JPH0983299A - 櫛型フィルタとそれを用いた送受信装置 - Google Patents
櫛型フィルタとそれを用いた送受信装置Info
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- H03H17/0621—Non-recursive filters with input-sampling frequency and output-delivery frequency which differ, e.g. extrapolation; Anti-aliasing
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- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 演算数及び素子数が少なく電力消費量が少な
い櫛型フィルタを提供する。 【構成】 １／Ｎ間引きフィルタに用いる櫛型フィルタ
を、入力信号を一定回数加算してはクリアされる放電機
能付きの積分器14と１／Ｎサンプリング周波数で動作す
る櫛型フィルタ15、17、18とを縦続接続して構成する。
櫛型フィルタは、１／Ｎサンプリング周波数で動作し、
タップ数も１／Ｎ倍になるので、特にＮが大きく積分器
が無視できる場合には消費電力、ハードウエア量ともに
１／Ｎとなるために、チップ化したときのチップ面積を
削減することができ、また、消費電力を減らすことがで
きる。
い櫛型フィルタを提供する。 【構成】 １／Ｎ間引きフィルタに用いる櫛型フィルタ
を、入力信号を一定回数加算してはクリアされる放電機
能付きの積分器14と１／Ｎサンプリング周波数で動作す
る櫛型フィルタ15、17、18とを縦続接続して構成する。
櫛型フィルタは、１／Ｎサンプリング周波数で動作し、
タップ数も１／Ｎ倍になるので、特にＮが大きく積分器
が無視できる場合には消費電力、ハードウエア量ともに
１／Ｎとなるために、チップ化したときのチップ面積を
削減することができ、また、消費電力を減らすことがで
きる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、間引きフィルタや補間
フィルタに用いられる櫛型フィルタとそれを組込んだ移
動通信などの送受信装置に関し、特に、櫛型フィルタの
小型化、低消費電力化を通じて、送受信装置の軽量化や
節電を可能にしたものである。
フィルタに用いられる櫛型フィルタとそれを組込んだ移
動通信などの送受信装置に関し、特に、櫛型フィルタの
小型化、低消費電力化を通じて、送受信装置の軽量化や
節電を可能にしたものである。
【０００２】
【従来の技術】ディジタル移動通信の移動機では、受信
信号のＡ−Ｄ変換または送信信号のＤ−Ａ変換に、１ビ
ットＡ−Ｄ（Ｄ−Ａ）変換を行なう△ΣＡ／Ｄ（Ｄ／
Ａ）変換器の使用が検討されている。この１ビットＡ−
Ｄ変換は、信号を１ビットデータの粗密波に変換し、ア
ナログ信号は、その平均値からアナログ波形を作る。こ
のＡ−Ｄ変換に当たっては、入力信号に対するサンプリ
ング周波数を十分に高くし、各サンプリングデータにつ
いて、その前のデータとの差に基づいて０か１かを判別
し、ディジタル信号の粗密波に変換する。この変換で
は、判定精度が１ビットの精度でよいため、正確な判定
が可能である。サンプリング周波数には、例えば１４．
４ＭＨｚ程度の高い周波数が用いられる。
信号のＡ−Ｄ変換または送信信号のＤ−Ａ変換に、１ビ
ットＡ−Ｄ（Ｄ−Ａ）変換を行なう△ΣＡ／Ｄ（Ｄ／
Ａ）変換器の使用が検討されている。この１ビットＡ−
Ｄ変換は、信号を１ビットデータの粗密波に変換し、ア
ナログ信号は、その平均値からアナログ波形を作る。こ
のＡ−Ｄ変換に当たっては、入力信号に対するサンプリ
ング周波数を十分に高くし、各サンプリングデータにつ
いて、その前のデータとの差に基づいて０か１かを判別
し、ディジタル信号の粗密波に変換する。この変換で
は、判定精度が１ビットの精度でよいため、正確な判定
が可能である。サンプリング周波数には、例えば１４．
４ＭＨｚ程度の高い周波数が用いられる。
【０００３】受信装置では、このＡ−Ｄ変換した後の信
号を、通常のディジタル信号処理のサンプリング周波数
に戻す必要があり、そのために、間引きフィルタを用い
て、信号の間引きが行なわれる。
号を、通常のディジタル信号処理のサンプリング周波数
に戻す必要があり、そのために、間引きフィルタを用い
て、信号の間引きが行なわれる。
【０００４】また、送信装置では、逆に、△ΣＤ／Ａ変
換器に対して、高いサンプリング周波数の信号を与える
ために、補間フィルタを用いて信号の補間を行なう。△
ΣＤ／Ａ変換器は、この補間された信号からアナログデ
ータを生成し、生成された信号が送信される。
換器に対して、高いサンプリング周波数の信号を与える
ために、補間フィルタを用いて信号の補間を行なう。△
ΣＤ／Ａ変換器は、この補間された信号からアナログデ
ータを生成し、生成された信号が送信される。
【０００５】図１４には、△ΣＡ／Ｄ変換器を用いた受
信回路を示し、また、図１５には、△ΣＤ／Ａ変換器を
用いた送信回路を示している。受信回路では、Ａ−Ｄ変
換された信号を直交検波した後、間引きフィルタを用い
て間引いており、また、送信回路では、補間フィルタを
用いてデータを補間した信号を直交変調した後、Ｄ−Ａ
変換してアナログ信号を生成している。
信回路を示し、また、図１５には、△ΣＤ／Ａ変換器を
用いた送信回路を示している。受信回路では、Ａ−Ｄ変
換された信号を直交検波した後、間引きフィルタを用い
て間引いており、また、送信回路では、補間フィルタを
