JPH10107765A - Ｃｄｍａ用ａｇｃ回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 希望波レベルの変動が見えないために本希望
波レベルに対応したＡＧＣ動作が行えないという問題
や、また、希望波包絡線に追随できた場合であっても、
Ａ／Ｄコンバータにおける量子化誤差が増大するという
問題を解決し、安定な希望波レベルを復調部へ出力する
ＣＤＭＡ用ＡＧＣ回路を提供する。 【解決手段】 アナログ相関器１３からの出力を希望波
電力測定手段１４で測定して希望波電力を得、その希望
波電力を制御信号として第２のＡＧＣ部１５を希望波電
力に応じて制御し、アナログ相関器１３の出力を増減し
て復調部１６に安定な希望波レベルを出力するＣＤＭＡ
用ＡＧＣ回路である。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、スペクトル拡散通
信方式におけるＣＤＭＡ受信機におけるＡＧＣ回路に係
り、特に安定な希望波レベルを復調部へ出力できるＣＤ
ＭＡ用ＡＧＣ回路に関する。

【０００２】

【従来の技術】直接拡散スペクトル拡散方式（DSSS: Di
rect Sequence Spread Specturm,以下DS）では、受信機
において、受信信号中の拡散符号と受信機が持つ拡散符
号との相関値を用いて復調することが一般的である。相
関器は、ディジタル回路で構成されることが一般的であ
るが、Ａ／Ｄコンバータ入力に適当な入力レベルが無い
と量子化誤差が大きくなってしまう問題がある。

【０００３】この問題を軽減するために、ＡＧＣ（Auto
matic Gain Control : 自動利得制御）が用いられてい
る。以下、従来のＣＤＭＡ用ＡＧＣ回路の構成例を図７
を用いて説明する。図７は、従来のＣＤＭＡ用ＡＧＣ回
路の構成ブロック図である。

【０００４】従来のＣＤＭＡ用ＡＧＣ回路は、図７に示
すように、直接拡散スペクトル拡散方式で送信された信
号を受信する受信部（ＲＸ）１１と、受信信号の増幅又
は減衰を行うＡＧＣ（ＡＧＣ）部１２′と、ＡＧＣ部１
２′からの出力であるアナログ信号をディジタル信号に
変換するＡ／Ｄコンバータ（Ａ／Ｄ）１７と、受信信号
中の拡散符号と受信機が持つ拡散符号の相関を演算する
相関器１８と、演算された相関結果を判定する復調部１
６とから基本的に構成されている。

【０００５】次に、従来のＣＤＭＡ用ＡＧＣ回路の動作
について説明する。受信部（ＲＸ）１１によって、無線
周波数帯からベースバンド帯へダウンコンバートされた
信号は、ＡＧＣ部１２′へ入力される。この時、受信部
（ＲＸ）１１において総受信信号電力（RSSI : Receive
d Signal Strength Indicator）を計測し、ＡＧＣ部１
２′へ制御信号として入力される。

【０００６】ＡＧＣ部１２′では、制御信号であるＲＳ
ＳＩにより受信信号を増幅又は減衰させて出力する。Ａ
／Ｄコンバータ１７では、ＡＧＣ部１２′が正常動作し
ていれば、Ａ／Ｄのダイナミックレンジ内に受信信号レ
ベルが存在することになる。相関器１８では、受信信号
中の拡散符号と受信機の拡散符号との相関演算が行わ
れ、その相関結果が復調部１６で判定される。

【０００７】ここで、上記従来のＣＤＭＡ用ＡＧＣ回路
構成においては、ＲＳＳＩが正しく測定できないこと
と、Ａ／Ｄコンバータでの量子化誤差が軽減できないこ
とが問題となる。狭帯域通信方式であれば、信号電力に
対する相対的な雑音電力はそれ程高くなく、ＲＳＳＩで
も信号電力の落ち込み（つまり、伝送路による受信レベ
ルの変動）は観察できる。

【０００８】しかし、スペクトル拡散通信方式では、単
位周波数辺りの信号電力が小さいため、図８（ａ）に示
すように、信号電力（ＤＳ［直接拡散］の信号スペクト
ル）が雑音電力（雑音電力密度スペクトル）に隠れてし
まうことがある。

【０００９】更に、ＣＤＭＡ方式では、図８（ｂ）に示
すように、同じ周波数帯域を他のユーザーも使用するた
め、他のユーザーのレベル（他ユーザーのスペクトル）
が新たな干渉となり、より一層、希望波レベル（希望波
のスペクトル）の変動が分からなくなってしまうことが
ある。

