JPH0983602A - 復調装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】搬送波成分が抑圧されている直交振幅変調され
た信号を受信し、この信号から送信シンボルを正確に検
出することができるとともに、受信開始から受信状態完
了までに要する時間が短い復調装置を提供する。 【解決手段】制御部３１が、送信シンボルＡ_k と受信信
号Ｙ_k ´との平均電力が等しいという条件に基づいてタ
ップゲインＷ_n および位相制御信号θ_k を求め、る。そ
して、フィルタ３２で同期検波された信号にこのタップ
ゲインＷ_n を乗算し、この乗算された信号Ｚ_k に対して
制御部３１で求められた位相制御信号θ_kに基づいて位
相制御３３から出力されるｅｘｐ（ｊθ_k ）を乗算回路
３４で乗算し、同期検波された信号に含まれるパルス波
形歪みを除去する。そして、検出部３５が乗算回路３４
の出力であるＺ_k ^' から送信シンボルＡ_k を検出する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明は、搬送波成分が抑
圧されて送信されてくる直交振幅変調された信号を受信
し、この信号を復調して送信シンボルを検出する復調装
置に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来、互いに独立に生成された２つのベ
ースバンド信号を直交する２つの搬送波でそれぞれ振幅
変調し、これらが加え合わせられた信号（直交振幅変調
された信号）を受信し、この信号を復調して送信シンボ
ルを検出する復調装置としては以下に示すようなものが
あった。なお、復調装置には、直交振幅変調された信号
を受信すると、受信した信号に対して直接復調を行う場
合と、一旦この信号を所定の周波数（中間周波数）の信
号に変換して復調を行う場合がある。

【０００３】ここでは、受信した信号に対して直接復調
を行う場合について説明する。復調装置は、受信した信
号に含まれる搬送波成分（パイロット信号）を検出し、
この検出したパイロット信号に基づいて発振器から受信
信号の一方の搬送波と同じ周波数で且つ同位相の基準信
号を発生し、この基準信号と受信した信号とを掛け合わ
せることで第１の復調信号を作成するとともに、前記基
準信号と９０度位相の異なる信号を作成し、この信号と
受信信号を掛け合わせて第２の復調信号を作成する同期
検波を行い、第１の復調信号と第２の復調信号から送信
シンボルを検出していた。

【０００４】

【発明が解決しようとする課題】ここで、パイロット信
号はデータを伝送することがない信号であるため、パイ
ロット信号で伝送される電力は無駄であり、データ通信
の効率がよくないという問題がある。このため、パイロ
ット信号を抑圧してデータ通信を行うことでデータ通信
の効率を向上させることが考えられている。このように
した場合、復調装置には搬送波と同じ周波数で且つ同位
相の信号を発生させる制御、または、発振器でパイロッ
ト信号と完全に一致（周波数および位相が一致）する信
号を発生していないために同期検波された信号において
生じているパルス波形歪みを除去する制御のどちらかが
必要であり、このような制御が行える構成を備えた復調
装置が望まれている。

【０００５】さらに、受信を開始してから送信シンボル
を正確に検出することができる状態（受信状態完了）に
なるまでに要する時間が短いことが実用上要請されてい
る。

【０００６】この発明の目的は、搬送波成分が抑圧され
ている直交振幅変調された信号を受信し、この信号から
送信シンボルを正確に検出することができる復調装置を
提供することにある。

【０００７】また、この発明は、受信開始から受信状態
完了までに要する時間が短い復調装置を提供することを
目的とする。

【０００８】

【課題を解決するための手段】この発明の復調装置は、
発振器と、直交振幅変調された信号を受信する受信部
と、受信した信号に前記発振器の出力を掛け合わせる第
１の同期検波回路と、受信した信号に９０度位相をシフ
トした前記発振器の出力を掛け合わせる第２の同期検波
回路と、前記第１の同期検波回路および前記第２の同期
検波回路からの２つの同期検波された信号を等化して送
信シンボルを検出する等化回路と、を備え、前記等化回
路には、送信シンボルの平均電力と受信信号の平均電力
とに基づいて２つの同期検波された信号に含まれる周波
数歪み成分を除去するとともに、前記第１の同期検波回
路の出力を２ｎ＋１（ｎは整数）乗した信号と第２の同
期検波回路の出力を２ｎ−１乗した信号とを掛け合わせ
た信号と前記第１の同期検波回路の出力を２ｎ−１（ｎ
は整数）乗した信号と第２の同期検波回路の出力を２ｎ
＋１乗した信号とを掛け合わせた信号とに基づいて２つ
の同期検波された信号に含まれる位相歪み成分を除去す
る第１のパルス波形歪み除去手段を備えたことを特徴と
する。

