JPH097304A - ディジタル信号再生装置 - Google Patents
ディジタル信号再生装置Info
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- JPH097304A JPH097304A JP7148909A JP14890995A JPH097304A JP H097304 A JPH097304 A JP H097304A JP 7148909 A JP7148909 A JP 7148909A JP 14890995 A JP14890995 A JP 14890995A JP H097304 A JPH097304 A JP H097304A
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- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 description 14
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 14
- 230000007704 transition Effects 0.000 description 8
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- 230000007274 generation of a signal involved in cell-cell signaling Effects 0.000 description 3
- 239000000284 extract Substances 0.000 description 2
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- 238000003672 processing method Methods 0.000 description 1
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-
- G—PHYSICS
- G11—INFORMATION STORAGE
- G11B—INFORMATION STORAGE BASED ON RELATIVE MOVEMENT BETWEEN RECORD CARRIER AND TRANSDUCER
- G11B20/00—Signal processing not specific to the method of recording or reproducing; Circuits therefor
- G11B20/10—Digital recording or reproducing
- G11B20/14—Digital recording or reproducing using self-clocking codes
- G11B20/1403—Digital recording or reproducing using self-clocking codes characterised by the use of two levels
-
- G—PHYSICS
- G11—INFORMATION STORAGE
- G11B—INFORMATION STORAGE BASED ON RELATIVE MOVEMENT BETWEEN RECORD CARRIER AND TRANSDUCER
- G11B20/00—Signal processing not specific to the method of recording or reproducing; Circuits therefor
- G11B20/10—Digital recording or reproducing
- G11B20/10527—Audio or video recording; Data buffering arrangements
-
- G—PHYSICS
- G11—INFORMATION STORAGE
- G11B—INFORMATION STORAGE BASED ON RELATIVE MOVEMENT BETWEEN RECORD CARRIER AND TRANSDUCER
- G11B7/00—Recording or reproducing by optical means, e.g. recording using a thermal beam of optical radiation by modifying optical properties or the physical structure, reproducing using an optical beam at lower power by sensing optical properties; Record carriers therefor
- G11B7/004—Recording, reproducing or erasing methods; Read, write or erase circuits therefor
- G11B7/005—Reproducing
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Multimedia (AREA)
- Signal Processing For Digital Recording And Reproducing (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 読取信号の位相に精度良く同期したサンプリ
ングクロックにてディジタル信号の再生が可能なディジ
タル信号再生装置を提供することを目的とする。 【構成】 読取信号をサンプリングして得られたサンプ
ル値系列中からゼロレベル近傍のサンプル値を抽出し、
かかるサンプル値系列のサンプル値レベルが上昇傾向に
ある場合には上記抽出サンプル値及びこの抽出サンプル
値の極性を反転させた反転抽出サンプル値の内の一方に
基づいて位相補正したサンプリングクロックを発生し、
かかるサンプル値系列のサンプル値レベルが下降傾向に
ある場合には上記抽出サンプル値及び上記反転抽出サン
プル値の内の他方に基づいて位相補正したサンプリング
クロックを発生する。
ングクロックにてディジタル信号の再生が可能なディジ
タル信号再生装置を提供することを目的とする。 【構成】 読取信号をサンプリングして得られたサンプ
ル値系列中からゼロレベル近傍のサンプル値を抽出し、
かかるサンプル値系列のサンプル値レベルが上昇傾向に
ある場合には上記抽出サンプル値及びこの抽出サンプル
値の極性を反転させた反転抽出サンプル値の内の一方に
基づいて位相補正したサンプリングクロックを発生し、
かかるサンプル値系列のサンプル値レベルが下降傾向に
ある場合には上記抽出サンプル値及び上記反転抽出サン
プル値の内の他方に基づいて位相補正したサンプリング
クロックを発生する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、記録媒体に記録されて
いるディジタル信号の再生装置に関する。
いるディジタル信号の再生装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】記録情報の大容量化にともない、記録情
報の高密度記録化が行われている。しかしながら、上述
の如く高密度記録された記録媒体から記録情報の再生を
行うと、得られた再生信号は波形干渉を大きく受けたも
のとなり、この再生信号の復号の際に誤り率が高くな
る。
報の高密度記録化が行われている。しかしながら、上述
の如く高密度記録された記録媒体から記録情報の再生を
行うと、得られた再生信号は波形干渉を大きく受けたも
のとなり、この再生信号の復号の際に誤り率が高くな
る。
【０００３】そこで、上述の如き波形干渉を受けた再生
信号に対してビタビ復号を行い、復号の際の誤り率を低
減させることが提案されている。図１は、かかるビタビ
復号器を備えたディジタル信号再生装置２０の構成を示
す図である。図１において、情報読取装置１は、ディジ
タル情報信号が高密度記録されている記録ディスク２を
回転駆動せしめる回転駆動部３と、かかる記録ディスク
２に記録されている記録情報を読み取って得られた読取
信号をディジタル信号再生装置２０に供給するピックア
ップ４とからなる。
信号に対してビタビ復号を行い、復号の際の誤り率を低
減させることが提案されている。図１は、かかるビタビ
復号器を備えたディジタル信号再生装置２０の構成を示
