JPH0974753A - スイッチング電源装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 変換効率を低下させることなく出力に安定し
た直流電圧を供給する。 【構成】 交互にオンオフを繰り返す第１および第２の
スイッチング手段の直列回路を入力直流電源に接続し、
第２のスイッチング手段に並列に、１次巻線と２つ以上
の２次巻線を有するトランスの１次巻線と、第１のコン
デンサの直列回路を接続し、トランスの第１の２次巻線
に第２のコンデンサと第１の整流ダイオードの直列回路
を接続し、第１の整流ダイオードの両端に、インダクタ
ンス素子と第１の平滑コンデンサの直列回路を接続し、
トランスの第２の２次巻線に第２の整流ダイオードと第
２の平滑コンデンサの直列回路を接続し、第１および第
２の平滑コンデンサの両端の電圧を出力に供給する構成
を有する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、産業用や民生用の電子
機器に直流安定化電圧を供給するスイッチング電源装置
に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】近年、スイッチング電源装置は電子機器
の高性能化、高効率化に伴い、出力の安定性が高く、高
効率なものが強く求められている。

【０００３】次に従来のスイッチング電源装置について
説明する。図６は第１の従来例であるスイッチング電源
装置の回路構成を示すものである。図６において、１は
入力直流電源であり入力電圧をＶ_INとする。２ａ−２ｂ
は入力端子であり、入力直流電源１に接続される。３１
は第１のスイッチング素子であり、３２は第１のダイオ
ードであり、第１のスイッチング素子３１と第１のダイ
オード３２で第１のスイッチング手段３を構成する。４
１は第２のスイッチング素子であり、４２は第２のダイ
オードであり、第２のスイッチング素子４１と第２のダ
イオード４２で第２のスイッチング手段４を構成する。
第１のスイッチング手段３と第２のスイッチング手段４
は直列接続され入力端子２ａ−２ｂに接続される。５は
第１のコンデンサであり、直流電圧Ｖ_C1を保持する。６
はトランスで１次巻線６ａと第１の２次巻線６ｂを有
し、１次巻線６ａと第１の２次巻線６ｂの巻数比は１：
ｎとし、１次巻線６ａは第１のコンデンサ５を介して第
２のスイッチング手段４の両端に接続される。７は第２
のコンデンサであり、直流電圧Ｖ_C2を保持する。８は第
１の整流ダイオードであり、アノードをトランス６の第
１の２次巻線６ｂの一端に接続しカソードを第２のコン
デンサ７を介してトランス６の第１の２次巻線６ｂの他
端に接続される。９はインダクタンス素子であり、１０
は第１の平滑コンデンサである。インダクタンス素子９
と第１の平滑コンデンサ１０は直列接続され、第１の整
流ダイオード８の両端に接続される。１２ａ−１２ｂは
第１の出力端子であり、２０は抵抗器であり、一端を第
１の出力端子１２ａに接続し他端を抵抗器２１に接続し
ている。２１は抵抗器であり、一端を抵抗器２０に接続
し、他端を第１の出力端子１２ｂに接続している。２２
は基準電圧であり、正側を誤差増幅器２３の非反転入力
端子に接続し負側を第１の出力端子１２ｂに接続してい
る。２３は誤差増幅器であり、非反転入力端子を基準電
圧２２の正側に接続し、反転入力端子を抵抗器２０と抵
抗器２１の接続点に接続し、出力端子をパルス幅制御回
路２４の入力に接続している。抵抗器２０と抵抗器２１
と基準電圧２２と誤差増幅器２３とパルス幅制御回路２
４で制御手段１７が構成され、第１の出力端子１２ａ−
１２ｂの出力電圧Ｖ_O1を検出し出力電圧が一定になるよ
うに第１のスイッチング素子３１と第２のスイッチング
素子４１のオンオフ比を変える制御信号を発生する。

【０００４】以上のように構成されたスイッチング電源
装置について、以下にその動作を図７の各部動作波形を
参照しながら説明する。

【０００５】図７において（ａ）は制御手段１７の第１
のスイッチング素子３１の駆動パルス波形Ｖ_G1を示して
おり、（ｂ）は制御手段１７の第２のスイッチング素子
４１の駆動パルス波形Ｖ_G2を示しており、（ｃ）はトラ
ンス６の１次巻線６ａの電流波形Ｉ_Pを示しており、
（ｄ）は第１のスイッチング手段３に印加される電圧波
形Ｖ_Dを示しており、（ｅ）は第１の整流ダイオード８
を流れる電流波形Ｉ_S1を示しており、（ｆ）は第１の整
流ダイオード８に印加される電圧波形Ｖ_S1を示してお
り、（ｇ）はインダクタンス素子９を流れる電流波形Ｉ
_Lを示している。

【０００６】動作状態の時間的変化を示すためｔ₀〜ｔ₄
を図中に記している。時刻ｔ₁で制御手段１７のオン信
号により第１のスイッチング素子３１がオンし同時に第
２のスイッチング素子４１がオフすると、トランス６の
１次巻線６ａに電圧Ｖ_IN−Ｖ _C1が印加される。この時ト
ランス６の第１の２次巻線６ｂに電圧（Ｖ_IN−Ｖ_C1）×
ｎが発生し第１の整流ダイオード８をターンオフする。
インダクタンス素子９には、電圧（Ｖ_IN−Ｖ_C1）×ｎ＋
Ｖ_C2−Ｖ_O1が印加され、インダクタンス素子９を流れる
電流は直線状に増加する。トランス６の１次巻線６ａの
電流Ｉ_Pはトランス６の励磁電流と第１の２次巻線６ｂ
を流れる電流の１次側換算電流の和となるために直線状
に増加し、トランス６およびインダクタンス素子９に励
磁エネルギーが蓄積される。