用いてデータを補間した信号を直交変調した後、Ｄ−Ａ
変換してアナログ信号を生成している。
【０００６】この間引きフィルタや補間フィルタは、複
数の櫛型フィルタを縦続接続して構成されるが、間引き
フィルタでは、櫛型フィルタの組合せの仕方を工夫する
ことによって、受信回路のＲＦフィルタでは抑圧しきれ
ない隣接チャネル、次隣接チャネルなどの信号を抑圧す
ることができる。
数の櫛型フィルタを縦続接続して構成されるが、間引き
フィルタでは、櫛型フィルタの組合せの仕方を工夫する
ことによって、受信回路のＲＦフィルタでは抑圧しきれ
ない隣接チャネル、次隣接チャネルなどの信号を抑圧す
ることができる。
【０００７】これは原理的には、図１６に示すように、
サンプリング間隔が異なる複数のＦＩＲフィルタ、Ｈｆ
（ｚ）及びＨｓ（ｚN）（なお、このｚNはＮ倍のサンプ
リング間隔を持つことを表している）を、周波数軸（ｆ
軸）上で、一方のフィルタの周波数−利得特性における
極大位置に、他方のフィルタのノッチが重なるように縦
続接続し、合成したフィルタＨ（ｚ）における不要部分
の周波数−利得特性を低下させることによって実現され
る。
サンプリング間隔が異なる複数のＦＩＲフィルタ、Ｈｆ
（ｚ）及びＨｓ（ｚN）（なお、このｚNはＮ倍のサンプ
リング間隔を持つことを表している）を、周波数軸（ｆ
軸）上で、一方のフィルタの周波数−利得特性における
極大位置に、他方のフィルタのノッチが重なるように縦
続接続し、合成したフィルタＨ（ｚ）における不要部分
の周波数−利得特性を低下させることによって実現され
る。
【０００８】ここでは、Ｈｆ（ｚ）をサンプリング周波
数ｆｓの４タップ櫛型フィルタ、また、Ｈｓ（ｚN）を
サンプリング周波数ｆｓ／４の５タップ三角波フィルタ
としている。時間軸（ｔ軸）上の波形は、各フィルタに
１つのパルスが入力したときのインパルス応答波形を表
している。Ｈｆ（ｚ）のインパルス応答長は４／ｆｓで
あり、Ｈｓ（ｚN）のインパルス応答長は１６／ｆｓで
ある。Ｈｆ（ｚ）では、インパルス応答長の逆数になる
ｆｓ／４の整数倍（但し、ｆｓの整数倍は除く）がノッ
チ周波数となる。また、Ｈｓ（ｚN）でもインパルス応
答長の逆数のｆｓ／１６の整数倍（但し、ｆｓ／４の整
数倍は除く）がノッチ周波数となる。縦続接続したＨ
（ｚ）の周波数−利得特性は、周波数軸上ではＨｆ
（ｚ）とＨｓ（ｚN）と加算したものとなり、Ｈｆ
（ｚ）のノッチが、Ｈｓ（ｚN）のサンプリング周波数
ｆｓ／４の整数倍に現れる繰り返しスペクトルを抑圧し
ている。
数ｆｓの４タップ櫛型フィルタ、また、Ｈｓ（ｚN）を
サンプリング周波数ｆｓ／４の５タップ三角波フィルタ
としている。時間軸（ｔ軸）上の波形は、各フィルタに
１つのパルスが入力したときのインパルス応答波形を表
している。Ｈｆ（ｚ）のインパルス応答長は４／ｆｓで
あり、Ｈｓ（ｚN）のインパルス応答長は１６／ｆｓで
ある。Ｈｆ（ｚ）では、インパルス応答長の逆数になる
ｆｓ／４の整数倍（但し、ｆｓの整数倍は除く）がノッ
チ周波数となる。また、Ｈｓ（ｚN）でもインパルス応
答長の逆数のｆｓ／１６の整数倍（但し、ｆｓ／４の整
数倍は除く）がノッチ周波数となる。縦続接続したＨ
（ｚ）の周波数−利得特性は、周波数軸上ではＨｆ
（ｚ）とＨｓ（ｚN）と加算したものとなり、Ｈｆ
（ｚ）のノッチが、Ｈｓ（ｚN）のサンプリング周波数
ｆｓ／４の整数倍に現れる繰り返しスペクトルを抑圧し
ている。
【０００９】図１２は、ディジタル間引きフィルタの基
本的な考え方を示している。図１２（ａ）のＨ（ｚ）
は、間引きによって折返し雑音が発生しないように挿入
されている通常の間引きフィルタである。このＨ（ｚ）
が入力サンプリング周波数ｆｓでフィルタリングを行な
い、ｆｓ0／２以下に帯域制限する。次いで、１／Ｎに
間引きが行なわれ、出力サンプリング周波数ｆｓ0（＝
ｆｓ／Ｎ）の信号が出力される。
本的な考え方を示している。図１２（ａ）のＨ（ｚ）
は、間引きによって折返し雑音が発生しないように挿入
されている通常の間引きフィルタである。このＨ（ｚ）
が入力サンプリング周波数ｆｓでフィルタリングを行な
い、ｆｓ0／２以下に帯域制限する。次いで、１／Ｎに
間引きが行なわれ、出力サンプリング周波数ｆｓ0（＝
ｆｓ／Ｎ）の信号が出力される。
【００１０】ところで、Ｎ＝Ｎ1Ｎ2・・・ＮLと因数分
解できるとすると、Ｈ（ｚ）は図１２（ｂ）に示すよう
に、係数サンプリング周波数の異なるフィルタＨ
0（ｚ）、Ｈ1（ｚN1）、Ｈ2（ｚN1.N2）、・・・、ＨL
（ｚN1...NL）の縦続接続とすることができる。これら
のフィルタのインパルス応答長を全てｆｓ-1＝Ｎ・ｆｓ
0 -1として最終段のｆｓ0に最も深いノッチを与えるよう
にする。さらに、これらがＦＩＲフィルタであることか
ら、図１２（ｃ）のように、各段に間引き器を挿入して
も等価であり、結果として各段のフィルタは各々の係数
のサンプリング周波数で動作すればよいことになる。こ
の各段のフィルタが櫛型フィルタで構成される。
解できるとすると、Ｈ（ｚ）は図１２（ｂ）に示すよう
に、係数サンプリング周波数の異なるフィルタＨ
0（ｚ）、Ｈ1（ｚN1）、Ｈ2（ｚN1.N2）、・・・、ＨL
（ｚN1...NL）の縦続接続とすることができる。これら
のフィルタのインパルス応答長を全てｆｓ-1＝Ｎ・ｆｓ
0 -1として最終段のｆｓ0に最も深いノッチを与えるよう
にする。さらに、これらがＦＩＲフィルタであることか
ら、図１２（ｃ）のように、各段に間引き器を挿入して
も等価であり、結果として各段のフィルタは各々の係数
のサンプリング周波数で動作すればよいことになる。こ