す図である。図１において、情報読取装置１は、ディジ
タル情報信号が高密度記録されている記録ディスク２を
回転駆動せしめる回転駆動部３と、かかる記録ディスク
２に記録されている記録情報を読み取って得られた読取
信号をディジタル信号再生装置２０に供給するピックア
ップ４とからなる。
【０００４】イコライザ２１は、かかる情報読取装置１
から供給された読取信号をクロック信号に適した等化特
性にて増幅するとともにノイズの除去を行って得られた
信号をパルス化回路２３に供給する。パルス化回路２３
は、供給された信号の信号レベルと、所定基準電圧との
比較結果に基づいて、この供給された信号をパルス化し
て、この際得られたパルス信号をクロック発生回路２４
に供給する。クロック発生回路２４は、供給されたパル
ス信号に位相同期したクロック信号を発生して、これを
サンプリングクロック信号としてＡ／Ｄ変換器２５に供
給する。イコライザ２２は、上記読取信号をデータ判別
に適した等化特性にて増幅するとともにノイズの除去を
行い、得られた信号をＡ／Ｄ変換器２５に供給する。Ａ
／Ｄ変換器２５は、供給されたサンプリングクロック信
号のタイミングにて、イコライザ２２から供給された信
号をサンプリングして得られたサンプル値をビタビ復号
器２６に供給する。ビタビ復号器２６は、供給されたサ
ンプル値を系列として観測し、入力サンプル値系列に対
して最も存在確率の高い２値の復号データ系列を再生デ
ィジタル信号として出力する。
から供給された読取信号をクロック信号に適した等化特
性にて増幅するとともにノイズの除去を行って得られた
信号をパルス化回路２３に供給する。パルス化回路２３
は、供給された信号の信号レベルと、所定基準電圧との
比較結果に基づいて、この供給された信号をパルス化し
て、この際得られたパルス信号をクロック発生回路２４
に供給する。クロック発生回路２４は、供給されたパル
ス信号に位相同期したクロック信号を発生して、これを
サンプリングクロック信号としてＡ／Ｄ変換器２５に供
給する。イコライザ２２は、上記読取信号をデータ判別
に適した等化特性にて増幅するとともにノイズの除去を
行い、得られた信号をＡ／Ｄ変換器２５に供給する。Ａ
／Ｄ変換器２５は、供給されたサンプリングクロック信
号のタイミングにて、イコライザ２２から供給された信
号をサンプリングして得られたサンプル値をビタビ復号
器２６に供給する。ビタビ復号器２６は、供給されたサ
ンプル値を系列として観測し、入力サンプル値系列に対
して最も存在確率の高い２値の復号データ系列を再生デ
ィジタル信号として出力する。
【０００５】以上の如く、かかるディジタル信号再生装
置においては、データ信号系及びクロック信号生成系に
夫々専用の波形等化用のイコライザ２１及び２２が必要
となる。又、イコライザ２１、パルス化回路２３及びク
ロック発生回路２４からなるクロック信号生成系の遅延
と、データ信号系であるイコライザ２２との遅延は必ず
しも同一とはならない。よって、精度良く読取信号の位
相に同期したサンプリングクロック信号を得るために
は、データ信号系及びクロック信号生成系の遅延を同一
遅延とする遅延調整回路が必要となる。
置においては、データ信号系及びクロック信号生成系に
夫々専用の波形等化用のイコライザ２１及び２２が必要
となる。又、イコライザ２１、パルス化回路２３及びク
ロック発生回路２４からなるクロック信号生成系の遅延
と、データ信号系であるイコライザ２２との遅延は必ず
しも同一とはならない。よって、精度良く読取信号の位
相に同期したサンプリングクロック信号を得るために
は、データ信号系及びクロック信号生成系の遅延を同一
遅延とする遅延調整回路が必要となる。
【０００６】しかしながら、温度変化等の要因により各
回路の遅延が変化した場合は、上述の如き遅延調整回路
では遅延調整の対応が出来ないため、読取信号の位相に
同期したサンプリングクロック信号を得ることが出来な
くなるという問題があった。
回路の遅延が変化した場合は、上述の如き遅延調整回路
では遅延調整の対応が出来ないため、読取信号の位相に
同期したサンプリングクロック信号を得ることが出来な
くなるという問題があった。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】本発明は、かかる問題
を解決すべくなされたものであり、読取信号の位相に精
度良く同期したサンプリングクロックにてディジタル信
号の再生が可能なディジタル信号再生装置を提供するこ
とを目的とする。
を解決すべくなされたものであり、読取信号の位相に精
度良く同期したサンプリングクロックにてディジタル信
号の再生が可能なディジタル信号再生装置を提供するこ
とを目的とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】本発明によるディジタル
信号再生装置は、ディジタル信号が記録されている記録
媒体から読取られた読取信号からディジタル信号を再生
するディジタル信号再生装置であって、前記読取信号を
サンプリングクロックにて順次サンプリングしてサンプ
ル値系列を得るＡ／Ｄ変換器と、前記サンプル値系列か
ら前記ディジタル信号の復号を行いこれを再生ディジタ
ル信号として出力する復号手段と、前記サンプル値系列
中の各サンプル値の中からゼロレベル近傍のサンプル値
を抽出してこれを抽出サンプル値として得るサンプル抽
出手段と、前記サンプル値系列のサンプル値レベルが上
昇傾向にある場合には、前記抽出サンプル値及び前記抽
出サンプル値の極性を反転させた反転抽出サンプル値の
内の一方を位相誤差信号とし、前記サンプル値系列のサ
ンプル値レベルが下降傾向にある場合には前記抽出サン
プル値及び前記反転抽出サンプル値の内の他方を前記位
相誤差信号とする極性切換手段と、前記位相誤差信号に
基づいて位相補正したクロック信号を前記サンプリング
クロックとして発生するクロック発生手段とを有する。
信号再生装置は、ディジタル信号が記録されている記録
媒体から読取られた読取信号からディジタル信号を再生
するディジタル信号再生装置であって、前記読取信号を
サンプリングクロックにて順次サンプリングしてサンプ
ル値系列を得るＡ／Ｄ変換器と、前記サンプル値系列か
ら前記ディジタル信号の復号を行いこれを再生ディジタ
ル信号として出力する復号手段と、前記サンプル値系列
中の各サンプル値の中からゼロレベル近傍のサンプル値
を抽出してこれを抽出サンプル値として得るサンプル抽
出手段と、前記サンプル値系列のサンプル値レベルが上
昇傾向にある場合には、前記抽出サンプル値及び前記抽
出サンプル値の極性を反転させた反転抽出サンプル値の
内の一方を位相誤差信号とし、前記サンプル値系列のサ
ンプル値レベルが下降傾向にある場合には前記抽出サン
プル値及び前記反転抽出サンプル値の内の他方を前記位
相誤差信号とする極性切換手段と、前記位相誤差信号に
基づいて位相補正したクロック信号を前記サンプリング
クロックとして発生するクロック発生手段とを有する。
【０００９】
【作用】読取信号をサンプリングして得られたサンプル
値系列中からゼロレベル近傍のサンプル値を抽出して、
かかるサンプル値系列のサンプル値レベルが上昇傾向に
ある場合には、上記抽出サンプル値及びこの抽出サンプ
ル値の極性を反転させた反転抽出サンプル値の内の一方
に基づいて位相補正したサンプリングクロックを発生
し、かかるサンプル値系列のサンプル値レベルが下降傾
向にある場合には上記抽出サンプル値及び上記反転抽出
サンプル値の内の他方に基づいて位相補正したサンプリ
ングクロックを発生する。
値系列中からゼロレベル近傍のサンプル値を抽出して、
かかるサンプル値系列のサンプル値レベルが上昇傾向に
ある場合には、上記抽出サンプル値及びこの抽出サンプ
ル値の極性を反転させた反転抽出サンプル値の内の一方
に基づいて位相補正したサンプリングクロックを発生
し、かかるサンプル値系列のサンプル値レベルが下降傾
向にある場合には上記抽出サンプル値及び上記反転抽出
サンプル値の内の他方に基づいて位相補正したサンプリ
ングクロックを発生する。
【００１０】
【実施例】以下、本発明の実施例について説明する。図
２は、本発明によるディジタル信号再生装置２０’の構
成を示す図である。かかる図２において、情報読取装置
１は、ディジタル情報信号が高密度記録されている記録
ディスク２を回転駆動せしめる回転駆動部３と、かかる
記録ディスク２に記録されている記録情報を読み取って
得られた読取信号（ｐ）をディジタル信号再生装置２
０’に供給するピックアップ４とからなる。
２は、本発明によるディジタル信号再生装置２０’の構
