JPH09512980A

JPH09512980A - 音声通信ネットワークにおける残留遠端エコーを低減するための方法と装置

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Publication number: JPH09512980A
Application number: JP8526836A
Authority: JP
Inventors: マイケル，ジュニヤヴェラード，パトリック; デールワイン，ウッドソン
Original assignee: AT&T Corp
Current assignee: AT&T Corp
Priority date: 1995-03-03
Filing date: 1996-01-11
Publication date: 1997-12-22
Anticipated expiration: 2016-01-11
Also published as: EP0759235A1; WO1996027951A1; CN1149945A; CA2189489A1; PL179971B1; BR9605921A; CA2189489C; PL317068A1; US5587998A; JP3228940B2

Abstract

(57)【要約】遠隔ネットワークからローカルネットワークにより受信される通信信号（ＦＡＲ−ＩＮ信号）内において、ローカルネットワーク内に伝送される信号（ＮＥＡＲ−ＩＮ信号）のエコーによるエネルギーコンテントを減じるための方法と装置である。これは、部分的には、エコー経路により遅延されるとともに推定されたエコーの伝達損失により減衰された、ＮＥＡＲ−ＩＮ信号の平滑化されたエネルギーコンテントを表す、時間変化するＴＥＭＰＬＡＴＥ信号を発生することにより達成される。非線形プロセッサは、ＦＡＲ−ＩＮ信号をそれがＴＥＭＰＬＡＴＥを越える場合には実質的に減衰なしで通過させるが、ＴＥＭＰＬＴＥより下の限定された範囲内にある場合にはＦＡＲ−ＩＮ信号は減衰する。

Description

【発明の詳細な説明】音声通信ネットワークにおける残留遠端エコーを低減するための方法と装置発明の分野本発明は、通信ネットワークにおける音声信号を処理するための技術に関し、特に、遠端のエコーを抑制するための処理技術に関するものである。発明の背景音声通信ネットワークにおいては多くの場合、遠端においては近端の話者にその音声伝達の複製物が遅延して戻るという迷惑な性向があることが長い間認識されている。このような遠端のエコーは、約４０ｍｓあるいはそれより長い遅延で生じた場合に特に迷惑なものとなり、これは、このようなエコーは近端の話者が気忙しい騒音と顕著に感じる傾向があるためである。よって、遠端エコーは特に、その動作がこのように比較的大きな遅れを伴うタイプのネットワークに対しては大きな問題となる。これには、通信衛星のネットワーク、並びに少なくとも音声の符号化および圧縮を行うネットワークが含まれる。実際には、話者が、近端に意図しないで戻るその準通話要素（near speech co mponent）を抑制ないしキャンセルすることを可能とする装置も利用可能である。しかしながら、遠端の話者がこのような装置を使用しない場合がある。さらに、このようなエコー抑制ないしエコーキャンセル装置が遠端において使用された場合でも、エコーを取り除くことについては完全に効果があるとは言えない。よって、多くの場合には、近端に少なくとも残留のエコーが戻ってしまう。この結果、近端の話者はしばしば、遠隔の通信ネットワークを通る往復後に、近端の話者に戻るこれら準通話要素を減じることができるように動作することが望まれる。エコーを減じるための初期の非線形のプロセッサが、Ｏ．Ｍ．ＭｒａｃｅｋＭｉｔｃｈｅｌｌおよびＤ．Ａ．Ｂｅｒｋｌｅｙによる「A Full-Duplex Echo S upressor Using Center-Clipping」と題されたBell System Technical Journal 50(1971)の第１６１９−１６３０頁に説明されている。この文献が出版された当時は、エコーキャンセラはまた使用されていなかった。この文献においては、遠端（つまり、受信端）において従来の（出版の際における）エコー抑制器に代替するためにスタンドアローンの装置として使用されるサブバンドのセンタークリッパが説明されている。このセンタークリッパーは大きなエコー遅延がある場所には適用できないものである。Ｙｏｕｎｃｅなどに付与された米国特許第５、２７４、７０５号には、遠端（受信端）において装置を使用して残留エコーを抑制するための最近の提案が記載されている。これによれば、従来のエコーキャセラによって完全に除去できなかったエコーを、非線形プロセッサにより、さらに取り除くことができる。この非線形プロセッサは、バックグランドノイズの推定値がフルバンドの、ノイズ透明度のしきい値を設定するために使用される。このしきい値より下にある送信は残留エコーを取り除くために透過されて、バックグランドノイズの不自然な音響のとぎれを防止している。この技術はまた、エコー通路に対する推定された利得に基づいて、フルバンドのセンタークリプに対する時間変化するしきい値を設定するために、エコーの複製中のエネルギーを使用している。Ｙｏｕｎｃｅの技術は、いくつかの場合には、エコー制御を満足のいく程度に達成することができない。例えば、センタークリップのプロセスにおいて残存する残留エコーは全周波数レンジにわたって拡がっており、従って信号対ノイズ比が非常に低い場合であっても音声として認識されてしまう（したがって抽出することができない）。さらに、電力線のハムのような狭い帯域のノイズが、全周波数帯域でのノイズ透過しきい値を上昇させる傾向にあるため、フルバンドのノイズ透過は欠点がある。これにより、限られた周波数レンジにおいてだけしかノイズによりマスクされてエコーが透過してしまう。当分野における実務者には、近端（送信端）に設置された装置を、ローカルネットワークとリモートネットワークの間を往復するエコーの伝送により引き起こされる遅延を補償する場合であっても、遠端のエコーを減じるために使用できることが理解できる。例えば、Ｊ．Ｐｏｒｔｅｌｉによる国際特許出願ＰＣＴ／ＡＵ９３／００６２６号（国際公開番号ＷＯ９４／１４２４８号）には、従来のエコーキャンセラを近端（送信端）に使用することが記載されている。準音声の伝送とキャンセルすべきエコーの到達との間には大きな遅延があるので、このエコーキャンセラは、設置前に、固定の補償遅延を与えるようにプログラミングされた、遅延装置とともに動作される。このエコーキャンセラにおいては、フルバンドの適合型走査フィルタ（adaptive transversal filter）はエコーの減法複製（subtrac tive replica）を発生する。しかしながら、特定の要因によりこのシステムが完全に満足のいく補償を行うことができない。例えば、エコーの複製の正確さは回線ノイズにより制限されてしまう。これによりエコーキャンセラの効率が減じられる。