【０００７】時刻ｔ₂で制御手段１７のオフ信号で第１
のスイッチング素子３１がオフすると、第１のスイッチ
ング素子３１を流れていた電流は第２のダイオード４２
をターンオンさせる。同時に制御手段１７のオン信号で
第２のスイッチング素子４１がオンするが、オン電流が
第２のダイオード４２を流れても第２のスイッチング素
子４１を流れても動作に変化はない。第２のダイオード
４２または第２のスイッチング素子４１がオンするとト
ランス６の１次巻線６ａに第１のコンデンサ５に保持さ
れている直流電圧Ｖ_C1が印加され、同時にトランス６の
第１の２次巻線６ｂに電圧Ｖ_C1×ｎが発生し、第１の整
流ダイオード８を順バイアスし、オンとする。第１の整
流ダイオード８の電流Ｉ_S1は、トランスの漏れインダク
タンスの影響でゼロから増加し、第１の２次巻線６ｂの
電流は次第に減少する。１次巻線６ａの電流はトランス
６の励磁電流減少と第１の２次巻線６ｂの電流減少に伴
い、正の値から次第に減少し負の電流となる。第１の整
流ダイオード１０はオンであるために、インダクタンス
素子９には逆向きに出力電圧Ｖ_O1が印加される。第２の
スイッチング素子４１に負電流が流れているときに制御
手段１７のオフ信号により第２のスイッチング素子４１
がターンオフすると、トランス６の漏れインダクタンス
の働きで、負の電流は連続となるために、第１のダイオ
ード３２をオンとする。同時に制御手段１７のオン信号
により第１のスイッチング素子３１がオンとなるが第１
のスイッチング手段３を流れる電流が第１のスイッチン
グ素子３１を流れても第１のダイオード３２を流れても
動作に変化は生じない。第１のスイッチング素子３１が
オンし同時に第２のスイッチング素子４１がオフする
と、トランス６の１次巻線６ａに電圧Ｖ_IN−Ｖ_C1が印加
される。トランス６の第１の２次巻線６ｂには、第１の
整流ダイオード８をオンとする電流が流れているが、急
激に減少してゼロとなり、第１の整流ダイオード８はオ
フとなる。１次巻線６ａの電流は、第１の２次巻線６ｂ
の電流の増加に伴い増加する。第１の整流ダイオード８
がオフすると、インダクタンス素子９に、電圧（Ｖ_IN−
Ｖ_C1）×ｎ＋Ｖ_C2−Ｖ_O1が印加され、トランス６とイン
ダクタンス素子９に励磁エネルギーが蓄積される。この
動作を繰り返す。

【０００８】第１のスイッチング手段３のオン期間をＴ
_ON、オフ期間をＴ_OFFとすると、トランス６のリセット
条件により （Ｖ_IN−Ｖ_C1）×Ｔ_ON＝Ｖ_C1×Ｔ_OFF が成り立ちインダクタンス素子９のリセット条件から、
ｔ₃〜ｔ₄（ｔ₀〜ｔ₁）の期間は短いので無視すると ｛（Ｖ_IN−Ｖ_C1）×ｎ＋Ｖ_C2−Ｖ_O1｝×Ｔ_ON＝Ｖ_O1×Ｔ
_OFF となる。電圧Ｖ_C1と電圧Ｖ_C2の関係は Ｖ_C1×ｎ＝Ｖ_C2 であるから電圧Ｖ_C1と電圧Ｖ_C2を求めると Ｖ_C1＝δ×Ｖ_IN Ｖ_C2＝δ×Ｖ_IN×ｎ Ｖ_O1＝δ×Ｖ_IN×ｎ となり、第１のスイッチング素子３１および第２のスイ
ッチング素子４１のオンオフ比により第１の出力端子１
２ａ−１２ｂの出力電圧Ｖ_O1が制御できる。ｔ₃〜ｔ
₄（ｔ₀〜ｔ₁）を考慮すると、出力電圧Ｖ_O1が低くなる
が、その分δを大きくすることで所定の電圧を得ること
ができる。

【０００９】この構成では第１のスイッチング素子３１
と第２のスイッチング素子４１のターンオン直前にスイ
ッチング素子の寄生容量及びトランス６の分布容量を放
電してからターンオンするために、スパイク状の短絡電
流の発生を低減でき、効率の改善、ノイズの発生を抑え
ることが可能である。またトランス６の漏れインダクタ
ンスに起因する第１のスイッチング素子３１および第２
のスイッチング素子４１のターンオフ時のスパイク電圧
が第１のダイオード３２および第２のダイオード４２が
ターンオンする事により効果的に第１のコンデンサ５お
よび入力直流電源１に吸収され、スパイク電圧の発生は
ない。

【００１０】図８は第２の従来例であるスイッチング電
源装置の回路構成を示すものである。図８において、１
は入力直流電源である。２ａ−２ｂは入力端子であり入
力直流電源１に接続される。３１は第１のスイッチング
素子であり、制御手段１７により繰り返しオンオフさ
れ、第１のスイッチング手段３を構成する。６はトラン
スで１次巻線６ａと第１の２次巻線６ｂと第２の２次巻
線６ｃを有し、１次巻線６ａの一端を入力端子２ａに接
続し他端を第１のスイッチング手段３を介して入力端子
２ｂに接続されている。

【００１１】第１の２次巻線６ｂは第１の整流ダイオー
ド８と第１の平滑コンデンサ１０の直列回路が接続さ
れ、１１は三端子レギュレータで、第１の平滑コンデン
サ１０の電圧変動の影響を排除すべく設けられており、
第１の平滑コンデンサ１０の両端は三端子レギュレータ
１１を介して第１の出力端子１２ａ−１２ｂに接続され
る。

【００１２】第２の２次巻線６ｃは出力切り替えスイッ
チ手段１３と第２の整流ダイオード１４と第２の平滑コ
ンデンサ１５の直列回路が接続され、第２の平滑コンデ
ンサ１５の両端は第２の出力端子１６ａ−１６ｂに接続
される。出力切り替えスイッチ手段１３は外部信号によ
りオンオフされ、オンの時は第２の出力端子１６ａ−１
６ｂに出力電圧を供給し、オフの時は第２の出力端子１
６ａ−１６ｂに出力電圧を供給しない。

【００１３】１９は抵抗器であり、一端を第２の出力端
子１６ａに接続し他端を抵抗器２０に接続している。２
０は抵抗器であり、一端を抵抗器１９に接続し他端を抵
抗器２１に接続している。２１は抵抗器であり、一端を
抵抗器２０に接続し他端を第２の出力端子１６ｂに接続
している。１８はスイッチ手段であり、外部信号により
オンオフされ、一端を第１の整流ダイオード８と第１の
平滑コンデンサ１０の接続点に接続し他端を抵抗器１９
と抵抗器２０の接続点に接続している。２２は基準電圧
であり、正側を誤差増幅器２３の非反転入力端子に接続
し負側を第２の出力端子１６ｂに接続している。２３は
誤差増幅器であり、非反転入力端子を基準電圧２２の正
側に接続し、反転入力端子を抵抗器２０と抵抗器２１の
接続点に接続し、出力端子をパルス幅制御回路２４の入
力に接続している。第１の出力端子１２ｂと第２の出力
端子１６ｂはアースに接続されている。出力切り替えス
イッチ手段１３がオンの時は、スイッチ手段１８はオフ
していて第２の平滑コンデンサ１５の両端電圧を抵抗器
１９と抵抗器２０と抵抗器２１で分圧し、抵抗器２１の
両端に発生する電圧と基準電圧２２を誤差増幅器２３で
比較し、その誤差が零となるように第１のスイッチング
素子３１のオンオフ制御がパルス幅制御回路２４により
行われ、第２の平滑コンデンサ１５の両端電圧は基準電
圧２２に対する分圧比で決まる設定値に安定化される。
出力切り替えスイッチ手段１３がオフの時は、スイッチ
手段１８はオンしていて第１の平滑コンデンサ１０の両
端電圧を抵抗器２０と抵抗器２１で分圧し、抵抗器２１
の両端に発生する電圧と基準電圧２２を誤差増幅器２３
で比較し、その誤差が零となるように第１のスイッチン
グ素子３１のオンオフ制御がパルス幅制御回路２４によ
り行われ、第１の平滑コンデンサ１０の両端電圧は基準
電圧２２に対する分圧比で決まる設定値に安定化され
る。抵抗器１９と抵抗器２０と抵抗器２１と基準電圧２
２と誤差増幅器２３とパルス幅制御回路２４とスイッチ
手段１８とで制御手段１７を構成する。

