ｈ偏波
信号）が補償される。

【０１３３】従って、本実施形態における復調部（交差
偏波間補償装置）１６Ａでも、ディジタル式交差偏波間
補償部１５６による交差偏波間補償を含め、Ａ／Ｄ変換
１６８，１７０以降の処理を全てディジタル信号で行な
うことができ、これにより、極めて精度高く、交差間偏
波干渉の補償を行なうことができるようになる。また、
これにより、ディジタル式直交検波部１７１Ａ，トラン
スバーサルイコライザ１６９，ディジタル式交差偏波間
補償部１７２，位相回転部１７１Ｂ及び加算部１７３を
ＬＳＩ化することができるようになるので、復調部（交
差偏波間補償装置）１６Ａの小型化、低コスト化にも大
いに寄与する。

【０１３４】さらに、本実施形態では、位相回転部１７
１Ｂによって干渉補償用のＨ偏波信号について位相回転
を施すことにより周波数補正を施して、これらの信号の
同期を取ることができるので、送信側の送信変調時に同
期を取らずに送信されてきたＶ偏波信号，Ｈ偏波信号に
対しても、極めて容易に、交差偏波間干渉補償を行なう
ことができ、これにより、交差偏波間干渉補償の低コス
ト化に大いに寄与する。

【０１３５】また、この場合も、Ｖ偏波信号とＨ偏波信
号との同期を送信側で取らないので、Ｖ偏波信号と干渉
補償用のＨ偏波信号との同期を受信側で取る際の周波数
の微調整も、極めて容易に行なえるようになる。なお、
この場合も、Ｈ偏波用の復調部１６Ｂは、この図１９に
示すＶ偏波用の復調部１６Ａと同様の構成を有してお
り、Ｈ偏波用の復調部１４ＢによるＨ偏波信号の干渉成
分（Ｖ偏波信号）の補償も、このＶ偏波用の復調部１４
Ａと同様にして行なわれる。

【０１３６】（ｃ−１）第３実施形態の第１変形例の説
明 図２０は本発明の第３実施形態の第１変形例を示すブロ
ック図であるが、この図２０に示す復調部１６Ａは、第
１実施形態において図７により前述したものと同様に、
位相回転部１７１Ｂへ入力される信号として、Ｈ偏波信
号をＩＦ信号にダウンコンバートし更にこれをＡ／Ｄ変
換器１６８でディジタル信号に変換したあとのディジタ
ル信号（Ｘ ＩＦ）が使用されるようになっており、こ
のため、位相回転部１７１Ｂの前段に、Ｖ偏波，Ｈ偏波
の両偏波間のクロック位相の不確定性を除去するための
Ｉ／Ｏメモリ１６１が設けられている。なお、他の構成
要素はいずれも図１９により前述したものと同様のもの
であり、Ｉ／Ｏメモリ１６１は、図８に示すものと同様
のものである。

【０１３７】このような構成により、このＶ偏波用の復
調部１６Ａでも、Ｈ偏波用の復調部１４Ｂで電圧制御発
振器１８１のタイミングクロックに従ってＡ／Ｄ変換さ
れて送られてきたＨ偏波信号のデータを、自己（Ｖ偏波
用の復調部２０４Ａ）の電圧制御発振器１８１のタイミ
ングクロックに従って、このＩ／Ｏメモリ１６１から読
み出すことにより、Ｖ偏波信号とＨ偏波信号との間のク
ロック位相の不確定性を除去することができる。

【０１３８】従って、この場合も、各偏波信号にジッタ
などがあっても、安定して確実に、Ｖ偏波用，Ｈ偏波用
の各復調部１４Ａ，１４Ｂ間でのＶ偏波信号，Ｈ偏信号
の遣り取りをディジタル信号で行なうことができるよう
になる。 （ｃ−２）第３実施形態の第２変形例の説明 図２１は本発明の第３実施形態の第２変形例を示すブロ
ック図であるが、この図２１に示す復調部１６Ａは、図
１９に示す構成において、ダウンコンバータ１６６′に
よるダウンコンバートが、ディジタル式直交検波部１７
１Ａによる検波後の出力をフィードバックしない準同期
検波方式が採用された構成となっている。

