JPH0969863A - 送信装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 高精度に非線形性を補償することができ、非
線形性の強い安価な増幅器を使用することのできる送信
装置を提供する。 【解決手段】 トレーニング期間において、送信信号生
成器３１で生成された歪測定信号は除算器３６１に直接
入力されるとともに増幅器３４１を介しても入力されて
歪を表す値が算出される。情報送出期間において送信信
号生成器で生成された送信信号はその振幅に応じて選択
された歪を表す値によって乗算器３２１において歪補償
が施され、変調増幅されて出力される。このため増幅器
に非直線性の強い増幅器を使用した場合にも高精度に歪
を補償することが可能となる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は無線交信に使用する
送信装置に係わり、特に時分割多重アクセス通信（ＴＤ
ＭＡ）システムで使用されるバースト波の送信装置に関
する。

【０００２】

【従来の技術】携帯電話等の移動体通信手段が一般に浸
透するにしたがって電波資源の不足が著しくなってお
り、デジタル変調波による周波数の有効利用が図られて
いる。即ち現在、携帯電話システムではπ／４シフト差
動ＱＰＳＫ変調が用いられているが、この変調方式は情
報を位相にのみ変調するため伝送効率が悪い。

【０００３】この課題を解決するために、位相のみなら
ず振幅も同時に変調する１６ＱＡＭや１６ＱＡＭの変形
であるＭ１６ＱＡＭが移動体通信に適用されるようにな
っている。例えばＭ１６ＱＡＭがデジタルＭＣＡシステ
ムに採用され、高い伝送効率を実現している。

【０００４】しかしながら、Ｍ１６ＱＡＭのように周波
数だけでなく振幅も変調する方式では増幅器の非線形性
の影響による歪を生じやすく、隣接チャンネルへの干渉
や伝送エラー率の増加となって現れる。従って非線形性
を補償することが必要となるが、環境変化に起因するも
のを含めて増幅器の非線形性の補償機能を具備する送信
装置が既に提案されている（特開昭６１−２１４８４３
公報参照）。

【０００５】図２は上記提案にかかる送信装置の機能線
図であって、歪記憶手段２９には信号生成手段２１の出
力振幅をインデックスとする増幅器２４の歪特性が予め
書き込まれている。信号生成手段２１によって生成され
た基底帯域の複素信号の振幅値が振幅算出手段２８で算
出される。算出された振幅値をインデックスとして歪記
憶手段２９から振幅値に対応した歪値が読みだされる。

【０００６】信号生成手段２１によって生成された信号
は、読みだされた歪値を補償するために前置歪付与手段
１２において前置歪が与えられる。前置歪が与えられた
信号は直交変調手段１３で直交変調されて、増幅器１４
で増幅された後出力される。出力信号は歪補償されてい
るものの、増幅器２４の温度や印加電圧など環境変化に
よる歪の変化分は補償しきれずに誤差として残留する。

【０００７】この残留誤差をさらに低減するために、送
信出力をフィードバックし直交復調手段２５で基底帯域
の信号に戻した後、信号生成手段２１によって生成され
た信号に対する誤差を誤差算出手段２６で算出する。そ
して修正信号生成手段２７で誤差と歪記憶手段２９の歪
値とに基づいてその時点における歪値を算出して、歪記
憶手段２９の歪値を書き換えることにより逐次歪特性を
改善している。

【０００８】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら従来の送
信装置にあっては、歪特性を十分に補償するためには信
号生成手段からダミー信号を出力して逐次正確な歪特性
を同定するトレーニング期間が必要となり、トレーニン
グ期間終了前に情報送信を開始した場合には送信出力に
歪が残留することを避けることはできない。

【０００９】特にデジタルＭＣＡシステムの移動局のよ
うにＴＤＭＡシステムにおいてバースト波を送出するシ
ステムでは送出間隔が数時間にも達することがあるた
め、休止期間中の増幅器の特性の変動を補償することが
できず、送信開始直後では歪を十分に補償することがで
きず、隣接チャネルへの干渉や伝送エラー率の増加を惹
起することがある。この点は発生確率の少ない振幅値に
あっては歪値の更新頻度が少ないため特に問題となる。