【００１４】以上のように構成された従来のスイッチン
グ電源装置において、出力切り替えスイッチ手段１３が
オン状態時の動作について図９を参照しながら説明す
る。

【００１５】図９は図８の出力切り替えスイッチ手段１
３がオン状態時の各部の動作波形を示しており、（ａ）
は第１のスイッチング素子３１に印加される制御手段１
７の駆動パルス波形Ｖ_Gを示しており、（ｂ）は第１の
スイッチング手段３に印加される電圧波形Ｖ_DSを示して
おり、（ｃ）は第１のスイッチング手段３に流れる電流
波形Ｉ_Dを示しており、（ｄ）はトランス６の第１の２
次巻線６ｂに発生する電圧波形Ｖ_S3を示しており、
（ｅ）はトランス６の第２の２次巻線６ｃに発生する電
圧波形Ｖ_S4を示している。

【００１６】動作状態の時間的変化を示すためにｔ₁〜
ｔ₃を図中に記している。時刻ｔ₁で制御手段１７のオン
信号により第１のスイッチング手段３がターンオンする
と、第１のスイッチング手段３にはＶ_DSの電圧変動に伴
ってスパイク電流が流れる。これはトランス６の各巻線
間に存在する線間容量および層間容量などの分布容量へ
の充放電電流や第１のスイッチング手段３に関連する寄
生容量の充電電流によるものである。このスパイク電流
はノイズの増加や信頼性の低下および損失の増加を招
く。第１のスイッチング手段３がオンとなりＶ_DSが十分
に小さくなると、トランス６の１次巻線６ａに入力電圧
Ｖ_INが印加され、トランス６の第１の２次巻線６ｂにＶ
_IN×ｎ、第２の２次巻線にＶ_IN×ｍ（但しｎ，ｍは１次
巻線と第１および第２の２次巻線の巻数比であり、１次
巻線：第１の２次巻線：第２の２次巻線＝１：ｎ：ｍで
ある）の電圧が発生し、第１および第２の整流ダイオー
ド８，１４を逆バイアスし、オフとする。従って、１次
巻線６ａにはトランス６の励磁電流が流れ、直線上に増
加する。

【００１７】時刻ｔ₂で制御手段１７のオフ信号により
第１のスイッチング手段３がターンオフすると、トラン
ス６の漏れインダクタンスに伴うスパイク電圧が発生す
る。このスパイク電圧の発生はノイズや損失の発生を招
く。

【００１８】さらにトランス６の第１および第２の２次
巻線６ｂ，６ｃにフライバック電圧が発生し、それぞれ
のフライバック電圧を整流平滑して出力電圧とする。時
刻ｔ ₃で制御手段１７のオン信号により第１のスイッチ
ング手段３がターンオンすることによりトランス６の１
次巻線６ａに入力電圧が印加される。これを繰り返す。

【００１９】次に出力切り替えスイッチ手段１３の状態
がオフからオンに遷移する時の動作について図１０を参
照しながら説明する。

【００２０】図１０は図８の出力切り替えスイッチ手段
１３の状態がオフからオンに遷移する時の各部動作波形
を示しており、（ａ）は出力切り替えスイッチ手段１３
の状態を示しており、（ｂ）はスイッチ手段１８の状態
を示しており、（ｃ）は第２の出力端子１６ａ−１６ｂ
の電圧波形Ｖ_O2を示しており、（ｄ）は第１の平滑コン
デンサ１０の両端電圧波形Ｖ_C3を示しており、（ｅ）は
第１の出力端子１２ａ−１２ｂの電圧波形Ｖ_O1を示して
いる。動作状態の時間変化を示すためｔ₁〜ｔ₅を図中に
記している。

【００２１】時刻ｔ₁で出力切り替えスイッチ手段１３
がオンすると、第２の平滑コンデンサ１５は放電状態に
あるためコンバータの出し得る最大パワーで第２の平滑
コンデンサ１５への充電が開始され、第２の出力端子１
６ａ−１６ｂの端子電圧Ｖ_O2が上昇し始める。トランス
の第１の２次巻線６ｂに出力されるフライバック電圧
は、Ｖ_O2によって決定され、一旦零になり上昇し始め
る。フライバック電圧が小さい時、第１の平滑コンデン
サ１０への充電が遮断され、三端子レギュレータ１１へ
の放電で第１の平滑コンデンサ１０の両端電圧Ｖ_C3は降
下し始める。時刻ｔ ₂で第１の平滑コンデンサ１０の両
端電圧Ｖ_C3が三端子レギュレータ１１の最低入力電圧と
等しくなると、時刻ｔ₂以降は第１の出力端子１２ａ−
１２ｂの端子電圧Ｖ_O1が降下し始め、所定の出力電圧の
確保が困難になる。時刻ｔ₃で第１の平滑コンデンサ１
０への充電が開始されると、第１の平滑コンデンサ１０
の両端電圧Ｖ_C3および第１の出力端子１２ａ−１２ｂの
出力電圧Ｖ_O1が上昇し始める。時刻ｔ₄で第１の平滑コ
ンデンサ１０の両端電圧Ｖ_C3が三端子レギュレータ１１
の最低入力電圧と等しくなると、時刻ｔ₄以降は第１の
出力端子１２ａ−１２ｂの端子電圧Ｖ_O1は所定の出力電
圧を維持し続ける。時刻ｔ₅でスイッチ手段１８をオフ
して第１の平滑コンデンサ１０の両端電圧Ｖ_C3の電圧制
御から第２の出力端子１６ａ−１６ｂの出力電圧Ｖ_O2の
電圧制御に切り替えると、第２の出力端子１６ａ−１６
ｂの出力電圧Ｖ_O2の安定化が開始される。