【０１３９】このため、本変形例では、図１８により前
述したものと同様に、ダウンコンバータ１６６′用の電
圧制御型の局部発振器１８２′が独立に設けられ、ディ
ジタル式直交検波部１７１Ａ用の電圧制御発振器１８
０′が設けられている。これにより、本変形例でも、デ
ィジタル式直交検波部１７１Ａ，位相回転部１７１Ｂに
よってＶ偏波信号，干渉補償用のＨ偏波信号のそれぞれ
について位相回転を施すことにより周波数補正を施し
て、Ｖ偏波信号と干渉補償用のＨ偏波信号との同期を取
ることができるので、送信変調時に同期を取らずに送信
されてきたＶ偏波信号，Ｈ偏波信号に対しても、極めて
容易に、交差偏波間干渉補償を行なうことができ、これ
により、交差偏波間干渉補償の低コスト化に大いに寄与
する。

【０１４０】また、この場合も、Ｖ偏波信号とＨ偏波信
号との同期を送信側で取らないので、Ｖ偏波信号と干渉
補償用のＨ偏波信号との同期を取る際の周波数の微調整
も、極めて容易に行なえるようになる。なお、Ｈ偏波用
の復調部１４Ｂは、この図２１に示すＶ偏波用の復調部
１４Ａと同様の構成を有しており、このＨ偏波用の復調
部１４ＢによるＨ偏波信号の干渉成分（Ｖ偏波信号）の
補償も、上述のＶ偏波用の復調部１４Ａと同様にして行
なわれる。

【０１４１】（ｃ−３）第３実施形態の第２変形例の説
明 図２２は本発明の第３実施形態の第２変形例を示すブロ
ック図であるが、この図２２に示す復調部１６Ａは、図
２１に示す準同期検波方式が採用されたものについて、
図２０により前述したのと同様に、Ｉ／Ｏメモリ１６１
を設けた構成となっている。

【０１４２】つまり、本変形例では、位相回転部１７１
Ｂへ入力される信号として、Ｈ偏波信号（Ｖ偏波信号）
をダウンコンバートし更にこれをＡ／Ｄ変換器１６８で
ディジタル信号に変換したあとのディジタル信号を使用
するため、位相回転部１７１Ｂの前段にＩ／Ｏメモリ１
６１を設けることにより、Ｖ偏波，Ｈ偏波の両偏波間の
クロック位相の不確定性を除去するようになっているの
である。

【０１４３】これにより、このＶ偏波用の復調部１６Ａ
でも、Ｈ偏波用の復調部１６Ｂで電圧制御発振器１８１
のタイミングクロックに従ってＡ／Ｄ変換されて送られ
てきたＨ偏波信号のデータを、自己（Ｖ偏波用の復調部
１６Ａ）の電圧制御発振器１８１のタイミングクロック
に従って、このＩ／Ｏメモリ１６１から読み出すことに
より、Ｖ偏波信号とＨ偏波信号との間のクロック位相の
不確定性を除去することができる。

【０１４４】従って、第１変形例にて前述したものと同
様の利点ないし効果が得られるほか、この場合も、各偏
波信号にジッタなどがあっても、安定して確実に、Ｖ偏
波用，Ｈ偏波用の各復調部１４Ａ，１４Ｂ間でのＶ偏波
信号，Ｈ偏信号の遣り取りをディジタル信号で行なうこ
とができるようになる。

【０１４５】

【発明の効果】以上詳述したように、本発明の交差偏波
間補償方法及び交差偏波間補償装置によれば、受信され
た互いに交差する２つの偏波のうちの一方の偏波信号に
ついて周波数変換してから、これをアナログ／ディジタ
ル変換器でディジタル信号に変換したのち、ディジタル
復調部にて検波するとともに、上記の受信された互いに
交差する２つの偏波のうちの他方の偏波信号を周波数変
換したあとで且つディジタル式復調部にて検波される前
の状態の信号をディジタル式交差偏波間補償部へ供給
し、更に、この交差偏波間補償部の出力で一方の偏波信
号用の上記ディジタル式復調部の出力を補償するので、
アナログ／ディジタル変換器以降の処理をディジタル信
号で行なうことができ、これにより、極めて精度高く、
交差偏波間の補償を行なうことができる利点がある（請
求項１，４）。

【０１４６】また、このとき、交差偏波間補償部へ入力
される信号として、上記の他方の偏波信号を周波数変換
したあとのアナログ信号を使用すれば、容易に、交差偏
波間補償を実現できる（請求項２）。さらに、交差偏波
間補償部へ入力される信号として、上記の他方の偏波信
号を周波数変換し更にこれをアナログ／ディジタル変換
器でディジタル信号に変換したあとのディジタル信号を
使用すれば、このディジタル信号をそのまま交差偏波間
補償部で使用できるので、より簡素な構成で、交差偏波
間補償を実現できる（請求項３）。

