JPH0983409A - フェージング推定方式 - Google Patents
フェージング推定方式Info
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- JPH0983409A JPH0983409A JP23709695A JP23709695A JPH0983409A JP H0983409 A JPH0983409 A JP H0983409A JP 23709695 A JP23709695 A JP 23709695A JP 23709695 A JP23709695 A JP 23709695A JP H0983409 A JPH0983409 A JP H0983409A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- fading
- filter
- estimation method
- pilot signal
- coefficient
- Prior art date
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- Withdrawn
Links
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- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
- Filters That Use Time-Delay Elements (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】本発明は適正なフェージングの推定を行うこと
によってフェージングによる振幅・位相の変化を適正に
取り除くことができるフェージング推定方式を提供する
ことを目的とする。 【解決手段】バースト信号中に等間隔で埋め込まれたパ
イロット信号Ｐ１を受信後、低域通過フィルタＦＬに通
すことでフェージングの振幅及び位相を推定する構成に
おいて、その低域通過フィルタＦＬとしてナイキストフ
ィルタを用い、ナイキストフィルタＦＬの帯域幅ｆ0 お
よびロールオフ率αを、任意に設定されるフェージング
の最大ドップラー周波数Ｆd をもとに信号の折り返し成
分の影響が出ない範囲で最大とするフィルタ係数Ｆｃを
発生する係数制御手段６を具備し、ナイキストフィルタ
ＦＬがフィルタ係数Ｆｃに応じてインパルス応答の収束
を速め演算量を削減できるようにして構成する。
によってフェージングによる振幅・位相の変化を適正に
取り除くことができるフェージング推定方式を提供する
ことを目的とする。 【解決手段】バースト信号中に等間隔で埋め込まれたパ
イロット信号Ｐ１を受信後、低域通過フィルタＦＬに通
すことでフェージングの振幅及び位相を推定する構成に
おいて、その低域通過フィルタＦＬとしてナイキストフ
ィルタを用い、ナイキストフィルタＦＬの帯域幅ｆ0 お
よびロールオフ率αを、任意に設定されるフェージング
の最大ドップラー周波数Ｆd をもとに信号の折り返し成
分の影響が出ない範囲で最大とするフィルタ係数Ｆｃを
発生する係数制御手段６を具備し、ナイキストフィルタ
ＦＬがフィルタ係数Ｆｃに応じてインパルス応答の収束
を速め演算量を削減できるようにして構成する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は移動通信において問
題となるフェージングによる振幅・位相の変動を推定す
るフェージング推定方式に関する。
題となるフェージングによる振幅・位相の変動を推定す
るフェージング推定方式に関する。
【０００２】移動通信においては、移動体の速度および
搬送波の周波数によって決まる最大周波数を持ったラン
ダムな振幅・位相の変化であるフェージングが起こり、
これによって固定の無線通信に比較して、安定した受信
が非常に難しい。
搬送波の周波数によって決まる最大周波数を持ったラン
ダムな振幅・位相の変化であるフェージングが起こり、
これによって固定の無線通信に比較して、安定した受信
が非常に難しい。
【０００３】現在サービス中の移動電話などでは、フェ
ージングに強いとして遅延検波方式が広く使われている
が、これからのデータ信号の伝送を含むより高速・高品
質の移動通信を行なう際には遅延検波でもまだ不十分で
あり、フェージングによる振幅・位相の変化を積極的に
取り除く方式が要望されている。
ージングに強いとして遅延検波方式が広く使われている