【００１０】また、この問題に対して、相関器１８の出
力で希望波レベルを観察し、フィードバック系でＡＧＣ
部１２′を制御する方法も考えられるが、この方法で
は、希望波レベルが落ち込んだ時にいくら増幅しようと
しても、他ユーザーの干渉レベルにより、Ａ／Ｄコンバ
ータ１７が飽和してしまうという問題が発生する。

【００１１】上記の問題に対して、ディジタルではな
く、アナログ相関器を用いて対処する方法も考えられる
が、やはり他ユーザーの存在によりアナログ相関器の出
力レベルが低くなる。つまり、アナログ相関器への入力
レベルを適当にするために、他ユーザーの信号レベルも
含めて一定レベルとするため、他ユーザー数が増えるこ
とにより希望波のレベルが小さくなるものである。

【００１２】上述の様子を図９（ａ）（ｂ）に示す。図
９中、ＡＧＣ（ＡＧＣ）部１２′は、後段のアナログ相
関器（以下、ＭＦを例にとる）１３のダイナミックレン
ジを補償するためのＡＧＣ部である。

【００１３】図９（ａ）の右図は、従来技術におけるＡ
ＧＣ受信機へ１ユーザー（＝希望波）の入力があった場
合の、相関器（ＭＦ）出力を示している。受信信号を相
関器（ＭＦ）で相関を取り、その結果出力レベルが、１
シンボル周期においてＡとなっていることを示してい
る。

【００１４】次に、図９（ｂ）であるが、これは、入力
に１０人分の拡散符号の入力があった場合を示してい
る。この時、ＡＧＣ部１２′は相関器（ＭＦ）１３への
入力レベルを一定とするため、図９（ａ）に比べると、
希望ユーザーの信号レベルを１／１０とする処理が為さ
れている。結果として、ＭＦ出力は、図９（ａ）に比べ
て、１／１０の信号レベルとなってしまう。この構成で
は、後段にダイナミックレンジの広いＡ／Ｄコンバータ
を用いたとしても、常に、ビット精度の低い部分を使用
していることを意味している。

【００１５】例えば、８ビットのＡ／Ｄコンバータは、
４８ｄＢのダイナミックレンジを持つ（＝２０LOG （２
⁸ ）より）が、１００人のユーザーが存在しているＣＤ
ＭＡの環境下では、ＡＧＣ部により相関器出力におい
て、約２０ｄＢのロスが考えられる。この場合、Ａ／Ｄ
コンバータでは、２４ｄＢ相当、つまり、５ビット程度
しか使用していないことになる。更に、Ａ／Ｄオーバー
フロー対策用のマージンビット１ビットを考慮すると、
４ビット相当となるものである。

【００１６】

【発明が解決しようとする課題】従って、上記従来のＣ
ＤＭＡ用ＡＧＣ回路では、後段のディジタル復調部にお
いて、量子化誤差が大きくなってしまい、ＡＧＣ部によ
るダイナミックレンジの特性改善は見込めないという問
題点があった。

【００１７】本発明は上記実情に鑑みて為されたもの
で、希望波レベルの変動が見えないために本希望波レベ
ルに対応したＡＧＣ動作が行えないという問題点を解決
し、また、希望波包絡線に追随できた場合であっても、
Ａ／Ｄコンバータにおける量子化誤差が増大するという
問題点を解決して、安定な希望レベルを復調部へ出力す
るＣＤＭＡ用ＡＧＣ回路を提供することを目的とする。

【００１８】

【課題を解決するための手段】上記従来例の問題点を解
決するための請求項１記載の発明は、スペクトラム解散
された受信入力信号の全電力に応じて作動を行う第１の
ＡＧＣ部と、前記第１のＡＧＣ部の出力と自局に割り当
てられた拡散符号との相関演算を行うアナログ相関器と
を備えたＣＤＭＡ用ＡＧＣ回路において、前記アナログ
相関器からの出力を前記出力レベルに応じた制御信号に
より動作する第２のＡＧＣ部を設けたことを特徴として
おり、アナログ相関器からの出力を第２のＡＧＣ部が増
減して安定な希望波レベルを復調部に出力できる。