【００１０】本願発明は上記課題に鑑みてなされたもの
であり、高精度に非線形特性を補償することが可能な送
信装置を提供することにある。

【００１１】

【課題を解決するための手段】請求項１にかかる送信装
置は、図１の構成図に示されるように送信信号を生成す
る送信信号生成手段１１と、送信信号生成手段１１で生
成された送信信号に所定の歪を付与する前置歪付与手段
１２と、前置歪付与手段１２の出力を所定の搬送波で変
調する変調手段１３と、変調手段１３の出力を電力増幅
する増幅手段１４と、増幅手段１４の出力を復調する復
調手段１５と、復調手段１５の出力と前置歪付与手段１
２の出力との差として増幅手段１４の出力に含まれる歪
を表す値を算出する歪算出手段１６と、復調手段１５の
出力の振幅を算出する第１振幅算出手段１７と、送信信
号生成手段１１で生成された送信信号の振幅を算出する
第２振幅算出手段１８と、第１振幅算出手段１７で算出
された復調手段の出力の振幅と第２振幅算出手段１８で
算出された送信信号の振幅と歪算出手段１６で算出され
た歪を表す値とに基づいて前置歪付与手段１２において
送信信号に付与される所定の歪を算出する前置歪算出手
段１９と、を具備する。

【００１２】請求項２にかかる送信装置は、歪算出手段
１６が、歪算出手段１６に入力される復調手段１５の出
力に対する前置歪付与手段１２の出力を基準とする遅れ
時間を補正する遅れ時間補正手段を含む。請求項３にか
かる送信装置は、前置歪算出手段１２が、第１振幅算出
手段１７で算出された復調手段１５の出力の振幅に対応
する歪を表す値を第２振幅算出手段１８で算出された送
信信号の振幅に基づいて補間することにより所定の前置
歪を算出する。

【００１３】請求項４にかかる送信装置は、第１振幅算
出手段１７および第２振幅算出手段１８のそれぞれが振
幅値の２乗値を算出するものであり、前置歪算出手段１
２が第１振幅算出手段１７で算出された復調手段１５の
出力の振幅の２乗値と第２振幅算出手段１８で算出され
た送信信号の振幅の２乗値と歪算出手段で算出された歪
を表す値とに基づいて前置歪付与手段１２において送信
信号に付与される所定の前置歪を算出する。

【００１４】請求項５にかかる送信装置は、前置歪付与
手段１２が、歪測定期間において送信信号生成手段１１
から出力される歪測定信号に対しても予め定められた所
定前置歪を付与する。

【００１５】

【発明の実施の形態】図３は請求項１にかかる送信装置
の実施例の構成図、図４は送信フォーマット図である。
即ち送信はトレーニング期間Ｔと、その後の情報送出期
間Ｊとに分割されて行われる。 （１）トレーニング期間 トレーニング期間において、送信信号生成手段１１を構
成する送信信号生成器３１は歪測定信号を出力すると共
に、前置歪付与手段３２のスイッチ３２２を乗算部３２
１を通過しない経路側に制御する。

【００１６】歪測定信号は、クロック発振器３３１から
発振されるクロック信号に基づいてＤ／Ａコンバータ３
３２においてアナログ信号に変換される。アナログ歪測
定信号はフィルタ３３３で帯域制限された後、直交搬送
波生成器３３４から出力される直交搬送波を用いて直交
変調器３３５において直交変調され増幅器３４１に加え
られる。なお直交搬送波生成器３３４と直交変調器３３
５とは変調手段を構成する。

【００１７】増幅器３４１の送信出力の一部は方向性結
合器３４２を介して直交復調器３５１に導かれ、直交搬
送波生成器３３４の出力を用いて直交復調される。なお
直交搬送波生成器３３４と直交復調器３５１とは復調手
段３５を構成する。直交復調された歪測定信号は、フィ
ルタ３５２を通過した後Ａ／Ｄコンバータ３５３でディ
ジタル信号に変換される。

【００１８】なおＤ／Ａコンバータ３３２とＡ／Ｄコン
バータ３５３は同一のクロック発振器３３１から発振さ
れるクロックによって動作するが、これは歪を算出する
際の同時性を確保するためである。ディジタル信号に変
換された復調信号は増幅器３４１の歪成分を含んでいる
が、Ｄ／Ａコンバータ３３２からＡ／Ｄコンバータ３５
３までの利得も乗算されているので、送信信号生成部３
１から出力される歪測定信号とピーク振幅値が同一にな
るように定数設定器３５４と乗算器３５５によって利得
調整を施す。なお利得調整は方向性結合器３４２からＡ
／Ｄコンバータ３５３までのどの位置においても良い。