【００２２】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら上記のよ
うな構成では、第１のスイッチング手段のターンオフ時
に発生するトランスのリーケージインダクタンスに起因
するスパイク電圧により、出力軽負荷時には前記スパイ
ク電圧のピーク値で２次側の平滑コンデンサが充電され
るためにレギュレーション特性が悪化する。また出力切
り替えスイッチ手段１３の状態がオフからオンに遷移す
る時、第１の出力端子１２ａ−１２ｂの出力電圧Ｖ_O1が
降下し、所定の電圧が得られない。従って、図１０の
（ｄ）に破線で示すように第１の平滑コンデンサ１０の
両端電圧Ｖ_C3が三端子レギュレータ１１の最低入力電圧
を下回らないように予め第１の平滑コンデンサ１０の両
端電圧Ｖ_C3を高めに設定する必要があるが、三端子レギ
ュレータ１１での定常的な電力損失および発熱の増加を
招き、変換効率が低下する。またこのような構成では、
すべてのエネルギーをトランスに蓄えるために、トラン
スのストレスが大きくなるのでトランスが大型化し、さ
らに変換効率が悪化するという問題点を有していた。

【００２３】本発明は以上のような従来の欠点を除去
し、変換効率を低下させることなく出力に安定した直流
電圧を供給することができるスイッチング電源装置を提
供することを目的とするものである。

【００２４】

【課題を解決するための手段】上記課題を解決するため
に、少なくともオンオフを繰り返す第１のスイッチング
手段と、前記第１のスイッチング手段と交互にオンオフ
を繰り返す第２のスイッチング手段の直列回路を入力直
流電源に接続し、前記第２のスイッチング手段に並列
に、１次巻線と２つ以上の２次巻線を有するトランスの
１次巻線と、第１のコンデンサの直列回路を接続し、前
記トランスの第１の２次巻線に第２のコンデンサと第１
の整流ダイオードの直列回路を接続し、前記第１の整流
ダイオードの両端に、インダクタンス素子と第１の平滑
コンデンサの直列回路を接続し、前記トランスの第２の
２次巻線に第２の整流ダイオードと第２の平滑コンデン
サの直列回路を接続し、前記第１および第２の平滑コン
デンサの両端の電圧を出力に供給する構成を有してい
る。

【００２５】

【作用】この構成により、トランスの漏れインダクタン
スに起因する第１のスイッチング素子および第２のスイ
ッチング素子のターンオフ時のスパイク電圧が第１のダ
イオードおよび第２のダイオードがターンオンする事に
より効果的に第１のコンデンサおよび入力直流電源に吸
収され、スパイク電圧の発生がない。よって、出力軽負
荷時のレギュレーション特性及び効率の改善、ノイズの
発生を抑えることが可能である。さらに、トランスには
第２の平滑コンデンサの両端から得られる出力（フライ
バック出力）に対応したエネルギーが蓄積するが、第１
の平滑コンデンサからの出力（フォワード出力）は蓄積
しないために、トランスのストレスが減少しトランスの
小型化と低損失化ができる。従って、多出力仕様におい
て、高電圧小電流出力にはフライバック出力から供給す
る回路を用い、低電圧大電流出力にはフォワード出力か
ら供給する回路を用いるように使い分けることによって
全体の効率を向上することができる。

【００２６】また、出力切り替えスイッチ手段がオフか
らオンに遷移して、第１のスイッチング手段がターンオ
フすると、従来のスイッチング電源装置と同じ理由で第
１の２次巻線の出力電圧は小さくなり、第２のコンデン
サへの充電が遮断され、第２のコンデンサの両端電圧Ｖ
_C2は降下し始める。第１のコンデンサの電圧は、第２の
スイッチング手段がオンしている時に第２の平滑コンデ
ンサの充電のために一旦減少し、トランスの第１の２次
巻線に発生する電圧は増加する。第２のコンデンサは、
インダクタンス素子により放電され、第１の２次巻線か
らの充電はないので次第に減少するが、トランスの第１
の２次巻線に発生する電圧の増加分が大きいために、第
１のスイッチング手段がオンの時にインダクタンス素子
に印加される電圧は、常に定常状態よりも大きくなる。
制御手段により第１のスイッチング手段と第２のスイッ
チング手段のオンオフ比が変化しても、インダクタンス
素子に印加される電圧は零にならないので、インダクタ
ンス素子の電流の減少は小さくなり、その結果、第１の
平滑コンデンサの電圧変動は従来のスイッチング電源装
置の場合に比べて少なくなり、第１の平滑コンデンサの
両端電圧は小さく設定できるために三端子レギュレータ
の損失を小さくできる。

【００２７】また、第１の整流ダイオードと第２の２次
巻線を流れる電流波形をほぼ相似となるように各巻線の
リーケージインダクタンスまたは、第２のコンデンサま
たは第２の平滑コンデンサを調整することでレギュレー
ション特性を改善することができる。

【００２８】

【実施例】

（実施例１）以下本発明の第１の実施例について、図面
を参照しながら説明する。図１は本発明の第１の実施例
におけるスイッチング電源装置の構成を示すものであ
る。図１において、１は入力直流電源であり入力電圧を
Ｖ_INとする。２ａ−２ｂは入力端子であり、入力直流電
源１が接続される。３１は第１のスイッチング素子であ
り、４１は第２のスイッチング素子であり、第１のスイ
ッチング素子３１と第２のスイッチング素子４１は交互
にオンオフを繰り返し、入力端子２ａ−２ｂに直列に接
続される。３２は第１のダイオードであり、第１のスイ
ッチング素子３１と第１のダイオード３２で第１のスイ
ッチング手段３を構成する。４２は第２のダイオードで
あり、第２のスイッチング素子４１と第２のダイオード
４２で第２のスイッチング手段４を構成する。５は第１
のコンデンサであり、直流電圧Ｖ_C1を保持する。６はト
ランスであり１次巻線６ａと第１の２次巻線６ｂと第２
の２次巻線６ｃを有し、１次巻線６ａと第１の２次巻線
６ｂの巻数比を１：ｎとし、１次巻線６ａと第２の２次
巻線６ｃの巻数比を１：ｍとして、トランスの１次巻線
６ａはコンデンサ５を介して第２のスイッチング手段４
の両端に接続される。７は第２のコンデンサであり、直
流電圧Ｖ_C2を保持する。８は第１の整流ダイオードであ
り、アノードをトランス６の第１の２次巻線６ｂの一端
に接続しカソードを第２のコンデンサ７を介してトラン
ス６の第１の２次巻線６ｂの他端に接続される。９はイ
ンダクタンス素子であり、１０は第１の平滑コンデンサ
である。インダクタンス素子９と第１の平滑コンデンサ
１０は直列接続され、第１の整流ダイオード８の両端に
接続される。第１の平滑コンデンサ１０の両端は第１の
出力端子１２ａ−１２ｂに接続される。

