JPH10117403A - 電気車用ハイブリッド駆動システム - Google Patents
電気車用ハイブリッド駆動システムInfo
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- JPH10117403A JPH10117403A JP8268264A JP26826496A JPH10117403A JP H10117403 A JPH10117403 A JP H10117403A JP 8268264 A JP8268264 A JP 8268264A JP 26826496 A JP26826496 A JP 26826496A JP H10117403 A JPH10117403 A JP H10117403A
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- Inverter Devices (AREA)
- Hybrid Electric Vehicles (AREA)
- Rectifiers (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】バッテリーを充電する発電機制御系を、車両駆
動用の電動機制御系と同等に高応答化するとともに、発
電機制御システムの構成を簡単にして、省スペース化を
図る。 【解決手段】エンジンに接続された発電機，バッテリー
そして車両駆動用電動機で構成された電気車用ハイブリ
ッド駆動システムにおいて、発電機，電動機にそれぞれ
交流電動機及び交流発電機を用いる。また、これらの交
流機を駆動する逆変換器，順変換器各々の電力変換器を
同一主回路構成とする。主回路構成としては、例えば６
ヶのパワー素子を用いた３相ブリッチ回路とし、これら
主回路のパワー素子の変調方式を同一とする。
動用の電動機制御系と同等に高応答化するとともに、発
電機制御システムの構成を簡単にして、省スペース化を
図る。 【解決手段】エンジンに接続された発電機，バッテリー
そして車両駆動用電動機で構成された電気車用ハイブリ
ッド駆動システムにおいて、発電機，電動機にそれぞれ
交流電動機及び交流発電機を用いる。また、これらの交
流機を駆動する逆変換器，順変換器各々の電力変換器を
同一主回路構成とする。主回路構成としては、例えば６
ヶのパワー素子を用いた３相ブリッチ回路とし、これら
主回路のパワー素子の変調方式を同一とする。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明はハイブリッド駆動
電気車に係わり、特に、ガソリンエンジン，発電機，電
動機そしてバッテリーで構成したハイブリッド駆動シス
テムに関するものである。
電気車に係わり、特に、ガソリンエンジン，発電機，電
動機そしてバッテリーで構成したハイブリッド駆動シス
テムに関するものである。
【０００２】
【従来の技術】電気車用ハイブリッド駆動システムは一
般に、エンジンによって駆動される発電機と、バッテリ
ーと、発電機もしくはバッテリーを電源とする車両駆動
用電動機と、発電機及び電動機の各駆動回路とで構成さ
れ、各駆動回路が電力変換器を含む構成となっている。
車両の駆動方式としては、エンジンと発電機及び電動機
が直列接続されるシリーズ型と、エンジンと発電機及び
電動機とが並列接続されるパラレル型とが知られてい
る。シリーズ型では、車両は常に電動機で駆動され、電
動機の電源をバッテリーもしくはエンジンに接続された
発電機から得ると共にエンジンに接続された発電機によ
りバッテリーを充電する。一方、パラレル型では、車両
が電動機もしくはエンジンで駆動され、電動機の電源は
バッテリーから得る。
般に、エンジンによって駆動される発電機と、バッテリ
ーと、発電機もしくはバッテリーを電源とする車両駆動
用電動機と、発電機及び電動機の各駆動回路とで構成さ
れ、各駆動回路が電力変換器を含む構成となっている。
車両の駆動方式としては、エンジンと発電機及び電動機
が直列接続されるシリーズ型と、エンジンと発電機及び
電動機とが並列接続されるパラレル型とが知られてい
る。シリーズ型では、車両は常に電動機で駆動され、電
動機の電源をバッテリーもしくはエンジンに接続された
発電機から得ると共にエンジンに接続された発電機によ
りバッテリーを充電する。一方、パラレル型では、車両
が電動機もしくはエンジンで駆動され、電動機の電源は
バッテリーから得る。
【０００３】この種のハイブリッド駆動システムの公知
例として、たとえば特開平7−336809号公報に記載され
たものがある。上記公知例はシリーズ型のハイブリッド
駆動システムであり、エンジン，発電機そしてダイオー
ド整流回路によりバッテリーを充電する構成となってい
る。この構成では、発電機の出力応答特性は、エンジン
の応答性及び発電機の界磁電流の応答性で決まる。
例として、たとえば特開平7−336809号公報に記載され
たものがある。上記公知例はシリーズ型のハイブリッド
駆動システムであり、エンジン，発電機そしてダイオー
ド整流回路によりバッテリーを充電する構成となってい
る。この構成では、発電機の出力応答特性は、エンジン
の応答性及び発電機の界磁電流の応答性で決まる。
【０００４】一般に、エンジンは電気機器に比べて応答
速度が遅い。また、界磁型の発電機は界磁巻線特有の応
答遅れが有る。そのため、電動機の駆動回路とインバー
タで構成した電動機制御系の応答性に比べて、発電機制
御系の応答性が低く、高応答化は期待できないと考えら
れる。
速度が遅い。また、界磁型の発電機は界磁巻線特有の応
答遅れが有る。そのため、電動機の駆動回路とインバー
タで構成した電動機制御系の応答性に比べて、発電機制
御系の応答性が低く、高応答化は期待できないと考えら
れる。
【０００５】また、交流発電機の電流制御のために、角
度センサや磁極位置センサの出力を利用するため、発電
機制御システムの構成が複雑になり、設置スペースを必
要としている。
度センサや磁極位置センサの出力を利用するため、発電