成を示す図である。かかる図２において、情報読取装置
１は、ディジタル情報信号が高密度記録されている記録
ディスク２を回転駆動せしめる回転駆動部３と、かかる
記録ディスク２に記録されている記録情報を読み取って
得られた読取信号（ｐ）をディジタル信号再生装置２
０’に供給するピックアップ４とからなる。
【００１１】かかる情報読取装置１から供給された読取
信号（ｐ）は、ディジタル信号再生装置２０’のＡ／Ｄ
変換器２５に供給される。Ａ／Ｄ変換器２５は、この読
取信号（ｐ）を、クロック発生回路２９から供給される
サンプリングクロック（ｖ）のタイミングにてサンプリ
ングして、この際得られたサンプル値（ｑ）をビタビ復
号器２６、及びサンプル値抽出回路２７の各々に供給す
る。
信号（ｐ）は、ディジタル信号再生装置２０’のＡ／Ｄ
変換器２５に供給される。Ａ／Ｄ変換器２５は、この読
取信号（ｐ）を、クロック発生回路２９から供給される
サンプリングクロック（ｖ）のタイミングにてサンプリ
ングして、この際得られたサンプル値（ｑ）をビタビ復
号器２６、及びサンプル値抽出回路２７の各々に供給す
る。
【００１２】ビタビ復号器２６は、上記のサンプリング
クロック（ｖ）のタイミング毎にサンプル値（ｑ）を順
次取り込み、この取り込んだサンプル値（ｑ）を系列と
して観測する。ここで、ビタビ復号器２６は、かかる入
力サンプル値系列に対して最も存在確率の高い復号デー
タ系列を再生ディジタル信号として出力する。サンプル
値抽出回路２７は、上記サンプリングクロック（ｖ）の
タイミング毎にＡ／Ｄ変換器２５から供給されてくるサ
ンプル値（ｑ）が正の値から負の値、または負の値から
正の値へと推移するゼロクロス区間中において、そのサ
ンプル値（ｑ）の値が最も０レベルに近いサンプル値を
抽出し、これを抽出サンプル値（ｒ）として極性切換回
路２８に供給する。
クロック（ｖ）のタイミング毎にサンプル値（ｑ）を順
次取り込み、この取り込んだサンプル値（ｑ）を系列と
して観測する。ここで、ビタビ復号器２６は、かかる入
力サンプル値系列に対して最も存在確率の高い復号デー
タ系列を再生ディジタル信号として出力する。サンプル
値抽出回路２７は、上記サンプリングクロック（ｖ）の
タイミング毎にＡ／Ｄ変換器２５から供給されてくるサ
ンプル値（ｑ）が正の値から負の値、または負の値から
正の値へと推移するゼロクロス区間中において、そのサ
ンプル値（ｑ）の値が最も０レベルに近いサンプル値を
抽出し、これを抽出サンプル値（ｒ）として極性切換回
路２８に供給する。
【００１３】更に、かかるサンプル値抽出回路２７は、
この抽出サンプル値（ｒ）を、サンプル値（ｑ）の推移
変化の上昇傾向中に得たものであるのか、または、下降
傾向中に得たものであるのかを示す傾斜信号（ｓ）を生
成してこれを極性切換回路２８に供給する。図３は、か
かるサンプル値抽出回路２７の内部構成の一例を示す図
である。
この抽出サンプル値（ｒ）を、サンプル値（ｑ）の推移
変化の上昇傾向中に得たものであるのか、または、下降
傾向中に得たものであるのかを示す傾斜信号（ｓ）を生
成してこれを極性切換回路２８に供給する。図３は、か
かるサンプル値抽出回路２７の内部構成の一例を示す図
である。
【００１４】図３において、絶対値回路３１は、供給さ
れてくるサンプル値（ｑ）の絶対値を求めてこれをサン
プル絶対値としてＤフリップフロップ３２及び比較器３
３の各々に供給する。かかるＤフリップフロップ３２に
は、図示していないが、サンプリングクロック（ｖ）が
そのクロック端に供給されており、上記絶対値回路３１
から供給されてくるサンプル絶対値を１サンプリングク
ロック分だけ遅延させて比較器３３に供給する。
れてくるサンプル値（ｑ）の絶対値を求めてこれをサン
プル絶対値としてＤフリップフロップ３２及び比較器３
３の各々に供給する。かかるＤフリップフロップ３２に
は、図示していないが、サンプリングクロック（ｖ）が
そのクロック端に供給されており、上記絶対値回路３１
から供給されてくるサンプル絶対値を１サンプリングク
ロック分だけ遅延させて比較器３３に供給する。
【００１５】比較器３３は、かかる絶対値回路３１から
供給されてくるサンプル絶対値と、１サンプリングクロ
ック分だけ遅延されて供給されてくるサンプル絶対値と
の大小比較を行い、この大小比較結果を示す比較結果信
号を選択回路３４に供給する。例えば、比較器３３は、
絶対値回路３１から供給されてくるサンプル絶対値が、
１サンプリングクロック分だけ遅延されて供給されてく
るサンプル絶対値よりも大であると判定した場合には論
理値「０」の比較結果信号を選択回路３４に供給する一
方、絶対値回路３１から供給されてくるサンプル絶対値
が、１サンプリングクロック分だけ遅延されて供給され
てくるサンプル絶対値よりも小であると判定した場合に
は論理値「１」の比較結果信号を選択回路３４に供給す
る。Ｄフリップフロップ３５は、図示していないが、サ
ンプリングクロック（ｖ）がそのクロック端に供給され
ており、上記Ａ／Ｄ変換器２５から供給されてくるサン
プル値（ｑ）を１サンプリングクロック分だけ遅延した
遅延サンプル値を選択回路３４に供給する。
供給されてくるサンプル絶対値と、１サンプリングクロ
ック分だけ遅延されて供給されてくるサンプル絶対値と
の大小比較を行い、この大小比較結果を示す比較結果信
号を選択回路３４に供給する。例えば、比較器３３は、
絶対値回路３１から供給されてくるサンプル絶対値が、
１サンプリングクロック分だけ遅延されて供給されてく
るサンプル絶対値よりも大であると判定した場合には論
理値「０」の比較結果信号を選択回路３４に供給する一
方、絶対値回路３１から供給されてくるサンプル絶対値
が、１サンプリングクロック分だけ遅延されて供給され
てくるサンプル絶対値よりも小であると判定した場合に
は論理値「１」の比較結果信号を選択回路３４に供給す
る。Ｄフリップフロップ３５は、図示していないが、サ
ンプリングクロック（ｖ）がそのクロック端に供給され
ており、上記Ａ／Ｄ変換器２５から供給されてくるサン
プル値（ｑ）を１サンプリングクロック分だけ遅延した
遅延サンプル値を選択回路３４に供給する。
【００１６】選択回路３４は、上記比較器３３から論理
値「０」の比較結果信号が供給された場合には、上記Ｄ
フリップフロップ３５により１サンプリングクロック分
だけ遅延された遅延サンプル値をＤフリップフロップ３
６に供給する一方、上記比較器３３から論理値「１」の
比較結果信号が供給された場合には、上記Ａ／Ｄ変換器
２５から供給されてくるサンプル値（ｑ）をそのままＤ
フリップフロップ３６に供給する。
値「０」の比較結果信号が供給された場合には、上記Ｄ
フリップフロップ３５により１サンプリングクロック分
だけ遅延された遅延サンプル値をＤフリップフロップ３
６に供給する一方、上記比較器３３から論理値「１」の
比較結果信号が供給された場合には、上記Ａ／Ｄ変換器
２５から供給されてくるサンプル値（ｑ）をそのままＤ
フリップフロップ３６に供給する。
【００１７】すなわち、上記比較器３３及び選択回路３
４は、上記Ａ／Ｄ変換器２５から順次供給されてくるサ
ンプル値系列中から、互いに隣接（サンプリングタイミ
ングにおいて）する２つのサンプル値（ｑ）同士の大小
比較を行い、その絶対値の小なる方を選択してＤフリッ
プフロップ３６に供給するのである。排他的論理和回路
３７は、サンプル値（ｑ）のＭＳＢ（最上位ビット）の
論理値と、上記Ｄフリップフロップ３５にて１サンプリ
ングクロック分だけ遅延された遅延サンプル値のＭＳＢ
の論理値とが不一致である場合には、論理値「１」のイ
ネーブル信号をＤフリップフロップ３６及び３８の各々
に供給する一方、両者が同一論理値である場合には、論
理値「０」のイネーブル信号をＤフリップフロップ３６
及び３８の各々に供給する。この際、サンプル値（ｑ）
がオフセットバイナリにて２進数表現されているものと
すると、サンプル値（ｑ）のＭＳＢが論理値「０」であ
る場合には、かかるサンプル値（ｑ）は負の値であり、
一方、かかるＭＳＢが論理値「１」である場合には、こ
のサンプル値（ｑ）は正の値である。つまり、サンプル
値（ｑ）のＭＳＢの論理値と、Ｄフリップフロップ３５
にて１サンプリングクロック分だけ遅延された遅延サン
プル値のＭＳＢの論理値とが不一致であるということ
は、サンプル値（ｑ）が正の値から負の値、または負の
値から正の値へと推移している状態、いわゆるゼロクロ
ス状態にあることを示しているのである。すなわち、排
他的論理和回路３７は、かかるゼロクロス状態を検出し
た場合に、論理値「１」のイネーブル信号をＤフリップ