の各段のフィルタが櫛型フィルタで構成される。
【００１１】各段の櫛形フィルタＨK（ｚN1...Nk）（但
し、ｋ＝０，‥，Ｌ）は、従来、図１（ａ）に示すよう
に、｛Ｎ／（Ｎ1Ｎ2・・Ｎk）｝−１個の遅延器Ｚ
-p（但し、ｐ＝Ｎ1Ｎ2・・Ｎk）と、入力信号に各遅延
器11の出力を加算する加算器12と、加算器12から出力さ
れるデータをＮk+1：１の比率で間引く間引き器13とか
ら構成されている。なお、遅延器Ｚ-pは、１サンプルの
遅延器Ｚ-1を直列にｐ個接続したものであり、入力する
データをｐサンプル遅延させる。また、このフィルタの
タップ数はＮ／（Ｎ1Ｎ2・・Ｎk）である。
し、ｋ＝０，‥，Ｌ）は、従来、図１（ａ）に示すよう
に、｛Ｎ／（Ｎ1Ｎ2・・Ｎk）｝−１個の遅延器Ｚ
-p（但し、ｐ＝Ｎ1Ｎ2・・Ｎk）と、入力信号に各遅延
器11の出力を加算する加算器12と、加算器12から出力さ
れるデータをＮk+1：１の比率で間引く間引き器13とか
ら構成されている。なお、遅延器Ｚ-pは、１サンプルの
遅延器Ｚ-1を直列にｐ個接続したものであり、入力する
データをｐサンプル遅延させる。また、このフィルタの
タップ数はＮ／（Ｎ1Ｎ2・・Ｎk）である。
【００１２】この櫛型フィルタＨK（ｚN1...Nk）には、
間引きフィルタへの入力信号周波数ｆｓが前段までの間
引き器によって間引かれて、ｆｓ／（Ｎ1Ｎ2・・Ｎk）
のサンプリング周波数のデータが入力する。
間引きフィルタへの入力信号周波数ｆｓが前段までの間
引き器によって間引かれて、ｆｓ／（Ｎ1Ｎ2・・Ｎk）
のサンプリング周波数のデータが入力する。
【００１３】入力データは、加算器12に入力するととも
に、第１の遅延器11に入力する。遅延器11に入力したデ
ータは、入力サンプリング周波数ｆｓ／（Ｎ1Ｎ2・・Ｎ
k）で１サンプル時間遅延して、次の遅延器11に入力
し、このとき同時に加算器12にも入力する。こうした動
作の繰り返しによって、加算器12は、タップ数Ｎ／（Ｎ
1Ｎ2・・Ｎk）に相当するデータ数をサンプリング周期
ごとに加算する。間引き器13は、加算器12からＮk+1個
のデータが出力されるごとに１つのデータを次段の櫛型
フィルタＨK+1（ｚN1...Nk+1）に出力する。
に、第１の遅延器11に入力する。遅延器11に入力したデ
ータは、入力サンプリング周波数ｆｓ／（Ｎ1Ｎ2・・Ｎ
k）で１サンプル時間遅延して、次の遅延器11に入力
し、このとき同時に加算器12にも入力する。こうした動
作の繰り返しによって、加算器12は、タップ数Ｎ／（Ｎ
1Ｎ2・・Ｎk）に相当するデータ数をサンプリング周期
ごとに加算する。間引き器13は、加算器12からＮk+1個
のデータが出力されるごとに１つのデータを次段の櫛型
フィルタＨK+1（ｚN1...Nk+1）に出力する。
【００１４】一方、ディジタル補間フィルタは、図１３
（ａ）に示すように、入力１サンプルに対してデータ’
０’を（Ｎ−１）サンプル挿入してサンプリング周波数
をＮ倍にする。次いで、補間フィルタＨ（ｚ）がフィル
タリングを行ない、入力サンプリング周波数ｆｓiの整
数倍の周波数に現れる不要スペクトルを抑圧して出力サ
ンプリング周波数ｆｓo（＝Ｎ＊ｆｓi）の信号を得てい
る。
（ａ）に示すように、入力１サンプルに対してデータ’
０’を（Ｎ−１）サンプル挿入してサンプリング周波数
をＮ倍にする。次いで、補間フィルタＨ（ｚ）がフィル
タリングを行ない、入力サンプリング周波数ｆｓiの整
数倍の周波数に現れる不要スペクトルを抑圧して出力サ
ンプリング周波数ｆｓo（＝Ｎ＊ｆｓi）の信号を得てい
る。
【００１５】ここで、Ｎ＝Ｎ1Ｎ2・・・ＮLと因数分解
できるものとすると、間引きフィルタの場合と同様に、
Ｈ（ｚ）は図１３（ｂ）に示すように、係数サンプリン
グ周波数の異なるフィルタＨ0（ｚ）、Ｈ
1（ｚN1.N2）、・・・、ＨL（ｚN1...NL）の縦続接続と
することができる。これらのフィルタのインパルス応答
長を全てｆｓi -1＝Ｎ・ｆｓo -1として、最終段のｆｓi
に最も深いノッチを与えるようにする。
できるものとすると、間引きフィルタの場合と同様に、
Ｈ（ｚ）は図１３（ｂ）に示すように、係数サンプリン
グ周波数の異なるフィルタＨ0（ｚ）、Ｈ
1（ｚN1.N2）、・・・、ＨL（ｚN1...NL）の縦続接続と
することができる。これらのフィルタのインパルス応答
長を全てｆｓi -1＝Ｎ・ｆｓo -1として、最終段のｆｓi
に最も深いノッチを与えるようにする。
【００１６】また、これらがＦＩＲフィルタであること
から図１３（ｃ）のように各段に０挿入器を挿入しても
等価であり、結果として各段のフィルタは各々の係数の
サンプリング周波数で動作すればよいことになる。
から図１３（ｃ）のように各段に０挿入器を挿入しても
等価であり、結果として各段のフィルタは各々の係数の
サンプリング周波数で動作すればよいことになる。
【００１７】各段を形成する櫛形フィルタＨK（ｚ
N1...Nk）（但し、ｋ＝０，‥，Ｌ）は、図９（ａ）に
示す構成を備えている。これは間引きフィルタの櫛型フ
ィルタ（図１（ａ））と比べると、間引き器に代わって
０挿入器が付加されている点で相違しているが、フィル
タの構成や各遅延器、加算器に入力するデータなどにつ
いては変わりがない。
N1...Nk）（但し、ｋ＝０，‥，Ｌ）は、図９（ａ）に
示す構成を備えている。これは間引きフィルタの櫛型フ
ィルタ（図１（ａ））と比べると、間引き器に代わって
０挿入器が付加されている点で相違しているが、フィル
タの構成や各遅延器、加算器に入力するデータなどにつ
いては変わりがない。
【００１８】
【発明が解決しようとする課題】しかし、従来の間引き