が、これからのデータ信号の伝送を含むより高速・高品
質の移動通信を行なう際には遅延検波でもまだ不十分で
あり、フェージングによる振幅・位相の変化を積極的に
取り除く方式が要望されている。
【０００４】
【従来の技術】従来、フェージング推定方式の一例とし
て、図８に示すようにディジタルデータＤ１中の何シン
ボルか毎（一定周期毎）にパイロット信号Ｐと呼ばれる
既知の信号を埋め込み、これを用いてフェージングによ
る振幅・位相の変化を推定する方式が知られている。
て、図８に示すようにディジタルデータＤ１中の何シン
ボルか毎（一定周期毎）にパイロット信号Ｐと呼ばれる
既知の信号を埋め込み、これを用いてフェージングによ
る振幅・位相の変化を推定する方式が知られている。
【０００５】推定の方式としてはパイロット信号Ｐ間の
各シンボルに対応するフェージング推定値を内挿によっ
て求める方式や、受信したパイロット信号Ｐを低域通過
フィルタに通すことでフェージング推定値を求める方式
などがある。
各シンボルに対応するフェージング推定値を内挿によっ
て求める方式や、受信したパイロット信号Ｐを低域通過
フィルタに通すことでフェージング推定値を求める方式
などがある。
【０００６】後者の推定方式に用いる低域通過フィルタ
にあって、従来の帯域を固定した低域通過フィルタをデ
ィジタルフィルタを用いて実現した場合のブロック構成
図を図９に示し、その説明を行う。
にあって、従来の帯域を固定した低域通過フィルタをデ
ィジタルフィルタを用いて実現した場合のブロック構成
図を図９に示し、その説明を行う。
【０００７】図９において、符号１1 〜１n はデータフ
リップフロップ（以下、ＦＦという）であり、ｎ段のシ
フトレジスタ構成とされており、パイロット受信信号Ｐ
１を図８に示すパイロット信号周期Ｔ１をクロック周期
とするクロック信号ＣＬＫ１で動作しながら順次シフト
するものである。
リップフロップ（以下、ＦＦという）であり、ｎ段のシ
フトレジスタ構成とされており、パイロット受信信号Ｐ
１を図８に示すパイロット信号周期Ｔ１をクロック周期
とするクロック信号ＣＬＫ１で動作しながら順次シフト
するものである。
【０００８】２1 〜２n+1 は、増幅率が任意に可変され
るアンプであり、ｎ段のＦＦ１1 〜１n よりも１個多い
数が用意されており、パイロット受信信号Ｐ１及び各Ｆ
Ｆ１ 1 〜１n の出力信号を増幅して出力するものであ
る。
るアンプであり、ｎ段のＦＦ１1 〜１n よりも１個多い
数が用意されており、パイロット受信信号Ｐ１及び各Ｆ
Ｆ１ 1 〜１n の出力信号を増幅して出力するものであ
る。
【０００９】３は加算器であり、アンプ２1 〜２n+1 か
ら入力される増幅信号の各々を加算し、この加算結果を
フェージング推定値として出力するものである。４は低
域通過フィルタ係数発生部であり、メモリを参照するな
どの方法で、各アンプ２1 〜２n+1 に増幅率を可変する
係数（低域通過フィルタの係数）を出力するものであ
る。但し、受信シンボル周期をクロック周期とするＣＬ
Ｋ２をクロック信号として係数を発生する。
ら入力される増幅信号の各々を加算し、この加算結果を
フェージング推定値として出力するものである。４は低
域通過フィルタ係数発生部であり、メモリを参照するな
どの方法で、各アンプ２1 〜２n+1 に増幅率を可変する
係数（低域通過フィルタの係数）を出力するものであ
る。但し、受信シンボル周期をクロック周期とするＣＬ
Ｋ２をクロック信号として係数を発生する。
【００１０】このような構成において、まず、パイロッ
ト受信信号Ｐ１がシフトレジスタ１ 1 〜１n を順次シフ
トされ、また、低域通過フィルタ係数発生部４から低域
通過フィルタの係数が発生される。
ト受信信号Ｐ１がシフトレジスタ１ 1 〜１n を順次シフ
トされ、また、低域通過フィルタ係数発生部４から低域
通過フィルタの係数が発生される。
【００１１】そのフィルタ係数に応じた増幅率で各アン
プ２1 〜２n+1 がパイロット受信信号Ｐ１及び各ＦＦ１
1 〜１n の出力信号を増幅し、この増幅信号を加算器３
で加算することによってフェージング推定値を出力す
る。
プ２1 〜２n+1 がパイロット受信信号Ｐ１及び各ＦＦ１
1 〜１n の出力信号を増幅し、この増幅信号を加算器３
で加算することによってフェージング推定値を出力す
る。
【００１２】即ち、シフトされたパイロット受信信号Ｐ
１とフィルタ係数の積和演算によってフィルタリングが
行なわれ、フェージング推定値が出力される。