【０１４７】具体的に、交差偏波間補償部へ入力される
信号として、上記の他方の偏波信号を周波数変換したあ
とのアナログ信号が使用される場合においては、ディジ
タル式交差偏波間補償部の前段に、周波数変換部で周波
数変換された上記一方の偏波信号をディジタル信号に変
換するアナログ／ディジタル変換器と作動クロックが同
期するアナログ／ディジタル変換器を設ければ、交差偏
波間補償部へ入力される信号をディジタル信号に変換で
きるので、極めて容易に、請求項２記載の方法を実現す
る装置を実現できる（請求項５）。

【０１４８】一方、交差偏波間補償部へ入力される信号
として、上記の他方の偏波信号を周波数変換し更にこれ
をアナログ／ディジタル変換器でディジタル信号に変換
したあとのディジタル信号が使用される場合において
は、ディジタル式交差偏波間補償部の前段に、両偏波間
のクロック位相の不確定性を除去するためのメモリを設
ければ、より精度の高い信号を交差偏波間補償部へ入力
することができるので、さらに、高精度に、交差偏波間
の補償を行なうことができるようになる（請求項６）。

【０１４９】なお、上記のディジタル式直交検波部，デ
ィジタル式等化部，ディジタル式交差偏波間補償部及び
加算部は、いずれもディジタル信号を入力としているの
で、これら全てをＬＳＩ化することができ、交差偏波間
補償装置の小型化，低コスト化に大いに寄与する（請求
項７）。また、本発明の交差偏波間補償方法及び交差偏
波間補償装置によれば、送信変調時に同期をとらないで
送信されてきた互いに交差する２つの偏波のうちの一方
の受信偏波信号について、アナログ式直交検波部（同期
検波部もしくは準同期検波部）で周波数変換及び検波を
施すとともに、上記の受信された互いに交差する２つの
偏波のうちの他方の受信偏波信号を周波数変換したあと
の信号について、位相回転部で制御部からの制御信号に
応じて位相回転を施すことにより、周波数補正を施して
から、この補正後の信号を交差偏波間補償部へ供給し、
更に交差偏波間補償部の出力で一方の偏波信号用の復調
部の出力を補償するので、送信側の送信変調時に同期を
取らずに送信されてきた各偏波信号に対しても、極めて
容易に、交差偏波間補償を施すことができ、これによ
り、交差偏波間干渉補償装置の低コスト化にも大いに寄
与する。また、両偏波信号の同期を送信側で取らないの
で、両偏波信号の同期を取る際の周波数の微調整も、極
めて容易に行なえるようになる（請求項８〜１１）。

【０１５０】さらに、本発明の交差偏波間補償方法及び
交差偏波間補償装置によれば、上述のアナログ式直交検
波部に代えてディジタル式直交検波部を用いることによ
り、送信側の送信変調時に同期を取らずに送信されてき
た各偏波信号に対しても、より高精度に、交差偏波間補
償を施すことができる（請求項１２）。また、このと
き、位相回転部へ入力される信号として、上記の他方の
偏波信号を周波数変換したあとのアナログ信号が使用さ
れる場合においては、位相回転部の前段に、周波数変換
部で周波数変換された一方の受信偏波信号をディジタル
信号に変換するアナログ／ディジタル変換器と作動クロ
ックが同期するアナログ／ディジタル変換器が設けられ
るので、交差偏波間補償部へ入力される信号をディジタ
ル信号に変換でき、極めて容易に、本交差偏波間補償装
置を実現できる（請求項１３）。

【０１５１】一方、位相回転部へ入力される信号とし
て、上記の他方の受信偏波信号を周波数変換し更にこれ
をアナログ／ディジタル変換器でディジタル信号に変換
したあとのディジタル信号が使用される場合において
は、位相回転部の前段に、両偏波間のクロック位相の不
確定性を除去するためのメモリが設けられるので、より
精度の高い信号を交差偏波間補償部へ入力することがで
き、これにより、さらに、高精度に、交差偏波間の補償
を行なうことができるようになる（請求項１４）。