【００１９】歪算出手段を構成する除算器３６１におい
て、利得調整された復調信号と歪測信号とから「歪を示
す値」として「歪の逆数」を求める。ここで逆数を求め
るのは前置歪付与手段３２を乗算器３２１で実現するた
めである。なお歪を求め、前置歪付与手段を除算器で構
成してもよい。さらに歪および歪その逆数は極座標で算
出することも、直交座標で算出することとしてもよい。

【００２０】算出された「歪の逆数」は前置歪算出手段
を構成する歪メモリ３９１に記憶される。図５は歪メモ
リ３９１および振幅メモリ３９２の構成図であって、記
憶アドレスは「歪の逆数」を直交座標で求めて歪の逆数
の実部を "Ｎ＋ｉ" （１≦ｉ≦Ｎ）に記憶した場合に
は、歪の逆数の虚部を "２Ｎ＋ｉ" に記憶する。

【００２１】第１振幅算出手段を構成する第１振幅算出
器３７１で利得調整された復調信号の振幅 "Ａ" を算出
し、その振幅 "Ａ" を「歪の逆数」を記憶した番地と対
応させて振幅メモリ３９２のアドレス "ｉ" に記憶す
る。図４に示すようにトレーニング期間において歪測定
信号を振幅最小値から振幅最大値を経由して振幅最小値
に戻すことにより歪測定信号のスペクトルの広がりを防
止する。

【００２２】この場合、歪測定信号の前半で歪値の測定
を行えば、振幅の増大する順に測定を実行することがで
き、１測定点につき振幅・歪実部・歪虚部を記憶するこ
とにより測定の簡素化を図ることができる。また歪測定
信号の後半の振幅値を前半の振幅値の間をとるように設
定することにより、ほぼ同一のトレーニング期間で倍の
振幅値数の歪を測定することも可能である。 （２）情報送出期間 情報送出期間において送信信号生成部３１は、送信信号
を出力すると共に、スイッチ３２２を乗算器３２１を通
過する側に制御する。

【００２３】第２振幅算出手段を構成する第２振幅算出
器３８１で送信信号の振幅値 "Ｂ"を算出する。振幅メ
モリ３９２に記憶されている振幅値の中から、振幅値
"Ｂ"に最も近い振幅値を最小差アドレス検索部３９３で
検索する。図６は最小差アドレス検索部３９３の詳細構
成図である。検索開始時にはアドレスカウンタａを初期
値（例えば "１" ）に設定する。アドレスカウンタａで
設定されたアドレスは振幅メモリ３９２に出力され、そ
のアドレスに対応した振幅値が読み出される。

【００２４】差演算部ｂでは第１振幅算出器３７１で算
出された振幅値 "Ａ" と第２振幅算出器３８１で算出さ
れた振幅値 "Ｂ" との差を求め、その絶対値を絶対値算
出部ｃで算出する。アドレスカウンタａで設定されたア
ドレスが "１" の場合はこの絶対値をレジスタｄにいっ
たん記憶する。つぎにアドレスカウンタａをインクリメ
ントし、振幅メモリ３９２の読みだしに戻る。アドレス
が "２" 以上の場合は差演算部ｅでレジスタｄの記憶内
容を引いて、極性検出部ｆで極性を検出する。

【００２５】極性が負である場合は算出した絶対値をレ
ジスタｄに記憶し、アドレスカウンタａをインクリメン
トし、振幅メモリ３９２の読み出しに戻る。極性が正に
反転した場合はその時のアドレスをラッチ部ｇでラッチ
し、このアドレスをアドレスシフト部３９４に出力した
この処理を終了する。図７は、最小差アドレス検索部３
９３の動作説明図であって、横軸にはアドレスカウンタ
ａのアドレス値を、縦軸には（イ）では振幅値 "Ａ" あ
るいは "Ｂ"を、（ロ）では振幅値 "Ａ" と "Ｂ" との
差の絶対値、即ちレジスタｄの記憶内容をとる。