１とフィルタ係数の積和演算によってフィルタリングが
行なわれ、フェージング推定値が出力される。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】ところで、上述した従
来のフェージング推定方式に用いられる低域通過フィル
タにおいては、各アンプ２1 〜２n+1 に付与されるフィ
ルタ係数を設定する場合、適正に設定する方法が明解で
なかったので、大まかな設定しかできず、このため適正
なフェージングの推定が行えず、フェージングによる振
幅・位相の変化を適正に取り除くことができない問題が
あった。
来のフェージング推定方式に用いられる低域通過フィル
タにおいては、各アンプ２1 〜２n+1 に付与されるフィ
ルタ係数を設定する場合、適正に設定する方法が明解で
なかったので、大まかな設定しかできず、このため適正
なフェージングの推定が行えず、フェージングによる振
幅・位相の変化を適正に取り除くことができない問題が
あった。
【００１４】上述した低域通過フィルタとしては、符号
間干渉を起こさない、インパルス応答が素早く収束する
などの利点から図９に示したナイキストフィルタが使用
されている。
間干渉を起こさない、インパルス応答が素早く収束する
などの利点から図９に示したナイキストフィルタが使用
されている。
【００１５】このナイキストフィルタの帯域は帯域幅お
よびロールオフ率αによって決定される。この帯域とフ
ェージングの最大ドップラー周波数およびパイロット信
号の周期との関係は、フェージング推定性能やインパル
ス応答の収束などに影響を与えるが、その設定法は明確
ではなかった。
よびロールオフ率αによって決定される。この帯域とフ
ェージングの最大ドップラー周波数およびパイロット信
号の周期との関係は、フェージング推定性能やインパル
ス応答の収束などに影響を与えるが、その設定法は明確
ではなかった。
【００１６】本発明は、このような点に鑑みてなされた
ものであり、適正なフェージングの推定を行うことによ
ってフェージングによる振幅・位相の変化を適正に取り
除くことができるフェージング推定方式を提供すること
を目的としている。
ものであり、適正なフェージングの推定を行うことによ
ってフェージングによる振幅・位相の変化を適正に取り
除くことができるフェージング推定方式を提供すること
を目的としている。
【００１７】
【課題を解決するための手段】図１に本発明のフェージ
ング推定方式の原理図を示す。このフェージング推定方
式は、バースト信号中に等間隔で埋め込まれたパイロッ
ト信号Ｐ１を受信後、低域通過フィルタＦＬに通すこと
でフェージングの振幅及び位相を推定するものであり、
本発明の特徴は、その低域通過フィルタＦＬとしてナイ
キストフィルタを用い、ナイキストフィルタＦＬの帯域
幅ｆ0 およびロールオフ率αを、任意に設定されるフェ
ージングの最大ドップラー周波数Ｆd をもとに信号の折
り返し成分の影響が出ない範囲で最大とするフィルタ係
数Ｆｃを発生する係数制御手段６を具備し、ナイキスト
フィルタＦＬがフィルタ係数Ｆｃに応じてインパルス応
答の収束を速め演算量を削減できるようにして構成した
ことにある。
ング推定方式の原理図を示す。このフェージング推定方
式は、バースト信号中に等間隔で埋め込まれたパイロッ
ト信号Ｐ１を受信後、低域通過フィルタＦＬに通すこと
でフェージングの振幅及び位相を推定するものであり、
本発明の特徴は、その低域通過フィルタＦＬとしてナイ
キストフィルタを用い、ナイキストフィルタＦＬの帯域
幅ｆ0 およびロールオフ率αを、任意に設定されるフェ
ージングの最大ドップラー周波数Ｆd をもとに信号の折
り返し成分の影響が出ない範囲で最大とするフィルタ係
数Ｆｃを発生する係数制御手段６を具備し、ナイキスト
フィルタＦＬがフィルタ係数Ｆｃに応じてインパルス応
答の収束を速め演算量を削減できるようにして構成した
ことにある。
【００１８】
【発明の実施の形態】以下、図面を参照して本発明の実
施の形態について説明する。図２は本発明の第１実施形
態のフェージング推定方式による低域通過フィルタのブ
ロック構成図である。この図に示す低域通過フィルタに
おいて図９に示した従来例の各部に対応する部分には同
一符号を付し、その説明を省略する。
施の形態について説明する。図２は本発明の第１実施形
態のフェージング推定方式による低域通過フィルタのブ
ロック構成図である。この図に示す低域通過フィルタに
おいて図９に示した従来例の各部に対応する部分には同
一符号を付し、その説明を省略する。