機制御システムの構成が複雑になり、設置スペースを必
要としている。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】本発明の目的は、ハイ
ブリッド駆動システムにおいて、バッテリーを充電する
発電機制御系を、車両駆動用の電動機制御系と同等に高
応答化することにある。本発明の他の目的は、ハイブリ
ッド駆動システムにおいて、発電機制御システムの構成
を簡単にして、省スペース化を図ることにある。
ブリッド駆動システムにおいて、バッテリーを充電する
発電機制御系を、車両駆動用の電動機制御系と同等に高
応答化することにある。本発明の他の目的は、ハイブリ
ッド駆動システムにおいて、発電機制御システムの構成
を簡単にして、省スペース化を図ることにある。
【０００７】
【課題を解決するための手段】本発明の特徴は、エンジ
ンに接続された発電機，バッテリー及び車両駆動用電動
機で構成された電気車用ハイブリッド駆動システムにお
いて、電動機及び発電機に交流機を用い、これら交流機
を駆動する電力変換器としての逆変換器，順変換器各々
を同一の主回路構成としたハイブリッド駆動システムに
ある。
ンに接続された発電機，バッテリー及び車両駆動用電動
機で構成された電気車用ハイブリッド駆動システムにお
いて、電動機及び発電機に交流機を用い、これら交流機
を駆動する電力変換器としての逆変換器，順変換器各々
を同一の主回路構成としたハイブリッド駆動システムに
ある。
【０００８】本発明の他の特徴は、上記ハイブリッド駆
動システムにおいて、主回路構成として６ヶのパワー素
子を用いた３相ブリッチ回路とすることにある。
動システムにおいて、主回路構成として６ヶのパワー素
子を用いた３相ブリッチ回路とすることにある。
【０００９】本発明の他の特徴は、上記ハイブリッド駆
動システムにおいて、これら主回路のパワー素子の変調
方式を同一とすることにある。
動システムにおいて、これら主回路のパワー素子の変調
方式を同一とすることにある。
【００１０】本発明の他の特徴は、上記ハイブリッド駆
動システムにおいて、交流電動機と交流発電機の電流制
御方式を同一の励磁成分とトルク成分で示すｄｑ軸電流
制御とすることにある。
動システムにおいて、交流電動機と交流発電機の電流制
御方式を同一の励磁成分とトルク成分で示すｄｑ軸電流
制御とすることにある。
【００１１】本発明の他の特徴は、上記ハイブリッド駆
動システムにおいて、両変換器の直流成分電流制御系の
応答を同一にすることにある。
動システムにおいて、両変換器の直流成分電流制御系の
応答を同一にすることにある。
【００１２】本発明の他の特徴は、上記ハイブリッド駆
動システムにおいて、エンジンがアイドリング状態では
発電機の誘起電圧を、発電制御状態ではｄｑ軸電流制御
処理の内部データである交流電圧指令信号の位相信号を
用いて電流制御処理で使用する位相信号を作成すること
にある。
動システムにおいて、エンジンがアイドリング状態では
発電機の誘起電圧を、発電制御状態ではｄｑ軸電流制御
処理の内部データである交流電圧指令信号の位相信号を
用いて電流制御処理で使用する位相信号を作成すること
にある。
【００１３】本発明によれば、交流機を駆動する逆変換
器，順変換器各々の電力変換器を同一主回路構成とした
ことにより、バッテリーを充電する発電機制御系の応答
を、車両駆動用の電動機制御系と同じ程度に高応答化す
ることが可能となる。
器，順変換器各々の電力変換器を同一主回路構成とした
ことにより、バッテリーを充電する発電機制御系の応答
を、車両駆動用の電動機制御系と同じ程度に高応答化す
ることが可能となる。
【００１４】また、上記同一主回路構成の制御方式も同
じとすることにより、バッテリーを充電する発電機制御
系の応答特性を、より一層高応答化することが可能とな
る。また、交流発電機の電流制御方式を、角度センサや
磁極位置センサで構成する回転センサを用いないセンサ
レス制御とすることにより、ハイブリッド駆動システム
の省スペース化が可能となる。
じとすることにより、バッテリーを充電する発電機制御
系の応答特性を、より一層高応答化することが可能とな
る。また、交流発電機の電流制御方式を、角度センサや
磁極位置センサで構成する回転センサを用いないセンサ
レス制御とすることにより、ハイブリッド駆動システム
の省スペース化が可能となる。
【００１５】
【発明の実施の形態】以下、図によって本発明の実施例
を説明する。まず、図１は、本発明の一実施例になる電
気車用シリーズ型ハイブリッド駆動システムの構成を示
すものである。電動機１は永久磁石型同期電動機であ
り、電力変換器として逆変換器すなわちインバータ２を
用いる。永久磁石型同期電動機１には、その回転角度セ
ンサであるエンコーダ３及び磁極位置を検出する磁極位
置検出器４が直結されている。電動機制御ユニット（Ｍ
ＣＵ）５は、エンコーダ３と磁極位置検出器４の出力及
び電流検出器６の出力に基づいてＰＷＭ信号を生成し、
インバータ２を制御する。発電機７は永久磁石型同期発
電機であり、電力変換器として順変換器すなわちコンバ
ータ８を用いる。発電機制御ユニット（ＧＣＵ）９は、
電流検出器１０の出力に基づいてＰＷＭ信号を生成し、
コンバータ８を制御する。発電機制御ユニット９は、永
久磁石型同期発電機７に回転センサを取り付けないセン
サレス制御方式とする。
を説明する。まず、図１は、本発明の一実施例になる電
気車用シリーズ型ハイブリッド駆動システムの構成を示
すものである。電動機１は永久磁石型同期電動機であ
り、電力変換器として逆変換器すなわちインバータ２を
用いる。永久磁石型同期電動機１には、その回転角度セ
ンサであるエンコーダ３及び磁極位置を検出する磁極位
置検出器４が直結されている。電動機制御ユニット（Ｍ
ＣＵ）５は、エンコーダ３と磁極位置検出器４の出力及
び電流検出器６の出力に基づいてＰＷＭ信号を生成し、
インバータ２を制御する。発電機７は永久磁石型同期発
電機であり、電力変換器として順変換器すなわちコンバ