フロップ３６及び３８の各々に供給するというゼロクロ
ス検出手段として動作するのである。
４は、上記Ａ／Ｄ変換器２５から順次供給されてくるサ
ンプル値系列中から、互いに隣接（サンプリングタイミ
ングにおいて）する２つのサンプル値（ｑ）同士の大小
比較を行い、その絶対値の小なる方を選択してＤフリッ
プフロップ３６に供給するのである。排他的論理和回路
３７は、サンプル値（ｑ）のＭＳＢ（最上位ビット）の
論理値と、上記Ｄフリップフロップ３５にて１サンプリ
ングクロック分だけ遅延された遅延サンプル値のＭＳＢ
の論理値とが不一致である場合には、論理値「１」のイ
ネーブル信号をＤフリップフロップ３６及び３８の各々
に供給する一方、両者が同一論理値である場合には、論
理値「０」のイネーブル信号をＤフリップフロップ３６
及び３８の各々に供給する。この際、サンプル値（ｑ）
がオフセットバイナリにて２進数表現されているものと
すると、サンプル値（ｑ）のＭＳＢが論理値「０」であ
る場合には、かかるサンプル値（ｑ）は負の値であり、
一方、かかるＭＳＢが論理値「１」である場合には、こ
のサンプル値（ｑ）は正の値である。つまり、サンプル
値（ｑ）のＭＳＢの論理値と、Ｄフリップフロップ３５
にて１サンプリングクロック分だけ遅延された遅延サン
プル値のＭＳＢの論理値とが不一致であるということ
は、サンプル値（ｑ）が正の値から負の値、または負の
値から正の値へと推移している状態、いわゆるゼロクロ
ス状態にあることを示しているのである。すなわち、排
他的論理和回路３７は、かかるゼロクロス状態を検出し
た場合に、論理値「１」のイネーブル信号をＤフリップ
フロップ３６及び３８の各々に供給するというゼロクロ
ス検出手段として動作するのである。
【００１８】かかるＤフリップフロップ３６は、上記排
他的論理和回路３７から論理値「１」のイネーブル信号
が供給された時にのみ、上記選択回路３４から供給され
たサンプル値を取り込んでこれを抽出サンプル値（ｒ）
として出力する。一方、Ｄフリップフロップ３８は、上
記排他的論理和回路３７から論理値「１」のイネーブル
信号が供給された時にのみ、上記Ｄフリップフロップ３
５から供給された遅延サンプル値のＭＳＢを取り込んで
これを傾斜信号（ｓ）として出力する。この際、サンプ
ル値（ｑ）が正の値から負の値へと推移している場合、
すなわち、サンプル値（ｑ）の推移変化が下降傾向にあ
る場合には、かかる傾斜信号（ｓ）の信号論理値は
「１」となる一方、サンプル値（ｑ）が負の値から正の
値へと推移している場合、すなわち、サンプル値（ｑ）
の推移変化が上昇傾向にある場合には、かかる傾斜信号
（ｓ）の信号論理値は「０」となる。
他的論理和回路３７から論理値「１」のイネーブル信号
が供給された時にのみ、上記選択回路３４から供給され
たサンプル値を取り込んでこれを抽出サンプル値（ｒ）
として出力する。一方、Ｄフリップフロップ３８は、上
記排他的論理和回路３７から論理値「１」のイネーブル
信号が供給された時にのみ、上記Ｄフリップフロップ３
５から供給された遅延サンプル値のＭＳＢを取り込んで
これを傾斜信号（ｓ）として出力する。この際、サンプ
ル値（ｑ）が正の値から負の値へと推移している場合、
すなわち、サンプル値（ｑ）の推移変化が下降傾向にあ
る場合には、かかる傾斜信号（ｓ）の信号論理値は
「１」となる一方、サンプル値（ｑ）が負の値から正の
値へと推移している場合、すなわち、サンプル値（ｑ）
の推移変化が上昇傾向にある場合には、かかる傾斜信号
（ｓ）の信号論理値は「０」となる。
【００１９】次に、図２における極性切換回路２８は、
かかる傾斜信号（ｓ）の信号論理値が「０」である場合
には、上記サンプル値抽出回路２７から供給された抽出
サンプル値（ｒ）をそのまま位相誤差信号（ｔ）として
クロック発生回路２９に供給する一方、かかる傾斜信号
（ｓ）の信号論理値が「１」である場合には、上記サン
プル値抽出回路２７から供給された抽出サンプル値
（ｒ）の極性を反転した反転抽出サンプル値を位相誤差
信号（ｔ）としてクロック発生回路２９に供給する。
かかる傾斜信号（ｓ）の信号論理値が「０」である場合
には、上記サンプル値抽出回路２７から供給された抽出
サンプル値（ｒ）をそのまま位相誤差信号（ｔ）として
クロック発生回路２９に供給する一方、かかる傾斜信号
（ｓ）の信号論理値が「１」である場合には、上記サン
プル値抽出回路２７から供給された抽出サンプル値
（ｒ）の極性を反転した反転抽出サンプル値を位相誤差
信号（ｔ）としてクロック発生回路２９に供給する。
【００２０】図４は、かかる極性切換回路２８の内部構
成の一例を示す図である。図４において、極性反転回路
４１は、上記サンプル値抽出回路２７から供給された抽
出サンプル値（ｒ）の極性を反転させて選択回路４２に
供給する。かかる極性反転回路４１は、例えば、抽出サ
ンプル値（ｒ）の全ビットの論理を反転させたものに
「１」を加算することにより、抽出サンプル値（ｒ）の
極性を反転させる。選択回路４２は、上記サンプル値抽
出回路２７から供給された傾斜信号（ｓ）の信号論理値
が「０」である場合には、上記サンプル値抽出回路２７
から供給された抽出サンプル値（ｒ）を選択してこれを
位相誤差信号（ｔ）として出力する一方、かかる傾斜信
号（ｓ）の信号論理値が「１」である場合には、上記極
性反転回路４１によって極性反転されたサンプル値を選
択してこれを位相誤差信号（ｔ）として出力する。
成の一例を示す図である。図４において、極性反転回路
４１は、上記サンプル値抽出回路２７から供給された抽
出サンプル値（ｒ）の極性を反転させて選択回路４２に
供給する。かかる極性反転回路４１は、例えば、抽出サ
ンプル値（ｒ）の全ビットの論理を反転させたものに
「１」を加算することにより、抽出サンプル値（ｒ）の
極性を反転させる。選択回路４２は、上記サンプル値抽
出回路２７から供給された傾斜信号（ｓ）の信号論理値
が「０」である場合には、上記サンプル値抽出回路２７
から供給された抽出サンプル値（ｒ）を選択してこれを
位相誤差信号（ｔ）として出力する一方、かかる傾斜信
号（ｓ）の信号論理値が「１」である場合には、上記極
性反転回路４１によって極性反転されたサンプル値を選
択してこれを位相誤差信号（ｔ）として出力する。
【００２１】すなわち、かかる極性切換回路２８は、サ
ンプル値（ｑ）の推移変化が上昇傾向にある場合には、
抽出サンプル値（ｒ）をそのまま位相誤差信号（ｔ）と
してクロック発生回路２９に供給する一方、サンプル値
（ｑ）の推移変化が下降傾向にある場合には、抽出サン
プル値（ｒ）の極性を反転した反転抽出サンプル値を位
相誤差信号（ｔ）としてクロック発生回路２９に供給す
るのである。
ンプル値（ｑ）の推移変化が上昇傾向にある場合には、
抽出サンプル値（ｒ）をそのまま位相誤差信号（ｔ）と
してクロック発生回路２９に供給する一方、サンプル値
（ｑ）の推移変化が下降傾向にある場合には、抽出サン
プル値（ｒ）の極性を反転した反転抽出サンプル値を位
相誤差信号（ｔ）としてクロック発生回路２９に供給す
るのである。
【００２２】クロック発生回路２９は、かかる位相誤差
信号（ｔ）に基づいて位相補正したサンプリングクロッ
ク（ｖ）を発生してこれを上記Ａ／Ｄ変換器２５、及び
ビタビ復号器２６の各々に供給する。図５は、かかるク
ロック発生回路２９の内部構成を示す図である。図５に
おいて、Ｄ／Ａ変換器５１は、かかる位相誤差信号
（ｔ）をアナログ電圧に変換してＬＰＦ（ローパスフィ
ルタ）５２に供給する。ＬＰＦ５２は、供給されたアナ
ログ電圧を平均化してＶＣＯ（電圧制御発振器）５３に
供給する。ＶＣＯ５３は、ＬＰＦ５２から供給された平
均アナログ電圧に応じた発振周波数を有するサンプリン
グクロック（ｖ）を出力する。
信号（ｔ）に基づいて位相補正したサンプリングクロッ
ク（ｖ）を発生してこれを上記Ａ／Ｄ変換器２５、及び
ビタビ復号器２６の各々に供給する。図５は、かかるク
ロック発生回路２９の内部構成を示す図である。図５に
おいて、Ｄ／Ａ変換器５１は、かかる位相誤差信号
（ｔ）をアナログ電圧に変換してＬＰＦ（ローパスフィ
ルタ）５２に供給する。ＬＰＦ５２は、供給されたアナ
ログ電圧を平均化してＶＣＯ（電圧制御発振器）５３に
供給する。ＶＣＯ５３は、ＬＰＦ５２から供給された平
均アナログ電圧に応じた発振周波数を有するサンプリン
グクロック（ｖ）を出力する。
【００２３】図６は、上述した如き図２〜図５にて示さ
れるディジタル信号再生装置２０’による動作の一例を
示す図である。かかる図６において、読取信号（ｐ）
は、サンプリングクロック（ｖ）のタイミング毎にＡ／