【００１９】上記従来例の問題点を解決するための請求
項２記載の発明は、ＣＤＭＡ用ＡＧＣ回路において、ス
ペクトラム解散された受信入力信号の全電力に応じて作
動を行う第１のＡＧＣ部と、前記第１のＡＧＣ部の出力
と自局に割り当てられた拡散符号との相関演算を行うア
ナログ相関器と、前記アナログ相関器の出力を前記出力
から得られる希望波の電力に応じて増減する制御作動を
行う第２のＡＧＣ部とを有することを特徴としており、
アナログ相関器からの出力を第２のＡＧＣ部が増減して
安定な希望波レベルを復調部に出力できる。

【００２０】上記従来例の問題点を解決するための請求
項３記載の発明は、請求項２記載のＣＤＭＡ用ＡＧＣ回
路において、アナログ相関器の出力から希望波の電力を
測定し、第２のＡＧＣ部へ前記電力を制御信号として出
力する希望波電力測定手段を有することを特徴としてお
り、アナログ相関器からの出力を第２のＡＧＣ部が増減
して安定な希望波レベルを復調部に出力できる。

【００２１】上記従来例の問題点を解決するための請求
項４記載の発明は、ＣＤＭＡ用ＡＧＣ回路において、ス
ペクトラム解散された受信入力信号の全電力に応じて作
動を行う第１のＡＧＣ部と、前記第１のＡＧＣ部の出力
と自局に割り当てられた拡散符号との相関演算を行うア
ナログ相関器と、前記アナログ相関器の出力を復調部に
おけるＲＡＫＥ受信後の出力レベルに応じて増減の制御
作動を行う第２のＡＧＣ部とを有することを特徴として
おり、アナログ相関器からの出力を第２のＡＧＣ部が増
減して安定な希望波レベルを復調部に出力できる。

【００２２】上記従来例の問題点を解決するための請求
項５記載の発明は、請求項４記載のＣＤＭＡ用ＡＧＣ回
路において、ＲＡＫＥ受信後の出力レベルを直接波と遅
延波との同相加算による等利得合成方法を用いて求める
ことを特徴としており、簡易に制御信号としての出力レ
ベルを得ることができる。

【００２３】上記従来例の問題点を解決するための請求
項６記載の発明は、請求項３記載のＣＤＭＡ用ＡＧＣ回
路において、希望波電力測定手段が、アナログ相関器か
らの出力をＲＡＫＥ受信するＲＡＫＥ受信手段と、前記
ＲＡＫＥ受信出力を電力化する電力部と、前記電力部か
らの出力を平均化する平均化部と、前記平均化部からの
出力を希望波電力として入力し、対応する制御値に変換
して第２のＡＧＣ部を制御する制御信号を出力する変換
テーブルとを有することを特徴としており、アナログ相
関器からの出力からＡＧＣ制御信号を得て第２のＡＧＣ
部を制御し、アナログ相関器からの出力を増減して、安
定な希望波レベルを復調部に出力できる。

【００２４】

【発明の実施の形態】本発明の実施の形態について図面
を参照しながら説明する。本発明の実施の形態に係る第
１のＡＧＣ回路（第１の回路）は、アナログ相関器と復
調部との間に第２のＡＧＣ部を設け、この第２のＡＧＣ
部が、アナログ相関器の出力から測定した希望波電力で
増減の制御動作を行い、復調部へ安定な希望波レベルを
出力するものである。

【００２５】本発明の実施の形態に係る第１のＡＧＣ回
路（第１の回路）について図１を使って説明する。図１
は、本発明の実施の形態に係る第１のＡＧＣ回路の構成
ブロック図である。第１の回路は、受信部（ＲＸ）１１
と、第１のＡＧＣ部（ＡＧＣ）１２と、アナログ相関器
１３と、希望波電力測定手段１４と、第２のＡＧＣ部
（ＡＧＣ）１５と、復調部１６とから基本的に構成され
ている。

【００２６】次に、第１の回路の各部を具体的に説明す
る。受信部（ＲＸ）１１は、受信信号を搬送波周波数帯
からベースバンド帯へダウンコンバートするものであ
る。また、総受信信号電力（ＲＳＳＩ）を計測し、その
値を第１のＡＧＣ部１２に出力するものである。

【００２７】第１のＡＧＣ部（ＡＧＣ）１２は、後段の
アナログ相関器１３のダイナミックレンジを補償するた
めのものであり、入力信号を制御信号により増幅・減衰
する増幅器である。具体的には、第１のＡＧＣ部１２
は、受信部（ＲＸ）１１にて得られた総受信信号電力
（RSSI : Received Signal Strength Indicator）を制
御信号として、アナログ相関器１３への入力信号レベル
が適当になるように、受信信号を増幅又は減衰させるも
のである。