ータ８を用いる。発電機制御ユニット（ＧＣＵ）９は、
電流検出器１０の出力に基づいてＰＷＭ信号を生成し、
コンバータ８を制御する。発電機制御ユニット９は、永
久磁石型同期発電機７に回転センサを取り付けないセン
サレス制御方式とする。
【００１６】図１のシリーズ型ハイブリッド駆動システ
ムにおいて、電気車は常に永久磁石型同期電動機１で駆
動され、この電動機１の電源を、バッテリー１２もしく
はガソリンエンジン１１で駆動される永久磁石型同期発
電機７から得る。また、永久磁石型同期発電機７により
バッテリー１２を充電する。エンジン１１は、エンジン
制御ユニット（ＥＣＵ）１３により制御される。１４は
コンタクタ、３０は車輪である。
ムにおいて、電気車は常に永久磁石型同期電動機１で駆
動され、この電動機１の電源を、バッテリー１２もしく
はガソリンエンジン１１で駆動される永久磁石型同期発
電機７から得る。また、永久磁石型同期発電機７により
バッテリー１２を充電する。エンジン１１は、エンジン
制御ユニット（ＥＣＵ）１３により制御される。１４は
コンタクタ、３０は車輪である。
【００１７】ハイブリッド駆動システム制御部１５は、
アクセルペタル１６及びブレーキペタル１７の操作量に
応じて電動機制御ユニット５に電動機トルク指令τＭ*
を送り、電動機１がアクセルペタル１６及びブレーキペ
タル１７の操作量に対応したトルクを発生するように制
御する。ハイブリッド駆動システム制御部１５は、ま
た、発電機制御ユニット９及びエンジン制御ユニット１
３にそれぞれ、発電指令ＫＷ* ，エンジン回転数指令Ｎ
Ｅ* を送り、バッテリー１２もしくは電動機１に所定の
電力が供給されるように、発電機７の発電量及びエンジ
ン１１の回転数を制御する。
アクセルペタル１６及びブレーキペタル１７の操作量に
応じて電動機制御ユニット５に電動機トルク指令τＭ*
を送り、電動機１がアクセルペタル１６及びブレーキペ
タル１７の操作量に対応したトルクを発生するように制
御する。ハイブリッド駆動システム制御部１５は、ま
た、発電機制御ユニット９及びエンジン制御ユニット１
３にそれぞれ、発電指令ＫＷ* ，エンジン回転数指令Ｎ
Ｅ* を送り、バッテリー１２もしくは電動機１に所定の
電力が供給されるように、発電機７の発電量及びエンジ
ン１１の回転数を制御する。
【００１８】図２に示すように、インバータ２とコンバ
ータ８は同一の主回路構成となっている。すなわち、イ
ンバータ２とコンバータ８はそれぞれ、６個のパワー素
子（ＩＧＢＴ）２０，８０と各パワー素子に並列に接続
されたダイオード２１，８１を用いて構成され、電動機
１もしくは発電機７のＵ，Ｖ，Ｗ各相の巻線に流れる電
流を制御する３相ブリッチ回路２２，８２と、１個の平
滑コンデンサ２３，８３とを備えている。ただしインバ
ータ２の容量は、コンバータ８の容量の数倍あるので、
主回路を構成する各要素（２０と８０，２１と８１，２
３と８３）の容量はそれぞれ異なる。
ータ８は同一の主回路構成となっている。すなわち、イ
ンバータ２とコンバータ８はそれぞれ、６個のパワー素
子（ＩＧＢＴ）２０，８０と各パワー素子に並列に接続
されたダイオード２１，８１を用いて構成され、電動機
１もしくは発電機７のＵ，Ｖ，Ｗ各相の巻線に流れる電
流を制御する３相ブリッチ回路２２，８２と、１個の平
滑コンデンサ２３，８３とを備えている。ただしインバ
ータ２の容量は、コンバータ８の容量の数倍あるので、
主回路を構成する各要素（２０と８０，２１と８１，２
３と８３）の容量はそれぞれ異なる。
【００１９】電動機制御ユニット５は、電流検出器６，
磁極位置検出手段４及びエンコーダ３の各検出値と、ト
ルク指令発生手段１８から送られてきたトルク指令値τ
Ｍ*を基に、インバータ２のパワー素子を制御するＰＷ
Ｍ信号を生成する。
磁極位置検出手段４及びエンコーダ３の各検出値と、ト
ルク指令発生手段１８から送られてきたトルク指令値τ
Ｍ*を基に、インバータ２のパワー素子を制御するＰＷ
Ｍ信号を生成する。
【００２０】図３に、電動機制御ユニット５の内部処理
のブロック図を示す。電動機制御ユニット５は、ＩｄＩ
ｑ検出器２０２，ＩｄＩｑ電流制御手段２０４，２／３
相変換手段２０６，ＰＷＭ制御手段２０８及び位相演算
手段２１０，速度演算手段２１２を備えている。速度演
算手段２１２は、エンコーダ３に接続され、位相演算手
段２１０は磁極位置検出手段４に接続されている。電動
機制御ユニットはさらに、Ｉｑ制御手段２２４及びＩｄ
制御手段２２６を備えている。
のブロック図を示す。電動機制御ユニット５は、ＩｄＩ
ｑ検出器２０２，ＩｄＩｑ電流制御手段２０４，２／３
相変換手段２０６，ＰＷＭ制御手段２０８及び位相演算
手段２１０，速度演算手段２１２を備えている。速度演
算手段２１２は、エンコーダ３に接続され、位相演算手
段２１０は磁極位置検出手段４に接続されている。電動
機制御ユニットはさらに、Ｉｑ制御手段２２４及びＩｄ
制御手段２２６を備えている。
【００２１】電動機制御ユニット５において、トルク分
電流に相当するｑ軸電流の指令値Ｉｑ* は、トルク指令
値τＭ* をもとに算出するためのＩｑ制御手段２２４で
算出する。一方、ｄ軸電流の指令値Ｉｄ*は、トルク指
令値τＭ*とエンコーダ２６からのパルス信号から速度
演算手段２１２で演算した回転数をもとに、Ｉｄ制御手
段２２６を介して算出する。このようにして、電動機制
御ユニットにおけるＩｄ，Ｉｑ制御手段は回転数をもと
に高効率制御に必要な電流指令値Ｉｑ* ，Ｉｄ* を算出
する。
電流に相当するｑ軸電流の指令値Ｉｑ* は、トルク指令
値τＭ* をもとに算出するためのＩｑ制御手段２２４で
算出する。一方、ｄ軸電流の指令値Ｉｄ*は、トルク指
令値τＭ*とエンコーダ２６からのパルス信号から速度
演算手段２１２で演算した回転数をもとに、Ｉｄ制御手
段２２６を介して算出する。このようにして、電動機制
御ユニットにおけるＩｄ，Ｉｑ制御手段は回転数をもと
に高効率制御に必要な電流指令値Ｉｑ* ，Ｉｄ* を算出
する。