フィルタや補間フィルタに用いられる櫛型フィルタは、
多数の加算演算を高速処理することが必要であるため、
ハードウエアに対する要求が厳しくならざるを得ない。
また、その演算に多量の電力を消費するため、移動通信
の移動機などの電池寿命を縮めるという問題点がある。
フィルタや補間フィルタに用いられる櫛型フィルタは、
多数の加算演算を高速処理することが必要であるため、
ハードウエアに対する要求が厳しくならざるを得ない。
また、その演算に多量の電力を消費するため、移動通信
の移動機などの電池寿命を縮めるという問題点がある。
【００１９】また、部品点数が多く、移動機の軽量化や
小型化を妨げることにもなる。
小型化を妨げることにもなる。
【００２０】本発明は、こうした従来の問題点を解決す
るものであり、演算数及び素子数の少ない櫛型フィル
タ、また、それを用いて小型、軽量化を実現し、電力消
費を節約することができる送受信装置を提供することを
目的としている。
るものであり、演算数及び素子数の少ない櫛型フィル
タ、また、それを用いて小型、軽量化を実現し、電力消
費を節約することができる送受信装置を提供することを
目的としている。
【００２１】
【課題を解決するための手段】そこで、本発明では、１
／Ｎ間引きフィルタに用いる櫛型フィルタを、入力信号
をＮサンプル期間加算してはクリアされる放電機能付き
の積分器と１／Ｎサンプリング周波数で動作する櫛型フ
ィルタとを縦続接続して構成している。
／Ｎ間引きフィルタに用いる櫛型フィルタを、入力信号
をＮサンプル期間加算してはクリアされる放電機能付き
の積分器と１／Ｎサンプリング周波数で動作する櫛型フ
ィルタとを縦続接続して構成している。
【００２２】また、Ｎ倍補間フィルタに用いる櫛型フィ
ルタを、１／Ｎサンプリング周波数で動作する櫛型フィ
ルタとこの櫛型フィルタの出力値をＮサンプル期間ホー
ルドして出力し続けるホールド回路とを縦続接続して構
成している。
ルタを、１／Ｎサンプリング周波数で動作する櫛型フィ
ルタとこの櫛型フィルタの出力値をＮサンプル期間ホー
ルドして出力し続けるホールド回路とを縦続接続して構
成している。
【００２３】また、受信と送信とを交互に繰り返す送受
信装置において、１／Ｎサンプリング周波数で動作する
櫛型フィルタと、Ｎサンプル周期でクリアするディジタ
ル積分器と、受信と送信とに応じて回路を切替えるセレ
クタとを設け、１／Ｎサンプル周期で動作する櫛型フィ
ルタを受信と送信とで共用するとともに、積分器を、受
信時には受信データを一定回数加算してはクリアする積
分器として使用し、送信時には送信データをホールドす
る回路として用いている。
信装置において、１／Ｎサンプリング周波数で動作する
櫛型フィルタと、Ｎサンプル周期でクリアするディジタ
ル積分器と、受信と送信とに応じて回路を切替えるセレ
クタとを設け、１／Ｎサンプル周期で動作する櫛型フィ
ルタを受信と送信とで共用するとともに、積分器を、受
信時には受信データを一定回数加算してはクリアする積
分器として使用し、送信時には送信データをホールドす
る回路として用いている。
【００２４】
【作用】１／Ｎ間引き櫛形フィルタを、Ｎサンプル周期
でクリアするディジタル積分器と１／Ｎサンプル周期で
動作し、タップ数１／Ｎ倍の櫛形フィルタとで構成する
ことにより、特にＮが大きくディジタル積分器を無視で
きる時には、ハードウエア量、消費電力共に１／Ｎに削
減することができる。また、Ｎ倍補間フィルタを、１／
Ｎサンプル周期で動作し、タップ数１／Ｎ倍の櫛形フィ
ルタとＮサンプル期間のホールド回路とで構成すること
により、特にＮが大きくホールド回路を無視できる時に
は、ハードウエア量、消費電力共に１／Ｎに削減でき
る。従って、いずれにおいても、チップ化したときのチ
ップ面積を削減することができ、また、消費電力を減ら
すことができる。
でクリアするディジタル積分器と１／Ｎサンプル周期で
動作し、タップ数１／Ｎ倍の櫛形フィルタとで構成する
ことにより、特にＮが大きくディジタル積分器を無視で
きる時には、ハードウエア量、消費電力共に１／Ｎに削
減することができる。また、Ｎ倍補間フィルタを、１／
Ｎサンプル周期で動作し、タップ数１／Ｎ倍の櫛形フィ
ルタとＮサンプル期間のホールド回路とで構成すること
により、特にＮが大きくホールド回路を無視できる時に
は、ハードウエア量、消費電力共に１／Ｎに削減でき
る。従って、いずれにおいても、チップ化したときのチ
ップ面積を削減することができ、また、消費電力を減ら
すことができる。
【００２５】また、この櫛型フィルタを間引きフィルタ
及び補間フィルタに共用する送受信装置は、共用化によ
りハード量を減らすことができ、小型化、軽量化を図る
ことができる。
及び補間フィルタに共用する送受信装置は、共用化によ
りハード量を減らすことができ、小型化、軽量化を図る
ことができる。
【００２６】
（第１実施例）第１実施例の櫛型フィルタは、間引きフ
ィルタに用いている。この櫛型フィルタは、次のような
考え方に基づいて作り出した。
ィルタに用いている。この櫛型フィルタは、次のような
考え方に基づいて作り出した。
【００２７】図１において、図１（ａ）は従来の櫛型フ
ィルタであるが、このフィルタは、図１（ｂ）に示すよ
うに、サンプリング周波数ｆｓ／（Ｎ1・・・Ｎk）、タ
ップ数Ｎk+1の櫛型フィルタと、サンプリング周波数ｆ
ｓ／（Ｎ1・・・Ｎk+1）、タップ数Ｎ／（Ｎ1・・・Ｎk
Ｎk+1）の櫛形フィルタとの縦続接続とすることができ
る。
ィルタであるが、このフィルタは、図１（ｂ）に示すよ
うに、サンプリング周波数ｆｓ／（Ｎ1・・・Ｎk）、タ