【００２８】ここで、第１のＡＧＣ部１２は、次段のア
ナログ相関器１３が持つダイナミックレンジに受信信号
レベルが適合するように動作するため、アナログ相関器
１３のダイナミックレンジが広ければ、必要な回路では
ない。しかし、一般的には、無線通信における受信信号
レベルは低いので、増幅の必要があり、ＡＧＣ部が用い
られている。

【００２９】アナログ相関器（アナログＭＦ）１３は、
アナログ入力、アナログ出力の相関器であり、受信信号
中の拡散符号と、受信機が持つ拡散符号の相関を演算す
るものである。アナログ相関器の例として、ＳＡＷ（Su
rface Acoustic Wave ： 表面弾性波）を用いたＭＦ
や、コンデンサとインバータを用いたＡＤＦ（Analog D
igital Filter : 参考文献「広帯域ＤＳ−ＣＤＭＡ用マ
ッチトフィルタLSI 」佐和橋、安達、寿、周、電子情報
通信学会、無線通信システム研究会ＲＣＳ９６−０１）
等がある。尚、この相関の様子については図２を使って
後述する。

【００３０】希望波電力測定手段１４は、受信信号の中
から希望波の信号電力を測定するものであり、マルチパ
ス環境下でエコー（遅延波又は反射波）が多数発生し、
後段の復調部１６においてエコーが必要であれば、エコ
ーをも希望波電力として測定し、復調部１６が１パス
（直接波、反射波いずれか１つ）のみを判定に用いるの
であれば、複数パスの中から、復調部１６で使用してい
る１パスを使って、希望波電力の測定を行うものであ
る。

【００３１】第２のＡＧＣ部（ＡＧＣ）１５は、アナロ
グ相関器１３における希望波出力である周期的なピーク
系列を、希望波電力測定手段１４からのら制御信号によ
り、増幅又は減衰させるものである。

【００３２】１対１のスペクトル拡散通信、もしくは、
ユーザー数が少ないＣＤＭＡでは、アナログ相関器１３
の出力レベルは十分であるため、この第２のＡＧＣ部１
５は必ずしも必要ではない。しかし、ユーザー数が多い
場合のＣＤＭＡ通信下では、他ユーザーの出現によりア
ナログ相関器１３への入力信号レベルが減衰してしま
う。結果として、アナログ相関器１３における希望波出
力レベルは減衰し、第２のＡＧＣ部１５の存在がなけれ
ば、復調部１６へ適切な信号レベルは出力されないこと
になる。

【００３３】復調部１６は、アナログ相関器１３で演算
された相関結果が第２のＡＧＣ部１５で増減され、適当
なレベルとなったアナログ相関器出力をＡ／Ｄ変換し、
判定するものである。

【００３４】次に、第１の回路の動作について説明す
る。まず、受信部（ＲＸ）１１において、ベースバンド
帯へダウンコンバートされた受信信号は、第１のＡＧＣ
部１２へ入力されると共に、総受信信号電力（ＲＳＳ
Ｉ）を計測して第１のＡＧＣ部１２に出力する。そし
て、第１のＡＧＣ部１２では、ＲＳＳＩを制御信号とし
て受信信号を増幅又は減衰させて出力する。

【００３５】アナログ相関器１３では、第１のＡＧＣ部
１２からの入力される受信信号の拡散符号と受信機の拡
散符号との相関を演算し、第２のＡＧＣ部１５と希望波
電力測定手段１４に出力するものである。

【００３６】アナログ相関器１３における処理を図２を
使って説明する。図２は、拡散符号（系列）の自己相関
性を示す一例の図である。図２に示すように、ＣＤＭＡ
では、拡散符号として、自己相関の鋭い擬似雑音系列を
使用している。従って、アナログ相関器１３出力には、
図２のようなピークを持つ信号がシンボル周期で出現す
る。

【００３７】そして、希望波電力測定手段１４では、周
期的に出現するピーク値のみを平均化し、復調部１６へ
適当なレベルが入力されるよう、第２のＡＧＣ部１５へ
制御信号を出力する。

【００３８】第２のＡＧＣ部１５では、希望波電力測定
手段１４からの制御信号によりアナログ相関器１３にお
ける希望波出力の周期的なピーク系列を増減させ、復調
部１６で、Ａ／Ｄ変換し、判定するものである。