【００２２】ＩｄＩｑ検出手段２０２は、電流検出器６
で検出した電動機電流の３相交流電流について３相／２
相の座標変換処理を行い、ｄ，ｑ軸電流Ｉｄ，Ｉｑを算
出する。これらの検出値と指令値Ｉｑ* ，Ｉｄ* をもと
に、ＩｄＩｑ電流制御手段２０４は、比例あるいは比例
積分電流制御処理を行い、電圧指令値Ｖｑ*，Ｖｄ*を算
出する。
で検出した電動機電流の３相交流電流について３相／２
相の座標変換処理を行い、ｄ，ｑ軸電流Ｉｄ，Ｉｑを算
出する。これらの検出値と指令値Ｉｑ* ，Ｉｄ* をもと
に、ＩｄＩｑ電流制御手段２０４は、比例あるいは比例
積分電流制御処理を行い、電圧指令値Ｖｑ*，Ｖｄ*を算
出する。
【００２３】さらに、２／３相変換手段２０６におい
て、２相／３相の座標変換して３相交流電圧指令値ＶＵ
* ，ＶＶ* ，ＶＷ* を算出する。ＰＷＭ制御手段２０８
はこの電圧指令値ＶＵ* ，ＶＶ* ，ＶＷ* から三角波信
号の搬送波信号との比較処理を行って、インバータ２の
ＰＷＭ信号を発生し、インバータ２を駆動する。このよ
うにして電動機１にＰＷＭ制御された電圧を印加するこ
とにより、電動機電流を電流指令値Ｉｑ* ，Ｉｄ* に制
御する。
て、２相／３相の座標変換して３相交流電圧指令値ＶＵ
* ，ＶＶ* ，ＶＷ* を算出する。ＰＷＭ制御手段２０８
はこの電圧指令値ＶＵ* ，ＶＶ* ，ＶＷ* から三角波信
号の搬送波信号との比較処理を行って、インバータ２の
ＰＷＭ信号を発生し、インバータ２を駆動する。このよ
うにして電動機１にＰＷＭ制御された電圧を印加するこ
とにより、電動機電流を電流指令値Ｉｑ* ，Ｉｄ* に制
御する。
【００２４】なお、２／３相変換処理２０６，ＩｄＩｑ
検出手段２０２の座標変換処理で使用する位相角θ１，
θ２は、位相演算手段２１０において、電動機１の誘起
電圧と同位相の信号を出力する磁極位置検出器４、回転
角度信号（パルス信号）を出力するエンコーダ３の各出
力から算出する。
検出手段２０２の座標変換処理で使用する位相角θ１，
θ２は、位相演算手段２１０において、電動機１の誘起
電圧と同位相の信号を出力する磁極位置検出器４、回転
角度信号（パルス信号）を出力するエンコーダ３の各出
力から算出する。
【００２５】この磁極位置検出器４の出力信号と電動機
電流Ｉ１，誘起電圧Ｅ０に対する、電動機制御ユニット
５内部の位相角θ１，θ２の位相関係を図５に示す。位
相信号は、エンコーダ３のパルス信号を累積する位相演
算手段２１０で演算され、鋸波状信号となる。磁極位置
検出器４の出力信号である磁極位置信号は、電動機１の
誘起電圧Ｅ０と同期させる。このような処理を行うこと
によって、電動機１は、トルク指令値τＭ* のトルク
で、かつ損失を最小とする、高効率で制御される。
電流Ｉ１，誘起電圧Ｅ０に対する、電動機制御ユニット
５内部の位相角θ１，θ２の位相関係を図５に示す。位
相信号は、エンコーダ３のパルス信号を累積する位相演
算手段２１０で演算され、鋸波状信号となる。磁極位置
検出器４の出力信号である磁極位置信号は、電動機１の
誘起電圧Ｅ０と同期させる。このような処理を行うこと
によって、電動機１は、トルク指令値τＭ* のトルク
で、かつ損失を最小とする、高効率で制御される。
【００２６】そのときの電動機１のベクトル図を図６に
示す。高効率点を得るためのＩｑ*,Ｉｄ* により、最適
な進み角β（β＝ｔａｎ−１（Ｉｄ* ／Ｉｑ* ））で制
御される。なお、進み角βの基準点は図５に示すｔ０時
点であり、このｔ０時点で制御されている電流Ｉ１を破
線で示す。
示す。高効率点を得るためのＩｑ*,Ｉｄ* により、最適
な進み角β（β＝ｔａｎ−１（Ｉｄ* ／Ｉｑ* ））で制
御される。なお、進み角βの基準点は図５に示すｔ０時
点であり、このｔ０時点で制御されている電流Ｉ１を破
線で示す。
【００２７】電動機１の出力トルクは（１）式で示され
る。
る。
【００２８】 τＭ＝Ｐｎ［｛Ｅ０＋（１−ρ）ＬｄＩｄ｝Ｉｑ］ …（１） ただし、Ｐｎは定数、ρはＬｑとＬｄの比、Ｅ０は誘起
電圧である。
電圧である。
【００２９】（１）式において、右辺第１項は同期トル
ク、第２項はリアクタンストルクと呼ばれている。
ク、第２項はリアクタンストルクと呼ばれている。
【００３０】電動機への印加電圧一定とし、進み角βを
可変としたトルク特性は、図７に示すようになる。同期
トルク及びリアクタンストルクの和が発生トルクτＭで
ある。このように（１）式のρが１よりも大きい逆突極
特性をもつ同期電動機は進み角βが４５度付近で最大ト
ルクを発生するので、この角度以上で制御される。この
ような動作で電気自動車は駆動される。
可変としたトルク特性は、図７に示すようになる。同期
トルク及びリアクタンストルクの和が発生トルクτＭで
ある。このように（１）式のρが１よりも大きい逆突極
特性をもつ同期電動機は進み角βが４５度付近で最大ト
ルクを発生するので、この角度以上で制御される。この
ような動作で電気自動車は駆動される。
【００３１】図４は、発電機制御ユニット９の構成例を
示すブロック図である。発電機制御ユニット９は、Ｉｄ
Ｉｑ検出器３０２，ＩｄＩｑ電流制御手段３０４，２／
３相変換手段３０６，ＰＷＭ制御手段３０８及び位相演
算手段３１０，速度演算手段３１２を備えている。位相
演算手段３１０及び速度演算手段３１２の入力信号は、
アイドリングモードと発電モードを切り替えるモード切
替手段３１４を介してゼロ検出器３１６もしくは３１８
に選択的に接続される。発電モード時において、ゼロ検
出器３１６は、２／３相変換手段３０６の出力である交
流電圧指令値ＶＵ* のゼロクロス点を検知する。また、
ゼロ検出器３１８は、アイドリングモードにおいて、発
電機７の出力端３１９から得られる発電機の誘起電圧の
ゼロクロス点を検出する。
示すブロック図である。発電機制御ユニット９は、Ｉｄ
Ｉｑ検出器３０２，ＩｄＩｑ電流制御手段３０４，２／
３相変換手段３０６，ＰＷＭ制御手段３０８及び位相演
算手段３１０，速度演算手段３１２を備えている。位相