【０００９】また、前記等化回路に、検出した送信シン
ボルの平均電力と等化した受信信号の平均電力を用いて
２つの同期検波された信号に生じているパルス波形歪み
を除去する第２のパルス波形歪み除去手段と、パルス波
形歪みが除去された信号と検出された送信シンボルとに
おける電力の差の時間平均に基づく信号品質データを算
出する信号品質データ算出手段と、を備え、この信号品
質データが所定の値以下となった時には、第１のパルス
波形歪み除去手段を中止し、第２のパルス波形歪み除去
手段により２つの同期検波された信号に生じているパル
ス波形歪みを除去することを特徴とする。

【００１０】さらに、前記信号品質データ算出手段は、
シンボル配置点を中心からの距離に基づいて分割したエ
リア毎に前記信号品質データを算出する手段であり、前
記等化回路は、エリア毎に第１のパルス波形歪み除去手
段から第２のパルス波形歪み除去手段に切り換えること
を特徴とする。

【００１１】

【発明の実施の形態】直交振幅変調された信号とは、互
いに独立に生成された２つのベースバンド信号を、直交
する２つの搬送波でそれぞれ振幅変調し、これらを加え
合わせた信号である。直交振幅変調方式では、図１に示
すうようにシンボル配置点が１６個の１６ＱＡＭ（図１
（Ａ））、シンボル配置点が６４個の６４ＱＡＭ（図１
（Ｂ））、シンボル配置点が２５６個の２５６ＱＡＭ
（図１（Ｃ））、等がある。

【００１２】図２は、この発明の実施の形態である復調
装置の構成を示すブロック図である。復調装置１は、信
号を受信する受信部２と、受信部２で受信された信号に
対して同期検波を行う同期検波部３と、同期検波された
信号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換部４と、こ
のディジタル信号を等化し、送信されてきたシンボル
（送信シンボル）を検出する等化部５とを備えている。

【００１３】以下、この実施の形態における復調装置１
の動作について詳細に説明する。受信部２では、直交振
幅変調された信号を受信する。受信する信号は無線信号
であっても、有線同軸ケーブル上の信号であっても良
い。ここで、送信シンボルＡ_nは任意の値をランダムに
取る複素数であるとすると、受信信号ｒ（ｔ）を

【００１４】

【数１】

【００１５】と表すことができる。受信部２で受信され
た受信信号ｒ（ｔ）は同期検波部３に入力される。な
お、受信部２に帯域通過フィルタを備え、任意の周波数
の信号のみを同期検波部３に入力するようにしてもよ
い。このようにすると、有線同軸上に重畳された信号を
受信する場合等であっても、任意の周波数の信号のみを
取り出して同期検波部３に入力することができる。

【００１６】図３は同期検波部の構成を示すブロック図
である。同期検波部３は、任意の周波数の信号を出力す
る発振器１１と、発信器１１から出力される信号の位相
をπ／２変化させる位相器１２と、発振器１１の出力と
受信信号とを乗算する乗算器１３と、位相器１２の出力
と受信信号とを乗算する乗算器１４と、乗算器１３、１
４の出力に含まれる高調波成分を除去する低域通過フィ
ルタ１５、１６、と、前記発振器１１の出力周波数を制
御する周波数制御回路１７とを備えている。