【００２６】図７の例においてはアドレスは "４" とな
った時に極性検出部ｆで極性の負から正への反転が検出
され、アドレス "４" 、即ち最小差を示すアドレス
"３" に"１" を加算したアドレスがラッチされる。アド
レスシフト部３９４においては、ラッチされたアドレス
に対応する歪メモリ３９１のアドレスを算出する。

【００２７】上記例の場合には、実部は "４" に "Ｎ−
１" を加算して "Ｎ＋３" 、虚部は"４" に "２Ｎ−１"
を加算して "２Ｎ＋３" が求まる。この２つのアドレ
スにより歪メモリ３９１に記憶されている "歪の逆数"
を読みだし、乗算器３２１でバースト信号に乗算され
る。その後Ｄ／Ａコンバータ３３２でデジタル信号から
アナログ信号に変換され、フィルタ３３３で帯域制限さ
れた後、直交搬送波生成器３３４の出力を用いて直交変
調器３３５において直交変調され増幅器３４１で増幅さ
れ、方向性結合器３４２を介して出力される。

【００２８】図８は請求項１に係る歪補償方法の説明図
であって、横軸に送信信号生成部３１から出力される送
信信号Ｘ、縦軸に増幅器３４１の出力信号Ｙをとる。実
線は増幅器３４１の特性が直線性である場合を、破線は
増幅器３４１の特性が非直線性である場合を示してい
る。トレーニング期間に送信信号生成部３１から出力さ
れる歪測定信号をＸ_T （ｉ）（ｉ＝０〜４）とすると、
歪測定信号Ｘ_T （ｉ）はそのまま増幅器に入力されるた
め増幅器３４１の出力はＹ_T （ｉ）となる。

【００２９】従って除算器３６１で算出される「歪の逆
数」η（ｉ）はＸ_T （ｉ）／Ｙ_T （ｉ）となり、これが
歪メモリ３９１に記憶される。情報送出期間に送信信号
生成部３１から出力される送信信号をＸ_B とすれば、最
小差アドレス検索部３９３においてｉ＝３がラッチされ
る。従って乗算器３２１においてＸ_B にη（３）が乗算
され、η（３）・Ｘ_B が増幅器３４１に入力され、増幅
器３４１から出力Ｙ_B が出力される。

【００３０】本来送信信号Ｘ_B をそのまま増幅器３４１
に入力したときは出力はＺ_B が出力されるはずであるの
で、非直線性を大幅に改善することが可能である。第１
の請求項にかかる送信装置によれば増幅器３４１の非直
線性を補正することが可能となるが、除算器３６１の２
つの入力、即ちバースト信号生成部３１で生成される歪
測定信号と復調信号との間には、Ｄ／Ａコンバータ３３
２、フィルタ３３３、直交変調器３３５、増幅器３４
１、方向性結合器３４２、直交復調器３５１、フィルタ
３５３およびＡ／Ｄコンバータ３５３を通過するのに要
する時間差が存在する。

【００３１】従ってこの時間差が大きい場合にはＸ
_T （ｉ）／Ｙ_T （ｉ）から算出される「歪の逆数」η
（ｉ）に誤差が生じるおそれがある。図９は、上記課題
を解決するための送信装置の構成図である。即ち第２の
請求項にかかる送信装置にあっては、第１の請求項にか
かる送信装置のクロック発振器３３１とＡ／Ｄコンバー
タ３５３との間に上記時間差に対応してクロック信号を
シフトするクロックシフタ３５６が設置される。

【００３２】このように除算器３６１に入力される２つ
の信号の時間差を一致するように調整することにより、
歪の逆数の算出精度を向上することができる。しかしな
がら「歪の逆数」η（ｉ）はサンプル値として定められ
るめ、バースト信号生成部３１から出力されるバースト
信号Ｘ_B が中間値である場合には歪補正に誤差が生じる
ことを避けることはできない。

【００３３】図１０は上記課題を解決するための送信機
の構成図であって、２つの「歪の逆数」η（ｉ）および
η（ｉ＋１）の間を補間して前置歪の算出精度を向上す
るための補間器３９５が歪メモリ３９１と乗算器３２１
との間に設置される。本実施例において、最小アドレス
検索部３９３は振幅メモリ３９２の記憶内容の中からバ
ースト信号の振幅値 "Ｂ" より小さい側で最も近い振幅
値Ｂ１を持つアドレスと、大きい側で最も近い振幅値Ｂ
２を持つアドレスの２つを検索する。