さらに、ローカルネットワークとリモートネットワークの間の回路の多重性ないし圧縮がエコー信号の一部を破壊してしまい、完全な抑制ができなくなる。このシステムはまた、位相ロール（例えば、アナログ伝送能力からの）により、あるいはデジタル伝送システム内の音声符号器によりもたらされる量子化ノイズおよび非線形性により性能が低下してしまう。よって、エコー制御の分野における実務者は、残留する遠端エコーを減じるためにローカルネットワーク内で採用することができる、完全に満足のいく方法を提供することができなかった。発明の要約本発明は、ローカルネットワーク内で達成することができる、改良された非線形処理装置と方法を提供するものである。本発明の方法は、エコーが非常に大きな伝達遅延で戻るときでも、遠隔通信ネットワークから残留エコーを取り除く点において非常に効率的である。本発明の方法は、ラインノイズ、並びに遠隔の、非線形の処理により遠隔のネットワーク内に伝達される歪みに対して強い。本発明の方法はまた、位相ロール、並びに従来のエコーキャンセラの収束を劣化させるの種々の問題に対して比較的に感応し難い。広い意味では、本発明は、遠い場所からネットワーク内に伝送されるとともに、近い場所においてネットワークから受信される音声通信におけるエコーを減じるものである（「遠い」および「近い」の用語は制限的なものではなく、二方向通信のための経路の反対の端を示したものである）。本発明によれば、広い意味において、近い位置においてネットワーク内に伝送された信号は、適当な信号処理装置により、「近い入力」として受信される。遠い位置からネットワーク内に伝送された信号は、同じ処理装置により「遠い入力」として受信される。近い入力と遠い入力は比較されて、「エコー経路遅延」と称される量のための値ＥＰＤが作られる。このＥＰＤは、同様な情報を含むこれら近い入力と遠い入力の部分の間における相対的な時間遅延の尺度となる。近い入力はＥＰＤに等しい遅延を受け、これにより、近い入力信号と遠い入力信号が一時的に位置合わせされる。次いで、近い入力と遠い入力は複数のサブバンド要素とそれぞれ部分的に別々に分解される。係数信号（modulus signal）が次いで、近い入力のそれぞれのサブバンド要素から導出される。つまり、これらサブバンド信号のそれぞれの絶対値が平滑化され、サブバンド信号のＲＭＳエネルギー包絡（energy envelope）に比例する波形が得られる。これらの波形のそれぞれは、次いで、エコー損失推定値にしたがって減衰される。得られた波形は、本明細書において、「テンプレート」と称されるもので、予測されたエコー波形の包絡を表すものである。遠い入力の各サブバンド要素は次いで、エコーであると推定される弱い信号を取り除く目的で、センタークリップ動作を受ける。テンプレートはこれらの弱い信号を区別するためのしきい値（本明細書においては、後述する理由で、「上側の」しきい値と称する）である。つまり、遠い入力信号のそれぞれは、そのそれぞれのテンプレートの並行値を越えた場合において、少なくとも部分的に伝送される。センタークリップの後、遠い入力のサブバンド要素は結合されて、合成された、フルバンドの、出力信号が生成される。本発明の好ましい実施例においては、「より低い」しきい値と称される、第２のしきい値が含まれている。より低いしきい値は、しばしば「ノイズポンピング」と称される厄介なバックグラウンド効果を抑制するために有用である。これは、遠端からのラインノイズあるいは他のバックグラウンドノイズが近端の音声により変調されたときに発生し、往復ポンプに似た中間の音を生成する。クリッピング操作の後において、この効果をノイズエネルギーの量を制御することによりマスクすることは良く知られている。しかしながら、放出されたノイズは一般的には実際のバックグラウンドノイズの周波数歪みとは合致することに乏しく、よって、完全に有効なマスクをすることは困難である。対照的に、本発明の好ましい実施例では、ノイズフロアを表す、より低いしきい値より下にある、センタークリッパを、サブバンド要素を伝送するために配列した。より低いしきい値は各サブバンド要素に対して別々に決定されるので、実際のノイズスペクトルに対する良好な合致は狭帯域のラインノイズが存在する場合でも達成することができる。より低いしきい値はそれぞれ、遠端のそれぞれのサブバンド要素から導出される。遠い入力の信号の絶対値は緩やかに上り、速やかに減衰するスムーザを使用して平滑化される。この工程によりサブバンドのノイズフロアの推定値が生成され、またより低いしきい値に等しく設定される。このより低いしきい値より下にある、これらの対応するより遠い入力のサブバンド信号はセンタークリッパにより伝送され、またフルバンドの出力信号に結合される。図面の簡単な説明図１は、エコー制御のための従来の装置の使用を含む、通信ネットワークの一般的なアーキテクチャの特徴を示した説明図である。図２は、広い意味において、残留する、遠端のエコー制御（ＲＦＥＣ）のためのシステムを通信ネットワーク内で使用した説明図である。図３は、本発明の１つの実施例における、エコー制御のためのシステムを示した図式的な説明図である。図４は、図３のサブバンド信号処理のためのブロックにより達成される機能の図式的な説明図である。図５は、本発明の１つの実施例における、センタークリッパのための伝達関数の説明図である。図６は、本発明の１つの実施例における、エコー経路の遅延を測定するための工程を示した図式的な説明図である。好ましい実施例の詳細な説明図１の通信ネットワークは、ローカルネットワーク１０、遠隔ネットワーク２０、およびインターネットトランクス３０を含んでいる。各ネットワーク１０、２０は、通常は、電話ハイブリッド３２、および１つまたはそれより多くのスイッチあるいは交換機３４を含んでいる。インテーネットトランクスは、国内ネットワークおよび国際ネットワークの間の通信リンクを含み、および通信衛星への並びにこれからのリンクを含んでいる。長距離通信のための通信ネットワークはまた、通常は、音声符号化あるいは音声圧縮のための他のプロセスによる通信帯域幅を減じるための回路多重化システム４０を含んでいる。ローカルネットワークおよび遠隔ネットワークはまた、従来のエコー制御システム５０、５５を含んでいる。例えば、遠隔ネットワークにおいては、システム５５は、それ自身の音声のエコーのような遠隔ネットワークを通ってリサイクルされるとともに近端の話者に戻る、近端の音声（ローカルシステム内に向けられた）を減じるために使用される。少なくともいくつかのケースにおいては、しかしながら、このようなシステム５５は存在しない、あるいはエコー低減を十分に行っていない。これらの場合においては、近端の話者は、残留する、遠端のエコー制御（ＲＦＥＣ）のための、ローカルネットワーク内に設置されるシステムを採用することが好ましい。図２に示したような、このようなＲＦＥＣシステム６０は、遠端から近端の話者に戻るエコーをさらに減じるために有用である。図３に示したのは、フルバンドの、近端の音声信号ｙ［ｎ］およびフルバンドの、遠端の音声信号ｘ［ｎ］上で動作する、ＲＥＦＣシステムである（変数「ｎ」は時間の離散尺度を意味する）。