【００３９】第１の回路によれば、アナログ相関器１３
の出力を希望波電力測定手段１４で周期的に出現するピ
ーク値のみを平均化して、その平均値により第２のＡＧ
Ｃ部１５を制御してアナログ相関器１３の出力の増減を
行って復調部１６に安定な希望波レベルを出力するよう
にしているので、従来技術で問題となっていた、Ａ／Ｄ
コンバータで生じる量子化誤差を大幅に削減できるＣＤ
ＭＡ用ＡＧＣ回路を実現できる効果がある。

【００４０】また、第１の回路によれば、希望波電力測
定手段１４と第２のＡＧＣ部１５を用いてアナログ相関
器１３の出力を制御するフィードフォーワードによる制
御系であるので、動作の安定化を図ることができる効果
がある。

【００４１】次に、本発明の実施の形態に係る第２のＡ
ＧＣ回路（第２の回路）について図３を使って説明す
る。図３は、本発明の実施の形態に係る第２のＡＧＣ回
路の構成ブロック図である。尚、図１と同様の構成をと
る部分については同一の符号を付して説明する

【００４２】本発明の実施の形態に係る第２のＡＧＣ回
路（第２の回路）は、アナログ相関器と復調部との間に
第２のＡＧＣ部を設け、この第２のＡＧＣ部が、復調部
でのＲＡＫＥ受信後の出力レベルで増減の制御動作を行
い、復調部へ安定な希望波レベルを出力するものであ
る。

【００４３】第２の回路は、図３に示すように、受信部
（ＲＸ）１１と、第１のＡＧＣ部（ＡＧＣ）１２と、ア
ナログ相関器１３と、第２のＡＧＣ部（ＡＧＣ）１５
と、復調部１６′とから基本的に構成されている。ここ
で、第２の回路は、第１の回路と比べると、希望波電力
測定手段１４を備えず、また復調部１６′の構成を異に
し、更に第２のＡＧＣ部１５が復調部１６′からのＲＡ
ＫＥ受信出力を利用して入力信号の増減を行う点が異な
っている。

【００４４】第２の回路の復調部１６′は、ＲＡＫＥ受
信後の出力を制御信号として第２のＡＧＣ部１５に出力
するものである。一般に、ＣＤＭＡでは、ＲＡＫＥ受信
が有効である。ＲＡＫＥ受信について図４を使って説明
する。図４（ａ）は、アナログ相関器出力を示す一例の
図であり、図４（ｂ）は、等利得合成をした場合のＲＡ
ＫＥ出力を示す一例の図である。

【００４５】ＲＡＫＥ受信とは、マルチパス環境下で発
生する希望波信号のエコーを利用するパスダイバーシテ
ィである。図４（ａ）に示すような、エコー（遅延波）
が２パス発生する場合を考える。ＲＡＫＥ受信では、直
接波ａと遅延波ｂ，ｃのパスを同相合成、または、レベ
ルが高いものを選択するため、図４（ｂ）に示すよう
に、本来の判定用パスのレベルよりも高いレベルが得ら
れる。尚、図４（ｂ）では簡単化のために、直接波ａ＋
遅延波ｂ＋遅延波ｃの等利得合成方法を例として示して
いる。

【００４６】したがって、ＲＡＫＥ後の信号は、直接波
だけでなく遅延波をも合成しているため、たとえ直接波
が劣悪な伝送路により大きく減衰したとしても、遅延波
成分により十分な信号レベルが得られることとなる。例
えば、仮に直接波ａのレベル＝０であったとしても、Ｒ
ＡＫＥ出力は遅延波ｂのレベル＋遅延波ｃのレベルが残
ることになる。尚、ＲＡＫＥを用いない方式では受信希
望波レベルが０となるので、第２のＡＧＣ部１５への帰
還ゲインを最大になるよう動作させる。

【００４７】実際にはエコー成分ｂ＋ｃが使用可能であ
るので、ゲインの増分は少なくて良いはずであり、第２
の回路では、ゲインの変動を抑えることができ、これ
は、第２のＡＧＣ部１５の誤制御を少なくし、余分な電
力増幅を避けることができるものである。

【００４８】第２のＡＧＣ部１５は、復調部１６′から
のＲＡＫＥ受信後の出力を制御信号として入力し、アナ
ログ相関器１３から出力される信号のゲインを制御して
信号の増幅又は減衰を行うものである。