Ｄ変換されてサンプル値ｑ1〜ｑ12なる系列となる。先
ず、かかるサンプル値ｑ1〜ｑ12なる系列においては、
サンプル値ｑ2からｑ 3の推移においてそのサンプル値が
負の値から正の値へと変化している。この際、サンプル
値ｑ2の絶対値とサンプル値ｑ3の絶対値とではサンプル
値ｑ2の絶対値の方が小、すなわち、サンプル値ｑ2の方
が０レベルに近いので、サンプル値抽出回路２７は、こ
のサンプル値ｑ2を抽出サンプル値（ｒ）として出力す
る。更に、かかるサンプル値ｑ2からｑ3への推移が上昇
傾向にあるので、サンプル値抽出回路２７は、傾斜信号
（ｓ）の信号論理値を「０」にする。この際、極性切換
回路２８は、かかる傾斜信号（ｓ）の信号論理値が
「０」であるので、上記抽出サンプル値（ｒ）としての
サンプル値ｑ2をそのまま位相誤差信号（ｔ）として、
クロック発生回路２９に供給する。
れるディジタル信号再生装置２０’による動作の一例を
示す図である。かかる図６において、読取信号（ｐ）
は、サンプリングクロック（ｖ）のタイミング毎にＡ／
Ｄ変換されてサンプル値ｑ1〜ｑ12なる系列となる。先
ず、かかるサンプル値ｑ1〜ｑ12なる系列においては、
サンプル値ｑ2からｑ 3の推移においてそのサンプル値が
負の値から正の値へと変化している。この際、サンプル
値ｑ2の絶対値とサンプル値ｑ3の絶対値とではサンプル
値ｑ2の絶対値の方が小、すなわち、サンプル値ｑ2の方
が０レベルに近いので、サンプル値抽出回路２７は、こ
のサンプル値ｑ2を抽出サンプル値（ｒ）として出力す
る。更に、かかるサンプル値ｑ2からｑ3への推移が上昇
傾向にあるので、サンプル値抽出回路２７は、傾斜信号
（ｓ）の信号論理値を「０」にする。この際、極性切換
回路２８は、かかる傾斜信号（ｓ）の信号論理値が
「０」であるので、上記抽出サンプル値（ｒ）としての
サンプル値ｑ2をそのまま位相誤差信号（ｔ）として、
クロック発生回路２９に供給する。
【００２４】次に、サンプル値ｑ8からｑ9の推移におい
てそのサンプル値が正の値から負の値へと変化してい
る。この際、サンプル値ｑ8の絶対値とサンプル値ｑ9の
絶対値とではサンプル値ｑ8の絶対値の方が小、すなわ
ち、サンプル値ｑ8の方が０レベルに近いので、サンプ
ル値抽出回路２７は、このサンプル値ｑ8を抽出サンプ
ル値（ｒ）として出力する。更に、かかるサンプル値ｑ
8からｑ9への推移が下降傾向にあるので、サンプル値抽
出回路２７は、傾斜信号（ｓ）の信号論理値を「１」に
する。この際、極性切換回路２８は、かかる傾斜信号
（ｓ）の信号論理値が「１」であるので、上記抽出サン
プル値（ｒ）としてのサンプル値ｑ8の極性を反転した
ものを位相誤差信号（ｔ）として、クロック発生回路２
９に供給する。
てそのサンプル値が正の値から負の値へと変化してい
る。この際、サンプル値ｑ8の絶対値とサンプル値ｑ9の
絶対値とではサンプル値ｑ8の絶対値の方が小、すなわ
ち、サンプル値ｑ8の方が０レベルに近いので、サンプ
ル値抽出回路２７は、このサンプル値ｑ8を抽出サンプ
ル値（ｒ）として出力する。更に、かかるサンプル値ｑ
8からｑ9への推移が下降傾向にあるので、サンプル値抽
出回路２７は、傾斜信号（ｓ）の信号論理値を「１」に
する。この際、極性切換回路２８は、かかる傾斜信号
（ｓ）の信号論理値が「１」であるので、上記抽出サン
プル値（ｒ）としてのサンプル値ｑ8の極性を反転した
ものを位相誤差信号（ｔ）として、クロック発生回路２
９に供給する。
【００２５】この際、クロック発生回路２９は、上記サ
ンプル値ｑ2及びサンプル値（−ｑ8）に基づいて位相補
正したサンプリングクロック（ｖ）を発生するのであ
る。次に、かかる位相誤差信号（ｔ）によるサンプリン
グクロック（ｖ）の位相補正動作を図７を参照しつつ説
明する。この際、図７（ａ）〜（ｃ）において、上記図
６にて示されるが如き上昇傾向を示す３つの連続したサ
ンプル値ｑ1〜ｑ3に応じて為される位相補正動作を示
す。又、図７（ｄ）〜（ｆ）においては、上記図６に示
されるが如き下降傾向を示す３つの連続したサンプル値
ｑ7〜ｑ9に応じて為される位相補正動作を示すものであ
る。尚、かかる図７中の破線は、正常位相時においてク
ロック発生回路２９が発生するサンプリングクロック
（ｖ）のタイミング位置を示すものである。又、図中の
一点鎖線はサンプル値のゼロレベルを示すものである。
ンプル値ｑ2及びサンプル値（−ｑ8）に基づいて位相補
正したサンプリングクロック（ｖ）を発生するのであ
る。次に、かかる位相誤差信号（ｔ）によるサンプリン
グクロック（ｖ）の位相補正動作を図７を参照しつつ説
明する。この際、図７（ａ）〜（ｃ）において、上記図
６にて示されるが如き上昇傾向を示す３つの連続したサ
ンプル値ｑ1〜ｑ3に応じて為される位相補正動作を示
す。又、図７（ｄ）〜（ｆ）においては、上記図６に示
されるが如き下降傾向を示す３つの連続したサンプル値
ｑ7〜ｑ9に応じて為される位相補正動作を示すものであ
る。尚、かかる図７中の破線は、正常位相時においてク
ロック発生回路２９が発生するサンプリングクロック
（ｖ）のタイミング位置を示すものである。又、図中の
一点鎖線はサンプル値のゼロレベルを示すものである。
【００２６】先ず、図７（ａ）においては、サンプル値
ｑ1〜ｑ3各々が正常なタイミングでサンプリングされて
いる場合を示すものである。この際、サンプル値ｑ
2は、かかるゼロレベルと等しくなる。よって、クロッ
ク発生回路２９には、位相誤差信号（ｔ）としてこのゼ
ロレベルが供給されることになる。従って、この際、ク
ロック発生回路２９は現状の位相にてサンプリングクロ
ック（ｖ）の発生を行う。
ｑ1〜ｑ3各々が正常なタイミングでサンプリングされて
いる場合を示すものである。この際、サンプル値ｑ
2は、かかるゼロレベルと等しくなる。よって、クロッ
ク発生回路２９には、位相誤差信号（ｔ）としてこのゼ
ロレベルが供給されることになる。従って、この際、ク
ロック発生回路２９は現状の位相にてサンプリングクロ
ック（ｖ）の発生を行う。
【００２７】次に、図７（ｂ）においては、サンプル値
ｑ1〜ｑ3各々が正常な位置よりも早いタイミングでサン
プリングされている場合を示すものである。この際、サ
ンプル値ｑ2は、上記ゼロレベルよりも小なる負の値と
なる。よって、クロック発生回路２９には、位相誤差信
号（ｔ）としてこのゼロレベルよりもサンプル値ｑ2の
分だけ少ない負の値が供給されることになる。従って、
この際、クロック発生回路２９は、サンプル値ｑ2に対
応した分だけ位相を遅らせたサンプリングクロック
（ｖ）の発生を行ってクロックの位相進みを補正するの
である。
ｑ1〜ｑ3各々が正常な位置よりも早いタイミングでサン
プリングされている場合を示すものである。この際、サ
ンプル値ｑ2は、上記ゼロレベルよりも小なる負の値と
なる。よって、クロック発生回路２９には、位相誤差信
号（ｔ）としてこのゼロレベルよりもサンプル値ｑ2の
分だけ少ない負の値が供給されることになる。従って、
この際、クロック発生回路２９は、サンプル値ｑ2に対
応した分だけ位相を遅らせたサンプリングクロック
（ｖ）の発生を行ってクロックの位相進みを補正するの
である。
【００２８】次に、図７（ｃ）においては、サンプル値
ｑ1〜ｑ3各々が正常な位置よりも遅いタイミングでサン
プリングされている場合を示すものである。この際、サ
ンプル値ｑ2は、上記ゼロレベルよりも大なる正の値と
なる。よって、クロック発生回路２９には、位相誤差信
号（ｔ）としてこのゼロレベルよりもサンプル値ｑ2の
分だけ大なる正の値が供給されることになる。従って、
この際、クロック発生回路２９は、サンプル値ｑ2に対
応した分だけ位相を進ませたサンプリングクロック
（ｖ）の発生を行ってクロックの位相遅れを補正するの
である。
ｑ1〜ｑ3各々が正常な位置よりも遅いタイミングでサン
プリングされている場合を示すものである。この際、サ
ンプル値ｑ2は、上記ゼロレベルよりも大なる正の値と
なる。よって、クロック発生回路２９には、位相誤差信
号（ｔ）としてこのゼロレベルよりもサンプル値ｑ2の
分だけ大なる正の値が供給されることになる。従って、
この際、クロック発生回路２９は、サンプル値ｑ2に対
応した分だけ位相を進ませたサンプリングクロック
（ｖ）の発生を行ってクロックの位相遅れを補正するの
である。
【００２９】次に、図７（ｄ）においては、サンプル値
ｑ7〜ｑ9各々が正常なタイミングでサンプリングされて
いる場合を示すものである。この際、サンプル値ｑ
8は、一点鎖線で示されるゼロレベルと等しくなる。こ
こで、サンプル値ｑ7〜ｑ9なる系列のレベル変化は下降