【００１７】発振器１１は周波数制御回路１７によって
出力する信号の周波数が制御されるが、その出力周波数
には受信信号の搬送波の周波数が非常に高いため、数■
程度の周波数ずれΔｆ_c が存在する。同期検波部３で
は、乗算器１３で発振器１１の出力と受信信号とが乗算
され、低域通過フィルタ１５が乗算器１３の出力に含ま
れる高調波成分を除去した信号ａを出力する。同様に、
乗算器１４で位相器１２の出力と受信信号とが乗算され
低域通過フィルタ１６が乗算器１４の出力に含まれる高
調波成分を除去した信号ｂを出力する。低域通過フィル
タ１５、１６から出力される信号ａ、ｂは、

【００１８】

【数２】

【００１９】となり、これらの信号が、Ａ／Ｄ変換部４
に入力される。

【００２０】図４は、Ａ／Ｄ変換部の構成を示すブロッ
ク図である。Ａ／Ｄ変換部４は、周期Ｔのサンプリング
クロックを発生するクロック回路２１と、低域通過フィ
ルタ１５、１６から出力される信号ａ、ｂをそれぞれサ
ンプリングするサンプリング回路２２、２３と、サンプ
リング回路２２、２３の出力をそれぞれＡ／Ｄ変換する
Ａ／Ｄ変換回路２４、２５とを備えている。

【００２１】Ａ／Ｄ変換部４では、サンプリング回路２
２、２３でクロック回路２１から出力されるサンプリン
グクロックに基づいて同期検波された信号のサンプリン
グを行い、Ａ／Ｄ変換回路２４、２５でこれをＡ／Ｄ変
換する。Ａ／Ｄ変換回路２４、２５でＡ／Ｄ変換された
信号は

【００２２】

【数３】

【００２３】と表わされる。なお、τはサンプリングの
位相ずれを表す。ここで、Ａ／Ｄ変換回路２４、２５の
出力信号を複素信号Ｙ_k

【００２４】

【数４】

【００２５】として表すことができる。この式から、明
らかなように周波数ずれΔｆ_c による成分（周波数歪み
成分）、および、位相ずれτによる成分（位相歪み成
分）が除去されれば送信シンボルＡ_k が検出される。こ
の発明の実施の形態では、後述する等化部５においてこ
の周波数歪み成分と位相歪み成分とを除去し、送信シン
ボルＡ_k を検出するようにしている。

【００２６】図５は、等化部の構成を示すブロック図で
ある。等化部５には、後述するタップゲインＷ_n および
位相制御信号θ_k を算出する制御部３１と、制御部３１
で算出されたタップゲインＷ_n と入力信号Ｙ_k を乗算し
た信号Ｚ_k を出力するフィルタ３２と、制御部３１で算
出された位相制御信号θ_k に基づく信号ｅｘｐ〔ｊ
θ _K 〕を出力する位相制御部３３と、フィルタ３２の出
力Ｚ_k と位相制御部３３との出力ｅｘｐ〔ｊθ_K 〕を乗
算する乗算回路３４と、乗算回路３４の出力Ｚ_k ^'に対
して符号処理を行って送信シンボルＡ_k を検出する検出
部３５とを備えている。

【００２７】ここで、等化部５に入力される信号Ｙ_k に
周波数ずれΔｆ_c による成分がないものと仮定すれば、

【００２８】

【数５】

【００２９】と表すことができる。ここで送信シンボル
Ａ_k は時刻に依らず同じ確率分布に従うものであり、Ｙ
_k の確率密度関数Ｐ_Y （ξ）は

【００３０】

【数６】

【００３１】と表される。また、受信信号Ｙ_k の多項式
Ｒ（Ｙ_k ）

【００３２】

【数７】

【００３３】の期待値は

【００３４】

【数８】

【００３５】となる。ここで〔数８〕に注目してみる
と、

【００３６】

【数９】

【００３７】は、全てのα_n が正であるときμ＝０を最
小値とするμの単峰関数（｜μ｜に対する単調増加関
数）である。したがって、〔数８〕はＤ（μ）がデルタ
関数であるときに最小値をとることになる。よって、
〔数８〕においてＹ_k の平均電力（受信信号の平均電
力）と送信シンボルＡ_k の平均電力とが等しいという条
件のもとで最小化すれば符号間干渉が０となる。