【００３４】求められた２つのアドレスに基づいて歪メ
モリ３９１から「歪の逆数」η（ｉ）およびη（ｉ＋
１）を読みだす。そして補間部３９５において次式によ
り歪の逆数値ηが算出される。 η＝（１−Ｐ）・η（ｉ）＋Ｐ・η（ｉ＋１） ここで、 Ｐ＝（Ｂ−Ｂ１）／（Ｂ２−Ｂ１） このように補間器３９５による補間処理によって前置歪
の算出精度を向上することが可能となる。

【００３５】以上説明した送信装置においては、利得調
整された復調信号の振幅 "Ａ" を算出する第１振幅算出
器３７１およびバースト信号生成部３１で発生される歪
測定信号あるいはバースト信号の振幅を算出するための
第２振幅算出器３８１が必要となる。しかし振幅算出器
は実部信号および虚部信号をそれぞれ２乗する２乗器、
２つの２乗値を加算する加算器および加算値を開平する
開平器から構成されるが、開平器の構成は複雑であり装
置規模が大きくなるという欠点がある。

【００３６】この課題を解決するために開平器を省略
し、振幅算出器に代えて２乗器・加算器からなる振幅２
乗算出部を使用し、振幅メモリ３９２には振幅の２乗値
を記憶し、最小差アドレス検索部３９３を振幅の２乗値
で実行することも可能である。これによって、非線形性
の補償精度に若干の劣化が生じるが、装置の簡素化が可
能となる。

【００３７】以上説明した送信装置にあっては、トレー
ニング期間においては歪測定信号に対して前置歪を付与
することなく「歪の逆数」の記憶が行われる。図１１は
増幅器の特性図であって、ＡＢ級であれば入力信号が小
さい時にも出力信号は出力されるが、Ｃ級の増幅器のよ
うに非線形性の大きい場合には入力信号が小さい時には
出力信号は発生しない。

【００３８】即ち、歪測定信号が小さい場合には前置歪
を付与されないのでスペクトルが広がり隣接チャネルへ
の妨害を与えやすくなる。また、歪測定信号の振幅が小
さい領域では出力が生じないので、歪測定効率が悪化し
てしまう。この課題を解決するための請求項５にかかる
送信装置にあっては、歪メモリ３９１と振幅メモリ３９
２に予め測定しておいた代表的な特性データを書き込ん
でおき、歪測定信号にも前置歪を付与する。

【００３９】これにより非線形性の大きい増幅器を使用
した場合にも非線形性を補正することが可能となる。な
お２回目以降の歪測定信号に対する前置歪の付与には１
回目と同様に代表的な特性データを使っても良いし、１
回目のバースト送信で測定した特性データを使ってもよ
い。

【００４０】この場合、前置歪付与手段内部３２のスイ
ッチ３２２は不要になる。これによって、歪測定信号の
スペクトルの広がりを少なくし、歪の逆数の測定精度を
向上することができる。図１２は請求項５にかかる送信
装置の効果をしめすグラフであって、横軸に周波数を、
縦軸にスペクトルをとる。

【００４１】即ち歪補償を行わない場合は周辺のスペク
トルも相当の大きさを有するが、歪補償を行なうことに
より周辺のスペクトルが抑制されていることが理解でき
る。なお上記に説明した送信装置にあっては、Ｄ／Ａコ
ンバータ３３２以前およびＡ／Ｄコンバータ３５３以降
のディジタル処理をディスクリート回路で行うこととし
ているが、ディジタル処理の部分をＤＳＰ(Digital Sig
nal Processor)で処理することも可能である。

【００４２】図１３はディジタル信号処理のためにＤＳ
Ｐ４００を適用した場合の構成図である。また図１４は
ＤＳＰ４００で実行されるメインルーチンのフローチャ
ートであって、ステップＳ１で歪測定処理が実行され、
ステップＳ２で情報送出処理が実行される。

【００４３】図１５はステップＳ１で実行される歪測定
処理の詳細フローチャートであって、ステップＳ１０１
において歪測定を行う回数を示すインデックスｉを初期
値 "０" に設定する。ステップＳ１０２において歪測定
信号Ｘ_T （ｉ）を生成し、ステップＳ１０３においてＤ
／Ａコンバータ３３２から歪測定信号Ｘ_T （ｉ）をアナ
ログ信号に変換して出力する。