演算手段３１０及び速度演算手段３１２の入力信号は、
アイドリングモードと発電モードを切り替えるモード切
替手段３１４を介してゼロ検出器３１６もしくは３１８
に選択的に接続される。発電モード時において、ゼロ検
出器３１６は、２／３相変換手段３０６の出力である交
流電圧指令値ＶＵ* のゼロクロス点を検知する。また、
ゼロ検出器３１８は、アイドリングモードにおいて、発
電機７の出力端３１９から得られる発電機の誘起電圧の
ゼロクロス点を検出する。
【００３２】発電機制御ユニット９はさらに、Ｉｑ制御
手段３２４及びＩｄ制御手段３２６を備えている。トル
ク指令発生手段１９は、発電量指令ＫＷ* と速度演算手
段３１２で演算した発電機回転数ＮＧを基に、トルク指
令τＧ*＝ｋ×ＫＷ*／ＮＧを生成する。ただし、ｋは定
数。
手段３２４及びＩｄ制御手段３２６を備えている。トル
ク指令発生手段１９は、発電量指令ＫＷ* と速度演算手
段３１２で演算した発電機回転数ＮＧを基に、トルク指
令τＧ*＝ｋ×ＫＷ*／ＮＧを生成する。ただし、ｋは定
数。
【００３３】発電機制御ユニット９において、トルク分
電流に相当するｑ軸電流の指令値Ｉｑ* は、トルク指令
値τＧ* と発電機回転数ＮＧをもとにＩｑ制御手段３２
４で算出する。また、ｄ軸電流の指令値Ｉｄ* も、トル
ク指令値τＧ* と速度演算手段３１２で演算した回転数
ＮＧをもとに、Ｉｄ制御手段３２６を介して算出する。
電流に相当するｑ軸電流の指令値Ｉｑ* は、トルク指令
値τＧ* と発電機回転数ＮＧをもとにＩｑ制御手段３２
４で算出する。また、ｄ軸電流の指令値Ｉｄ* も、トル
ク指令値τＧ* と速度演算手段３１２で演算した回転数
ＮＧをもとに、Ｉｄ制御手段３２６を介して算出する。
【００３４】発電機制御ユニット９におけるＩｑ制御手
段３２４，Ｉｄ制御手段３２６は、回転数ＮＧをもとに
高効率制御に必要な電流指令値Ｉｑ* ，Ｉｄ* を算出す
る。なお、本発明では回路構成を簡単にし、かつエンジ
ンルームの限られたスペースファクタを考慮して、セン
サレス制御を採用している。すなわち、発電機７の速度
ＮＧは、回転センサを用いて検知せず、次のように演算
処理して求める。まず、シフトスイッチがアイドリング
モードの時、エンジンはアイドリング回転数であり、コ
ンバータ８を停止して発電制御を行わない。このとき
は、発電機７の出力端３１９から得られる発電機の誘起
電圧のゼロ検出信号をもとに、位相演算や速度演算を行
う。エンジンがアイドリング回転数より大きな回転数の
ときは発電モードに切り替えて発電制御開始とするため
に、位相演算手段３１０は、交流電圧指令Ｖｕ* をもと
に位相演算を行う。このように、前記交流発電機の電流
制御方式として、直流成分すなわちｄｑ軸電流制御処理
の内部データである交流電圧指令Ｖｕ* の位相信号を用
いて、電流制御処理で使用する位相信号Ｅ１，Ｅ２を作
成する。
段３２４，Ｉｄ制御手段３２６は、回転数ＮＧをもとに
高効率制御に必要な電流指令値Ｉｑ* ，Ｉｄ* を算出す
る。なお、本発明では回路構成を簡単にし、かつエンジ
ンルームの限られたスペースファクタを考慮して、セン
サレス制御を採用している。すなわち、発電機７の速度
ＮＧは、回転センサを用いて検知せず、次のように演算
処理して求める。まず、シフトスイッチがアイドリング
モードの時、エンジンはアイドリング回転数であり、コ
ンバータ８を停止して発電制御を行わない。このとき
は、発電機７の出力端３１９から得られる発電機の誘起
電圧のゼロ検出信号をもとに、位相演算や速度演算を行
う。エンジンがアイドリング回転数より大きな回転数の
ときは発電モードに切り替えて発電制御開始とするため
に、位相演算手段３１０は、交流電圧指令Ｖｕ* をもと
に位相演算を行う。このように、前記交流発電機の電流
制御方式として、直流成分すなわちｄｑ軸電流制御処理
の内部データである交流電圧指令Ｖｕ* の位相信号を用
いて、電流制御処理で使用する位相信号Ｅ１，Ｅ２を作
成する。
【００３５】ＩｄＩｑ検出手段３０２は、発電機電流の
３相交流電流をもとに位相信号θ２を用いて３相／２相
の座標変換してｄ，ｑ軸電流Ｉｄ，Ｉｑを算出する。こ
れらの検出値と指令値Ｉｑ* ，Ｉｄ* をもとにＩｄＩｑ
電流制御手段３０４は、比例あるいは比例積分補償処理
を行い、電圧指令値Ｖｑ* ，Ｖｄ* を算出する。
３相交流電流をもとに位相信号θ２を用いて３相／２相
の座標変換してｄ，ｑ軸電流Ｉｄ，Ｉｑを算出する。こ
れらの検出値と指令値Ｉｑ* ，Ｉｄ* をもとにＩｄＩｑ
電流制御手段３０４は、比例あるいは比例積分補償処理
を行い、電圧指令値Ｖｑ* ，Ｖｄ* を算出する。
【００３６】さらに、位相信号θ１を用いて２／３相変
換手段３０６において、２相／３相の座標変換処理を行
い、３相交流電圧指令値ＶＵ* ，ＶＶ* ，ＶＷ* を算出
する。ＰＷＭ制御手段３０８はこの電圧指令値ＶＵ* ，
ＶＶ* ，ＶＷ* から三角波信号の搬送波信号との比較処
理を行って、コンバータ８のＰＷＭ信号を発生し、コン
バータ８を駆動する。このようにして発電機にＰＷＭ制
御された電圧を印加することにより、発電機電流を電流
指令値Ｉｑ* ，Ｉｄ* に制御する。
換手段３０６において、２相／３相の座標変換処理を行
い、３相交流電圧指令値ＶＵ* ，ＶＶ* ，ＶＷ* を算出
する。ＰＷＭ制御手段３０８はこの電圧指令値ＶＵ* ，
ＶＶ* ，ＶＷ* から三角波信号の搬送波信号との比較処
理を行って、コンバータ８のＰＷＭ信号を発生し、コン
バータ８を駆動する。このようにして発電機にＰＷＭ制
御された電圧を印加することにより、発電機電流を電流
指令値Ｉｑ* ，Ｉｄ* に制御する。
【００３７】次に、センサレス発電機制御の動作を図８
から図１０を用いて説明する。図８に、発電機７のベク
トル図を示す。発電機システムは電動機システムに回生
動作を行わせて、バッテリー１２を充電する。従って、
ｑ軸電流Ｉｑが負、進み角βは電気角で９０度以上で動
作する。さらに、発電機端子電圧Ｖ１は誘起電圧Ｅ０に
対して相差角δだけ遅れている。