【００３８】ここで、フィルタ３２は、制御部３１で算
出されたタップゲインＷ_n と入力信号Ｙ_k を乗算した信
号Ｚ_k

【００３９】

【数１０】

【００４０】を出力している。この信号Ｚ_k に対して、
ラグランジェの未定係数を用いた変分法により、その期
待値を最小化すべき評価関数ｆ（Ｚ_k ）として

【００４１】

【数１１】

【００４２】が得られる。ここで、Ｚ_k の出力電力を一
定にするという条件のもとで評価関数ｆ（Ｚ_k ）の期待
値を最小にするという条件付変分問題を解くことによ
り、符号間干渉を０とするタップゲインＷ_n を算出する
ことができる。

【００４３】ここで、α₈ ＝１、α_n ＝０（ｎ≠８）で
ある場合

【００４４】

【数１２】

【００４５】となり、最大傾斜法によるこのｆ（Ｚ_k ）
の期待値であるＥ〔ｆ（Ｚ_K ）〕を最小にするというタ
ップゲインＷ_n を算出するアルゴリズム

【００４６】

【数１３】

【００４７】を得ることができる。すなわち、制御部３
１がこの〔数１３〕に基づいてタップゲインＷ_n を算出
することにより、フィルタ３２から出力される同期検波
された信号Ｙ_K にタップゲインＷ_n を乗算した信号Ｚ_K
の符号間干渉を０とすることができる。言い換えれば、
同期検波された信号Ｙ_K に含まれる周波数歪み成分を除
去した信号Ｚ_K

【００４８】

【数１４】

【００４９】を出力するこになる。この式から明らかな
ように、フィルタ３２の出力Ｚ_K には位相歪み成分φが
残っている。検出部３５では、この位相歪み成分φがπ
／２の整数倍となった出力Ｚ_k ^' に対して符号処理を行
うことで送信シンボルＡ_k を検出することができる。よ
って、位相歪み成分φをπ／２の整数倍となるように制
御することで等化が完全に達成され、送信シンボルＡ_k
が検出部３５で検出されることとなる。

【００５０】ところで、この位相歪み成分φがπ／２の
整数倍となった時には、

【００５１】

【数１５】

【００５２】が成立する。ここで、制御部３１では位相
制御信号θ_k を、

【００５３】

【数１６】

【００５４】から演算する。これは、〔数１５〕におい
てｎ＝２とし、フィルタ３２の出力に含まれる位相歪み
成分φに応じた位相量Δθ_k を求め、この位相量Δθ_k
とこれを時間積分したθ_k ^' とから、ディジタルフィル
タ３２の出力に含まれる位相歪み成分φを除去する位相
量θ_k を演算している。ここで、β₁ 、β₂ を十分小さ
い値とすることで、算出される位相量θ_k が発散するこ
とはない。

【００５５】位相差制御部３３は上記したようにして算
出された位相量θ_k に基づいてｅｘｐ〔ｊθ_K 〕を出力
する。そして、フィルタ３２の出力Ｚ_k とｅｘｐ〔ｊθ
_K 〕とが乗算器３４で乗算され、乗算器３４の出力Ｚ_k
^' に含まれている位相歪み成分φが徐々に小さくなり、
最終的には完全に位相歪み成分φが除去された信号Ｚ_k
^' が検出部３５に入力されることになる。検出部３５で
この入力された信号Ｚ_k ^' に対して符号処理を行い、送
信シンボルＡ_k を検出する。このようにして、同期検波
を行った信号に含まれるパルス波形歪みを除去する手法
が、この発明でいう第１のパルス波形歪み除去手段（ブ
ラインド形式）である。

【００５６】以上のように、この発明の実施の形態によ
る復調装置においては、同期検波された信号に含まれる
パルス波形歪みを等化部５において完全に除去すること
ができるので、搬送波の抑圧されている直交振幅変調さ
れた信号を復調して送信シンボルＡ_k を検出することが
できる。

【００５７】ここで、一般的に復調装置の等化部では同
期検波された信号からパルス波形歪み成分が完全に除去
されるまで（受信を開始してから受信状態完了まで）に
要する時間を短縮するために、検出部３５で検出された
送信シンボルＡ_k のアイがある程度開いた時（同期検波
された信号に含まれるパルス波形歪みがある程度除去さ
れた時）に、ブラインド形式から検出した送信シンボル
Ａ_k を用いてパルス波形歪み成分を完全に除去するシン
ボル判定形式に切り換えるようにしている。