このシステムはデジタル信号プロセッサ上に好適に実施される。図１のブロック１００において、システムは、送信された近端の信号と戻された近端の信号の間のエコー経路の遅延の推定値である、尺度ＥＰＤ［ｎ］を推定する。後述するように、ＥＰＤ［ｎ］の導出における中間のステップは、近端の信号および遠端の信号のフルバンドの、平均の、スペクトルエネルギーを計算することを含んでいる。送信された信号と戻された信号の間の損失の任意的な測定は、近端のスペクトルエネルギーに対する遠端のスペクトルエネルギーの比から容易に導出される。この比において、近端のスペクトルエネルギーは推定されたエコー経路の遅延により遅延されている。この任意的な損失の測定は、図６のブロック４２５に最も良く例示した。損失の測定は、テンプレートに適用される減衰の量を調節するために有用であり（下記参照）、また、図３のブロック１３０においてサブバンドの信号処理を可能とする時を決定するための制御信号としても使用される。ブロック１１０において、出発した近くの音声のタップオフされた部分は、遅延された、フルバンドの、準音声信号ｙ［ｎ−ＥＰＤ］を生じるために、ＥＰＤ［ｎ］の遅延を受ける。この遅延された信号は、上記のように、減衰後の予測されたエコー包絡を表す、テンプレートを生成するために使用される。ブロック１２０において、遅延された準音声信号は、１からＭまで番号付けされた、複数の周波数のサブバンドに分解される。各サブバンド信号は、例えばｋ番目のサブバンド信号ｙａ_k［ｎ］は、別々にサブバンド信号処理を受ける。図に示したように、各サブバンド信号はそれぞれの処理ブロック１３０内で処理される。この好ましい実施例では、周波数分析ブロック１２０により示されたプロセッサは、分割されたサブバンド信号を生成する、サンプル速度減少付きの多相分析フィルタバンクである。多相フィルタバンクは、比較的高い計算効率を提供するので、特に魅力的である。これらのフィルタバンクは、当業分野においては良く知られているので、その詳細についての説明は省略する。この点についての有用な参照文献としては、 P.P.VaidyanathanによるPrentice Hallの「Multirate System and Filterbanks 」の第８章が挙げられる。本発明者による研究では、計算効率が良い、多相構造で実施される、コサイン変調されたフィルタバンクを採用している。この研究によれば、簡単なデザイン、比較的低い計算要求、並びにフルバンドの信号の再構築による歪みとできるために優れた周波数応答特性が得られた。この点についての有用な参考文献としては、Ｋ．Ｎａｙｅｂｉなどによる、IEEE Trans.Signal Processing 42（1994年4 月）の「On the Design of FIR Analysis-Synthesis Filterbanks with High Co mputational Efficiency」がある。一般的な事項として、個々の周波数のサブバンドを選択的に調整することで、従来の、エコーを減じるためのフルバンドの非線形のプロセッサを使用する場合に比べて、動作安定性が向上し、また音声特性が改善されるものと思われる。さらに、サブバンドを考察することで、遠端の話者に対する最も能動的な周波数帯域がローカルな話者のエコーのものとは異なることから、全二重接続に対してより大きな影響を与えることができる。また、ノイズのポンピングは、上記した、副しきい値ノイズの透過性の特徴がない場合でも、フルバンドの処理よりもサブバンドの変動性が少ない傾向にある。個々のブロック１３０において同様に処理されるのは、ブロック１４０において遠くの入力信号ｘ［ｎ］を分解して得られたＭ個のサブバンド信号である。好ましい実施例では、ブロック１４０により示されたプロセッサは同様に、分割されたサブバンド信号を生成する、サンプル速度が減じられた多相分析フィルタバンクである。ｋのそれぞれの値（ｋは１からＭの整数と仮定する）に対して、ｋ番目のサブバンドの遠端の信号ｘａ_k［ｎ］は、ブロック１３０において、サブバンドの遠端の信号とテンプレートの同時発生の値との間の比較に依存して、センタークリップ動作を受ける。各サブバンド処理ブロック１３０の出力はそれぞれ処理されたサブバンド信号ｘｅ_k［ｎ］である。Ｍ個の処理されたサブバンド信号は、フルバンド出力信号ｘ_po［ｎ］を生成するために、周波数合成ブロック１５０において再結合される。好ましい実施例では、ブロック１５０のプロセッサは多相合成フィルタバンクである。この種のフィルタバンクは、例えば、上記のＶａｉｄｙａｎａｔｈａｎ、あるいは上記のＮａｙｅｂｉなどに説明されている。ブロック１３５において、フルバンドの音声検出器は、遠くの音声が検出された時にブロック１３０のサブバンド処理を実行可能とするため、並びに他の時においてサブバンド処理を実行可能とするために任意的に使用される。これらの実行可能性および実行不能の機能は例えばＰＥＲＭＩＴ状態とＤＥＮＹ状態を有する不ラグを適当に設定することで達成される。エコー損失のフルバンドの推定値は、この点において、入力ｘ［ｎ］におけるエネルギーが近くの音声のエコーよりはむしろ実際の遠くの音声であるかどうかを決定するために有用である。つまり、ｘ［ｎ］は、そのエネルギー包絡がエコー損失単体に基づいて予測されるものよりもｙ［ｎ］の遅延されたエネルギー包絡のより大きな部分を表わす場合において、エコーではなくて遠くの会話として分類される。図において、ブロック１３５はこのようなエコー推定値を表わす信号に対する入力を有するものとして示されている。適当なこのような推定値は図６のブロック４２５によって供給される。この目的のための好ましい音声検出器は、Ｄ.Ｋ.Ｆｒｅｅｍａｎなどによる、ＩＥＥＥＣｏｎｆ．ＩＣＡＳＳＰ、１９８９年、§S7.6、題369-372頁の「The Voice Activity Detector for the PAN-EUROPEAN Digital Celular Mobile Tel ephone Service」ＧＳＭ０６．３２ＶＡＤＳｔａｎｄａｒｄから得ることができる。この音声検出器は、ノイズの存在下で信頼性高く動作することが知られているので、好適である。しかしながら、当業分野において良く知られている、他の音声検出器を同様にこの目的で使用することができる。本発明の実施例によれば、分割されたｋ番目のサブバンド信号ｙａ_k［ｎ］ｘａ_k［ｎ］のブロック１３０の詳細が図４を参照して説明されている。ブロック２００において、近端の信号波形ｙａ_k［ｎ］は決定されてブロック２１０に通過される。同様に、ブロック２２０において、遠端の信号波形ｘａ_k ［ｎ］は決定されてブロック２３０に通過される。ブロック２１０と２３０はそれぞれ、比較的上昇時間が早くて緩やかな減衰を有し、ピークを保持する、スムーズな動作を表わす。ブロック２１０においては少なくとも、減衰が予測されたエコー残響テールに近いことが望ましい。例えば、ブロック２１０の平滑化された出力ｙｂ_k［ｎ］は、次の回帰的な平均で表わされる。