から図１０を用いて説明する。図８に、発電機７のベク
トル図を示す。発電機システムは電動機システムに回生
動作を行わせて、バッテリー１２を充電する。従って、
ｑ軸電流Ｉｑが負、進み角βは電気角で９０度以上で動
作する。さらに、発電機端子電圧Ｖ１は誘起電圧Ｅ０に
対して相差角δだけ遅れている。
【００３８】図９に示すように、３相交流電圧指令値Ｖ
Ｕ* のゼロクロス点ｔをゼロ検出手段３１１で検出す
る。位相演算手段３１０はゼロクロス点ｔ１，ｔ２で位
相信号θ１をθ１１，θ１２に補正することにより、仮
想の磁極位置信号ＰＳ−Ｕ（Ｕ相信号）に対して相差角
δだけ遅れた位相信号θ１を算出する。この位相信号θ
１をもとに、図４のｄ軸電流制御系は発電機電流ｉｕを
仮想信号ＰＳ−Ｕに対して進み角β（β＝ＡＴＡＮ（Ｉ
ｄ／Ｉｑ））だけ進んだ電流に制御して発電機制御動作
を行わせる。
Ｕ* のゼロクロス点ｔをゼロ検出手段３１１で検出す
る。位相演算手段３１０はゼロクロス点ｔ１，ｔ２で位
相信号θ１をθ１１，θ１２に補正することにより、仮
想の磁極位置信号ＰＳ−Ｕ（Ｕ相信号）に対して相差角
δだけ遅れた位相信号θ１を算出する。この位相信号θ
１をもとに、図４のｄ軸電流制御系は発電機電流ｉｕを
仮想信号ＰＳ−Ｕに対して進み角β（β＝ＡＴＡＮ（Ｉ
ｄ／Ｉｑ））だけ進んだ電流に制御して発電機制御動作
を行わせる。
【００３９】相差角δは、図１０に示すように、発電量
Ｐに対して、予め、相差角δ１，δ２の値を求め、位相
演算手段３１０にマップ化して記憶保持しておくことに
より、センサレス発電機制御が可能となる。図１０の相
差角特性において、同一回転数で発電量Ｐが小さい場合
は、相差角δも矢印のように小さくなる。発電量指令Ｋ
Ｗ*と発電機の回転数(min-1)が与えられれば、計算で求
められる。そして、位相θ１＝０あるいはθ２すなわ
ち、誘起電圧Ｅ０の位相を推定し、電流Ｉｑ*,Ｉｄ* の
制御処理で使用する位相信号βを作成する。
Ｐに対して、予め、相差角δ１，δ２の値を求め、位相
演算手段３１０にマップ化して記憶保持しておくことに
より、センサレス発電機制御が可能となる。図１０の相
差角特性において、同一回転数で発電量Ｐが小さい場合
は、相差角δも矢印のように小さくなる。発電量指令Ｋ
Ｗ*と発電機の回転数(min-1)が与えられれば、計算で求
められる。そして、位相θ１＝０あるいはθ２すなわ
ち、誘起電圧Ｅ０の位相を推定し、電流Ｉｑ*,Ｉｄ* の
制御処理で使用する位相信号βを作成する。
【００４０】このときの発電機のベクトル図を図８に示
す。力行もしくは回生の各運転モードで常に高効率点を
得るために、発電機電流を電流指令値Ｉｑ* ，Ｉｄ* に
制御する。すなわち、Ｉｑ* ，Ｉｄ* が、最適な進み角
β（β＝ｔａｎ−１（Ｉｄ*／Ｉｑ* ））になるように
制御される。なお、進み角βの基準点は図９に示すｔ０
時点である。
す。力行もしくは回生の各運転モードで常に高効率点を
得るために、発電機電流を電流指令値Ｉｑ* ，Ｉｄ* に
制御する。すなわち、Ｉｑ* ，Ｉｄ* が、最適な進み角
β（β＝ｔａｎ−１（Ｉｄ*／Ｉｑ* ））になるように
制御される。なお、進み角βの基準点は図９に示すｔ０
時点である。
【００４１】図１に戻り、ハイブリッド駆動システム制
御部１５は、エンジン制御ユニット１３にエンジン回転
数指令ＮＥ* を出し、エンジンが所定回転数になるよう
に制御する。また、アクセルペタル１６の操作量に応じ
て、電動機制御ユニット５に電動機トルク指令τＭ* を
送る。また、アクセルペタル１６の操作量に対して、バ
ッテリー１２の状態に応じてエンジン回転数指令ＮＥ*
と発電機制御ユニット９の発電量指令ＫＷ* を各ユニッ
ト９，１３に送り、アクセルペタル１６の操作量が増加
或いは一定の時は電動機１を力行モードで動作させ、バ
ッテリー１２の充電を行い、車両の加速性を向上させ
る。
御部１５は、エンジン制御ユニット１３にエンジン回転
数指令ＮＥ* を出し、エンジンが所定回転数になるよう
に制御する。また、アクセルペタル１６の操作量に応じ
て、電動機制御ユニット５に電動機トルク指令τＭ* を
送る。また、アクセルペタル１６の操作量に対して、バ
ッテリー１２の状態に応じてエンジン回転数指令ＮＥ*
と発電機制御ユニット９の発電量指令ＫＷ* を各ユニッ
ト９，１３に送り、アクセルペタル１６の操作量が増加
或いは一定の時は電動機１を力行モードで動作させ、バ
ッテリー１２の充電を行い、車両の加速性を向上させ
る。
【００４２】アクセルペタル１６の操作量が減少した場
合には、電動機１を回生モードで動作させ、バッテリー
１２の充電動作を停止させるような操作を行わせる。
合には、電動機１を回生モードで動作させ、バッテリー
１２の充電動作を停止させるような操作を行わせる。
【００４３】以上述べた実施例から明らかなとおり、本
発明において、コンバータ８のパワー素子の変調方式
は、たとえばＰＷＭ信号方式のように、インバータ２の
場合と同一の方式である。また、発電機制御ユニット９
は、電動機制御ユニット５と同じ構成，制御方式であ
る。すなわち、電動機制御ユニット５と発電機制御ユニ
ット９は、交流電動機，交流発電機の電流制御方式を同
一とし、また、電流制御方式を励磁成分とトルク成分で
示すｄｑ軸電流制御とする。上記のような構成及び制御
方式とすることにより、両変換器のｄｑ軸電流制御系の
応答を同一にする、あるいは任意の特性に選択すること
ができる。以上の構成と動作を行うことにより、バッテ
リーを充電する発電機制御系の応答を、車両駆動用の電
動機制御系と同等に高応答化することが可能である。
発明において、コンバータ８のパワー素子の変調方式
は、たとえばＰＷＭ信号方式のように、インバータ２の
場合と同一の方式である。また、発電機制御ユニット９
は、電動機制御ユニット５と同じ構成，制御方式であ
る。すなわち、電動機制御ユニット５と発電機制御ユニ
ット９は、交流電動機，交流発電機の電流制御方式を同
一とし、また、電流制御方式を励磁成分とトルク成分で