【００２９】第２の２次巻線６ｃは第２の整流ダイオー
ド１４と第２の平滑コンデンサ１５の直列回路が接続さ
れ、第２の平滑コンデンサ１５の両端は第２の出力端子
１６ａ−１６ｂに接続される。

【００３０】２０は抵抗器であり、一端を出力端子１６
ａに接続し他端を抵抗器２１に接続している。２１は抵
抗器であり、一端を抵抗器２０に接続し他端を出力端子
１６ｂに接続している。２２は基準電圧であり、正側を
誤差増幅器２３の非反転入力端子に接続し負側を出力端
子１６ｂに接続している。２３は誤差増幅器であり、非
反転入力端子を基準電圧２２の正側に接続し、反転入力
端子を抵抗器２０と抵抗器２１の接続点に接続し、出力
端子をパルス幅制御回路２４の入力に接続している。出
力端子１２ｂと出力端子１６ｂはアースに接続されてい
る。第２の平滑コンデンサ１５の両端電圧を抵抗器２０
と抵抗器２１で分圧し、抵抗器２１の両端に発生する電
圧と基準電圧２２を誤差増幅器２３で比較し、その誤差
が零となるように第１のスイッチング素子３１のオンオ
フ制御がパルス幅制御回路２４により行われ、第２の平
滑コンデンサ１５の両端電圧は基準電圧２２に対する分
圧比で決まる設定値に安定化される。抵抗器２０と抵抗
器２１と基準電圧２２と誤差増幅器２３とパルス幅制御
回路２４とで制御手段１７を構成する。

【００３１】以上のように構成されたスイッチング電源
装置について、以下にその動作を図２の各部動作波形を
参照しながら説明する。

【００３２】図２において（ａ）は制御手段１７の第１
のスイッチング素子３１の駆動パルス波形Ｖ_G1を示して
おり、（ｂ）は制御手段１７の第２のスイッチング素子
４１の駆動パルス波形Ｖ_G2を示しており、（ｃ）はトラ
ンス６の１次巻線６ａの電流波形Ｉ_Pを示しており、
（ｄ）は第１のスイッチング手段３に印加される電圧波
形Ｖ_Dを示しており、（ｅ）は第１の整流ダイオード８
を流れる電流波形Ｉ_S1を示しており、（ｆ）は第１の整
流ダイオード８に印加される電圧波形Ｖ_S1を示してお
り、（ｇ）は第２の整流ダイオード１４を流れる電流波
形Ｉ_S2を示しており、（ｈ）は第２の整流ダイオード１
４に印加される電圧波形Ｖ_S2を示している。

【００３３】動作状態の時間的変化を示すためｔ₀〜ｔ₄
を図中に記している。時刻ｔ₁で制御手段１７のオン信
号により第１のスイッチング素子３１がオンし同時に第
２のスイッチング素子４１がオフすると、トランス６の
１次巻線６ａに電圧Ｖ_IN−Ｖ _C1が印加される。この時ト
ランス６の第１の２次巻線６ｂに電圧（Ｖ_IN−Ｖ_C1）×
ｎが発生し第１の整流ダイオード８をターンオフする。
インダクタンス素子９には、電圧（Ｖ_IN−Ｖ_C1）×ｎ＋
Ｖ_C2−Ｖ_C3が印加され、インダクタンス素子９を流れる
電流は直線状に増加する。同時にトランス６の第２の２
次巻線６ｃに（Ｖ_IN−Ｖ_C1）×ｍが発生し第２の整流ダ
イオード１４をターンオフする。トランス６の１次巻線
６ａの電流ｉ_Pはトランス６の励磁電流と第１の２次巻
線６ｂを流れる電流の１次側換算電流の和となるために
直線状に増加し、トランス６およびインダクタンス素子
９に励磁エネルギーが蓄積される。

【００３４】時刻ｔ₂で制御手段１７のオフ信号で第１
のスイッチング素子３１がオフすると、第１のスイッチ
ング素子３１を流れていた電流は第２のダイオード４２
をターンオンさせる。同時に制御手段１７のオン信号で
第２のスイッチング素子４１がオンするが、オン電流が
第２のダイオード４２を流れても第２のスイッチング素
子４１を流れても動作に変化はない。第２のダイオード
４２または第２のスイッチング素子４１がオンするとト
ランス６の１次巻線６ａに第１のコンデンサ５に保持さ
れている直流電圧Ｖ_C1が印加され、同時にトランス６の
第１の２次巻線６ｂに電圧Ｖ_C1×ｎが発生し、第１の整
流ダイオード８を順バイアスし、オンとする。第１の整
流ダイオード８の電流Ｉ_S1は、トランスの漏れインダク
タンスの影響でゼロから増加し、第１の２次巻線６ｂの
電流は次第に減少する。同時にトランス６の第２の２次
巻線６ｃに電圧Ｖ_C1×ｍが発生し、第２の整流ダイオー
ド１４を順バイアスし、オンとする。１次巻線６ａの電
流はトランス６の励磁電流減少と第１の２次巻線６ｂの
電流減少と第２の２次巻線６ｃの電流増加に伴い、正の
値から次第に減少し負の電流となる。第１の整流ダイオ
ード１０はオンであるために、インダクタンス素子９に
は逆向きに第１の平滑コンデンサ１０の両端電圧Ｖ_C3が
印加される。第２のスイッチング素子４１に負電流が流
れているときに制御手段１７のオフ信号により第２のス
イッチング素子４１がターンオフすると、トランス６の
漏れインダクタンスの働きで、負の電流は連続となるた
めに、第１のダイオード３２をオンとする。同時に制御
手段１７のオン信号により第１のスイッチング素子３１
がオンとなるが第１のスイッチング手段３を流れる電流
が第１のスイッチング素子３１を流れても第１のダイオ
ード３２を流れても動作に変化は生じない。第１のスイ
ッチング素子３１がオンし同時に第２のスイッチング素
子４１がオフすると、トランス６の１次巻線６ａに電圧
Ｖ_IN−Ｖ_C1が印加される。トランス６の第１の２次巻線
６ｂには、第１の整流ダイオード８をオンとする電流が
流れているが、急激に減少してゼロとなり、第１の整流
ダイオード８はオフし、同様に第２の整流ダイオード１
４もオフする。１次巻線６ａの電流は、第１の２次巻線
６ｂの電流増加および第２の２次巻線６ｃの電流減少に
伴い増加する。第１の整流ダイオード８がオフすると、
インダクタンス素子９に、電圧（Ｖ_IN−Ｖ_C1）×ｎ＋Ｖ
_C2−Ｖ_C3が印加され、トランス６とインダクタンス素子
９に励磁エネルギーが蓄積される。この動作を繰り返
す。