【００４４】ステップＳ１０４において復調信号Ｙ
_T （ｉ）をＡ／Ｄコンバータ３５３によってディジタル
信号に変換して読み込む。ステップＳ１０５においてゲ
イン調整された復調信号Ｙ_T （ｉ）の振幅の２乗値Ｅを
算出してステップＳ１０６においてＥを振幅メモリ３９
２に記憶する。ステップＳ１０７において「歪の逆数」
η（ｉ）をＸ_T （ｉ）／Ｙ_T （ｉ）として算出し、ステ
ップＳ１０８において歪メモリ３９１に記憶する。

【００４５】ステップＳ１０９においてインデックスｉ
が所定値Ｎ以上であるかを判定し、否定判定されたとき
はステップＳ１１０においてインデックスｉをインクリ
メントしてステップＳ１０２に戻る。ステップＳ１０９
において肯定判定されたときは、この処理を終了する。
図１６はステップＳ２で実行される情報送出処理のフロ
ーチャートであって、ステップＳ２１で時間を示すイン
デックスｊを初期値 "０" に設定する。

【００４６】ステップＳ２２においてバースト信号Ｘ_B
（ｊ）を生成し、ステップＳ２３においてバースト信号
Ｘ_B （ｊ）の振幅の２乗値Ｆを算出する。ステップＳ２
４において前置歪Ｄを算出し、ステップＳ２５において
バースト信号Ｘ_B （ｊ）に前置歪Ｄを付与するためにバ
ースト信号Ｘ_B （ｊ）と前置歪Ｄとを乗算してバースト
出力信号Ｙ_B （ｊ）を算出する。

【００４７】ステップＳ２６においてバースト出力信号
Ｙ_B （ｊ）をＤ／Ａコンバータ３３２から出力する。そ
してステップＳ２７においてインデックスｊが所定値Ｍ
以上であるかを判定し、否定判定されたときはステップ
Ｓ２７においてインデックスｊをインクリメントしてス
テップＳ２２に戻る。

【００４８】ステップＳ２７において肯定判定されたと
きはこの処理を終了する。図１７はステップＳ２４で実
行される前置歪算出処理のフローチャートであって、ス
テップＳ２４１においてインデックスｋを初期値 "０"
に設定する。ステップＳ２４２においてインデックスｋ
が "０" であるかを判定し、肯定判定されればステップ
Ｓ２４３において振幅２乗値の偏差Δの初期値Δ（０）
を次式に基づいて算出してステップ２４６に進む。

【００４９】Δ（０）＝｜Ｅ（０）−Ｆ（ｊ）｜ ステップＳ２４２において否定判定されればステップＳ
２４５に進み、振幅２乗値の偏差Δ（ｋ）を次式により
算出する。 Δ（ｋ）＝｜Ｅ（ｋ）−Ｆ（ｊ）｜ ステップＳ２４６において振幅２乗値の偏差Δ（ｋ）が
負であるか、即ちバースト信号Ｘ_B （ｊ）のレベルがＮ
個の歪測定信号の第ｋ番目のレベル近づいているかを判
定する。

【００５０】ステップＳ２４６において肯定判定された
ときはステップＳ２４７においてインデックスｋをイン
クリメントしてステップＳ２４２に戻る。ステップＳ２
４６において否定判定されたときはステップＳ２４８に
進み、次式に基づいてＰを算出する。 Ｐ＝〔Ｆ（ｊ）−Ｅ（ｋ−１）〕／〔Ｅ（ｋ）−Ｅ（ｋ
−１）〕 ステップＳ２４９において次式により前置歪Ｄを算出し
てこの処理を終了する。

【００５１】 Ｄ＝（１−Ｐ）・Ｅ（ｋ−１）＋Ｐ・Ｅ（ｋ） 即ちＤＳＰを適用することにより送信装置を小型化、低
価格化することが可能となる。

【００５２】

【発明の効果】請求項１にかかる送信装置によれば、送
信信号に対しその振幅に最も近い振幅を有する歪測定信
号に対応して算出される歪補償を施すことにより歪を高
精度に補償することが可能となる。請求項２にかかる送
信装置によれば、トレーニング期間において歪測定信号
と復調信号との間の時間差を補正することにより歪みを
表す値の算出精度を向上することが可能となる。