【００４９】次に、第２の回路の動作について説明する
が、第１の回路の動作とほぼ同様であり、相違する点
は、第２のＡＧＣ部１５が復調部１６′からのＲＡＫＥ
受信出力によってゲインの制御が為されることである。

【００５０】第２の回路によれば、復調部１６′からの
ＲＡＫＥ受信出力によって第２のＡＧＣ部１５を制御し
てアナログ相関器１３の出力の増減を行って復調部１
６′に安定な希望波レベルを出力するようにしているの
で、従来技術で問題となっていた、Ａ／Ｄコンバータで
生じる量子化誤差を大幅に削減できるＣＤＭＡ用ＡＧＣ
回路を実現できる効果がある。

【００５１】また、第２の回路によれば、ＲＡＫＥ受信
出力を利用しているので、希望波レベル測定回路を特別
に必要とせず、また、ＲＡＫＥ受信出力を利用している
ので、ＡＧＣゲインの変動及び設定値が小さくでき、結
果として、後段の第２のＡＧＣ部１５での消費電力が軽
減できる効果がある。

【００５２】また、第２の回路によれば、復調部１６′
と第２のＡＧＣ部１５とを用いてアナログ相関器１３の
出力を制御するフィードバック系であるので、後段の第
２のＡＧＣ部１５への制御ゲインを決定する際に、希望
波レベル対制御ゲインの変換テーブルを必要としないも
のである。

【００５３】次に、本発明の実施の形態に係る第３のＡ
ＧＣ回路（第３の回路）について図５、図６を使って説
明する。図５は、本発明の実施の形態に係る第３のＡＧ
Ｃ回路の構成ブロック図であり、図６は、第３の回路の
希望波電力測定手段の構成ブロック図である。尚、図１
と同様の構成をとる部分については同一の符号を付して
いる。

【００５４】第３の回路は、第１の回路とほぼ同様であ
り、相違点は、復調部１６″が希望波電力測定手段を含
んだ構成となっている点である。第３の回路の復調部１
６″のは、図６に示すように、ＲＡＫＥ部２１と、伝送
路推定部２２と、電力化部２３と、平均化部２４と、変
換テーブル２５とから構成されている。

【００５５】第３の回路における希望波電力測定手段の
各部を具体的に説明する。ＲＡＫＥ部２１は、スペクト
ラム拡散では周波数選択性フェージング対策として用い
られているパスダイバーシティ効果を得るためのであ
り、例えば、トランスバーサルフィルタで構成されてい
るものである。ＲＡＫＥ受信では、伝送路のインパルス
応答を用いてダイバーシティ効果を得るものである。

【００５６】パスダイバーシティとは、マルチパス環境
下にて発生したエコーを直接波と共に選択又は合成する
技術である。従って、ＲＡＫＥ部２１からの出力は、多
数のエコーを合成した出力となるので、直接波だけで希
望波電力を求める場合に比べて、その出力レベルは安定
しているものである。なぜなら、各エコーは独立に変動
するからである。

【００５７】伝送路推定部２２は、ＲＡＫＥ部２１がト
ランスバーサルフィルタで構成されているとすると、そ
のタップ係数を決定するものである。具体的に説明する
と、ＲＡＫＥとは、伝送路に対するＭＦであるため、そ
のタップ係数には、共役な伝送路のインパルス応答が与
えられるものである。従って、伝送路推定部２２では、
伝送路のインパルス応答を求める必要がある。伝送路の
推定方法としては、例えば、パイロット信号を使用する
従来方法が考えられる。これは、送信信号中に、定期的
に既知の信号を挿入するものである。受信機では、入力
信号に対し、パイロット信号を共役複素乗算することに
より、データ変調成分を取り除くことができ、伝送路で
生じた位相変動が確認できる。

【００５８】また、ＤＳ−ＣＤＭＡでは、時間分解能が
高いために、エコーを独立なレベル・遅延時間を持つ信
号として扱うことができるため、ＭＦ出力をパイロット
が存在する時間だけ平均し、雑音を抑圧する。この後、
スレッショルドを用いるなどして、ごく低レベルな雑音
は０抑圧する。結果として得られるものは、伝送路のイ
ンパルス応答であり、このインパルス応答がＲＡＫＥ受
信部２１のタップ係数として与えられるものである。