ップ数Ｎk+1の櫛型フィルタと、サンプリング周波数ｆ
ｓ／（Ｎ1・・・Ｎk+1）、タップ数Ｎ／（Ｎ1・・・Ｎk
Ｎk+1）の櫛形フィルタとの縦続接続とすることができ
る。
【００２８】例えば、図２に示すように、Ｎ＝４、Ｎ1
＝１、Ｎ2＝２のときには、入力データａ0、ａ1、ａ2‥
に対して、出力は、（ａ）、（ｂ）のいずれの型でも、
ａ0＋ａ1＋ａ2＋ａ3、ａ1＋ａ2＋ａ3＋ａ4、ａ2＋ａ3＋
ａ4＋ａ5、‥となる。
＝１、Ｎ2＝２のときには、入力データａ0、ａ1、ａ2‥
に対して、出力は、（ａ）、（ｂ）のいずれの型でも、
ａ0＋ａ1＋ａ2＋ａ3、ａ1＋ａ2＋ａ3＋ａ4、ａ2＋ａ3＋
ａ4＋ａ5、‥となる。
【００２９】そして、図１（ｂ）のフィルタは、サンプ
リング周波数ｆｓ／（Ｎ1・・・Ｎk+1）の櫛型フィルタ
と、間引き器（１／Ｎk+1）13との順序を入れ替えて、
図１（ｃ）の形にすることができる。
リング周波数ｆｓ／（Ｎ1・・・Ｎk+1）の櫛型フィルタ
と、間引き器（１／Ｎk+1）13との順序を入れ替えて、
図１（ｃ）の形にすることができる。
【００３０】この図１（ｃ）のフィルタの前段の櫛形フ
ィルタは、タップ数Ｎk+1と間引きの母数Ｎk+1とが等し
い。このような場合、図４に例示するように、間引き器
からの出力は、ａ0＋ａ1＋ａ2＋ａ3、ａ4＋ａ5＋ａ6＋
ａ7、ａ8＋ａ9＋ａ10＋ａ11、‥となり、出力には入力
値の重なりが生じない。
ィルタは、タップ数Ｎk+1と間引きの母数Ｎk+1とが等し
い。このような場合、図４に例示するように、間引き器
からの出力は、ａ0＋ａ1＋ａ2＋ａ3、ａ4＋ａ5＋ａ6＋
ａ7、ａ8＋ａ9＋ａ10＋ａ11、‥となり、出力には入力
値の重なりが生じない。
【００３１】このような動作は、図１（ｄ）に示すよう
に、入力信号をＮk+1回加算してはクリアされる放電機
能付きディジタル積分器14で実現することができる。
に、入力信号をＮk+1回加算してはクリアされる放電機
能付きディジタル積分器14で実現することができる。
【００３２】また、図１（ｃ）の後段の櫛型フィルタ
は、図１（ｄ）に示す、遅延器15、加算器16、17とから
成る転置型の構成に置き換えることができる。この転置
型の櫛型フィルタは、各段で演算しながら、順次、次の
段に演算結果を送るパイプライン動作を行なう。そのた
め、各加算器16、17において一時期に加算する加算数が
減り、演算の負担が軽減する。
は、図１（ｄ）に示す、遅延器15、加算器16、17とから
成る転置型の構成に置き換えることができる。この転置
型の櫛型フィルタは、各段で演算しながら、順次、次の
段に演算結果を送るパイプライン動作を行なう。そのた
め、各加算器16、17において一時期に加算する加算数が
減り、演算の負担が軽減する。
【００３３】このように、実施例では、櫛型フィルタ
を、図１（ｄ）に示すように、放電機能付きディジタル
積分器14と、転置型のフィルタとで構成している。この
櫛型フィルタの遅延器の数は、遅延器15の数｛Ｎ／（Ｎ
1・・・ＮkＮk+1）｝−１にディジタル積分器14の１を
加えた数となるが、これは従来の櫛型フィルタ（図１
（ａ））の遅延器11の数｛Ｎ／（Ｎ1・・・Ｎk）｝−１
に比べて、可成り少ない。そのため、櫛型フィルタをチ
ップに構成したときのチップ面積を減らすことができ
る。
を、図１（ｄ）に示すように、放電機能付きディジタル
積分器14と、転置型のフィルタとで構成している。この
櫛型フィルタの遅延器の数は、遅延器15の数｛Ｎ／（Ｎ
1・・・ＮkＮk+1）｝−１にディジタル積分器14の１を
加えた数となるが、これは従来の櫛型フィルタ（図１
（ａ））の遅延器11の数｛Ｎ／（Ｎ1・・・Ｎk）｝−１
に比べて、可成り少ない。そのため、櫛型フィルタをチ
ップに構成したときのチップ面積を減らすことができ
る。
【００３４】また、回路の大半を占める転置型フィルタ
は１／Ｎk+1サンプリング周波数で動作するので、消費
電力を減らすことができる。
は１／Ｎk+1サンプリング周波数で動作するので、消費
電力を減らすことができる。
【００３５】図４は、実施例の櫛型フィルタを間引きフ
ィルタに用いた例を示しており、間引きフィルタの第０
段から第Ｌ段までをこの櫛型フィルタにより構成してい
る。この間引きフィルタを構成するときは、櫛型フィル
タの縦続接続段数Ｌを決め、Ｎ（＝ｆｓ／ｆｓ0）をＬ
個の因数Ｎ1、Ｎ2、‥、ＮLに因数分解し、各因数分解
の組合せの内、ハード量が最小の構成を選択する。ま
た、最も急峻な特性が要求される最終段には、サンプリ
ング周波数が最も低いので、乗算器を有するＤＳＰ（Di
gital Signal Processer）を用いることができる。
ィルタに用いた例を示しており、間引きフィルタの第０
段から第Ｌ段までをこの櫛型フィルタにより構成してい
る。この間引きフィルタを構成するときは、櫛型フィル
タの縦続接続段数Ｌを決め、Ｎ（＝ｆｓ／ｆｓ0）をＬ
個の因数Ｎ1、Ｎ2、‥、ＮLに因数分解し、各因数分解
の組合せの内、ハード量が最小の構成を選択する。ま
た、最も急峻な特性が要求される最終段には、サンプリ
ング周波数が最も低いので、乗算器を有するＤＳＰ（Di
gital Signal Processer）を用いることができる。
【００３６】図５は、４段の櫛型フィルタによって１
４．４ＭＨｚの周波数を１／１００の１４４ＫＨｚにま
で落とす間引きフィルタの具体例を示している。ここ
で、第１段から第３段までのフィルタは、実施例の櫛型
フィルタで構成し、第４段のＨ3にはＤＳＰを使用して
いる。この各段の櫛型フィルタにおける周波数特性を図
６に示し、その一部を拡大して図７に示している。ま