示すｄｑ軸電流制御とする。上記のような構成及び制御
方式とすることにより、両変換器のｄｑ軸電流制御系の
応答を同一にする、あるいは任意の特性に選択すること
ができる。以上の構成と動作を行うことにより、バッテ
リーを充電する発電機制御系の応答を、車両駆動用の電
動機制御系と同等に高応答化することが可能である。
【００４４】図１１及び図１２は、本発明と従来例によ
る電動機制御システムと発電制御システムの応答性を示
すものである。
る電動機制御システムと発電制御システムの応答性を示
すものである。
【００４５】まず、図１１は、応答性を比較するために
用いられる交流電動機の特性と運転パターンを示してい
る。Ａ点で交流電動機の回転数がＮＭＡ、路面勾配で決
まる負荷特性に見合ったトルクがτＭＡで走行中と仮定
する。図１２は、図１１の状態からアクセルペタルをさ
らに踏み込む中間加速を仮定している。
用いられる交流電動機の特性と運転パターンを示してい
る。Ａ点で交流電動機の回転数がＮＭＡ、路面勾配で決
まる負荷特性に見合ったトルクがτＭＡで走行中と仮定
する。図１２は、図１１の状態からアクセルペタルをさ
らに踏み込む中間加速を仮定している。
【００４６】この時、車両駆動系の様子は、図１２に示
すとおりである。実線が本発明、破線が従来例を示して
いる。エンジンの回転数は、図１２（ａ）のように常に
ＮＧで一定に制御されている。アクセルペタル１６が
（ｆ）のようにｔ０時点で踏み込まれると、電動機は、
加速のためのトルク指令τＭ* を、τＭＡ，τＭＢ，τ
ＭＣと増加させ、（ｄ）に示すようにｔ１時点で電動機
回転数をＮＭＢまで増大させる。すなわち、電動機のト
ルクは（ｅ）のように一時的に増大し、その後減少して
τＭＢで釣り合う。一方、発電量指令ＫＷ* は（ｂ）に
示すように急速に立ち上がる。このとき、バッテリー電
圧ＶＢは、負荷の増加に伴って（ｃ）のように、若干減
少する。
すとおりである。実線が本発明、破線が従来例を示して
いる。エンジンの回転数は、図１２（ａ）のように常に
ＮＧで一定に制御されている。アクセルペタル１６が
（ｆ）のようにｔ０時点で踏み込まれると、電動機は、
加速のためのトルク指令τＭ* を、τＭＡ，τＭＢ，τ
ＭＣと増加させ、（ｄ）に示すようにｔ１時点で電動機
回転数をＮＭＢまで増大させる。すなわち、電動機のト
ルクは（ｅ）のように一時的に増大し、その後減少して
τＭＢで釣り合う。一方、発電量指令ＫＷ* は（ｂ）に
示すように急速に立ち上がる。このとき、バッテリー電
圧ＶＢは、負荷の増加に伴って（ｃ）のように、若干減
少する。
【００４７】本発明によれば、電動機制御システムと発
電制御システムの応答特性をほぼ同一にできるので、回
転数ＮＭＡから中間加速しても、バッテリーを加速に必
要な電力となるよう速やかに充電することができるの
で、図１２（ｄ）に破線で示したようなバッテリー電圧
の大きな落ち込みがなく、電動機の回転数やトルクをス
ムーズに増大させることができ、高い加速応答性が得ら
れる。
電制御システムの応答特性をほぼ同一にできるので、回
転数ＮＭＡから中間加速しても、バッテリーを加速に必
要な電力となるよう速やかに充電することができるの
で、図１２（ｄ）に破線で示したようなバッテリー電圧
の大きな落ち込みがなく、電動機の回転数やトルクをス
ムーズに増大させることができ、高い加速応答性が得ら
れる。
【００４８】一方、従来の例において、界磁巻線で発電
電圧を可変する発電制御システムは、図１２に破線で示
したように、電動機制御システムの応答性に比べて同等
の応答性が得られないので、破線で示すように、高速応
答は期待出来ない。
電圧を可変する発電制御システムは、図１２に破線で示
したように、電動機制御システムの応答性に比べて同等
の応答性が得られないので、破線で示すように、高速応
答は期待出来ない。
【００４９】図１４は、本発明を、電気車用パラレル型
ハイブリッド駆動システム構成に適用した例を示してお
り、ガソリンエンジンの駆動力と電動機駆動システムの
駆動力で車両を駆動する。３１はギアボックスである。
この実施例でも、電動機制御ユニット５及び発電機制御
ユニット９は、先の実施例で述べたのと同様に構成する
ことにより、バッテリーを充電する発電機制御系の応答
を、車両駆動用の電動機制御系と同等に高応答化するこ
とが可能である。
ハイブリッド駆動システム構成に適用した例を示してお
り、ガソリンエンジンの駆動力と電動機駆動システムの
駆動力で車両を駆動する。３１はギアボックスである。
この実施例でも、電動機制御ユニット５及び発電機制御
ユニット９は、先の実施例で述べたのと同様に構成する
ことにより、バッテリーを充電する発電機制御系の応答
を、車両駆動用の電動機制御系と同等に高応答化するこ
とが可能である。
【００５０】
【発明の効果】本発明によれば、ハイブリッド駆動シス
テムの発電機及び電動機を交流機とし、これら交流機を
駆動する逆変換器及び順変換器各々の電力変換器を同一
主回路構成としたことにより、バッテリーを充電する発
電機制御系の応答を、車両駆動用の電動機制御系と同じ
程度に高応答化することが可能となり、高い加速応答性
が得られる。
テムの発電機及び電動機を交流機とし、これら交流機を
駆動する逆変換器及び順変換器各々の電力変換器を同一
主回路構成としたことにより、バッテリーを充電する発
電機制御系の応答を、車両駆動用の電動機制御系と同じ
程度に高応答化することが可能となり、高い加速応答性
が得られる。
【００５１】また、上記同一主回路構成の制御方式も同
じとすることにより、バッテリーを充電する発電機制御
系の応答特性を、より一層高応答化することが可能とな
る。また、交流発電機の電流制御方式を、角度センサや
磁極位置センサで構成する回転センサを用いないセンサ
レス制御とすることにより、ハイブリッド駆動システム
の省スペース化を図ることが可能となる。
じとすることにより、バッテリーを充電する発電機制御
系の応答特性を、より一層高応答化することが可能とな
る。また、交流発電機の電流制御方式を、角度センサや