ここで、Ａ２は早い上昇時間を確保するために近いユニティ（unity）に選択され、またＡ３は４０−５０ｍｓのオーダーの崩壊を有するように選択される。本発明者は、本システムにおいて、ｙｂ_k［ｎ］に対してあらかじめ決定された繰り越し（hold over）期間においてピークを繰り越すことで、エコー経路遅延を推定する際に誤差が少なくできることが分かった。この繰り越し期間は好ましくは遠隔ネットワークを介して予測された遅延に設定され、典型的には２０− ４０ｍｓである。好ましい実施例において、繰り越しは次の指示に従って適用される。（ｉ）上昇の条件が合致した場合、ｙｂ_k［ｎ］を更新し、繰り越し期間を開始する、（ｉｉ）降下の条件が合致した場合、最後の繰り越し期間が満了した場合に限りｙｂ_k［ｎ］を更新する。予測されたエコー経路損失ＥＰＬ_k［ｎ］に対する任意的な調節はブロック２４０において行われる。ここで、従来のセンタークリッパでは、最小限の予測された損失の固定値だけが予め決定されている。この値は、通信ネットワーク内部の残留エコーの制御のために、典型的には約１８ｄＢである。しかしながら、例えば、テンプレートのエネルギーレベルが受信されたエコー信号の実際のエネルギーレベルを越える傾向を示した場合には、この予測された損失の数字を調節することが有利である。本実施例ではすべてのサブバンドにおいて固定された、最小限の予測された損失は典型的には１０−１２ｄＢの範囲内であり、ＥＰＬはこの値に設定される。この損失の値は、例えば、インターネットワークトランクスを適当な長さの時間の間だけ監視することでネットワークの測定から容易に決定される。しかしながら、少なくともいくつかの場合には、各周波数バンドｋに対して異なる、固定された値ＥＰＬ_kを使用することが望ましいことがある。これにより、、例えば知覚的な基準あるいはネットワーク測定の結果に従って、損失値を成形することができる。他の代わりの方法は、全てのサブバンドを通るか、あるいは各サブバンド内で個々にＥＰＬ［ｎ］を適応的に決定することである。この代わりの方法によれば、予め決定された最小の予測された損失は、損失計算の結果により導かれたＥＰＬを調整することで、ＥＰＬに対してより低い境界として機能する。適当なフルバンドの計算は上記した通りである。さらに別の代わりの方法においては、損失は既知の信号で遠隔ネットワークを能動的に探査し、また戻ったエコーを分析することにより決定される。ブロック２５０においては、ブロック２１０からの近端の包絡が損失推定値により乗算されて、しきい値ＣＬ１_k［ｎ］に従って波形が生成される。ＣＬ１_k［ｎ］＝ＥＰＬ［ｎ］×ｙｂ_k［ｎ］ブロック２３０において、遠くの入力はブロック２１０における近くの入力の平滑化を同様な方法で平滑化される。この平滑化された遠くの入力信号はブロック２４０において任意の損失調整を実行するため、並びに後述するように、ブロック２６０および２６５においてノイズフロア推定を行うために有用である。ブロック２３０の平滑化された出力ｘｂ_k［ｎ］は回帰的平均により例えば表現される。ここで、Ａ４は早い上昇時間を確保するために近いユニティに選択され、またＡ５は４０−５０ｍｓのオーダーの減衰を有するように選択される。平滑化された遠端の包絡を表わす、ブロック２３０の出力は、遠隔ネットワークからのノイズレベルの推定値ｘｃ_k［ｎ］を生成するために、ブロック２６０において処理される。一例として、ブロック２３０の出力ｘｂ_k［ｎ］は以下に規定される回帰的平均を受ける。ここで、Ａ６は緩やかな上昇時間を確保するために比較的小さいオーダーが選択され、またＡ７は、１−５ｍｓの短い減衰を有するように選択される。遠端のノイズ推定値ｘｃ_k［ｎ］から、図４のブロック２６５に示したように、波形に従ったより低いしきい値（つまり、ノイズフロア）ＣＬ２_k［ｎ］が導出される。一例として、このしきい値はノイズ推定値を、典型的には０．５と１．５の間の値である、任意の大きさ因子ＮＦＡＣ_k［ｎ］により乗算することにより導出される。さらに、しきい値ＣＬ₂ｋ［ｎ］は好適には予測されたエコーレベルを決して越えないように制限される。よって、より低いしきい値は例えば次式のように規定される。ＣＬ２_k[ｎ]＝min(ＮＦＡＣ_k[ｎ]×ｘｃ_k[ｎ],ＣＬ１_k[ｎ]) 本発明者は、ノイズフロアの推定値は、ｘａ_k［ｎ］とｘｂ_k［ｎ］の平滑化がノイズだけを含み、音声を含まない時に行った場合において、さらに改善できることを見出だした。図３のブロック１３５の遠端の音声検出器は、音声（あるいはエコー）が存在する状況と、ノイズだけが存在する状況の間を容易に識別するために使用される。従って、ノイズフロア推定値は第１段階で不能とされ、また第２段階で可能とされる。ブロック２７０において、遠端の、サブバンドの、入力信号ｘａ_k［ｎ］はセンタークリップを受ける。本発明の好ましい実施例によれば、入力信号は、その絶対値がしきい値ＣＬ２_k［ｎ］とＣＬ１_k［ｎ］＋ＣＬ２_k［ｎ］の間にある場合は常に減衰されるが、（１）ＣＬ１_k［ｎ］＋ＣＬ２_k［ｎ］を越える場合、あるいは（２）ＣＬ２_k ［ｎ］より下の場合には減衰なしに通過される。好ましいセンタークリッパの転送関数を図５に例示した。図から明らかなように、このクリッパは、信号の絶対値がより低いしきい値ＣＬ２より小さいか、あるいは上側のしきい値ＣＬ１＋ＣＬ２より大きい場合において、入力信号を実質的に減衰なしに通過させる（図において、量子化された時間ｎの下付きｋおよび明示の依存関係は簡略化のために省略した）。しかしながら、これらのしきい値の中間の領域において、入力信号はＣＬ２の平坦な出力レベルにクリップされる。本発明者は、与えられたサブバンドｋ内でノイズが比較的大きい時には、そのサブバンド内でセンタークリッパによって幾分減じられまた歪んだエコーが伝送されることを観測した。このようなエコー成分をマスクするため、送信されたサブバンド信号にホワイトノイズ成分（つまり、与えられたサブバンドｋ内で平らなスペクトルを有するノイズ成分）を混合することが有用であることを見出だした。好ましい工程においては、サブバンド信号レベル（１−ＦＦＡＣ）×ｘａ_k はホワイトノイズレベルＦＦＡＣ×ＣＬ２［ｎ］と混合される。ＦＦＡＣの値は典型的には２５％−５０％に選択される。追加されたホワイトノイズは格差部バンド内でのみ平坦であるので、得られた合成されたフルバンドの出力はフルバンドのノイズスペクトルに近似している。ブロック２７５において、任意の事後平滑化（post-smooting）の関数がクリッパ２７０の出力から偽のスパイクを取り除いている。メディアンフィルタに類似した、１つの事後平滑化の工程によれば、信号ｘｄｋ［ｎ］の現在のサンプルが遠端の音声の間に発生したかどうかの決定がなされる。この決定は、上記したように、音声検出器３２０の出力に基づいて、損失測定を組み合わせて行われる。遠端の音声が存在せず、また現在の信号ブロックが信号のクリップされたサンプルにより境界付けされた隔離されたピークを含む場合には、全部のブロックがクリップされる。他方、遠端の音声が検出された場合、クリップされた値はブロック全体にリストアされる。