た、第１段から第４段までを縦続接続した総合特性を図
８に示している。この図から、目的のチャネル（横軸の
０．０の点）の極く近くの周波数、特に出力サンプリン
グ周波数１４４ＫＨｚが減衰されていることが分かる。
なお、目的のチャネルから離れた位置の周波数は、ＡＤ
変換する前の緩やかな特性のアナログフィルタによって
除くことが可能である。
４．４ＭＨｚの周波数を１／１００の１４４ＫＨｚにま
で落とす間引きフィルタの具体例を示している。ここ
で、第１段から第３段までのフィルタは、実施例の櫛型
フィルタで構成し、第４段のＨ3にはＤＳＰを使用して
いる。この各段の櫛型フィルタにおける周波数特性を図
６に示し、その一部を拡大して図７に示している。ま
た、第１段から第４段までを縦続接続した総合特性を図
８に示している。この図から、目的のチャネル（横軸の
０．０の点）の極く近くの周波数、特に出力サンプリン
グ周波数１４４ＫＨｚが減衰されていることが分かる。
なお、目的のチャネルから離れた位置の周波数は、ＡＤ
変換する前の緩やかな特性のアナログフィルタによって
除くことが可能である。
【００３７】（第２実施例）第２実施例は、補間フィル
タに用いる櫛型フィルタの例である。
タに用いる櫛型フィルタの例である。
【００３８】この場合は、図９に示すように、従来の補
間フィルタの各段に用いる櫛型フィルタ（図９（ａ））
を、図９（ｂ）に示すように、サンプリング周波数ｆｓ
／（Ｎ1・・・Ｎk+1）、タップ数Ｎ／（Ｎ1・・・ＮkＮ
k+1）の櫛形フィルタ（前段フィルタ）と、サンプリン
グ周波数ｆｓ／（Ｎ1・・・Ｎk）、タップ数Ｎk+1の櫛
型フィルタ（後段フィルタ）との縦続接続とすることが
でき、また、この前段フィルタと０挿入器（Ｎk+1）と
の順序を入れ替えて、図９（ｃ）のように構成すること
ができる。
間フィルタの各段に用いる櫛型フィルタ（図９（ａ））
を、図９（ｂ）に示すように、サンプリング周波数ｆｓ
／（Ｎ1・・・Ｎk+1）、タップ数Ｎ／（Ｎ1・・・ＮkＮ
k+1）の櫛形フィルタ（前段フィルタ）と、サンプリン
グ周波数ｆｓ／（Ｎ1・・・Ｎk）、タップ数Ｎk+1の櫛
型フィルタ（後段フィルタ）との縦続接続とすることが
でき、また、この前段フィルタと０挿入器（Ｎk+1）と
の順序を入れ替えて、図９（ｃ）のように構成すること
ができる。
【００３９】そして、図９（ｃ）の前段フィルタは、サ
ンプリング周波数ｆｓ／（Ｎ1・・・Ｎk+1）で動作する
が、１サンプル時間にタップ数Ｎ／（Ｎ1・・・Ｎk・Ｎ
k+1）回の加算を行なわなくてもよいように、転置型に
構成し、パイプライン動作を行なわせる。
ンプリング周波数ｆｓ／（Ｎ1・・・Ｎk+1）で動作する
が、１サンプル時間にタップ数Ｎ／（Ｎ1・・・Ｎk・Ｎ
k+1）回の加算を行なわなくてもよいように、転置型に
構成し、パイプライン動作を行なわせる。
【００４０】また、図９（ｃ）の後段フィルタは、サン
プリング周波数ｆｓ／（Ｎ1・・・Ｎk）、Ｎk+1タップ
の櫛形フィルタであるが、その入力は０挿入器によりＮ
k+1サンプルの内（Ｎk+1−１）サンプルが’０’である
ため、フィルタ出力は、Ｎk+1サンプル時間、同じ値に
なる。従って、後段の櫛形フィルタは、前段の櫛形フィ
ルタ出力の０次ホールド動作と等価であるから、フリッ
プフロップなどによりホールド回路により容易に実現で
きる。
プリング周波数ｆｓ／（Ｎ1・・・Ｎk）、Ｎk+1タップ
の櫛形フィルタであるが、その入力は０挿入器によりＮ
k+1サンプルの内（Ｎk+1−１）サンプルが’０’である
ため、フィルタ出力は、Ｎk+1サンプル時間、同じ値に
なる。従って、後段の櫛形フィルタは、前段の櫛形フィ
ルタ出力の０次ホールド動作と等価であるから、フリッ
プフロップなどによりホールド回路により容易に実現で
きる。
【００４１】図１０には、実施例の櫛型フィルタを第０
段から第Ｌ段まで用いて構成した補間フィルタを示して
いる。
段から第Ｌ段まで用いて構成した補間フィルタを示して
いる。
【００４２】（第３実施例）第３実施例は、第１実施例
の１／Ｎ間引き櫛型フィルタと第２実施例のＮ倍補間フ
ィルタのハードウエアを共用化し、時分割で利用するよ
うにした送受信装置である。
の１／Ｎ間引き櫛型フィルタと第２実施例のＮ倍補間フ
ィルタのハードウエアを共用化し、時分割で利用するよ
うにした送受信装置である。
【００４３】ＴＤＭ伝送やＴＤＤ伝送を行なう場合、受
信と送信とは、異なる時間にバーストデータを転送して
いるので、受信時の間引きフィルタ動作と送信時の補間
フィルタ動作とを、同一のハードウェアを用いて切替え
て実行することができる。
信と送信とは、異なる時間にバーストデータを転送して
いるので、受信時の間引きフィルタ動作と送信時の補間
フィルタ動作とを、同一のハードウェアを用いて切替え
て実行することができる。
【００４４】この装置は、図１１に示すように、受信信
号Ｒｉｎが入力する加算器28と、０が入力すると間引き
受信動作を選択し、１が入力する補間送信動作を選択す
るセレクタ21及びセレクタ26と、放電機能付きディジタ
ル積分器27と、遅延器22及び加算器24、25より成る転置
型の櫛型フィルタとを備えている。
号Ｒｉｎが入力する加算器28と、０が入力すると間引き
受信動作を選択し、１が入力する補間送信動作を選択す
るセレクタ21及びセレクタ26と、放電機能付きディジタ
ル積分器27と、遅延器22及び加算器24、25より成る転置
型の櫛型フィルタとを備えている。
【００４５】この装置は、受信時に、セレクタ21及び26
に０が入力し、セレクタ21及び26は間引き動作を選択す
る。このとき、受信入力Ｒｉｎは、加算器28及びセレク