【００５８】以下、この実施の形態におけるシンボル判
定形式の処理を説明する。この実施の形態では乗算回路
３４の出力Ｚ_k ^' と検出された送信シンボルＡ_k の時間
平均の平方根であるＳＱＤ

【００５９】

【数１７】

【００６０】が所定の値（閾値）以下になった時にアイ
がある程度開いたとして、ブラインド形式からシンボル
判定形式に切り換える。

【００６１】検出された送信シンボルＡ_k を用いたシン
ボル判定形式における制御について説明する。シンボル
判定形式では、制御部３１が判定結果を用いてタップゲ
インＷ_n および位相制御信号θ_k を以下に示す式から算
出する。

【００６２】

【数１８】

【００６３】この式は、検出された送信シンボルＡ_k と
等化された信号Ｚ_k ^' との平均電力が等しいという条件
に基づいてタップゲインＷ_n および位相制御信号θ_k を
演算している。この演算によりタップゲインＷ_n および
位相制御信号θ_k を求め、上記したブラインド形式と同
様にディジタルフィルタ３２、位相制御部３３、およ
び、乗算器３４で同期検波された信号に対して入力信号
を等化する。このように、ブラインドモードにおいて、
ある程度アイが開いた状態となった後に検出された送信
シンボルＡ_k を用いて位相制御信号θ_k およびタップゲ
インＷ_n を算出する適応モードへ切り換えるようにすれ
ば、同期検波された信号に含まれるパルス波形歪み成分
を完全に除去するまでに要する時間を短縮することがで
きる。また、このシンボル判定形式およびブラインド形
式ではθ_k 、θ_k ^' 、および、εを共通の変数として用
いるようにしたので、ブラインド形式からシンボル判定
形式への切換がスムーズに行える。このシンボル判定形
式がこの発明で言う第２のパルス波形歪み除去手段に相
当する。

【００６４】以上のように、等化部５においては、制御
部３１が、ブラインド形式の時には〔数１３〕および
〔数１６〕による演算からタップゲインＷ_n および位相
制御信号θ_k を求め、シンボル判定形式の時には〔数１
８〕による演算からタップゲインＷ_n および位相制御信
号θ_k を求める。そして、フィルタ３２で同期検波され
た信号に求められたタップゲインＷ_n を乗算し、この乗
算された信号Ｚ_k に対して制御部３１で求められた位相
制御信号θ_k に基づいて位相制御３３から出力されるｅ
ｘｐ（ｊθ_k ）を乗算回路３４で乗算し、同期検波され
た信号に含まれるパルス波形歪みを除去する。そして、
検出部３５が乗算回路３４の出力であるＺ_k ^' から送信
シンボルＡ_k を検出する。

【００６５】図６、および、図７は、この実施例におけ
る復調装置のシュミレーション結果を示す図である。な
お、横軸は受信シンボル数を示し、縦軸はＳＱＤ値を示
す。図６は、ブラインドモードから適応モードへ切り換
えるＳＱＤの閾値を０．３８とした場合であり、図７は
ＳＱＤの閾値を０．４２とした場合である。また、 ε ＝１×１０^-11 、ε^' ＝０．００１ β₁ ＝２×１０^-8 、β₁ ^' ＝０．１ β₂ ＝２×１０^-10 、β₂ ^' ＝０．００１ とした。
図６のシュミレーションでは、約２００００シンボルを
受信したところでブラインドモードから適応モードに移
行し、約３００００シンボルを受信したところで同期検
波された信号に含まれていたパルス波形歪み成分が完全
に除去され、アイが完全に開かれた受信完了状態となっ
た。また、図７のシュミレーションの結果では、約４５
０００シンボルを受信したところでブラインドモードか
ら適応モードに移行し、約５５０００シンボルを受信し
たところでアイが完全に開かれた受信完了状態となっ
た。なお、この時のデータ伝送速度は２Ｍｂｉｔ／ＳＥ
Ｃである。また、２５６ＱＡＭでは１シンボルあたり８
ｂｉｔであるので、図６に示すシュミレーションでは受
信開始から受信状態完了までに要した時間ｔは、ｔ＝３
００００×８／２００００００＝０．１２ｓｅｃ であ
る。また、図７に示すシュミレーションでは受信開始か
ら受信状態完了までに要した時間ｔは、ｔ＝５５０００
×８／２００００００＝０．２２ｓｅｃ である。この
ように、受信開始から受信状態完了までに要する時間が
短く、実用的な復調装置を構成することができる。