【００３５】第１のスイッチング手段３のオン期間をＴ
_ON、オフ期間をＴ_OFFとすると、トランス６のリセット
条件により （Ｖ_IN−Ｖ_C1）×Ｔ_ON＝Ｖ_C1×Ｔ_OFF が成り立ちインダクタンス素子９のリセット条件から、
ｔ₃〜ｔ₄（ｔ₀〜ｔ₁）の期間は短いので無視すると ｛（Ｖ_IN−Ｖ_C1）×ｎ＋Ｖ_C2−Ｖ_C3｝×Ｔ_ON＝Ｖ_C3×Ｔ
_OFF となる。電圧Ｖ_C1と電圧Ｖ_C2および電圧Ｖ_C1と電圧Ｖ_O2
の関係は Ｖ_C1×ｎ＝Ｖ_C2 Ｖ_C1×ｍ＝Ｖ_O2 となり、また電圧Ｖ_C1と電圧Ｖ_C2を求めると Ｖ_C1＝δ×Ｖ_IN Ｖ_C2＝δ×Ｖ_IN×ｎ であるから、電圧Ｖ_C3およびＶ_O2は Ｖ_C3＝δ×Ｖ_IN×ｎ Ｖ_O2＝δ×Ｖ_IN×ｍ となり、第１のスイッチング素子３１および第２のスイ
ッチング素子４１のオンオフ比により第１の平滑コンデ
ンサ１０の両端電圧Ｖ_C3および第２の出力端子の端子電
圧Ｖ_O2が制御できる。ｔ₃〜ｔ₄（ｔ₀〜ｔ₁）を考慮する
と、電圧Ｖ_C3およびＶ_O2が低くなるが、その分δを大き
くすることで所定の電圧を得ることができる。

【００３６】この構成においても第１の従来例における
スパイク状の短絡電流およびスパイク電圧の発生を防ぎ
効率の改善、ノイズの発生を抑える特徴は失われない。
よって、多出力仕様において、出力軽負荷時におけるス
パイク電圧のピーク値での２次側の平滑コンデンサの充
電もなくり、レギュレーション特性が改善される。図３
の（ａ）は第１の出力端子１２ａ−１２ｂの端子電流Ｉ
_O1の変化に伴う第２の出力端子の端子電圧Ｖ_O2の変化に
ついて、第２の従来例におけるスイッチング電源装置の
場合と本発明の第１の実施例におけるスイッチング電源
装置の場合とを比較しており、（ｂ）は第２の出力端子
１６ａ−１６ｂの端子電流Ｉ_O2の変化に伴う第２の出力
端子の端子電圧Ｖ_O2の変化について、第２の従来例にお
けるスイッチング電源装置の場合と本発明の第１の実施
例におけるスイッチング電源装置の場合とを比較してい
るが、本発明の第１の実施例におけるスイッチング電源
装置は、第２の従来例におけるスイッチング電源装置に
比べて（ａ），（ｂ）いずれの場合も出力軽負荷時のレ
ギュレーション特性が改善されている。また、トランス
には第２の平滑コンデンサの両端から得られる出力（フ
ライバック出力）に対応したエネルギーが蓄積するが、
第１の平滑コンデンサからの出力（フォワード出力）は
蓄積しないために、トランスのストレスが減少しトラン
スの小型化と低損失化ができる。従って、多出力仕様に
おいて、高電圧小電流出力にはフライバック出力から供
給する回路を用い、低電圧大電流出力にはフォワード出
力から供給する回路を用いるように使い分けることによ
って全体の効率を向上することができる。

【００３７】尚、第１のスイッチング手段３のターンオ
ン直前の第１および第２のスイッチング手段３と４の寄
生容量とトランス６の分布容量の放電はトランス６の漏
れインダクタンスによるとしたが、トランス６の１次巻
線６ａまたは第１の２次巻線６ｂに直列にインダクタン
ス素子を直列に接続し、放電エネルギーを大きくするこ
ともできるのは言うまでもない。またトランス６のイン
ダクタンス値を小さくして、トランス６を逆励磁させる
ことにより第１および第２のスイッチング手段３と４の
寄生容量とトランス６の分布容量の放電の補助をさせる
こともできる。またスイッチング手段に印加される電圧
は入力電圧Ｖ_INで、トランス６の直流励磁分は、第２の
出力端子からの出力のみによるもので直流励磁分は第２
の従来例に示したものより小さくなり、高効率、低ノイ
ズで、高周波化が可能なスイッチング電源装置を実現で
きる。また本方式では第１の整流ダイオードと第２の２
次巻線を流れる電流波形をほぼ相似となるように各巻線
のリーケージインダクタンスまたは第２のコンデンサま
たは第２の平滑コンデンサを調整することで、レギュレ
ーション特性を改善することができる。また、第１のコ
ンデンサまたは第２のコンデンサ、トランスのリーケー
ジインダクタンス、第２の平滑コンデンサのキャパシタ
ンス、インダクタンスを調整することで整流ダイオード
の電流を正弦波状とし、零電流ターンオフさせた時と全
く同様な効果が得られる。

【００３８】（実施例２）以下本発明の第２の実施例に
ついて、図面を参照しながら説明する。図４は本発明の
第２の実施例におけるスイッチング電源装置の構成を示
すものである。図４において図１と同じものは同一の符
号を記し説明は省略する。

【００３９】図４において、１は入力直流電源である。
２ａ−２ｂは入力端子であり、入力直流電源１が接続さ
れる。３１は第１のスイッチング素子であり、４１は第
２のスイッチング素子であり、入力端子２ａ−２ｂに直
列に接続される。３２は第１のダイオードであり、第１
のスイッチング素子３１と前記第１のダイオード３２で
第１のスイッチング手段３を構成する。４２は第２のダ
イオードであり、第２のスイッチング素子４１と第２の
ダイオード４２で第２のスイッチング手段４を構成す
る。５は第１のコンデンサである。６はトランスであり
１次巻線６ａと第１の２次巻線６ｂと第２の２次巻線６
ｃを有し、前記１次巻線６ａと前記第１の２次巻線６ｂ
の巻数比を１：ｎとし、１次巻線６ａと第２の２次巻線
６ｃの巻数比を１：ｍとして、前記トランスの１次巻線
６ａはコンデンサ５を介して第２のスイッチング手段４
の両端に接続される。７は第２のコンデンサである。８
は第１の整流ダイオードであり、アノードをトランス６
の第１の２次巻線６ｂの一端に接続しカソードを前記第
２のコンデンサ７を介してトランス６の第１の２次巻線
６ｂの他端に接続される。９はインダクタンス素子であ
り、１０は第１の平滑コンデンサである。インダクタン
ス素子９と第１の平滑コンデンサ１０は直列接続され、
第１の整流ダイオード８の両端に接続される。１１は三
端子レギュレータで、出力切り替えスイッチ手段１３が
オンする時に生じる第１の平滑コンデンサ１０の電圧降
下の影響を排除すべく設けられており、第１の平滑コン
デンサ１０の両端は前記三端子レギュレータ１１を介し
て第１の出力端子１２ａ−１２ｂに接続される。