傾向である。よって、クロック発生回路２９には、位相
誤差信号（ｔ）として、このゼロレベルの極性反転値、
すなわち同じくゼロレベルが供給されることになる。従
って、この際、クロック発生回路２９は現状の位相にて
サンプリングクロック（ｖ）の発生を行うのである。
ｑ7〜ｑ9各々が正常なタイミングでサンプリングされて
いる場合を示すものである。この際、サンプル値ｑ
8は、一点鎖線で示されるゼロレベルと等しくなる。こ
こで、サンプル値ｑ7〜ｑ9なる系列のレベル変化は下降
傾向である。よって、クロック発生回路２９には、位相
誤差信号（ｔ）として、このゼロレベルの極性反転値、
すなわち同じくゼロレベルが供給されることになる。従
って、この際、クロック発生回路２９は現状の位相にて
サンプリングクロック（ｖ）の発生を行うのである。
【００３０】次に、図７（ｅ）においては、サンプル値
ｑ7〜ｑ9各々が正常な位置よりも早いタイミングでサン
プリングされている場合を示すものである。この際、サ
ンプル値ｑ8は、上記ゼロレベルよりも大なる正の値と
なる。ここで、サンプル値ｑ7〜ｑ9なる系列のレベル変
化は下降傾向である。よって、クロック発生回路２９に
は、位相誤差信号（ｔ）として、このサンプル値ｑ8の
極性を反転した信号、すなわち、上記ゼロレベルよりも
サンプル値ｑ8の分だけ少ない負の値が供給されること
になる。従って、この際、クロック発生回路２９は、サ
ンプル値ｑ8に応じた分だけ位相を遅らせたサンプリン
グクロック（ｖ）の発生を行ってクロックの位相進みを
補正するのである。
ｑ7〜ｑ9各々が正常な位置よりも早いタイミングでサン
プリングされている場合を示すものである。この際、サ
ンプル値ｑ8は、上記ゼロレベルよりも大なる正の値と
なる。ここで、サンプル値ｑ7〜ｑ9なる系列のレベル変
化は下降傾向である。よって、クロック発生回路２９に
は、位相誤差信号（ｔ）として、このサンプル値ｑ8の
極性を反転した信号、すなわち、上記ゼロレベルよりも
サンプル値ｑ8の分だけ少ない負の値が供給されること
になる。従って、この際、クロック発生回路２９は、サ
ンプル値ｑ8に応じた分だけ位相を遅らせたサンプリン
グクロック（ｖ）の発生を行ってクロックの位相進みを
補正するのである。
【００３１】最後に、図７（ｆ）においては、サンプル
値ｑ7〜ｑ9各々が正常な位置よりも遅いタイミングでサ
ンプリングされている場合を示すものである。この際、
サンプル値ｑ8は上記ゼロレベルよりも小なる負の値と
なる。ここで、サンプル値ｑ7〜ｑ9なる系列のレベル変
化は下降傾向である。よって、クロック発生回路２９に
は、位相誤差信号（ｔ）として、このサンプル値ｑ8の
極性を反転した信号、すなわち、上記ゼロレベルよりも
サンプル値ｑ8の分だけ大なる正の値が供給されること
になる。従って、この際、クロック発生回路２９は、サ
ンプル値ｑ8に応じた分だけ位相を進ませたサンプリン
グクロック（ｖ）の発生を行ってクロックの位相遅れを
補正するのである。
値ｑ7〜ｑ9各々が正常な位置よりも遅いタイミングでサ
ンプリングされている場合を示すものである。この際、
サンプル値ｑ8は上記ゼロレベルよりも小なる負の値と
なる。ここで、サンプル値ｑ7〜ｑ9なる系列のレベル変
化は下降傾向である。よって、クロック発生回路２９に
は、位相誤差信号（ｔ）として、このサンプル値ｑ8の
極性を反転した信号、すなわち、上記ゼロレベルよりも
サンプル値ｑ8の分だけ大なる正の値が供給されること
になる。従って、この際、クロック発生回路２９は、サ
ンプル値ｑ8に応じた分だけ位相を進ませたサンプリン
グクロック（ｖ）の発生を行ってクロックの位相遅れを
補正するのである。
【００３２】尚、上記極性切換回路２８においては、サ
ンプル値系列のサンプル値レベルが上昇傾向にある場合
には、サンプル値抽出回路２７から供給された抽出サン
プル値（ｒ）をそのまま位相誤差信号（ｔ）としてクロ
ック発生回路２９に供給する一方、かかるサンプル値系
列のサンプル値レベルが下降傾向にある場合には、上記
抽出サンプル値（ｒ）の極性を反転した反転抽出サンプ
ル値を位相誤差信号（ｔ）としてクロック発生回路２９
に供給する構成としているが、この極性反転の条件は、
クロック発生回路２９の信号処理方法によって適宜設定
されるものである。
ンプル値系列のサンプル値レベルが上昇傾向にある場合
には、サンプル値抽出回路２７から供給された抽出サン
プル値（ｒ）をそのまま位相誤差信号（ｔ）としてクロ
ック発生回路２９に供給する一方、かかるサンプル値系
列のサンプル値レベルが下降傾向にある場合には、上記
抽出サンプル値（ｒ）の極性を反転した反転抽出サンプ
ル値を位相誤差信号（ｔ）としてクロック発生回路２９
に供給する構成としているが、この極性反転の条件は、
クロック発生回路２９の信号処理方法によって適宜設定
されるものである。
【００３３】例えば、クロック発生回路２９のＬＰＦ５
２が入力信号の極性を反転させて出力するという反転積
分回路を採用している場合には、極性切換回路２８は、
サンプル値系列のサンプル値レベルが上昇傾向にある時
には抽出サンプル値（ｒ）の極性を反転した反転抽出サ
ンプル値を位相誤差信号（ｔ）としてクロック発生回路
２９に供給する一方、下降傾向にある場合には、上記抽
出サンプル値（ｒ）をそのまま位相誤差信号（ｔ）とし
てクロック発生回路２９に供給するのである。
２が入力信号の極性を反転させて出力するという反転積
分回路を採用している場合には、極性切換回路２８は、
サンプル値系列のサンプル値レベルが上昇傾向にある時
には抽出サンプル値（ｒ）の極性を反転した反転抽出サ
ンプル値を位相誤差信号（ｔ）としてクロック発生回路
２９に供給する一方、下降傾向にある場合には、上記抽
出サンプル値（ｒ）をそのまま位相誤差信号（ｔ）とし
てクロック発生回路２９に供給するのである。
【００３４】又、上記実施例図３において、サンプル値
抽出回路２７の内部構成の一例を示したが、かかるサン
プル値抽出回路２７としては、図８に示されるが如き内
部構成のものを採用しても良い。かかる図８において、
加算器８２は、Ａ／Ｄ変換器２５から供給されてくるサ
ンプル値（ｑ）と、Ｄフリップフロップ８１によって１
サンプリングクロック分だけ遅延された遅延サンプル値
との加算を行う。かかる加算動作により加算器８２は、
図９に示されるが如く、隣接する２つのサンプル値
（ｑ）毎に、その平均サンプル値（ｕ）を求める。尚、
図９においては、サンプル値（ｑ）を白丸、平均サンプ
ル値（ｕ）を黒丸で示している。この際、かかる平均サ
ンプル値（ｕ）の系列は、サンプル値（ｑ）の系列に対
して直線補間を行ったものとなる。
抽出回路２７の内部構成の一例を示したが、かかるサン
プル値抽出回路２７としては、図８に示されるが如き内
部構成のものを採用しても良い。かかる図８において、
加算器８２は、Ａ／Ｄ変換器２５から供給されてくるサ
ンプル値（ｑ）と、Ｄフリップフロップ８１によって１
サンプリングクロック分だけ遅延された遅延サンプル値
との加算を行う。かかる加算動作により加算器８２は、
図９に示されるが如く、隣接する２つのサンプル値
（ｑ）毎に、その平均サンプル値（ｕ）を求める。尚、
図９においては、サンプル値（ｑ）を白丸、平均サンプ
ル値（ｕ）を黒丸で示している。この際、かかる平均サ
ンプル値（ｕ）の系列は、サンプル値（ｑ）の系列に対
して直線補間を行ったものとなる。
【００３５】排他的論理和回路３７は、上記平均サンプ
ル値（ｕ）のＭＳＢ（最上位ビット）、及びＤフリップ
フロップ８３によって１サンプリングクロック分だけ遅
延された平均サンプル値（ｕ）のＭＳＢ各々の論理値が
不一致である場合には、論理値「１」のイネーブル信号
をＤフリップフロップ３６及び３８の各々に供給する一
方、両者が同一論理値である場合には、論理値「０」の
イネーブル信号をＤフリップフロップ３６及び３８の各
々に供給する。この際、両者が不一致であるということ
は、上記平均サンプル値（ｕ）が正の値から負の値、ま
たは負の値から正の値へと推移している状態、いわゆる
ゼロクロス状態にあることを示しているのである。排他
的論理和回路３７は、かかるゼロクロス状態を検出した
場合に、論理値「１」のイネーブル信号をＤフリップフ
ロップ３６及び３８の各々に供給するというゼロクロス
検出手段として動作するのである。
ル値（ｕ）のＭＳＢ（最上位ビット）、及びＤフリップ
フロップ８３によって１サンプリングクロック分だけ遅
延された平均サンプル値（ｕ）のＭＳＢ各々の論理値が
不一致である場合には、論理値「１」のイネーブル信号