この目的のために、ブロックの大きさは約１０−２０ｍｓが好ましい。さらに、ブロック２７５は、ノイズだけを含むクリップされた遠端の信号のこれらの部分をさらに減衰する。上記したように、エコー経路遅延のフルバンドの評価値ＥＰＤ［ｎ］は図３のブロック１００において計算される。この遅延の好ましい方法を図６を参照して説明する。この方法は、周波数領域のコヒーレンス距離（coherence metric）の計算に基づくものである。この距離は、それぞれ、近端の信号と遠い信号の自スペクトル（autospectra）のペリオドグラム推定値、並びにそれらの相互スペクトルのペリオドグラム推定値から推定される。この種の方法は、一般的に、Ｇ．ＣｌｉｆｆｏｒｉｄＣａｒｔｅｒ、ｅｄの、ＩＥＥＥＰｒｅｓｓ１９９３年のＣｏｈｅｒｅｎｃｅａｎｄＴｉｍｅＤｅｌａｙＥｓｔｉｍａｔｉｏｎに説明されている。しかしながら、従来の方法とは異なり、本発明の方法では、コヒーレンス距離を評価し、また、周波数領域から時間領域に戻る変換のための逆ＦＦＴを行う前に正規化されたエネルギー距離で終了させている。この変更はＣａｒｔｅｒに記載された全推定法よりも時間推定が正確でなくなるが、計算の必要性およびメモリ利用が減じられ、また、本発明の目的には十分なものである。近端の入力ｙ［ｎ］と遠端の入力ｘ［ｎ］はそれぞれ実時間で受信され、また図のブロック３００と３１０において、それぞれ、これらの入力信号はオーバラップされたブロック内に分割される。好ましいブロックサイズは、３３％の、つまり８０サンプルのオーバラップを備えた２４０サンプルのものである。遅延の計算は近端の音声上だけで動作することを意図したものであり、戻った遠端の信号のこの部分が近端の音声のエコーを含むものと推定される。よって、遅延計算は近端の音声信号が検出されたときのみ開始される。この目的のため、音声検出器３２０は、近端の相手が通話していることが決定されたときに「前進」信号を与える。本発明者は、近端からの音声活動を識別するために単一のエネルギー計測を採用する音声検出器を使用している。この種の音声検出器は当業分野において良く知られており、よって詳細な説明は省略する。エコーが期待できない時の間隔の間における不要な計算を避けることが望ましい。近くの音声の発生開始に続く全てのエコーはある時間期間内において発生する。この時間期間を表わすために、典型的には約１０００ｍｓである、期間Ｔ₂ を選択した。さらに、最初のエコーは幾分の最小限の伝達遅延の後の発生する。この遅延を期間Ｔ₁と選択した。Ｔ₁は０まで任意に設定できるが、０でない（有限）の値、典型的には約１５０ｍｓを使用することが好ましい。期間Ｔ₁とＴ₂はタイマ３３０内に記憶される。このタイマは遠端の信号の処理を、現在処理中の近端のブロックに関して、Ｔ₁とＴ₂の間の遅延で到達するこれらの遠端のブロックに制限するものである。音声検出器３２０がｋ番目の近端の信号のブロックの音声エネルギーが予め設定されたしきい値を越えていると決定した時には、音声検出器は前進信号を発生する。これに応答して、近くの信号のブロックには零が埋め込まれ、図でブロック３４０において示したように、高速フーリェ変換（ＦＦＴ）を使用して周波数領域信号Ｙ（ｆ）に変換される。一例として、２５６ポイントの長さを有するＦＦＴを使用し、また１６の零を埋め込みが必要となる。近端の信号の自スペクトルは、図のブロック３５０において示したように、Ｙ（ｆ）の平方係数、つまり｜Ｙ（ｆ）｜²を形成することにより得られる。同様に、近端の音声の検出後のＴ₁とＴ₂ミリ秒の間に受信されたこれらの遠端の信号ブロックは、零が埋め込まれ、またＦＦＴ３４０と同じサイズである、ＦＦＴ３６０に受けられる。しかしながら、この遠端の、周波数領域の信号は、Ｔ₁ とＴ₂の間の間隔内にある、変化する時間遅延τの複数の離散した値のそれぞれにおいて計算される。連続したτの値は、例えば１６０サンプル（ブロックの長さの２／３）に分割される。得られた周波数領域信号はＸ（τ、ｆ）で示される。遠端の自スペクトル（離散した遅延τのそれぞれに対して）は、図のブロック３７０において示したように、平方係数｜Ｘ（τ、ｆ）｜を取ることで形成される。相互スペクトルは、図のブロック３８０において示したように、Ｔ₁とＴ₂の間のそれぞれの遅延されたブロックのために形成される。この相互スペクトルは、近端の、周波数領域信号に、遠端の複素共役の、周波数領域信号を掛けた積である。遠端の自スペクトルと同様に、この相互スペクトルＹＸ（τ、ｆ）は遅延τに依存している。全てのスペクトルＹ（ｆ）、Ｘ（τ、ｆ）、およびＹＸ^*（τ、ｆ）のセットを連続して更新した。この好ましい工程によれば、平滑化された、ピリオドグラムの推定値が、近端の音声の各Ｊの検出されたブロックに対して１度推定され、Ｊセットは２５に等しい。得られた周期的なピリオドグラムのそれぞれは、Ｊの検出されたブロック上の自スペクトルおよび相互スペクトルの、平均的な、典型的な単純平均である。得られた平均スペクトルは、以下にそれぞれ、ＳＹ（ｆ、）ＳＸ（τ、ｆ）、ＳＹＸ（τ、ｆ）と表わした。近端の自スペクトルの平均化は図においてブロック３９０の場所で示し、遠端の自スペクトルの平均化は図においてブロック４００の場所で示し、相互スペクトルの平均化は図においてブロック４１０の場所で示した。この工程における速度を増大するとともにメモリの必要性を減じるために、自スペクトルおよび相互スペクトルの周波数ピケットを分割することが好ましい。分割の程度は、近端の音声の予測された平滑度に依存して許容される。本発明者は２のファクターのスペクトル分割をし湯し、また音声帯域間隔を１８７−３１８７Ｈｚとしたが、１８７−２０００Ｈｚの音声帯域で十分であると考えられる。Ｊの近端の音声ブロックの各シーケンスの端には、図においてブロック４２０で示したように、平方されたコヒーレンス距離が遅延τの値でそれぞれ形成されている。この距離は次の式で表現される。この正規化され平方されたコヒーレンス距離は、離散した時間遅延τに依存するコヒーレンスエネルギー関数Ｃ（τ）を生じるために、電話の音声に関連した応用の場合には１８７−３１８７Ｈｚである、分割されたスペクトル帯域上で合計される。周波数合計工程は図のブロック４３０で示した。図のブロック４４０で示したように、Ｃ（τ）は関数のピーク値を見出だすための工程を受ける。この工程はエコー経路遅延、ＥＰＤで示し、この離散したτ の値においてＣ（τ）は局部的なピーク値を有する。別の信号ブロックを受信した際には、平方化されたコヒーレンス距離が再計算される。これにより、推定されたエコー経路遅延が通話時間間隔上で追跡される。１つより多くのＥＰＤが存在する場合には、それぞれがが検出され、また上記した検出のしきい値より上にあるＣ（τ）の局部的なしきい値からトラックされる。遅延推定値ＥＰＤにおいてより正確さが要求される場合には、関数Ｃ（τ）が逆フーリェ変換され、また得られた自己相関推定値が、各離散したτの副間隔内で最大時間位置だけ検索される。ＥＰＤ内で十分な遅延の正確さを得るために、上記で使用したブロックおよびオーバラップの大きさに対する、この最後の変換ステップでの遅延計算を実行する必要はない。