タ26を通って積分器27で加算され、Ｎk+1回に１回の割
りで加算値が出力され、この出力は、加算器28、セレク
タ21を通って、遅延器22及び加算器24、25より成る転置
型の櫛型フィルタを経て出力（Ｒｏｕｔ）される。
に０が入力し、セレクタ21及び26は間引き動作を選択す
る。このとき、受信入力Ｒｉｎは、加算器28及びセレク
タ26を通って積分器27で加算され、Ｎk+1回に１回の割
りで加算値が出力され、この出力は、加算器28、セレク
タ21を通って、遅延器22及び加算器24、25より成る転置
型の櫛型フィルタを経て出力（Ｒｏｕｔ）される。
【００４６】一方、送信時には、送信入力（Ｔｉｎ）が
セレクタ21を経て、転置型の櫛型フィルタを通り、セレ
クタ26から積分器27に入り、一定時間ホールドされて出
力（Ｔｏｕｔ）される。
セレクタ21を経て、転置型の櫛型フィルタを通り、セレ
クタ26から積分器27に入り、一定時間ホールドされて出
力（Ｔｏｕｔ）される。
【００４７】このように、同一のハードウエアを用い
て、受信時のサンプリングデータの間引きと、送信時の
データの補間とを行なうことができる。
て、受信時のサンプリングデータの間引きと、送信時の
データの補間とを行なうことができる。
【００４８】なお、実施例の櫛型フィルタは、移動通信
の送受信器だけでなく、ＡＶ製品や計測装置など、現在
櫛型フィルタが使用されている装置には同じように使用
することができる。
の送受信器だけでなく、ＡＶ製品や計測装置など、現在
櫛型フィルタが使用されている装置には同じように使用
することができる。
【００４９】
【発明の効果】以上の実施例の説明から明らかなよう
に、本発明の櫛型フィルタは、消費電力が少なく、チッ
プ面積が要らないなどの利点を備えており、ハードウエ
アが極めて作り易い。
に、本発明の櫛型フィルタは、消費電力が少なく、チッ
プ面積が要らないなどの利点を備えており、ハードウエ
アが極めて作り易い。
【００５０】また、この櫛型フィルタを間引きフィルタ
と補間フィルタとに共用する送受信装置は、それらを個
別に設ける場合に比べてハードウエア量を削減すること
ができ、小型の装置化を図ることができる。
と補間フィルタとに共用する送受信装置は、それらを個
別に設ける場合に比べてハードウエア量を削減すること
ができ、小型の装置化を図ることができる。
【図１】第１実施例の櫛型フィルタの構成図、
【図２】第１実施例の櫛型フィルタの動作を説明する説
明図、
明図、
【図３】第１実施例の櫛型フィルタの動作を説明する第
２の説明図、
２の説明図、
【図４】第１実施例の櫛型フィルタを用いて構成した間
引きフィルタの構成図、
引きフィルタの構成図、
【図５】前記間引きフィルタの具体例、
【図６】前記間引きフィルタを構成する各櫛型フィルタ
の特性図、
の特性図、
【図７】前記特性図の拡大図、
【図８】前記間引きフィルタの総合特性図、
【図９】第２実施例の櫛型フィルタの構成図、
【図１０】第２実施例の櫛型フィルタを用いて構成した
補間フィルタの構成図、
補間フィルタの構成図、
【図１１】第３実施例の送受信装置の構成を示すブロッ
ク図、
ク図、
【図１２】間引きフィルタの基本原理を説明する説明
図、
図、
【図１３】補間フィルタの基本原理を説明する説明図、
【図１４】受信回路の構成を示すブロック図、
【図１５】送信回路の構成を示すブロック図、
【図１６】複数の櫛型フィルタの総合特性を説明する説
明図である。
明図である。
11、15、22 遅延器 12、16、17、18、24、25、28 加算器 13 間引き器 14、27 放電機能付きディジタル積分器 21、27 セレクタ
Claims (3)
- 【請求項１】 １／Ｎ間引きフィルタに用いる櫛型フィ
ルタにおいて、 入力信号をＮサンプル期間加算してはクリアされる放電
機能付きの積分器と１／Ｎサンプリング周波数で動作す
る櫛型フィルタとを縦続接続したことを特徴とする櫛型
フィルタ。 - 【請求項２】 Ｎ倍補間フィルタに用いる櫛型フィルタ
において、 １／Ｎサンプリング周波数で動作する櫛型フィルタと前
記櫛型フィルタの出力値をＮサンプル期間ホールドして
出力し続けるホールド回路とを縦続接続したことを特徴
とする櫛型フィルタ。 - 【請求項３】 受信と送信とを交互に繰り返す送受信装
置において、 １／Ｎサンプリング周波数で動作する櫛型フィルタと、
Ｎサンプル周期でクリアされるディジタル積分器と、受
信と送信とに応じて回路を切替えるセレクタとを備え、
前記転置型の櫛型フィルタを受信と送信とで共用すると
ともに、前記積分器を、受信時には受信データをＮサン
プル期間加算してはクリアする積分器として使用し、送
信時には送信データをＮサンプル期間ホールドする回路
として用いることを特徴とする送受信装置。
Priority Applications (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP25575595A JP3210219B2 (ja) | 1995-09-08 | 1995-09-08 | 櫛形フィルタとそれを用いた送受信装置 |
| US08/668,342 US5777908A (en) | 1995-09-08 | 1996-06-26 | Comb filter with a smaller number of delay elements |
| EP96110739A EP0762647B1 (en) | 1995-09-08 | 1996-07-03 | Comb filter with a smaller number of delay elements |