【０１５２】また、この場合も、ディジタル式直交検波
部，ディジタル式等化部，ディジタル式交差偏波間補償
部及び加算部は、いずれもディジタル信号を入力として
いるので、これら全てをＬＳＩ化することができ、交差
偏波間補償装置の小型化，低コスト化に大いに寄与する
（請求項１５）。さらに、この場合、周波数変換部によ
る周波数変換に、検波後の出力をフィードバックするこ
とにより行なわれる同期検波方式を採用してもよく、検
波後の出力をフィードバックしない準同期検波方式を採
用してもよいので、回路設計上の柔軟性などに大いに寄
与する（請求項１６，１７）。

【０１５３】また、上述の制御部は、ディジタル式交差
偏波間補償部の入力ついての極性情報と加算部の出力に
ついての誤差情報とから、位相回転部を制御するための
位相ずれ情報を求めて、これを位相回転部制御信号とし
て出力するように構成されるので、簡素な構成で、且
つ、確実に、位相回転部での位相回転による周波数補正
を制御することができる（請求項１８）。

【０１５４】さらに、この制御部は、ディジタル式交差
偏波間補償部の入力についての極性情報と加算部の出力
についての誤差の極性情報との排他的論理和情報から、
位相回転部を制御するための位相ずれ情報を求めて、こ
れを位相回転部制御信号として出力するように構成して
もよいので、より簡素な構成で、位相回転部での位相回
転による周波数補正を制御することができる（請求項１
９）。