【００４０】第２の２次巻線６ｃは第２の整流ダイオー
ド１４と第２の平滑コンデンサ１５の直列回路が接続さ
れ、第２の平滑コンデンサ１５の両端は第２の出力端子
１６ａ−１６ｂに接続される。出力切り替えスイッチ手
段１３は外部信号によりオンオフされ、オンの時は第２
の出力端子１６ａ−１６ｂに出力電圧を供給し、オフの
時は第２の出力端子１６ａ−１６ｂに出力電圧を供給し
ない。

【００４１】１９は抵抗器であり、一端を出力端子１６
ａに接続し他端を抵抗器２０に接続している。２０は抵
抗器であり、一端を抵抗器１９に接続し他端を抵抗器２
１に接続している。２１は抵抗器であり、一端を抵抗器
２０に接続し他端を出力端子１６ｂに接続している。１
８はスイッチ手段であり、外部信号によりオンオフさ
れ、一端を第１の整流ダイオード８と第１の平滑コンデ
ンサ１０の接続点に接続し他端を抵抗器１９と抵抗器２
０の接続点に接続している。２２は基準電圧であり、正
側を誤差増幅器２３の非反転入力端子に接続し負側を出
力端子１６ｂに接続している。２３は誤差増幅器であ
り、非反転入力端子を基準電圧２２の正側に接続し、反
転入力端子を抵抗器２０と抵抗器２１の接続点に接続
し、出力端子をパルス幅制御回路２４の入力に接続して
いる。出力端子１２ｂと出力端子１６ｂはアースに接続
されている。出力切り替えスイッチ手段１３がオンの時
は、スイッチ手段１８はオフしていて第２の平滑コンデ
ンサ１５の両端電圧を抵抗器１９と抵抗器２０と抵抗器
２１で分圧し、抵抗器２１の両端に発生する電圧と基準
電圧２２を誤差増幅器２３で比較し、その誤差が零とな
るように第１のスイッチング素子３１のオンオフ制御が
パルス幅制御回路２４により行われ、第２の平滑コンデ
ンサ１５の両端電圧は基準電圧２２に対する分圧比で決
まる設定値に安定化される。出力切り替えスイッチ手段
１３がオフの時は、スイッチ手段１８はオンしていて第
１の平滑コンデンサ１０の両端電圧Ｖ_C3を抵抗器２０と
抵抗器２１で分圧し、抵抗器２１の両端に発生する電圧
と基準電圧２２を誤差増幅器２３で比較し、その誤差が
零となるように第１のスイッチング素子３１のオンオフ
制御がパルス幅制御回路２４により行われ、第１の平滑
コンデンサ１０の両端電圧Ｖ_C3は基準電圧２２に対する
分圧比で決まる設定値に安定化される。抵抗器１９と抵
抗器２０と抵抗器２１と基準電圧２２と誤差増幅器２３
とパルス幅制御回路２４とスイッチ手段１８とで制御手
段１７を構成する。

【００４２】以上のように構成されたスイッチング電源
装置について、以下にその動作を説明する。

【００４３】本発明のスイッチング電源装置について、
出力切り替えスイッチ１３がオンの時は第１の実施例と
等しくなり、出力切り替えスイッチ１３がオフの時は等
価的に第１の従来例と等しくなる。

【００４４】次に、出力切り替えスイッチ手段１３の状
態がオフからオンに遷移する時の動作について図５を参
照しながら説明する。

【００４５】図５は図４の出力切り替えスイッチ手段１
３の状態がオフからオンに遷移する時の各部動作波形を
示しており、（ａ）は出力切り替えスイッチ手段１３の
状態を示しており、（ｂ）はスイッチ手段１８の状態を
示しており、（ｃ）は第２の出力端子１６ａ−１６ｂの
電圧波形Ｖ_O2を示しており、（ｄ）は第２のコンデンサ
の両端電圧波形Ｖ_C2を示しており、（ｅ）は第１の平滑
コンデンサ１０の両端電圧波形Ｖ_C3を示しており、
（ｆ）は第１の出力端子１２ａ−１２ｂの電圧波形Ｖ_O1
を示している。動作状態の時間変化を示すためｔ₁〜ｔ₅
を図中に記している。

【００４６】時刻ｔ₁で出力切り替えスイッチ手段１３
がオフからオンに遷移し、第１のスイッチング素子３１
がターンオフ、第２のスイッチング素子４１がターンオ
ンすると、第２の平滑コンデンサ１５への充電が開始さ
れるが、第２の平滑コンデンサ１５には電荷が零の状態
から、第１のコンデンサ５の電圧によりトランスの１次
巻線６ａと第２の２次巻線６ｃを介して充電される。同
様に第１の２次巻線６ｂにも電圧が発生しないため、第
２のコンデンサ７も充電されず、インダクタンス素子９
の電流により放電されるために、その印加電圧Ｖ_C2は次
第に減少する。

【００４７】時刻ｔ₂で第２の平滑コンデンサ１５の電
圧が上昇し、第２のコンデンサ７の電圧が減少し、その
値が等しくなると第２のコンデンサ７の充電が開始され
るために第２のコンデンサ７の電圧は上昇しはじめ、次
第に定常に至る。

【００４８】時刻ｔ₃でスイッチ手段１８をオフして第
１の平滑コンデンサ１０の両端電圧Ｖ_C3の電圧制御から
第２の出力端子１６ａ−１６ｂの出力電圧Ｖ_O2の電圧制
御に切り替えると、第２の出力端子１６ａ−１６ｂの出
力電圧Ｖ_O2の安定化が開始される。

【００４９】インダクタンス素子９に印加される電圧
は、第２のコンデンサ７の充電が開始される前は安定状
態よりも大きくなる。通常の制御では保護回路の動作よ
り、第２の平滑コンデンサ１５の充電電流が制限される
ようにデューティ比を変化させるために、インダクタン
ス素子９の電流の変動は小さい。従って第１の平滑コン
デンサ１０の電圧変動は小さい。

【００５０】このことから本発明のスイッチング電源装
置は、従来のスイッチング電源装置に比べて第１の平滑
コンデンサ１０への充電が連続して行なわれるので、第
１の平滑コンデンサ１０の両端電圧の変動が少ない。従
って三端子レギュレータ１１の入力電圧を小さく設定で
きるため、三端子レギュレータ１１の損失を小さくでき
る。