【００１９】図２に示す第１実施形態の低域通過フィル
タ（ナイキストフィルタ）が、図９に示した低域通過フ
ィルタと異なる点は、低域通過フィルタ係数発生部４に
代え、設定される最大ドップラー周波数（最大ドップラ
ー周波数設定値）Ｆd に従って、後述で説明する式及
び、又は式及びで決定される帯域幅ｆ0 及びロー
ルオフ率αを持ったフィルタ係数を発生する係数制御部
６を具備したことにある。
タ（ナイキストフィルタ）が、図９に示した低域通過フ
ィルタと異なる点は、低域通過フィルタ係数発生部４に
代え、設定される最大ドップラー周波数（最大ドップラ
ー周波数設定値）Ｆd に従って、後述で説明する式及
び、又は式及びで決定される帯域幅ｆ0 及びロー
ルオフ率αを持ったフィルタ係数を発生する係数制御部
６を具備したことにある。
【００２０】以降、係数制御部６における最大ドップラ
ー周波数設定値Ｆd の設定原理について説明する。最初
に、一般的なナイキストフィルタの周波数特性を示す。
ー周波数設定値Ｆd の設定原理について説明する。最初
に、一般的なナイキストフィルタの周波数特性を示す。
【００２１】
【数１】 この式で示す特性のうち正の周波数部分のみを図にす
ると図３に示すようになり、（１−α）ｆ0 ／２を境に
して、平坦部８とロールオフ部９に分かれている。ロー
ルオフ率αを大きくするとロールオフ部９が長くなり、
インパルス応答は早く収束する。
ると図３に示すようになり、（１−α）ｆ0 ／２を境に
して、平坦部８とロールオフ部９に分かれている。ロー
ルオフ率αを大きくするとロールオフ部９が長くなり、
インパルス応答は早く収束する。
【００２２】ここで、パイロット信号の周期を
Ｔpilot 、フェージングの最大ドップラー周波数をＦd
とすると、標本化定理よりパイロット受信信号Ｐ１のス
ペクトルは図４に示すように、１／Ｔpilot ごとの繰り
返しとなる。
Ｔpilot 、フェージングの最大ドップラー周波数をＦd
とすると、標本化定理よりパイロット受信信号Ｐ１のス
ペクトルは図４に示すように、１／Ｔpilot ごとの繰り
返しとなる。
【００２３】従って、インパルス応答の収束をできるだ
け早くし、帯域内の信号には影響を与えず、また繰り返
しによる信号スペクトルの影響を完全に除去するために
は、図５に破線１１で示す曲線のように、最初の繰り返
しスペクトル１３の直前までロールオフ部１４が伸びて
おり、帯域０〜Ｆd までは平坦部１５であるという条件
を満たしたナイキストフィルタを使用することが最適で
ある。
け早くし、帯域内の信号には影響を与えず、また繰り返
しによる信号スペクトルの影響を完全に除去するために
は、図５に破線１１で示す曲線のように、最初の繰り返
しスペクトル１３の直前までロールオフ部１４が伸びて
おり、帯域０〜Ｆd までは平坦部１５であるという条件
を満たしたナイキストフィルタを使用することが最適で
ある。
【００２４】これを満たすには、図３において、 （１−α）ｆ0 ／２＝Ｆd … （１＋α）ｆ0 ／２＝１／Ｔpilot −Ｆd … とすればよい。
【００２５】式及びを解くと、 ｆ0 ＝１／２Ｔpilot … α ＝１−２Ｔpilot Ｆd … となる。
【００２６】そこで、仮定された最大ドップラー周波数
Ｆd にしたがって式及びのように、帯域幅ｆ0 及び
ロールオフ率αを設定することで、折り返しの信号スペ
クトルの影響を受けない範囲で、インパルス応答の収束
が早くフィルタ演算の演算量の少ないナイキストフィル
タを実現することができる。
Ｆd にしたがって式及びのように、帯域幅ｆ0 及び
ロールオフ率αを設定することで、折り返しの信号スペ
クトルの影響を受けない範囲で、インパルス応答の収束
が早くフィルタ演算の演算量の少ないナイキストフィル
タを実現することができる。
【００２７】即ち、図２に示す係数制御部６は、最大ド
ップラー周波数設定値Ｆd を設定することによって、ナ
イキストフィルタの帯域幅ｆ0 及びロールオフ率αを、
最大ドップラー周波数Ｆd をもとに信号の折り返し成分
の影響が出ない範囲で最大とするフィルタ係数を発生す
る。これによって、インパルス応答の収束を速め演算量
を削減することができる。
ップラー周波数設定値Ｆd を設定することによって、ナ
イキストフィルタの帯域幅ｆ0 及びロールオフ率αを、
最大ドップラー周波数Ｆd をもとに信号の折り返し成分
の影響が出ない範囲で最大とするフィルタ係数を発生す
る。これによって、インパルス応答の収束を速め演算量
を削減することができる。