| DE69610543T DE69610543T2 (de) | 1995-09-08 | 1996-07-03 | Kammfilter mit geringer Anzahl von Verzögerungselementen |
| CN96109903A CN1069005C (zh) | 1995-09-08 | 1996-07-22 | 具有少量延迟元件的梳状滤波器及具有该滤波器的无线电收发机 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP25575595A JP3210219B2 (ja) | 1995-09-08 | 1995-09-08 | 櫛形フィルタとそれを用いた送受信装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0983299A true JPH0983299A (ja) | 1997-03-28 |
| JP3210219B2 JP3210219B2 (ja) | 2001-09-17 |
Family
ID=17283183
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP25575595A Expired - Fee Related JP3210219B2 (ja) | 1995-09-08 | 1995-09-08 | 櫛形フィルタとそれを用いた送受信装置 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5777908A (ja) |
| EP (1) | EP0762647B1 (ja) |
| JP (1) | JP3210219B2 (ja) |
| CN (1) | CN1069005C (ja) |
| DE (1) | DE69610543T2 (ja) |
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| DE19741922A1 (de) * | 1997-09-23 | 1999-03-25 | Siemens Ag | Kammfilter |
| US6173011B1 (en) * | 1998-05-28 | 2001-01-09 | Glenayre Electronics, Inc. | Forward-backward channel interpolator |
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| DE102005018858B4 (de) | 2005-04-22 | 2009-09-10 | Infineon Technologies Ag | Digitales Filter und Verfahren zur Bestimmung seiner Koeffizienten |
| CN1964188B (zh) * | 2006-12-06 | 2010-05-26 | 北京中星微电子有限公司 | 一种增量调制型转换的抽取滤波装置 |
| CN102403986B (zh) * | 2011-11-25 | 2015-05-06 | 京信通信系统（中国）有限公司 | 多通道的cic抽取滤波器及其实现方法 |
| TWI550945B (zh) * | 2014-12-22 | 2016-09-21 | 國立彰化師範大學 | 具有急遽過渡帶的複合濾波器之設計方法及其串聯式複合濾波器 |
| US11476236B2 (en) | 2018-11-07 | 2022-10-18 | Seoul Viosys Co., Ltd. | Display apparatus |
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| CA2160045C (en) * | 1994-10-13 | 1999-04-27 | Thad J. Genrich | Parallel cascaded integrator-comb filter |
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- 1995-09-08 JP JP25575595A patent/JP3210219B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1996
- 1996-06-26 US US08/668,342 patent/US5777908A/en not_active Expired - Fee Related
- 1996-07-03 DE DE69610543T patent/DE69610543T2/de not_active Expired - Fee Related
- 1996-07-03 EP EP96110739A patent/EP0762647B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1996-07-22 CN CN96109903A patent/CN1069005C/zh not_active Expired - Fee Related
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Also Published As
| Publication number | Publication date |
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