【００５３】請求項３にかかる送信装置によれば、送信
信号の振幅に応じて歪補償値を補間することにより歪の
補償精度を向上することが可能となる。請求項４にかか
る送信装置によれば、送信信号および復調信号の振幅の
代わりに振幅の２乗値を使用することで送信装置の構成
を簡略化することが可能となる。

【００５４】請求項５にかかる送信装置によれば、増幅
器として非線形性の大きいものを使用することが可能と
なる。

【図面の簡単な説明】

【図１】請求項１にかかる送信装置の構成図である。

【図２】従来の送信装置の構成図である。

【図３】請求項１にかかる送信装置の実施例の構成図で
ある。

【図４】送信フォーマット図である。

【図５】歪メモリおよび振幅メモリの構成図である。

【図６】最小差アドレス検索部の詳細構成図である。

【図７】最小差アドレス検索部の動作説明図である。

【図８】歪補償方法の説明図である。

【図９】請求項２にかかる送信装置の実施例の構成図で
ある。

【図１０】請求項３にかかる送信装置の実施例の構成図
である。

【図１１】増幅器の特性図である。

【図１２】請求項５にかかる送信装置の効果を示すグラ
フである。

【図１３】ＤＳＰを適用した場合の構成図である。

【図１４】メインルーチンのフローチャートである。

【図１５】歪測定処理のフローチャートである。

【図１６】情報送出処理のフローチャートである。

【図１７】前置歪算出処理のフローチャートである。

【符号の説明】

１１…信号生成手段 １２…前置歪付与手段 １３…変調手段 １４…増幅手段 １５…復調手段 １６…歪算出手段 １７…第１振幅算出手段 １８…第２振幅算出手段 １９…前置歪算出手段

Claims (5)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 送信信号を生成する送信信号生成手段
   と、 前記送信信号生成手段で生成された送信信号に所定の前
   置歪を付与する前置歪付与手段と、 前記前置歪付与手段によって前置歪付与された送信信号
   を所定の搬送波で変調する変調手段と、 前記変調手段で変調された送信信号を電力増幅する増幅
   手段と、 前記増幅手段の出力を復調する復調手段と、 前記復調手段の出力と前記前置歪付与手段の出力に基づ
   いて前記増幅手段の出力に含まれる歪を表す値を算出す
   る歪算出手段と、 前記復調手段の出力の振幅を算出する第１振幅算出手段
   と、 前記送信信号生成手段で生成された送信信号の振幅を算
   出する第２振幅算出手段と、 前記第１振幅算出手段で算出された前記復調手段の出力
   の振幅と、前記第２振幅算出手段で算出された送信信号
   の振幅と、前記歪算出手段で算出された歪を表す値とに
   基づいて、前記前置歪付与手段において送信信号に付与
   される所定の前置歪を算出する前置歪算出手段と、を具
   備する送信装置。
2. 【請求項２】 前記歪算出手段が、 前記歪算出手段に入力される前記復調手段の出力に対し
   て前記前置歪付与手段の出力を基準とする遅れ時間を補
   正する遅れ時間補正手段を含む請求項１に記載の送信装
   置。
3. 【請求項３】 前記前置歪算出手段が、 前記第１振幅算出手段で算出された前記復調手段の出力
   の振幅に対応する歪を表す値を、前記第２振幅算出手段
   で算出された送信信号の振幅に基づいて補間することに
   より所定の前置歪を算出するものである請求項１あるい
   は２に記載の送信装置。
4. 【請求項４】 前記第１振幅算出手段および前記第２振
   幅算出手段のそれぞれが、振幅値の２乗値を算出するも
   のであり、 前記前置歪算出手段が、前記第１振幅算出手段で算出さ
   れた前記復調手段の出力の振幅の２乗値と、前記第２振
   幅算出手段で算出された送信信号の振幅の２乗値と、前
   記歪算出手段で算出された歪を表す値とに基づいて、前
   記前置歪付与手段において送信信号に付与される所定の
   前置歪を算出するものである請求項１から請求項３に記
   載のいずれか１項の送信装置。
5. 【請求項５】 前記前置歪付与手段が、 歪測定期間において前記送信信号生成手段から出力され
   る歪測定信号に対しても予め定められた所定前置歪を付
   与するものである請求項１から請求項４に記載のいずれ
   か１項の送信装置。