【００５９】電力化部２３は、ＲＡＫＥ部２１の出力か
ら、信号成分による位相回転を除去するために電力化す
るものである。平均化部２４は、雑音による変動を軽減
するために平均化するものである。平均化部２４からの
出力が、希望波電力となる。

【００６０】変換テーブル２５は、希望波電力からＡＧ
Ｃ１５を制御するＡＧＣ制御信号を求めて出力するもの
である。具体的には、入力される希望波電力の値に対し
て予めＲＯＭテーブルに制御値を格納しており、そのＲ
ＯＭテーブルを用いて入力された希望波電力の値を対応
する制御値に変換してＡＧＣ制御信号として出力するも
のである。

【００６１】次に、第３の回路の動作を説明するが、第
１の回路の動作とほぼ同様であり、相違する点は、復調
部１６″内に設けられた希望波電力測定手段により第２
のＡＧＣ部１５のゲインコントロールを行う点である。

【００６２】この希望波電力測定手段における動作につ
いて図６を用いて説明すると、アナログ相関器１３から
の出力がＲＡＫＥ部２１と伝送波推定部２２に入力され
て、伝送波推定部２２でタップ係数が決定されて、直接
波とエコーを合成したＲＡＫＥ受信出力が得られる。そ
のＲＡＫＥ受信出力が、電力化部２３で信号成分の位相
回転を除去し、平均化部３４で平均化を行って希望波電
力が出力される。その希望波電力からＡＧＣ制御信号を
変換テーブル２５の変換によって出力し、第２のＡＧＣ
部１５がＡＧＣ制御信号によって制御されるようになっ
ている。

【００６３】第１，２，３の回路では、図９（ｃ）に示
すように、アナログ相関器（ＭＦ）１３からの出力を第
２のＡＧＣ部１５で希望波電力測定手段１４又は復調部
１６′又は復調部１６″内に設けられた希望波電力測定
手段からの制御信号を用いてゲインコントロールを行う
ようにしているので、１０ユーザー入力時であっても、
１ユーザー入力時と同様に１シンボル周期においてＡの
出力レベルを得ることができるものである。

【００６４】

【発明の効果】請求項１記載の発明によれば、第２のＡ
ＧＣ部が、アナログ相関器からの出力をその出力のレベ
ルに応じた制御信号で制御動作するＣＤＭＡ用ＡＧＣ回
路としているので、アナログ相関器からの出力を第２の
ＡＧＣ部が増減して安定な希望波レベルを復調部に出力
できる効果がある。

【００６５】請求項２記載の発明によれば、第２のＡＧ
Ｃ部が、アナログ相関器からの出力をその出力から得ら
れる希望波の電力に応じた制御信号で制御動作するＣＤ
ＭＡ用ＡＧＣ回路としているので、アナログ相関器から
の出力を第２のＡＧＣ部が増減して安定な希望波レベル
を復調部に出力できる効果がある。

【００６６】請求項３記載の発明によれば、希望波電力
測定手段が、アナログ相関器の出力から希望波の電力を
測定し、第２のＡＧＣ部へその電力を制御信号として出
力する請求項２記載のＣＤＭＡ用ＡＧＣ回路としている
ので、アナログ相関器からの出力を第２のＡＧＣ部が増
減して安定な希望波レベルを復調部に出力できる効果が
ある。

【００６７】請求項４記載の発明によれば、第２のＡＧ
Ｃ部が、アナログ相関器からの出力を復調部におけるＲ
ＡＫＥ受信後の出力レベルに応じた制御信号で制御動作
するＣＤＭＡ用ＡＧＣ回路としているので、アナログ相
関器からの出力を第２のＡＧＣ部が増減して安定な希望
波レベルを復調部に出力できる効果がある。

【００６８】請求項５記載の発明によれば、復調部で直
接波と遅延波とを同相加算する等利得合成方法によって
ＲＡＫＥ受信後の出力レベルを求める請求項４記載のＣ
ＤＭＡ用ＡＧＣ回路としているので、簡易に制御信号と
しての出力レベルを得ることができる効果がある。

【００６９】請求項６記載の発明によれば、ＲＡＫＥ受
信手段でのＲＡＫＥ受信出力を電力部が電力化し、更に
平均化部が平均化して希望波電力を出力し、変換テーブ
ルで希望波電力に対応する制御値をＡＧＣ制御信号とし
て第２のＡＧＣ部に出力する希望波電力測定手段を有す
る請求項３記載のＣＤＭＡ用ＡＧＣ回路としているの
で、アナログ相関器からの出力からＡＧＣ制御信号を得
て第２のＡＧＣ部を制御し、アナログ相関器からの出力
を増減して、安定な希望波レベルを復調部に出力できる
効果がある。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施の形態に係る第１のＡＧＣ回路の
構成ブロック図である。