【００２８】以上の方式ではロールオフ率を最大にとれ
るため、演算量という面では有利であるものの、標本化
定理で決定される以上の帯域の雑音、すなわち折り返し
雑音がフィルタの帯域中に入ってくるためこの雑音によ
る特性劣化が考えられる。
るため、演算量という面では有利であるものの、標本化
定理で決定される以上の帯域の雑音、すなわち折り返し
雑音がフィルタの帯域中に入ってくるためこの雑音によ
る特性劣化が考えられる。
【００２９】この折り返し雑音の影響を完全に取り除く
ためには、図５に破線１２で示す曲線のように、標本化
定理で定まった周波数の直前までロールオフ部１６が伸
びており、帯域０〜Ｆd までは平坦部１５であるという
条件を満たしたナイキストフィルタを使用することが最
適である。
ためには、図５に破線１２で示す曲線のように、標本化
定理で定まった周波数の直前までロールオフ部１６が伸
びており、帯域０〜Ｆd までは平坦部１５であるという
条件を満たしたナイキストフィルタを使用することが最
適である。
【００３０】上記と同様に図３から式にすると、 （１−α）ｆ0 ／２＝Ｆd … （１＋α）ｆ0 ／２＝１／２Ｔpilot … となり、これを解くと、 ｆ0 ＝１／（１＋α）Ｔpilot … α ＝（１−２Ｔpilot Ｆd ）／（１＋２Ｔpilot Ｆd ） … となる。式及びのように、帯域幅ｆ0 及びαを係数
制御部６に最大ドップラー周波数設定値ＦdMとして設定
することで、インパルス応答の収束は幾分遅くなるもの
の、折り返し雑音の影響を受けないようなナイキストフ
ィルタを実現することができる。
制御部６に最大ドップラー周波数設定値ＦdMとして設定
することで、インパルス応答の収束は幾分遅くなるもの
の、折り返し雑音の影響を受けないようなナイキストフ
ィルタを実現することができる。
【００３１】即ち、係数制御部６は、最大ドップラー周
波数設定値Ｆd を設定することによって、ナイキストフ
ィルタの帯域幅ｆ0 及びロールオフ率αを、最大ドップ
ラー周波数Ｆd をもとに折り返し雑音の影響が出ない範
囲で最大とするフィルタ係数を発生する。これによっ
て、インパルス応答の収束を速め演算量を削減すること
ができる。
波数設定値Ｆd を設定することによって、ナイキストフ
ィルタの帯域幅ｆ0 及びロールオフ率αを、最大ドップ
ラー周波数Ｆd をもとに折り返し雑音の影響が出ない範
囲で最大とするフィルタ係数を発生する。これによっ
て、インパルス応答の収束を速め演算量を削減すること
ができる。
【００３２】次に、第２実施形態のフェージング推定方
式による低域通過フィルタのブロック構成を図６に示
し、その説明を行う。但し、図６に示す低域通過フィル
タにおいて図２の各部に対応する部分には同一符号を付
し、その説明を省略する。
式による低域通過フィルタのブロック構成を図６に示
し、その説明を行う。但し、図６に示す低域通過フィル
タにおいて図２の各部に対応する部分には同一符号を付
し、その説明を省略する。
【００３３】図６に示す第２実施形態の低域通過フィル
タ（ナイキストフィルタ）が、図２に示したナイキスト
フィルタと異なる点は、最大ドップラー周波数設定値Ｆ
d を推定して係数制御部６に付与する最大ドップラー周
波数推定装置１８を具備したことにある。
タ（ナイキストフィルタ）が、図２に示したナイキスト
フィルタと異なる点は、最大ドップラー周波数設定値Ｆ
d を推定して係数制御部６に付与する最大ドップラー周
波数推定装置１８を具備したことにある。
【００３４】即ち、最大ドップラー周波数推定装置１８
は、受信信号、車など移動体の速度計、選択ダイバーシ
チ受信をしている場合に、その切替頻度などの情報から
受信側で推定した最大ドップラー周波数Ｆd を検出し、
この検出した最大ドップラー周波数Ｆd を係数制御部６
へ出力する。
は、受信信号、車など移動体の速度計、選択ダイバーシ
チ受信をしている場合に、その切替頻度などの情報から
受信側で推定した最大ドップラー周波数Ｆd を検出し、
この検出した最大ドップラー周波数Ｆd を係数制御部６
へ出力する。
【００３５】従って、第２実施形態によれば、フェージ
ング周波数が変動した場合にも、常に最適なロールオフ
率を持つナイキストフィルタを実現できる。以上説明し
たように、ナイキストフィルタの帯域幅ｆ0 及びロール
オフ率αをフェージングの最大ドップラー周波数Ｆd を
元に設定することで、フィルタのインパルス応答の収束
を早め、ディジタルフィルタの打ち切り段数を小さくし