【図面の簡単な説明】

【図１】第１の発明の原理ブロック図である。

【図２】第２の発明の原理ブロック図である。

【図３】第３の発明の原理ブロック図である。

【図４】本発明の第１実施形態としての交差偏波間補償
装置が適用される無線装置の受信部の構成を示すブロッ
ク図である。

【図５】第１実施形態における復調部の詳細構成を示す
ブロック図である。

【図６】第１実施形態における復調部の変形例を示すブ
ロック図である。

【図７】第１実施形態における復調部の他の変形例を示
すブロック図である。

【図８】第１実施形態におけるＩ／Ｏメモリの構成を示
すブロック図である。

【図９】本発明の第２実施形態を示すブロック図であ
る。

【図１０】第２実施形態における復調部の構成を示すブ
ロック図である。

【図１１】第２実施形態における位相回転部の構成を示
すブロック図である。

【図１２】第２実施形態における復調部で用いられる誤
差信号を説明するための図である。

【図１３】第２実施形態における復調部での位相誤差を
得る動作を説明するための図である。

【図１４】第２実施形態における制御部の構成を示すブ
ロック図である。

【図１５】第２実施形態における電圧制御発振器の構成
を示すブロック図である。

【図１６】（ａ），（ｂ）はそれぞれ第２実施形態にお
ける制御部の他の構成を示すブロック図である。

【図１７】第２実施形態における制御部の他の構成を示
すブロック図である。

【図１８】第２実施形態の変形例を示すブロック図であ
る。

【図１９】本発明の第３実施形態を示すブロック図であ
る。

【図２０】第３実施形態の第１変形例を示すブロック図
である。

【図２１】第３実施形態の第２変形例を示すブロック図
である。

【図２２】第３実施形態の第３変形例を示すブロック図
である。

【図２３】従来の一般的な交差偏波を用いた無線伝送方
式における送信側，受信側の構成の一例を示すブロック
図である。

【図２４】従来のアナログ復調方式を用いた復調部の構
成の一例を示すブロック図である。

【図２５】従来のディジタル復調方式を用いた復調部の
構成の一例を示すブロック図である。

【図２６】従来の交差偏波間干渉補償を行なう場合に用
いられるアナログ復調方式の復調部の構成の一例を示す
ブロック図である。

【図２７】従来の交差偏波間干渉補償での周波数関係の
一例を示す図である。

【符号の説明】

１Ａ，１Ｃ 周波数変換部 １Ｂ アナログ式直交検波部 ２Ａ，２Ｃ アナログ／ディジタル変換器 ２Ｂ 第１アナログ／ディジタル変換器 ３Ａ，３Ｃ，１５２Ａ，１５２Ｂ，１７１Ａ，２２３
ディジタル式直交検波部 ３Ｂ，４Ａ，４Ｃ ディジタル式等化部 ４Ｂ 第２アナログ／ディジタル変換器 ５Ａ，６Ｂ，６Ｃ，１５６，１７２，２３２ ディジタ
ル式交差偏波間補償部（ＸＰＩＣ） ５Ｂ，５Ｃ，１７１，１７１′，１７１Ｂ 位相回転部 ６Ａ，７Ｂ，７Ｃ，１４８，１７３，２３３ 加算部 ８Ｂ，８Ｃ 制御部 １１，２０１ 受信アンテナ １２，１０３，２０２ ハイブリッド（Ｈ） １３Ａ，１３Ｂ 受信部 １４Ａ，１４Ｂ，１６Ａ，１６Ｂ 復調部（交差偏波間
補償装置） １００ 送信側 １０１Ａ，１０１Ｂ 変調部（ＭＯＤ） １０２Ａ，１０２Ｂ 送信部（ＴＸ） １０４ 送信アンテナ １０５Ａ，１０５Ｂ，１０６Ａ，１０６Ｂ，１４２，１
８２，１８２′，２１３，２３０，２４１Ａ，２４１
Ｂ，２４２Ａ，２４２Ｂ 局部発振器 １４１，１６６′，２２１ ダウンコンバータ １４３，１４４，１６８，１６８Ａ，１６８Ｂ，１７
０，１７０Ａ，１７０Ｂ，２０７Ａ，２０７Ｂ，２２
２，２３１Ａ，２３１Ｂ Ａ／Ｄ（アナログ／ディジタ
ル）変換器 １４５，１８０，１８０′，１８１，２１１，２２９
電圧制御発振器 １４６ ディジタル式復調部 １４７ 交差偏波補償用復調部 １４９，１７６，２０９，２２６ 制御部（ＣＯＮＴ） １５０，１５１，１７７〜１７９，２１０〜２１２，２
２７，２２８ ローパスフィルタ １５３Ａ，１５３Ｂ，１５４Ａ，１５４Ｂ，１６７Ａ〜
１６７Ｄ，２０６Ａ，２０６Ｂ，２２４Ａ，２２４Ｂ
ロールオフフィルタ １５５，１６９，２０８，２２５ トランスバーサル
（ＴＲＶ）イコライザ（ディジタル式等化部） １５７，１５８，１８３〜１８８，１９３，１９８，２
３４，２３５ 加算器 １６１ Ｉ／Ｏメモリ（書き込み／読み出しメモリ） １６２〜１６５ 入出力ポート １６６，２０５ ミキサ（ＭＩＸ） １６６Ａ，１６６Ｂ ローカル補償部（位相回転部） １８９ 反転器 １９１ メモリ １９２ アキュムレータ １９４ フリップフロップ（ＦＦ）回路 １９５ メモリ（ＲＯＭ） １９６Ａ，１９６Ｂ ＥＸ−ＯＲゲート（排他的論理和
演算素子） １９７ 反転ゲート ２００ 受信側 ２０３Ａ，２０３Ｂ 受信部（ＲＸ） ２０４Ａ，２０４Ｂ 復調部（ＤＥＭ）