【図２】拡散符号（系列）の自己相関性を示す一例図で
ある。

【図３】本発明の実施の形態に係る第２のＡＧＣ回路の
構成ブロック図である。

【図４】（ａ）はＭＦ出力の一例図であり、（ｂ）は等
利得合成をした場合のＲＡＫＥ回路出力の一例図であ
る。

【図５】本発明の実施の形態に係る第３のＡＧＣ回路の
構成ブロック図である。

【図６】第３の回路の希望波電力測定手段の構成ブロッ
ク図である。

【図７】従来のＣＤＭＡ用ＡＧＣ回路の構成ブロック図
である。

【図８】（ａ）は直接スペクトル拡散方式における信号
スペクトルと雑音電力スペクトルを比較する概略図であ
り、（ｂ）はＣＤＭＡ下での各ユーザーのスペクトルと
多重されている信号スペクトルを表す概略図である。

【図９】従来方式と本発明とのＡＧＣの動作比較図であ
る。

【符号の説明】

１１…受信部（ＲＸ）、 １２，１２′…第１のＡＧＣ
部（ＡＧＣ）、 １３…アナログ相関器、 １４…希望
波電力測定手段、 １５…第２のＡＧＣ部（ＡＧＣ）、
１６，１６′…復調部、 １７…Ａ／Ｄコンバータ
（Ａ／Ｄ）、 ２１…ＲＡＫＥ部、 ２２…伝送路推定
部、 ２３…電力化部、 ２４…平均化部、 ２５…変
換テーブル

Claims (6)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 スペクトラム解散された受信入力信号の
   全電力に応じて作動を行う第１のＡＧＣ部と、前記第１
   のＡＧＣ部の出力と自局に割り当てられた拡散符号との
   相関演算を行うアナログ相関器とを備えたＣＤＭＡ用Ａ
   ＧＣ回路において、前記アナログ相関器からの出力を前
   記出力レベルに応じた制御信号により動作する第２のＡ
   ＧＣ部を設けたことを特徴とするＣＤＭＡ用ＡＧＣ回
   路。
2. 【請求項２】 スペクトラム解散された受信入力信号の
   全電力に応じて作動を行う第１のＡＧＣ部と、前記第１
   のＡＧＣ部の出力と自局に割り当てられた拡散符号との
   相関演算を行うアナログ相関器と、前記アナログ相関器
   の出力を前記出力から得られる希望波の電力に応じて増
   減する制御作動を行う第２のＡＧＣ部とを有することを
   特徴とするＣＤＭＡ用ＡＧＣ回路。
3. 【請求項３】 アナログ相関器の出力から希望波の電力
   を測定し、第２のＡＧＣ部へ前記電力を制御信号として
   出力する希望波電力測定手段を有することを特徴とする
   請求項２記載のＣＤＭＡ用ＡＧＣ回路。
4. 【請求項４】 スペクトラム解散された受信入力信号の
   全電力に応じて作動を行う第１のＡＧＣ部と、前記第１
   のＡＧＣ部の出力と自局に割り当てられた拡散符号との
   相関演算を行うアナログ相関器と、前記アナログ相関器
   の出力を復調部におけるＲＡＫＥ受信後の出力レベルに
   応じて増減の制御作動を行う第２のＡＧＣ部とを有する
   ことを特徴とするＣＤＭＡ用ＡＧＣ回路。
5. 【請求項５】 ＲＡＫＥ受信後の出力レベルを直接波と
   遅延波との同相加算による等利得合成方法を用いて求め
   ることを特徴とする請求項４記載のＣＤＭＡ用ＡＧＣ回
   路。
6. 【請求項６】 希望波電力測定手段が、アナログ相関器
   からの出力をＲＡＫＥ受信するＲＡＫＥ受信手段と、前
   記ＲＡＫＥ受信出力を電力化する電力部と、前記電力部
   からの出力を平均化する平均化部と、前記平均化部から
   の出力を希望波電力として入力し、対応する制御値に変
   換して第２のＡＧＣ部を制御する制御信号を出力する変
   換テーブルとを有することを特徴とする請求項３記載の
   ＣＤＭＡ用ＡＧＣ回路。