Ｃ（τ）を合計することはＥＰＤを検出するためのテストの十分な距離である。少なくとも１つのＣ（τ）の局部的なピーク値が存在することの決定は、それ自体がエコーが存在することを示している。よって、本エコー遅延測定技術はそれ自体で通信システムにおけるエコー検出器のための基礎となるものである。本発明は、エコーが幾分遅れて到達する種々の通信システムにおいて有用である。この遅延は通常はエコー経路上の伝播時間による成分を含んでいる。しかしながら、特定の用途では、信号処理による、別の、また優性の、成分がある。この種の遅延はセルラー通信システムおよび電話会議システムにおける符号化遅延を含んでいる。本発明はこれらの用途にも有用である。特に、本発明は、スピーアホンや電話会議システムのような、遠端における会議通信装置での接続に有用である。この場合、本発明は、会議通信装置における不十分なエコーキャンセルによる残留エコーを取り除くために有用である。国際電話呼びにおけるエコーを減じるために本発明を使用した場合には、本明細書のおいて説明した信号処理が行われる好ましい位置は国際交換センターであり、好ましくはゲートウェイ交換機上の点（国際側上の）における国際トランクラインである。これにより、そのトランクラインを通過する全ての電話呼びのための特定の伝送点に処理装置が置かれる。本発明が国内セルラ電話呼びにおけるエコーを減じるために使用される場合、処理装置を位置させる１つの好ましい方法は、これをセルラー局にリンクするトランクに接続することである。本発明が国内衛星リンクにおけるエコーを減じるために使用される時には、処理装置を衛星からの受信チャンネルに接続することが好ましい。一例として、本発明の原形はＡｎａｌｏｇＤｅｖｉｃｅｓＡＤＳＰ−２１２２０上で運転されている。なお、実質的に計算力がより少ない信号プロセッサでも、本発明によれば、ホストマシンとして採用できるようになる。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者ワイン，ウッドソンデールアメリカ合衆国 07920 ニュージャーシィ，バスキングリッジ，ジュニパーウエイ 56

Claims

【特許請求の範囲】１．ＳＥＣＯＮＤネットワークからＦＩＲＳＴネットワークにより受信される通信信号において（前記受信信号をＦＡＲ−ＩＮ信号と称する）、ＳＥＣＯＮＤネットワークから、ＦＩＲＳＴネットワーク内に伝送される信号（前記伝送された信号をＮＥＡＲ−ＩＮ信号と称する）の、エコーによるエネルギーコンテントを減じるための方法において、ａ）ＮＥＡＲ−ＩＮ信号とＦＡＲ−ＩＮ信号内の対応するエコーの到達との間の遅延を計測し、ｂ）計測された遅延により遅延されまたエコーに対する推定された伝送損失により減衰されたＮＥＡＲ−ＩＮ信号の平滑化されたエネルギーコンテントを表す時間変化する信号を生成するためにＮＥＡＲ−ＩＮ信号のコピーを処理し、前記時間変化する信号をＴＥＭＰＬＡＴＥと称し、ｃ）非線形プロセッサ内において、ＦＡＲ−ＩＮ信号をそれらがＴＥＭＰＬＡＴＥを越えている場合に実質的に減衰なしで通過させ、並びにｄ）非線形プロセッサ内において、ＦＡＲ−ＩＮ信号をそれらがＴＥＭＰＬＡＴＥより下にある規定された範囲内に存在する場合には減衰することを特徴とする方法。２．遅延を計測するステップが、ＮＥＡＲ−ＩＮ信号とＦＡＲ−ＩＮ信号の周波数領域コヒーレンス距離Ｃ（ τ；ｆ）を評価し、前記距離は周波数ｆと前記信号間の相対的な遅延τの関数であり、前記距離Ｃ（τ：ｆ）を問題の周波数帯域上で合計し、これによりコヒーレンス−エネルギー関数Ｃ（τ）が得られ、並びに前記関数Ｃ（ｆ）の局部的なピーク値を識別することを特徴とする請求の範囲第１項記載の方法。３．距離Ｃ（τ；ｆ）が、で表され、ｆは周波数を表し、ＳＹ（ｆ）はＮＥＡＲ−ＩＮ信号における平均化された自スペクトルであり、ＳＸ（ｆ）はＦＡＲ−ＩＮ信号における平均化された自スペクトルであり、またＳＸＹ（τ；ｆ）はＮＥＡＲ−ＩＮ信号とＦＡＲ− ＩＮ信号の相互スペクトルの平均であることを特徴とする請求の範囲第２項記載の方法。４．遠隔ネットワークからローカルネットワークにより受信される通信信号において（前記受信信号をＦＡＲ−ＩＮ信号と称する）、第２のネットワークから、だ１のネットワーク内に伝送される信号（前記伝送された信号をＮＥＡＲ−ＩＮ信号と称する）の、エコーの属性があるエネルギーコンテントを減じるための方法において、ａ）ＮＥＡＲ−ＩＮ信号とＦＡＲ−ＩＮ信号内の対応するエコーの到達との間の遅延を計測し、ｂ）ＦＡＲ−ＩＮ信号をＦＡＲ−ＩＮサブバンド信号と称される複数の周波数のサブバンド成分に分解し、ＮＥＡＲ−ＩＮ信号をＮＥＡＲ−ＩＮサブバンド信号と称される複数の周波数のサブバンド成分に分解し、ｃ）計測された遅延により遅延されまたエコーに対する推定された伝送損失により減衰されたＮＥＡＲ−ＩＮサブバンド信号の平滑化されたエネルギーコンテントを表す時間変化する信号を生成するためにＮＥＡＲ−ＩＮサブバンド信号のコピーを処理し、前記時間変化する信号をＴＥＭＰＬＡＴＥと称し、ｄ）非線形プロセッサ内において、ＦＡＲ−ＩＮサブバンド信号をそれらがＴＥＭＰＬＡＴＥを越えている場合に実質的に減衰なしで通過させ、並びにｅ）非線形プロセッサ内において、ＦＡＲ−ＩＮサブバンド信号をそれらがＴＥＭＰＬＡＴＥより下にある規定された範囲内に存在する場合には減衰することを特徴とする方法。ｆ）エコーが減じられたフルバンドのＦＡＲ−ＩＮ信号を形成するために非線形的に処理されたＦＡＲ−ＩＮサブバンド信号を合成することを特徴とする方法。５．遅延を計測するステップが、ＮＥＡＲ−ＩＮ信号とＦＡＲ−ＩＮ信号の周波数領域コヒーレンス距離Ｃ（ τ；ｆ）を評価し、前記距離は前記信号の間の周波数ｆと相対的な遅延τの関数であり、前記距離Ｃ（τ；ｆ）を問題の周波数帯域上で合計し、これによりコヒーレンス−エネルギー関数Ｃ（τ）が得られ、並びに前記関数Ｃ（ｆ）の局部的なピーク値を識別することを特徴とする請求の範囲第４項記載の方法。６．距離Ｃ（τ；ｆ）が、で表され、ｆは周波数を表し、ＳＹ（ｆ）はＮＥＡＲ−ＩＮ信号における平均化された自スペクトルであり、ＳＸ（ｆ）はＦＡＲ−ＩＮ信号における平均化された自スペクトルであり、またＳＸＹ（τ；ｆ）はＮＥＡＲ−ＩＮ信号とＦＡＲ− ＩＮ信号の相互スペクトルの平均であることを特徴とする請求の範囲第５項記載の方法。７．さらに、各ＦＡＲ−ＩＮサブバンド信号に対して、対応するＴＥＭＰＬＡＴＥ信号より小さいかまたは等しい各時間におけるＮＯＩＳＥＬＥＶＥＬを設定するステップ、並びに、各ＦＡＲ-ＩＮサブバンド信号に対して、前記信号がＮＯＩＳＥＬＥＶＥＬより下に低下する場合には前記信号を減衰しないようにステップ（ｄ）と（ｅ）を実行することを特徴とする請求の範囲第４項記載の方法。８．各ＦＡＲ−ＩＮサブバンド信号に対して、対応するＮＯＩＳＥＬＥＶＥＬを設定するためのステップが、ＦＡＲ−ＩＮサブバンド信号のエネルギー包絡を獲得し、並びに谷をピークよりも大きく重み付けする平均化工程において前記包絡を平滑化することを含むことを特徴とする請求の範囲第７項記載の方法。