Claims (19)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 受信された互いに交差する２つの偏波の
   うちの一方の偏波信号について周波数変換してから、こ
   れをアナログ／ディジタル変換器でディジタル信号に変
   換したのち、ディジタル復調部にて検波するとともに、 上記の受信された互いに交差する２つの偏波のうちの他
   方の偏波信号を周波数変換したあとで且つ該ディジタル
   式復調部にて検波される前の状態の信号をディジタル式
   交差偏波間補償部へ供給し、更に該交差偏波間補償部の
   出力で該一方の偏波信号用の上記ディジタル式復調部の
   出力を補償することを特徴とする、交差偏波間補償方
   法。
2. 【請求項２】 該交差偏波間補償部へ入力される信号と
   して、上記の他方の偏波信号を周波数変換したあとのア
   ナログ信号が使用されることを特徴とする請求項１記載
   の交差偏波間補償方法。
3. 【請求項３】 該交差偏波間補償部へ入力される信号と
   して、上記の他方の偏波信号を周波数変換し更にこれを
   アナログ／ディジタル変換器でディジタル信号に変換し
   たあとのディジタル信号が使用されることを特徴とする
   請求項１記載の交差偏波間補償方法。
4. 【請求項４】 受信された互いに交差する２つの偏波の
   うちの一方の偏波信号について周波数変換を施す周波数
   変換部と、 該周波数変換部で周波数変換された上記一方の偏波信号
   をディジタル信号に変換するアナログ／ディジタル変換
   器と、 該アナログ／ディジタル変換器でディジタル信号に変換
   された上記一方の偏波信号を検波して２系列からなる直
   交検波信号を得るディジタル式直交検波部と、 該直交検波部の出力について等化処理を施すディジタル
   式等化部とをそなえるとともに、 上記の受信された互いに交差する２つの偏波のうちの他
   方の偏波信号を周波数変換したあとで且つ該ディジタル
   式直交検波部にて検波される前の状態の信号をディジタ
   ル信号として受けて該ディジタル式等化部の出力を補償
   するための信号を出力するディジタル式交差偏波間補償
   部と、 該ディジタル式等化部の出力と該ディジタル式交差偏波
   間補償部の出力とを加算する加算部とをそなえて構成さ
   れたことを特徴とする、交差偏波間補償装置。
5. 【請求項５】 該交差偏波間補償部へ入力される信号と
   して、上記の他方の偏波信号を周波数変換したあとのア
   ナログ信号が使用される場合においては、 該ディジタル式交差偏波間補償部の前段に、該周波数変
   換部で周波数変換された上記一方の偏波信号をディジタ
   ル信号に変換するアナログ／ディジタル変換器と作動ク
   ロックが同期するアナログ／ディジタル変換器が設けら
   れることを特徴とする請求項４記載の交差偏波間補償装
   置。
6. 【請求項６】 該交差偏波間補償部へ入力される信号と
   して、上記の他方の偏波信号を周波数変換し更にこれを
   アナログ／ディジタル変換器でディジタル信号に変換し
   たあとのディジタル信号が使用される場合においては、 該ディジタル式交差偏波間補償部の前段に、両偏波間の
   クロック位相の不確定性を除去するためのメモリが設け
   られることを特徴とする請求項４記載の交差偏波間補償
   装置。
7. 【請求項７】 上記のディジタル式直交検波部，ディジ
   タル式等化部，ディジタル式交差偏波間補償部及び加算
   部が、ＬＳＩ化されていることを特徴とする請求項４記
   載の交差偏波間補償装置。
8. 【請求項８】 送信変調時に同期をとらないで送信され
   てきた互いに交差する２つの偏波のうちの一方の受信偏
   波信号について周波数変換及び検波を施すとともに、 上記の受信された互いに交差する２つの偏波のうちの他
   方の受信偏波信号を周波数変換したあとの信号につい
   て、位相回転を施すことにより、周波数補正を施してか
   ら、この補正後の信号を交差偏波間補償部へ供給し、更
   に該交差偏波間補償部の出力で該一方の偏波信号用のデ
   ィジタル式復調部の出力を補償することを特徴とする、
   交差偏波間補償方法。
9. 【請求項９】 送信変調時に同期をとらないで送信され
   てきた互いに交差する２つの偏波のうちの一方の受信偏
   波信号について周波数変換を施すとともに上記一方の受
   信偏波信号を検波して２系列からなる直交検波信号を得
   るアナログ式直交検波部と、 該直交検波部で得られた２系列からなる直交検波信号を
   それぞれディジタル信号に変換する第１アナログ／ディ
   ジタル変換器と、 該第１アナログ／ディジタル変換器でディジタル信号に
   変換された上記２系列からなる直交検波信号について等
   化処理を施すディジタル式等化部とをそなえるととも
   に、 上記の受信された互いに交差する２つの偏波のうちの他
   方の受信偏波信号を該アナログ式直交検波部にて２系列
   からなる直交検波信号として検波したあとで且つ該第１
   アナログ／ディジタル変換器でディジタル信号に変換す
   る前の状態の信号をそれぞれディジタル信号に変換する