【００６６】上記した実施の形態では、全体のＳＱＤを
見てこれが所定の値以下となった時に、ブラインド形式
からシンボル判定形式に切り換えてアイを完全に開くと
したが、図８に示すようにシンボル配置点を中心からに
距離に基づいて４つの領域に分割し、領域毎にブライン
ド形式からシンボル判定形式に切り換えてアイを完全に
開くようにしてもよい。なお、この場合には分割した領
域Ｄ１〜領域Ｄ４それぞれのＳＱＤを算出している。こ
の場合、内側の領域の方が外側の領域に比べて位相ずれ
φによる影響が少ないので、内側の領域から順にブライ
ンド形式からシンボル判定形式に切り換わる（内側の方
から順にＳＱＤが閾値以下となる。）。

【００６７】図９は、切り換え制御を示すフローチャー
トである。制御部３１は、検出部３５で送信シンボルＡ
_k が検出されると（ｎ１）、検出された信号点位置が属
する領域Ｄ１〜Ｄ４のＳＱＤが閾値よりも小さいか、大
きいかを判定する（ｎ２）。この時、ＳＱＤが閾値より
も小さい場合には、シンボル判定形式に移行して上述し
た同期検波された信号に含まれるパルス波形歪みを除去
するためのタップゲインＷ_n および位相制御信号θ_k を
演算し（ｎ３）、次の送信シンボルＡ_k の判定を行う
（ｎ１）。一方、該当する領域Ｄ１〜Ｄ４のＳＱＤが閾
値よりも大きい場合には、ブラインド形式に移行して上
述した同期検波された信号に含まれるパルス波形歪みを
除去するためのタップゲインＷ_n および位相制御信号θ
_k を演算し（ｎ４）、次の送信シンボルＡ_k の判定を行
う（ｎ１）。例えば、領域１、領域２のＳＱＤ値が閾値
よりも小さく、領域３、領域４のＳＱＤ値が閾値よりも
大きい時に、検出部３５で検出された送信シンボルＡ_k
が領域３または４に属する場合には、ブラインド形式と
なり、検出部３５で検出された送信シンボルＡ_k が領域
１または２に属する場合には、シンボル判定形式とな
る。また、シンボル判定形式およびブラインド形式では
θ_k 、θ_k ^' 、および、εを共通の変数として用いるよ
うにしているのでブラインド形式からシンボル判定形式
への切換えがスムーズに行える。

【００６８】図１０は、この実施の形態における復調装
置でのシュミレーション結果を示す図である。横軸は受
信シンボル数を示し、縦軸はＳＱＤ値を示す。ブライン
ドモードから適応モードへ切り換えるＳＱＤの値を０．
３とした。上記したように内側のから順に領域Ｄ１、領
域Ｄ２、領域Ｄ３、領域Ｄ４とした。このシュミレーシ
ョンでは、約２００００シンボルで全ての領域において
ＳＱＤが所定値以下となり、約２５００００シンボルで
受信状態が完了した。この時のデータ伝送速度は２Ｍｂ
ｉｔ／ＳＥＣであり、２５６ＱＡＭでは１シンボルあた
り８ｂｉｔであるので、このシュミレーションでは受信
開始から受信状態完了までに要する時間ｔは、ｔ＝２５
０００×８／２００００００＝０．１ｓｅｃ である。
すなわち、シンボル配置点を中心からの距離に基づいて
複数の領域を分割しない上述したものによりもさらに受
信状態が完了するまでの時間ｔを短縮することができ
る。

【００６９】なお、この実施の形態では、領域を４つに
区切った例で説明したが、これに限定されることなく、
２つや３つ、または、５つや６つに領域を区切るように
してもよいことはいうまでもない。