９．ＦＡＲ−ＩＮ信号のエネルギーの存在を試験するステップを含む、各ＦＡＲ−ＩＮサブバンド信号のエネルギー包絡を獲得するステップが有意の（ｓｉｇｎｉｆｉｃａｎｔ）ＦＡＲ−ＩＮ信号のエネルギーが検出されないときだけに実行されることを特徴とする請求の範囲第８項記載の方法。 10．減衰するステップが、ＦＡＲ−ＩＮサブバンド信号を予め決定されたレベルにクリップすることからなることを特徴とする請求の範囲第７項記載の方法。 11．予め決定されたレベルがＮＯＩＳＥＬＥＶＥＬに実質的に等しいことを特徴とする請求の範囲第１０項記載の方法。 12．減衰するステップが、クリップされたＦＡＲ−ＩＮサブバンド信号をノイズ成分に混合することをさらに含み、ノイズ成分が関連するサブバンド内に実質的に平坦な周波数スペクトルを有し、混合するステップが、得られた混合された信号がＮＯＩＳＥＬＥＶＥＬに実質的に等しいように実行されることを特徴とする請求の範囲第１０項記載の方法。 13．遠隔位置にある送信側からの、ＦＡＲＳＰＥＥＣＨと称される、伝送が、送信者により遠隔ネットワーク内に挿入され、次いでローカルネットワークにより遠隔ネットワークからＦＡＲ−ＩＮ信号として受信される通信システムにおいて、ローカルネットワーク内に伝送される信号（前記伝送される信号をＮＥＡＲ −ＩＮ信号と称する）のエコーによるＦＡＲ−ＩＮ信号のエネルギーコンテントを減じるための方法において、ａ）ＮＥＡＲ−ＩＮ信号と対応するＦＡＲ−ＩＮ信号内のエコーの間の遅延を計測し、ｂ）ＦＡＲＳＰＥＥＣＨによるＦＡＲ−ＩＮ信号内のエネルギーを試験し、前記エネルギーが検出された時にＤＥＮＹ状態にフラグを設定し、並びに前記エネルギーが検出されない時にはＰＥＲＭＩＴ状態にフラグを設定し、ｃ）ＦＡＲ−ＩＮ信号をＦＡＲ−ＩＮサブバンド信号と称される複数の周波数のサブバンド成分に分解し、またＮＥＡＲ−ＩＮ信号をＮＥＡＲ−ＩＮサブバンド信号と称される複数の周波数のサブバンド成分に分解し、ｄ）計測された遅延により遅延されまたエコーに対する推定された伝送損失により減衰されたＮＥＡＲ−ＩＮサブバンド信号の平滑化されたエネルギーコンテントを表す時間変化する信号を生成するためにＮＥＡＲ−ＩＮサブバンド信号のコピーを処理し、前記時間変化する信号をＴＥＭＰＬＡＴＥと称し、ｅ）非線形プロセッサ内において、ＦＡＲ−ＩＮサブバンド信号をそれらがＴＥＭＰＬＡＴＥを越えている場合に実質的に減衰なしで通過させ、並びにｆ）非線形プロセッサ内において、ＦＡＲ−ＩＮサブバンド信号をそれらがＴＥＭＰＬＡＴＥより下にある規定された範囲内に存在する場合には減衰することを特徴とする方法。ｇ）エコーが減じられたフルバンドのＦＡＲ−ＩＮ信号を形成するために非線形的に処理されたＦＡＲ−ＩＮサブバンド信号を合成し、ｈ）フラグがＰＥＲＭＩＴに設定されたときだけステップ（ｃ）−（ｇ）を実行することを特徴とする方法。 14．各ＦＡＲ−ＩＮサブバンド信号が、非線形プロセッサを通過した後に、複数のブロックに分割され、各前記ブロックが１０− ２０ｍｓの持続時間を有し、並びに各前記ブロックが複数の信号サンプルから構成され、前記方法がさらに、通過ステップの後に、ＦＡＲＳＰＥＥＣＨがいずれかのブロックに対応する時間間隔の間に検出された場合に、そのブロック内の全てのサンプルを通過ステップ前のそれらの振幅に回復させるステップ、並びにＦＡＲＳＰＥＥＣＨがいずれかのブロックに対応する時間間隔の間に検出されない場合には、そのブロック内の全てのサンプルを信号振幅の隔離されたピークを表すように減衰するステップを含むことを特徴とする請求の範囲第１３項記載の方法。 15．遠隔位置における会議通信装置からローカル電話ユーザにより受信される信号（前記受信される信号をＦＡＲ−ＩＮ信号を称する）内における、会議通信装置内の不完全なエコーキャンセルによってローカルユーザに戻るローカルユーザの音声のエコーによるエネルギーコンテントを減じるための方法において、ａ）ローカルユーザにより電話ネットワーク内に伝送される信号（前記伝送される信号をＮＥＡＲ−ＩＮ信号と称する）とＦＡＲ−ＩＮ信号内の対応するエコーの到達との間の遅延を計測し、ｂ）計測された遅延により遅延されまたエコーに対する推定された伝送損失により減衰されたＮＥＡＲ−ＩＮ信号の平滑化されたエネルギーコンテントを表す時間変化する信号を生成するためにＮＥＡＲ−ＩＮ信号のコピーを処理し、前記時間変化する信号をＴＥＭＰＬＡＴＥと称し、ｃ）非線形プロセッサ内において、ＦＡＲ−ＩＮ信号をそれらがＴＥＭＰＬＡＴＥを越えている場合に実質的に減衰なしで通過させ、並びにｄ）非線形プロセッサ内において、ＦＡＲ−ＩＮ信号をそれらがＴＥＭＰＬＡＴＥより下にある規定された範囲内に存在する場合には減衰することを特徴とする方法。 16．ＳＥＣＯＮＤネットワークからＦＩＲＳＴネットワークにより受信される通信信号において（前記受信信号をＦＡＲ−ＩＮ信号と称する）、ＳＥＣＯＮＤネットワークから、ＦＩＲＳＴネットワーク内に伝送される信号（前記伝送された信号をＮＥＡＲ−ＩＮ信号と称する）の、エコーによるエネルギーコンテントを減じるための装置において、ａ）ＮＥＡＲ−ＩＮ信号とＦＡＲ−ＩＮ信号内の対応するエコーの到達との間の遅延を計測するための手段、ｂ）ＮＥＡＲ−ＩＮ信号のコピーを受信するためおよび、ＴＥＭＰＬＡＴＥ称され、計測された遅延により遅延されまたエコーに対する推定された伝送損失により減衰されたＮＥＡＲ−ＩＮ信号の平滑化されたエネルギーコンテントを表す、時間変化する出力信号を生成するために前記コピーを処理するための手段、並びにｃ）ＦＡＲ−ＩＮ信号をそれらがＴＥＭＰＬＡＴＥを越えている場合に実質的に減衰なしで通過させ、およびＦＡＲ−ＩＮ信号をそれらがＴＥＭＰＬＡＴＥより下にある規定された範囲内に存在する場合には減衰する非線形プロセッサからなる装置。 17．遅延を計測するための手段が、ＮＥＡＲ−ＩＮ信号とＦＡＲ−ＩＮ信号の周波数領域コヒーレンス距離Ｃ（ τ；ｆ）を評価するための手段であり、前記距離は周波数ｆと前記信号間の相対遅延τの関数であり、前記距離Ｃ（τ；ｆ）を問題の周波数帯域上で合計するための手段であり、これによりコヒーレンスエネルギー関数Ｃ（τ）が得られ、並びに前記関数Ｃ（τ）のローカルピーク値を識別するための手段からなることを特徴とする請求の範囲第１６項記載の装置。 18．遠隔ネットワークからローカルネットワークにより受信される通信信号において（前記受信信号をＦＡＲ−ＩＮ信号と称する）、ローカルネットワーク内に伝送される信号（前記伝送された信号をＮＥＡＲ−ＩＮ信号と称する）の、エコーによるエネルギーコンテントを減じるための装置において、ａ）ＮＥＡＲ−ＩＮ信号とＦＡＲ−ＩＮ信号内の対応するエコーの到達との間の遅延を計測するための手段、ｂ）ＦＡＲ−ＩＮ信号をＦＡＲ−ＩＮサブバンド信号と称される複数の周波数のサブバンド成分に分解し、またＮＥＡＲ−ＩＮ信号をＮＥＡＲ−ＩＮサブバンド信号と称される複数の周波数のサブバンド成分に分解するための手段、ｃ）ＮＥＡＲ−ＩＮサブバンド信号のコピーを受信するためおよび、ＴＥＭＰＬＡＴＥ称され、計測された遅延により遅延されまたエコーに対する推定された伝送損失により減衰されたＮＥＡＲ−ＩＮサブバンド信号の平滑化されたエネルギーコンテントを表す、時間変化する出力信号を生成するために前記コピーを処理するための手段、ｄ）ＦＡＲ−ＩＮサブバンド信号をそれらがＴＥＭＰＬＡＴＥを越えている場合に実質的に減衰なしで通過させ、およびＦＡＲ −ＩＮサブバンド信号をそれらがＴＥＭＰＬＡＴＥより下にある規定された範囲内に存在する場合には減衰する非線形プロセッサ、並びにｅ）エコーが減じられたフルバンドのＦＡＲ−ＩＮ信号を形成するために非線形的に処理されたＦＡＲ−ＩＮサブバンド信号を合成するための手段からなることを特徴とする装置。 