た場合でも、特性の劣化を防ぐことができる。
ング周波数が変動した場合にも、常に最適なロールオフ
率を持つナイキストフィルタを実現できる。以上説明し
たように、ナイキストフィルタの帯域幅ｆ0 及びロール
オフ率αをフェージングの最大ドップラー周波数Ｆd を
元に設定することで、フィルタのインパルス応答の収束
を早め、ディジタルフィルタの打ち切り段数を小さくし
た場合でも、特性の劣化を防ぐことができる。
【００３６】また、第１実施形態の式及びを元にし
た方式によって、フェージングを推定した場合のビット
誤り特性図を図７に示し、その説明を行う。図７は、打
ち切り段数を前後３段、即ち図２及び図６に示した第１
及び第２実施形態構成において、ナイキストフィルタの
段数を７段にした場合に相当する段数とした場合に得ら
れたフェージング推定値を用いて検波した場合のビット
誤り率特性を、ロールオフ率αを変化させて計算機シミ
ュレーションによって取得した結果を示すものである。
た方式によって、フェージングを推定した場合のビット
誤り特性図を図７に示し、その説明を行う。図７は、打
ち切り段数を前後３段、即ち図２及び図６に示した第１
及び第２実施形態構成において、ナイキストフィルタの
段数を７段にした場合に相当する段数とした場合に得ら
れたフェージング推定値を用いて検波した場合のビット
誤り率特性を、ロールオフ率αを変化させて計算機シミ
ュレーションによって取得した結果を示すものである。
【００３７】条件として、最大ドップラー周波数は８０
Ｈｚ、パイロット信号間隔（パイロット周期）を１．０
ｍｓ，２．５ｍｓとしている。これによって、最適α＝
１−２Ｔpilot Ｆd Ｔpilot ＝１．０ｍｓの場合に、 ＝１−２・１．０×１０-3・８０ ＝０．８４ Ｔpilot ＝２．５ｍｓの場合に、 ＝１−２・２．５×１０-3・８０ ＝０．６ となり、図７の破線○で囲む最適値においてビット誤り
率が最小となっていることが分かる。
Ｈｚ、パイロット信号間隔（パイロット周期）を１．０
ｍｓ，２．５ｍｓとしている。これによって、最適α＝
１−２Ｔpilot Ｆd Ｔpilot ＝１．０ｍｓの場合に、 ＝１−２・１．０×１０-3・８０ ＝０．８４ Ｔpilot ＝２．５ｍｓの場合に、 ＝１−２・２．５×１０-3・８０ ＝０．６ となり、図７の破線○で囲む最適値においてビット誤り
率が最小となっていることが分かる。
【００３８】
【発明の効果】以上説明したように、本発明のフェージ
ング推定方式によれば、適正なフェージングの推定を行
うことによってフェージングによる振幅・位相の変化を
適正に取り除くことができる効果がある。
ング推定方式によれば、適正なフェージングの推定を行
うことによってフェージングによる振幅・位相の変化を
適正に取り除くことができる効果がある。
【図１】本発明の原理図である。
【図２】本発明の第１実施形態のフェージング推定方式
による低域通過フィルタのブロック構成図である。
による低域通過フィルタのブロック構成図である。
【図３】ナイキストフィルタの周波数特性図である。
【図４】パイロット受信信号のスペクトル図である。
【図５】ナイキストフィルタの設定説明図である。
【図６】本発明の第２実施形態のフェージング推定方式
による低域通過フィルタのブロック構成図である。
による低域通過フィルタのブロック構成図である。
【図７】本発明の第１実施形態で得られたフェージング
推定値を用い検波した場合のビット誤り率特性図であ
る。
推定値を用い検波した場合のビット誤り率特性図であ
る。
【図８】パイロット信号の挿入例を示す図である。
【図９】従来例のフェージング推定方式による低域通過
フィルタのブロック構成図である。
フィルタのブロック構成図である。
６ 係数制御手段 ＦＬ 低域通過フィルタ（ナイキストフィルタ） Ｐ１ パイロット信号 Ｆd 最大ドップラー周波数 Ｆｃ フィルタ係数
Claims (5)
- 【請求項１】 バースト信号中に等間隔で埋め込まれた
パイロット信号を受信後、低域通過フィルタに通すこと
でフェージングの振幅及び位相を推定するフェージング
推定方式において、 前記低域通過フィルタとしてナイキストフィルタを用
い、該ナイキストフィルタの帯域幅およびロールオフ率
を、任意に設定されるフェージングの最大ドップラー周
波数をもとに信号の折り返し成分の影響が出ない範囲で
最大とするフィルタ係数を発生する係数制御手段を具備
し、前記ナイキストフィルタが前記フィルタ係数に応じ
てインパルス応答の収束を速め演算量を削減できるよう