をＤフリップフロップ３６及び３８の各々に供給する一
方、両者が同一論理値である場合には、論理値「０」の
イネーブル信号をＤフリップフロップ３６及び３８の各
々に供給する。この際、両者が不一致であるということ
は、上記平均サンプル値（ｕ）が正の値から負の値、ま
たは負の値から正の値へと推移している状態、いわゆる
ゼロクロス状態にあることを示しているのである。排他
的論理和回路３７は、かかるゼロクロス状態を検出した
場合に、論理値「１」のイネーブル信号をＤフリップフ
ロップ３６及び３８の各々に供給するというゼロクロス
検出手段として動作するのである。
【００３６】かかるＤフリップフロップ３６は、上記排
他的論理和回路３７から論理値「１」のイネーブル信号
が供給された時にのみ、上記Ｄフリップフロップ８１か
ら供給された遅延サンプル値を取り込んでこれを抽出サ
ンプル値（ｒ）として出力する。一方、Ｄフリップフロ
ップ３８は、上記排他的論理和回路３７から論理値
「１」のイネーブル信号が供給された時にのみ、上記Ｄ
フリップフロップ８３から供給された平均サンプル値
（ｕ）のＭＳＢを取り込んでこれを傾斜信号（ｓ）とし
て出力する。この際、平均サンプル値（ｕ）が正の値か
ら負の値へと推移している場合、すなわち、平均サンプ
ル値（ｕ）の推移変化が下降傾向にある場合には、かか
る傾斜信号（ｓ）の信号論理値は「１」となり、一方、
かかる平均サンプル値（ｕ）が負の値から正の値へと推
移している場合、すなわち、平均サンプル値（ｕ）の推
移変化が上昇傾向にある場合には、かかる傾斜信号
（ｓ）の信号論理値は「０」となる。
他的論理和回路３７から論理値「１」のイネーブル信号
が供給された時にのみ、上記Ｄフリップフロップ８１か
ら供給された遅延サンプル値を取り込んでこれを抽出サ
ンプル値（ｒ）として出力する。一方、Ｄフリップフロ
ップ３８は、上記排他的論理和回路３７から論理値
「１」のイネーブル信号が供給された時にのみ、上記Ｄ
フリップフロップ８３から供給された平均サンプル値
（ｕ）のＭＳＢを取り込んでこれを傾斜信号（ｓ）とし
て出力する。この際、平均サンプル値（ｕ）が正の値か
ら負の値へと推移している場合、すなわち、平均サンプ
ル値（ｕ）の推移変化が下降傾向にある場合には、かか
る傾斜信号（ｓ）の信号論理値は「１」となり、一方、
かかる平均サンプル値（ｕ）が負の値から正の値へと推
移している場合、すなわち、平均サンプル値（ｕ）の推
移変化が上昇傾向にある場合には、かかる傾斜信号
（ｓ）の信号論理値は「０」となる。
【００３７】すなわち、かかる図８に示されるが如き構
成のサンプル値抽出回路２７においては、図９の黒丸に
て示される平均サンプル値（ｕ）が正の値から負の値、
または負の値から正の値へと推移するゼロクロス区間を
検出し、この区間中に存在するサンプル値（ｑ）を抽出
サンプル値（ｒ）として出力する構成となっているので
ある。
成のサンプル値抽出回路２７においては、図９の黒丸に
て示される平均サンプル値（ｕ）が正の値から負の値、
または負の値から正の値へと推移するゼロクロス区間を
検出し、この区間中に存在するサンプル値（ｑ）を抽出
サンプル値（ｒ）として出力する構成となっているので
ある。
【００３８】
【発明の効果】以上の如く本発明によるディジタル信号
再生装置は、読取信号をサンプリングして得られたサン
プル値系列中からゼロレベル近傍のサンプル値を抽出
し、かかるサンプル値系列のサンプル値レベルが上昇傾
向にある場合には上記抽出サンプル値及びこの抽出サン
プル値の極性を反転させた反転抽出サンプル値の内の一
方に基づいて位相補正したサンプリングクロックを発生
し、かかるサンプル値系列のサンプル値レベルが下降傾
向にある場合には上記抽出サンプル値及び上記反転抽出
サンプル値の内の他方に基づいて位相補正したサンプリ
ングクロックを発生する構成としている。
再生装置は、読取信号をサンプリングして得られたサン
プル値系列中からゼロレベル近傍のサンプル値を抽出
し、かかるサンプル値系列のサンプル値レベルが上昇傾
向にある場合には上記抽出サンプル値及びこの抽出サン
プル値の極性を反転させた反転抽出サンプル値の内の一
方に基づいて位相補正したサンプリングクロックを発生
し、かかるサンプル値系列のサンプル値レベルが下降傾
向にある場合には上記抽出サンプル値及び上記反転抽出
サンプル値の内の他方に基づいて位相補正したサンプリ
ングクロックを発生する構成としている。
【００３９】かかる構成においては、Ａ／Ｄ変換後のサ
ンプル値に基づいてサンプリングクロックを生成するの
で、このサンプル値がデータ復号にとって最適なタイミ
ングとなるように位相補正されたサンプリングクロック
を得ることができる。更に、このサンプリングクロック
に同期したサンプル値に基づいてサンプリングクロック
の位相補正をすることになるので、温度変化等による回
路遅延の影響により位相精度が悪化するという問題も解
消される。
ンプル値に基づいてサンプリングクロックを生成するの
で、このサンプル値がデータ復号にとって最適なタイミ
ングとなるように位相補正されたサンプリングクロック
を得ることができる。更に、このサンプリングクロック
に同期したサンプル値に基づいてサンプリングクロック
の位相補正をすることになるので、温度変化等による回
路遅延の影響により位相精度が悪化するという問題も解
消される。
【００４０】よって、本発明によるディジタル信号再生
装置によれば、読取信号の位相に精度良く同期したサン
プリングクロックにてディジタル信号の再生が可能とな
り好ましいのである。
装置によれば、読取信号の位相に精度良く同期したサン
プリングクロックにてディジタル信号の再生が可能とな
り好ましいのである。
【図１】従来のディジタル信号再生装置の構成を示す図
である。
である。
【図２】本発明によるディジタル信号再生装置の構成を
示す図である。
示す図である。
【図３】サンプル値抽出回路２７の内部構成の一例を示
す図である。
す図である。
【図４】極性切換回路２８の内部構成の一例を示す図で
ある。
ある。
【図５】クロック発生回路２９の内部構成の一例を示す
図である。
図である。
【図６】本発明のディジタル信号再生装置による動作を
表わす図。
表わす図。
【図７】位相誤差信号（ｔ）によるサンプリングクロッ
ク（ｖ）の位相補正動作を説明するための図である。
ク（ｖ）の位相補正動作を説明するための図である。
【図８】サンプル値抽出回路２７の他の実施例による内
部構成を示す図である。
部構成を示す図である。
【図９】サンプル値（ｑ）及び平均サンプル値（ｕ）の
一例を示す図である。
一例を示す図である。
２７ サンプル値抽出回路 ２８ 極性切換回路 ２９ クロック発生回路 ３７ 排他的論理和回路
Claims (4)
- 【請求項１】 ディジタル信号が記録されている記録媒
体から読取られた読取信号からディジタル信号を再生す
るディジタル信号再生装置であって、 前記読取信号をサンプリングクロックにて順次サンプリ
ングしてサンプル値系列を得るＡ／Ｄ変換器と、 前記サンプル値系列から前記ディジタル信号の復号を行
いこれを再生ディジタル信号として出力する復号手段
と、 前記サンプル値系列中の各サンプル値の中からゼロレベ
ル近傍のサンプル値を抽出してこれを抽出サンプル値と
して得るサンプル抽出手段と、 前記サンプル値系列のサンプル値レベルが上昇傾向にあ
る場合には、前記抽出サンプル値及び前記抽出サンプル
値の極性を反転させた反転抽出サンプル値の内の一方を
位相誤差信号とし、前記サンプル値系列のサンプル値レ
ベルが下降傾向にある場合には前記抽出サンプル値及び
前記反転抽出サンプル値の内の他方を前記位相誤差信号
とする極性切換手段と、 前記位相誤差信号に基づいて位相補正したクロック信号
を前記サンプリングクロックとして発生するクロック発
生手段とを有することを特徴とするディジタル信号再生
装置。 - 【請求項２】 前記サンプル抽出手段は、前記サンプル
値系列中の各サンプル値が負から正、または正から負へ
と推移するゼロクロス区間を検出するゼロクロス検出手
段を備え、前記ゼロクロス区間中において最もゼロレベ
ルに近い値のサンプル値を前記サンプル値系列中から抽
出してこれを前記抽出サンプル値とすることを特徴とす
る請求項１記載のディジタル信号再生装置。 - 【請求項３】 前記サンプル抽出手段は、前記サンプル
値系列の隣接する２サンプル間の平均値を逐次求めて平
均サンプル値系列を得る手段を備え、前記サンプル値系
列の中から、前記平均サンプル値系列中の各平均サンプ
ル値が負から正、または正から負へと推移するゼロクロ