【００７０】

【発明の効果】以上のように、この発明によれば、搬送
波が抑圧された直交振幅変調された信号を受信し、該信
号に対して同期検波が行れた信号に含まれるパルス波形
歪みを完全に除去して、送信シンボルを検出することが
できる。

【００７１】また、第２のパルス波形歪み除去手段を設
けたことで、同期検波が行れた信号に含まれるパルス波
形歪みを完全に除去するまでに要する時間を短縮するこ
とができる。

【００７２】さらに、信号配置点を複数の領域に分割
し、領域毎に第１のパルス波形歪み除去手段と第２のパ
ルス波形歪み除去手段との切り換えるようにしたので、
同期検波された信号に含まれるパルス波形歪みを完全に
除去するまでに要する時間をさらに短縮することができ
る。

【図面の簡単な説明】

【図１】直交振幅変調された信号の信号点配置を示す図
である。

【図２】この発明の実施例である復調装置の構成を示す
ブロック図である。

【図３】同実施例の同期検波部の構成を示すブロック図
である。

【図４】同実施例のＡ／Ｄ変換部の構成を示すブロック
図である。

【図５】同実施例の等化部の構成を示すブロック図であ
る。

【図６】同実施例の復調装置におけるシュミレーション
の結果を示す図である。

【図７】同実施例の復調装置におけるシュミレーション
の結果を示す図である。

【図８】信号配置点の領域を分割した例を示す図であ
る。

【図９】この発明の他の実施例での等化部の処理を示す
フローチャートである。

【図１０】他の実施例の復調装置におけるシュミレーシ
ョンの結果を示す図である。

【符号の説明】

１−復調装置 ２−受信部 ３−同期検波部 ４−Ａ／Ｄ変換部 ５−等化部 ３１−制御部 ３２−ディジタルフィルタ ３３−位相制御部 ３４−乗算回路 ３５−判定部

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 発振器と、直交振幅変調された信号を受
   信する受信部と、受信した信号に前記発振器の出力を掛
   け合わせる第１の同期検波回路と、受信した信号に９０
   度位相をシフトした前記発振器の出力を掛け合わせる第
   ２の同期検波回路と、前記第１の同期検波回路および前
   記第２の同期検波回路からの２つの同期検波された信号
   を等化して送信シンボルを検出する等化回路と、を備
   え、 前記等化回路には、送信シンボルの平均電力と受信信号
   の平均電力とに基づいて２つの同期検波された信号に含
   まれる周波数歪み成分を除去するとともに、前記第１の
   同期検波回路の出力を２ｎ＋１（ｎは整数）乗した信号
   と第２の同期検波回路の出力を２ｎ−１乗した信号とを
   掛け合わせた信号と前記第１の同期検波回路の出力を２
   ｎ−１（ｎは整数）乗した信号と第２の同期検波回路の
   出力を２ｎ＋１乗した信号とを掛け合わせた信号とに基
   づいて２つの同期検波された信号に含まれる位相歪み成
   分を除去する第１のパルス波形歪み除去手段を備えたこ
   とを特徴とする復調装置。
2. 【請求項２】 前記等化回路に、検出した送信シンボル
   の平均電力と等化した受信信号の平均電力を用いて２つ
   の同期検波された信号に生じているパルス波形歪みを除
   去する第２のパルス波形歪み除去手段と、パルス波形歪
   みが除去された信号と検出された送信シンボルとにおけ
   る電力の差の時間平均に基づく信号品質データを算出す
   る信号品質データ算出手段と、を備え、 この信号品質データが所定の値以下となった時には、第
   １のパルス波形歪み除去手段を中止し、第２のパルス波
   形歪み除去手段により２つの同期検波された信号に生じ
   ているパルス波形歪みを除去することを特徴とする請求
   項１記載の復調装置。
3. 【請求項３】 前記信号品質データ算出手段は、シンボ
   ル配置点を中心からの距離に基づいて分割したエリア毎
   に前記信号品質データを算出する手段であり、前記等化
   回路は、エリア毎に第１のパルス波形歪み除去手段から
   第２のパルス波形歪み除去手段に切り換えることを特徴
   とする請求項２記載の復調装置。