19．さらに、各ＦＡＲ−ＩＮサブバンド信号に対して、対応するＴＥＭＰＬＡＴＥ信号より小さいかあるいは等しい各時間におけるＮＯＩＳＥＬＥＶＥＬを設定するための手段を含み、並びに非線形プロセッサが各ＦＡＲ−ＩＮサブバンド信号をそれがＮＯＩＳＥＬＥＶＥＬよりも下になる場合には実質的に減衰なしに通過させるように適合されていることを特徴とする請求の範囲第１８項記載の装置。 20．非線形プロセッサがＦＡＲ−ＩＮサブバンド信号を前記信号を予め決定されたレベルにクリップすることにより減衰するように適合されていることを特徴とする請求の範囲第１９項記載の装置。 21．予め決定されたレベルが実質的にＮＯＩＳＥＬＥＶＥＬに等しいことを特徴とする請求の範囲第２０項記載の装置。 22．各クリップされたＦＡＲ−ＩＮサブバンド信号を、関連するサブバンド内で実質的に平坦な周波数スペクトルを有するノイズ成分と混合するための手段をさらに含み、得られた混合された信号がＮＯＩＳＥＬＥＶＥＬに実質的に等しいことを特徴とする請求の範囲第２０項記載の装置。 23．遠隔位置における会議通信装置からローカル電話ユーザにより受信される信号（前記受信される信号をＦＡＲ−ＩＮ信号を称する）内における、会議通信装置内の不完全なエコーキャンセルによってローカルユーザに戻るローカルユーザの音声のエコーによるエネルギーコンテントを減じるための装置において、ａ）ローカルユーザにより電話ネットワーク内に伝送される信号（前記伝送される信号をＮＥＡＲ−ＩＮ信号と称する）とＦＡＲ−ＩＮ信号内の対応するエコーの到達との間の遅延を計測するための装置、ｂ）ＮＥＡＲ−ＩＮ信号のコピーを受信するためおよび、ＴＥＭＰＬＡＴＥ称され、計測された遅延により遅延されまたエコーに対する推定された伝送損失により減衰されたＮＥＡＲ−ＩＮ信号の平滑化されたエネルギーコンテントを表す、時間変化する出力信号を生成するために前記コピーを処理するための手段、ｃ）ＦＡＲ−ＩＮ信号をそれらがＴＥＭＰＬＡＴＥを越えている場合に実質的に減衰なしで通過させ、およびＦＡＲ−ＩＮ信号をそれらがＴＥＭＰＬＡＴＥより下にある規定された範囲内に存在する場合には減衰する非線形プロセッサからなる装置。 24．通信媒体により接続されたＦＩＲＳＴネットワークおよびＳＥＣＯＮＤネットワークからなり、ＦＡＲ−ＩＮ信号と称される、通信信号が、ＳＥＣＯＮＤネットワークからＦＩＲＳＴネットワークにより受信され、また、ＮＥＡＲ−ＩＮ信号と称される通信信号が、ＦＩＲＳＴネットワーク内に伝送され、またさらに、ＳＥＣＯＮＤネットワークから、ＮＥＡＲ−ＩＮ信号のエコーによるＦＡＲ− ＩＮ信号のエネルギーコンテントを減じるための装置を有する通信システムにおいて、ａ）ＮＥＡＲ−ＩＮ信号と対応するＦＡＲ−ＩＮ信号内のエコーの到達との間の遅延を計測するための手段、ｂ）ＮＥＡＲ−ＩＮ信号のコピーを受信するためおよび、ＴＥＭＰＬＡＴＥ称され、計測された遅延により遅延されまたエコーに対する推定された伝送損失により減衰されたＮＥＡＲ−ＩＮ信号の平滑化されたエネルギーコンテントを表す、時間変化する出力信号を生成するために前記コピーを処理するための手段、並びにｃ）ＦＡＲ−ＩＮ信号をそれらがＴＥＭＰＬＡＴＥを越えている場合に実質的に減衰なしで通過させ、およびＦＡＲ−ＩＮ信号をそれらがＴＥＭＰＬＡＴＥより下にある規定された範囲内に存在する場合には減衰する非線形プロセッサからなる通信システム。 25．通信信号が電話信号であり、またＦＩＲＳＴネットワークとＳＥＣＯＮＤネットワークが電話ネットワークであることを特徴とする請求の範囲第２４項記載の通信システム。 26．少なくともＦＩＲＳＴ電話ネットワークがセルラー電話ネットワークであることを特徴とする請求の範囲第２５項記載の通信システム。 27．少なくともＳＥＣＯＮＤ電話ネットワークがセルラー電話ネットワークであることを特徴とする請求の範囲第２５項記載の通信システム。 28．ＦＩＲＳＴネットワークとＳＥＣＯＮＤネットワークが衛星リンクにより相互接続されていることを特徴とする請求の範囲第２５項記載の通信システム。 29．ＦＩＲＳＴネットワークとＳＥＣＯＮＤネットワークが国際トランクラインにより相互接続されていることを特徴とする請求の範囲第２５項記載の通信システム。 30．通信媒体により接続されたＦＩＲＳＴネットワークおよびＳＥＣＯＮＤネットワークからなり、ＮＥＡＲ−ＩＮ信号と称される、信号が、ＦＩＲＳＴネットワーク内に伝送され、またＦＩＲＳＴ−ＩＮ信号と称される、信号がＳＥＣＯＮＤネットワークからＦＩＲＳＴネットワークにより受信される通信システムで、ＳＥＣＯＮＤネットワークによりＦＩＲＳＴネットワークに戻されるＮＥＡＲ− ＩＮ信号のエコーを検出するための方法において、ＮＥＡＲ−ＩＮ信号とＦＡＲ−ＩＮ信号の周波数領域コヒーレンス距離Ｃ（ τ；ｆ）を評価し、前記距離は周波数ｆと前記信号間の相対的な遅延τの関数であり、前記距離Ｃ（τ；ｆ）を問題の周波数帯域上で合計し、これによりコヒーレンス−エネルギー関数Ｃ（τ）が得られ、並びに前記関数Ｃ（ｆ）の局部的なピーク値を識別することを特徴とする方法。 31．距離Ｃ（τ；ｆ）が、で表され、ｆは周波数を表し、ＳＹ（ｆ）はＮＥＡＲ−ＩＮ信号における平均化された自スペクトルであり、ＳＸ（ｆ）はＦＡＲ−ＩＮ信号における平均化された自スペクトルであり、またＳＸＹ（τ；ｆ）はＮＥＡＲ−ＩＮ信号とＦＡＲ− ＩＮ信号の相互スペクトルの平均であることを特徴とする請求の範囲第３０項記載の方法。 32．通信媒体により接続されたＦＩＲＳＴネットワークおよびＳＥＣＯＮＤネットワークからなり、ＮＥＡＲ−ＩＮ信号と称される、信号が、ＦＩＲＳＴネットワーク内に伝送され、またＦＩＲＳＴ−ＩＮ信号と称される、信号がＳＥＣＯＮＤネットワークからＦＩＲＳＴネットワークにより受信される通信システムで、ＳＥＣＯＮＤネットワークによりＦＩＲＳＴネットワークに戻されるＮＥＡＲ− ＩＮ信号のエコーを検出するための装置において、ＮＥＡＲ−ＩＮ信号とＦＡＲ−ＩＮ信号の周波数領域コヒーレンス距離Ｃ（ τ；ｆ）を評価するための手段であって、前記距離は周波数ｆと前記信号間の相対的な遅延τの関数であり、前記距離Ｃ（τ；ｆ）を問題の周波数帯域上で合計するための手段であって、これによりコヒーレンス−エネルギー関数Ｃ（τ）が得られ、並びに前記関数Ｃ（ｆ）の局部的なピーク値を識別するための手段からなることを特徴とする装置。