にしたことを特徴とするフェージング推定方式。 - 【請求項２】 前記ナイキストフィルタが、受信された
前記パイロット信号の周波数スペクトルにおけるロール
オフ部が次のパイロット信号成分の直前まで伸びてお
り、かつ平坦部が中心周波数から前記最大ドップラー周
波数までの幅である条件を満たすことを特徴とする請求
項１記載のフェージング推定方式。 - 【請求項３】 バースト信号中に等間隔で埋め込まれた
パイロット信号を受信後、低域通過フィルタに通すこと
でフェージングの振幅及び位相を推定するフェージング
推定方式において、 前記低域通過フィルタとしてナイキストフィルタを用
い、該ナイキストフィルタの帯域幅およびロールオフ率
を、任意に設定されるフェージングの最大ドップラー周
波数をもとに信号の折り返し雑音の影響が出ない範囲で
最大とするフィルタ係数を発生する係数制御手段を具備
し、前記ナイキストフィルタが前記フィルタ係数に応じ
てインパルス応答の収束を速め演算量を削減できるよう
にしたことを特徴とするフェージング推定方式。 - 【請求項４】 前記ナイキストフィルタが、受信された
前記パイロット信号の周波数スペクトルにおけるロール
オフ部が標本化定理で定まった周波数の直前まで伸びて
おり、かつ平坦部が中心周波数から前記最大ドップラー
周波数までの幅である条件を満たすことを特徴とする請
求項３記載のフェージング推定方式。 - 【請求項５】 前記最大ドップラー周波数を受信側で検
出して前記係数制御手段へ供給する手段を具備したこと
を特徴とする請求項１〜４の何れかに記載のフェージン
グ推定方式。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP23709695A JPH0983409A (ja) | 1995-09-14 | 1995-09-14 | フェージング推定方式 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP23709695A JPH0983409A (ja) | 1995-09-14 | 1995-09-14 | フェージング推定方式 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0983409A true JPH0983409A (ja) | 1997-03-28 |
Family
ID=17010358
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP23709695A Withdrawn JPH0983409A (ja) | 1995-09-14 | 1995-09-14 | フェージング推定方式 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0983409A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100374735B1 (ko) * | 1998-04-16 | 2003-03-04 | 마쯔시다덴기산교 가부시키가이샤 | 파일럿 신호 전송 기술과 이러한 전송 기술을 이용하는 디지털통신 시스템 |
| JP2004501586A (ja) * | 2000-06-19 | 2004-01-15 | バルティオン テクニッリネン トゥトキムスケスクス | 移動の評価 |
-
1995
- 1995-09-14 JP JP23709695A patent/JPH0983409A/ja not_active Withdrawn
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100374735B1 (ko) * | 1998-04-16 | 2003-03-04 | 마쯔시다덴기산교 가부시키가이샤 | 파일럿 신호 전송 기술과 이러한 전송 기술을 이용하는 디지털통신 시스템 |
| JP2004501586A (ja) * | 2000-06-19 | 2004-01-15 | バルティオン テクニッリネン トゥトキムスケスクス | 移動の評価 |
| USRE43543E1 (en) | 2000-06-19 | 2012-07-24 | Intellectual Ventures Holding 9 Llc | Estimation of movement |
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