【００５１】なお、本実施例では２出力の場合のみを示
したが、２出力以上の場合も同様であることは言うまで
もない。

【００５２】

【発明の効果】以上のように第１の本発明では、トラン
スの漏れインダクタンスに起因する第１のスイッチング
素子および第２のスイッチング素子のターンオフ時のス
パイク電圧が第１のダイオードおよび第２のダイオード
がターンオンする事により効果的に第１のコンデンサお
よび入力直流電源に吸収され、スパイク電圧の発生がな
い。よって、多出力仕様において、出力軽負荷時におけ
るスパイク電圧のピーク値での２次側の平滑コンデンサ
の充電もなくなるため、レギュレーション特性及び効率
の改善、ノイズの発生を抑えることが可能である。さら
に、トランスには第２の平滑コンデンサの両端から得ら
れる出力（フライバック出力）に対応したエネルギーが
蓄積するが、第１の平滑コンデンサからの出力（フォワ
ード出力）は蓄積しないために、トランスのストレスが
減少しトランスの小型化と低損失化ができる。従って、
多出力仕様において、高電圧小電流出力にはフライバッ
ク出力から供給する回路用い、低電圧大電流出力にはフ
ォワード出力から供給する回路を用いるように使い分け
ることによって全体の効率を向上することができる。

【００５３】また、第２の本発明では、出力切り替えス
イッチ手段がオフからオンに遷移して、第１のスイッチ
ング手段がターンオフすると、従来のスイッチング電源
装置と同じ理由で第１の２次巻線の出力電圧は小さくな
り、第２のコンデンサへの充電が遮断され、第２のコン
デンサの両端電圧Ｖ_C2は降下し始める。第１のコンデン
サの電圧は、第２のスイッチング手段がオンしている時
に第２の平滑コンデンサの充電のために一旦減少し、ト
ランスの第１の２次巻線に発生する電圧は増加する。第
２のコンデンサは、インダクタンス素子により放電さ
れ、第１の２次巻線からの充電はないので次第に減少す
るが、トランスの第１の２次巻線に発生する電圧の増加
分が大きいために、第１のスイッチング手段がオンの時
にインダクタンス素子に印加される電圧は、常に定常状
態よりも大きくなる。制御手段により第１のスイッチン
グ手段と第２のスイッチング手段のオンオフ比が変化し
ても、インダクタンス素子に印加される電圧は零になら
ないので、インダクタンス素子の電流の減少は小さくな
り、その結果、第１の平滑コンデンサの電圧変動は従来
のスイッチング電源装置の場合に比べて少なくなり、第
１の平滑コンデンサの両端電圧は小さく設定できるため
に三端子レギュレータの損失を小さくできる。

【００５４】また、第１の整流ダイオードと第２の２次
巻線を流れる電流波形をほぼ相似となるように各巻線の
リーケージインダクタンスまたは、第２のコンデンサま
たは第２の平滑コンデンサを調整することでレギュレー
ション特性を改善することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施例におけるスイッチング電
源装置を示す回路構成図

【図２】本発明の第１の実施例における動作説明図

【図３】本発明の第１の実施例における動作説明図

【図４】本発明の第２の実施例におけるスイッチング電
源装置を示す回路構成図

【図５】本発明の第２の実施例における動作説明図

【図６】第１の従来例におけるスイッチング電源装置を
示す回路構成図

【図７】第１の従来例におけるスイッチング電源装置の
動作説明図

【図８】第２の従来例におけるスイッチング電源装置を
示す回路構成図

【図９】第２の従来例におけるスイッチング電源装置の
動作説明図

【図１０】第２の従来例におけるスイッチング電源装置
の動作説明図

【符号の説明】

１ 入力直流電源 ２ａ−２ｂ 入力端子 ３ 第１のスイッチング手段 ３１ 第１のスイッチング素子 ３２ 第１のダイオード ４ 第２のスイッチング手段 ４１ 第２のスイッチング素子 ４２ 第２のダイオード ５ 第１のコンデンサ ６ トランス ７ 第２のコンデンサ ８ 第１の整流ダイオード ９ インダクタンス素子 １０ 第１の平滑コンデンサ １１ 三端子レギュレータ １２ａ−１２ｂ 第１の出力端子 １３ 出力切り替えスイッチ手段 １４ 第２の整流ダイオード １５ 第２の平滑コンデンサ １６ａ−１６ｂ 第２の出力端子 １７ 制御手段 １８ スイッチ手段 １９ 抵抗器 ２０ 抵抗器 ２１ 抵抗器 ２２ 基準電圧 ２３ 誤差増幅器 ２４ パルス幅制御回路

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】少なくともオンオフを繰り返す第１のスイ
   ッチング手段と、前記第１のスイッチング手段と交互に
   オンオフを繰り返す第２のスイッチング手段の直列回路
   を入力直流電源に接続し、前記第２のスイッチング手段
   に並列に、１次巻線と２つ以上の２次巻線を有するトラ
   ンスの１次巻線と、第１のコンデンサの直列回路を接続
   し、前記トランスの第１の２次巻線に第２のコンデンサ
   と第１の整流ダイオードの直列回路を接続し、前記第１
   の整流ダイオードの両端に、インダクタンス素子と第１
   の平滑コンデンサの直列回路を接続し、前記トランスの
   第２の２次巻線に第２の整流ダイオードと第２の平滑コ
   ンデンサの直列回路を接続し、少なくとも前記第１およ
   び第２の平滑コンデンサの両端の電圧を出力に供給する
   スイッチング電源装置。
2. 【請求項２】少なくともオンオフを繰り返す第１のスイ
   ッチング手段と、前記第１のスイッチング手段と交互に
   オンオフを繰り返す第２のスイッチング手段の直列回路
   を入力直流電源に接続し、前記第２のスイッチング手段
   に並列に、１次巻線と２つ以上の２次巻線を有するトラ
   ンスの１次巻線と、第１のコンデンサの直列回路を接続
   し、前記トランスの第１の２次巻線に第２のコンデンサ
   と第１の整流ダイオードの直列回路を接続し、前記第１
   の整流ダイオードの両端に、インダクタンス素子と第１
   の平滑コンデンサの直列回路を接続し、前記トランスの
   第２の２次巻線に第２の整流ダイオードと第２の平滑コ
   ンデンサの直列回路を接続し、前記トランスの第２の２
   次巻線と前記第２の整流ダイオードとの間にスイッチ手
   段を設け、少なくとも前記第１および第２の平滑コンデ
   ンサの両端の電圧を出力に供給するスイッチング電源装
   置。