   とともに、該第１アナログ／ディジタル変換器と作動ク
   ロックが同期する第２アナログ／ディジタル変換器と、 該第２アナログ／ディジタル変換器からの出力につい
   て、位相回転を施すことにより、周波数補正を施す位相
   回転部と、 該位相回転部の出力を受けて該ディジタル式等化部の出
   力を補償するための信号を出力するディジタル式交差偏
   波間補償部と、 該ディジタル式等化部の出力と該ディジタル式交差偏波
   間補償部の出力とを加算する加算部とをそなえ、 且つ、該ディジタル式交差偏波間補償部の入力情報と該
   加算部の出力情報とに基づいて、該位相回転部を制御す
   る制御部をそなえて構成されたことを特徴とする、交差
   偏波間補償装置。
10. 【請求項１０】 該直交検波部が同期検波部として構成
    されていることを特徴とする請求項９記載の交差偏波間
    補償装置。
11. 【請求項１１】 該第１アナログ／ディジタル変換器か
    らの出力について、位相回転を施すことにより、周波数
    補正を施す位相回転部をそなえることにより、該位相回
    転部と該直交検波部とで準同期検波部を構成しているこ
    とを特徴とする請求項９記載の交差偏波間補償装置。
12. 【請求項１２】 送信変調時に同期をとらないで送信さ
    れてきた互いに交差する２つの偏波のうちの一方の受信
    偏波信号について周波数変換を施す周波数変換部と、 該周波数変換部で周波数変換された上記一方の受信偏波
    信号をディジタル信号に変換するアナログ／ディジタル
    変換器と、 該アナログ／ディジタル変換器でディジタル信号に変換
    された上記一方の受信偏波信号を検波して２系列からな
    る直交検波信号を得るディジタル式直交検波部と、 該直交検波部の出力について等化処理を施すディジタル
    式等化部とをそなえるとともに、 上記の受信された互いに交差する２つの偏波のうちの他
    方の受信偏波信号を周波数変換したあとで且つ該ディジ
    タル式直交検波部にて検波される前の状態の信号をディ
    ジタル信号として受けて、これに位相回転を施すことに
    より、周波数補正を施す位相回転部と、 該位相回転部の出力を受けて、該ディジタル式等化部の
    出力を補償するための信号を出力するディジタル式交差
    偏波間補償部と、 該ディジタル式等化部の出力と該ディジタル式交差偏波
    間補償部の出力とを加算する加算部とをそなえ、 且つ、該ディジタル式交差偏波間補償部の入力情報と該
    加算部の出力情報とに基づいて、該位相回転部を制御す
    る制御部をそなえて構成されたことを特徴とする、交差
    偏波間補償装置。
13. 【請求項１３】 該位相回転部へ入力される信号とし
    て、上記の他方の偏波信号を周波数変換したあとのアナ
    ログ信号が使用される場合においては、 該位相回転部の前段に、該周波数変換部で周波数変換さ
    れた上記一方の受信偏波信号をディジタル信号に変換す
    るアナログ／ディジタル変換器と作動クロックが同期す
    るアナログ／ディジタル変換器が設けられることを特徴
    とする請求項１２記載の交差偏波間補償装置。
14. 【請求項１４】 該位相回転部へ入力される信号とし
    て、上記の他方の受信偏波信号を周波数変換し更にこれ
    をアナログ／ディジタル変換器でディジタル信号に変換
    したあとのディジタル信号が使用される場合において
    は、 該位相回転部の前段に、両偏波間のクロック位相の不確
    定性を除去するためのメモリが設けられることを特徴と
    する請求項１２記載の交差偏波間補償装置。
15. 【請求項１５】 上記のディジタル式直交検波部，ディ
    ジタル式等化部，位相回転部，ディジタル式交差偏波間
    補償部及び加算部が、ＬＳＩ化されていることを特徴と
    する請求項１２記載の交差偏波間補償装置。
16. 【請求項１６】 該周波数変換部による周波数変換が検
    波後の出力をフィードバックすることにより行なわれる
    同期検波方式が採用されていることを特徴とする請求項
    １２記載の交差偏波間補償装置。
17. 【請求項１７】 該周波数変換部による周波数変換が検
    波後の出力をフィードバックしない準同期検波方式が採
    用されていることを特徴とする請求項１２記載の交差偏
    波間補償装置。
18. 【請求項１８】 該制御部が、該ディジタル式交差偏波
    間補償部の入力ついての極性情報と該加算部の出力につ
    いての誤差情報とから、該位相回転部を制御するための
    位相ずれ情報を求めて、これを位相回転部制御信号とし
    て出力するように構成されていることを特徴とする請求
    項９または請求項１２に記載の交差偏波間補償装置。
19. 【請求項１９】 該制御部が、該ディジタル式交差偏波
    間補償部の入力についての極性情報と該加算部の出力に
    ついての誤差の極性情報との排他的論理和情報から、該
    位相回転部を制御するための位相ずれ情報を求めて、こ
    れを位相回転部制御信号として出力するように構成され
    ていることを特徴とする請求項９または請求項１２に記
    載の交差偏波間補償装置。