ス区間に存在するサンプル値を抽出してこれを前記抽出
サンプル値とすることを特徴とする請求項１記載のディ
ジタル信号再生装置。 - 【請求項４】 前記復号手段は、ビタビ復号であること
を特徴とする請求項１記載のディジタル信号再生装置。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7148909A JPH097304A (ja) | 1995-06-15 | 1995-06-15 | ディジタル信号再生装置 |
| US08/663,780 US5742576A (en) | 1995-06-15 | 1996-06-14 | Digital signal reproducing apparatus |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7148909A JPH097304A (ja) | 1995-06-15 | 1995-06-15 | ディジタル信号再生装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH097304A true JPH097304A (ja) | 1997-01-10 |
Family
ID=15463380
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7148909A Pending JPH097304A (ja) | 1995-06-15 | 1995-06-15 | ディジタル信号再生装置 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5742576A (ja) |
| JP (1) | JPH097304A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6266378B1 (en) | 1997-08-21 | 2001-07-24 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Data detector and data detection method which measure and correct for phase differences between a sampling point and an optimal detection point |
| US6278749B1 (en) | 1997-08-21 | 2001-08-21 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Data detector and method for detecting data |
| US6977879B1 (en) | 1999-12-20 | 2005-12-20 | Fujitsu Limited | Apparatus for adjusting phase of clock signal based on phase error calculated from sampled values of readout signal |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3517056B2 (ja) * | 1996-04-24 | 2004-04-05 | パイオニア株式会社 | Ｖｓｂ変調信号におけるサンプリングタイミング位相誤差検出器 |
| US5901128A (en) * | 1996-05-14 | 1999-05-04 | Pioneer Electronic Corporation | Recorded information reproducing apparatus |
| JPH1031869A (ja) * | 1996-07-16 | 1998-02-03 | Pioneer Electron Corp | 再生装置 |
| JP2924831B2 (ja) * | 1996-11-15 | 1999-07-26 | 日本電気株式会社 | データ記録再生装置 |
| JPH10172251A (ja) * | 1996-12-06 | 1998-06-26 | Sony Corp | 光学式情報再生方法及び再生装置 |
| US6324225B1 (en) * | 1997-12-22 | 2001-11-27 | Stmicroelectronics, Inc. | Timing recovery for data sampling of a detector |
| JP3795218B2 (ja) * | 1998-02-27 | 2006-07-12 | パイオニア株式会社 | 情報再生装置 |
| US8188795B2 (en) | 2007-09-03 | 2012-05-29 | Panasonic Corporation | Phase comparator and reproduction signal processor using the same |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3380282B2 (ja) * | 1992-11-06 | 2003-02-24 | パイオニア株式会社 | ディジタル信号再生装置及び再生方法 |
| JP3456592B2 (ja) * | 1993-05-11 | 2003-10-14 | ソニー株式会社 | 光デイスク装置 |
-
1995
- 1995-06-15 JP JP7148909A patent/JPH097304A/ja active Pending
-
1996
- 1996-06-14 US US08/663,780 patent/US5742576A/en not_active Expired - Fee Related
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6266378B1 (en) | 1997-08-21 | 2001-07-24 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Data detector and data detection method which measure and correct for phase differences between a sampling point and an optimal detection point |
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| US6977879B1 (en) | 1999-12-20 | 2005-12-20 | Fujitsu Limited | Apparatus for adjusting phase of clock signal based on phase error calculated from sampled values of readout signal |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US5742576A (en) | 1998-04-21 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
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Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20041019 |
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| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20041025 |
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| A521 | Request for written amendment filed |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20041224 |
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Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20050516 |