磁極位置センサで構成する回転センサを用いないセンサ
レス制御とすることにより、ハイブリッド駆動システム
の省スペース化を図ることが可能となる。
【図１】本発明の一実施例になる電気車用シリーズ型ハ
イブリッド駆動システムの構成を示す図である。
イブリッド駆動システムの構成を示す図である。
【図２】図１の主回路の構成例を示す図である。
【図３】図１の電動機制御ユニットＭＣＵの制御ブロッ
ク図である。
ク図である。
【図４】図１の発電機制御ユニットＧＣＵの制御ブロッ
ク図である。
ク図である。
【図５】磁極位置検出器の出力信号とエンコーダの出力
信号の位相関係を示す図である。
信号の位相関係を示す図である。
【図６】図５に対応する電動機のベクトル図である。
【図７】電動機の進み角βとトルク特性の関係を示す図
である。
である。
【図８】発電機電動機のベクトル図である。
【図９】センサレス発電機制御の動作を説明するための
図である。
図である。
【図１０】相差角δと発電量指令ＫＷ*と発電機の回転
数(rpm）の関係を示す図である。
数(rpm）の関係を示す図である。
【図１１】図１２の応答性を比較するために用いられる
交流電動機の特性と運転パターンを示す図である。
交流電動機の特性と運転パターンを示す図である。
【図１２】本発明と従来例による制御による、加速時の
交流発電機の制御系の応答性を比較した図である。
交流発電機の制御系の応答性を比較した図である。
【図１３】本発明の他の実施例になるパラレル型ハイブ
リッド駆動システム図である。
リッド駆動システム図である。
１…永久磁石型同期電動機、２…インバータ、５…電動
機制御ユニット、７…永久磁石型同期発電機、８…コン
バータ、９…発電機制御ユニット、１１…ガソリンエン
ジン、１２…バッテリー、１３…エンジン制御ユニッ
ト、２０…パワー素子。
機制御ユニット、７…永久磁石型同期発電機、８…コン
バータ、９…発電機制御ユニット、１１…ガソリンエン
ジン、１２…バッテリー、１３…エンジン制御ユニッ
ト、２０…パワー素子。
─────────────────────────────────────────────────────
【手続補正書】
【提出日】平成８年１１月５日
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００１８
【補正方法】変更
【補正内容】
【００１８】図２に示すように、インバータ２とコンバ
ータ８は同一の主回路構成となっている。すなわち、イ
ンバータ２とコンバータ８はそれぞれ、６個のパワー素
子（ＩＧＢＴ）２１，８１と各パワー素子に並列に接続
されたダイオード２０，８０を用いて構成され、電動機
１もしくは発電機７のＵ，Ｖ，Ｗ各相の巻線に流れる電
流を制御する３相ブリッチ回路２２，８２と、１個の平
滑コンデンサ２３，８３とを備えている。ただしインバ
ータ２，コンバータ８の容量は電動機１及び発電機７の
出力容量により、主回路を構成する各要素（２０と８
０，２１と８１，２３と８３）の電圧，電流容量はそれ
ぞれ異なる。
ータ８は同一の主回路構成となっている。すなわち、イ
ンバータ２とコンバータ８はそれぞれ、６個のパワー素
子（ＩＧＢＴ）２１，８１と各パワー素子に並列に接続
されたダイオード２０，８０を用いて構成され、電動機
１もしくは発電機７のＵ，Ｖ，Ｗ各相の巻線に流れる電
流を制御する３相ブリッチ回路２２，８２と、１個の平
滑コンデンサ２３，８３とを備えている。ただしインバ
ータ２，コンバータ８の容量は電動機１及び発電機７の
出力容量により、主回路を構成する各要素（２０と８
０，２１と８１，２３と８３）の電圧，電流容量はそれ
ぞれ異なる。
【手続補正２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００１９
【補正方法】変更
【補正内容】
【００１９】電動機制御ユニット５は、電流指令発生手
段１８とＰＳＭ制御手段５１で構成される。トルク指令
発生手段１８はハイブリット駆動システム制御部１５か
らの電動トルク指令値τＭ* をゲイン変換してトルク指
令発生手段１８にトルク指令を出力する。ＰＳＭ制御手
段５１はそのトルク指令値と、電流検出器６、磁極位置
検出手段４及びエンコーダ３の各検出値をもとにｄｑ軸
電流制御処理を行い、インバータ２の駆動信号（ＰＷＭ
信号）を出力する。発電制御ユニット９は発電トルク発
生手段１９とＰＳＧ制御手段９１で構成される。発電ト
ルク発生手段１９はハイブリット駆動システム制御部１
５から発電指令ＫＷ* と発電機回転数（図示せず）を元
に発電機７の発電トルク指令（回生動作）を出力する。
ＰＳＧ制御手段９１発電トルク指令と電流検出器１０の
検出を値もとにｄｑ軸電流制御処理を行い、コンバータ
８の駆動信号を出力する。
段１８とＰＳＭ制御手段５１で構成される。トルク指令
発生手段１８はハイブリット駆動システム制御部１５か
らの電動トルク指令値τＭ* をゲイン変換してトルク指
令発生手段１８にトルク指令を出力する。ＰＳＭ制御手
段５１はそのトルク指令値と、電流検出器６、磁極位置
検出手段４及びエンコーダ３の各検出値をもとにｄｑ軸
電流制御処理を行い、インバータ２の駆動信号（ＰＷＭ
信号）を出力する。発電制御ユニット９は発電トルク発
生手段１９とＰＳＧ制御手段９１で構成される。発電ト
ルク発生手段１９はハイブリット駆動システム制御部１
５から発電指令ＫＷ* と発電機回転数（図示せず）を元
に発電機７の発電トルク指令（回生動作）を出力する。
ＰＳＧ制御手段９１発電トルク指令と電流検出器１０の
検出を値もとにｄｑ軸電流制御処理を行い、コンバータ
８の駆動信号を出力する。
【手続補正３】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００２０
【補正方法】変更
【補正内容】
【００２０】図３に、電動機ユニット５のＰＳＭ制御手
段５１のブロック図を示す。ＰＳＭ制御手段５１は、Ｉ
ｄＩｑ検出器２０２，ＩｄＩｑ電流制御手段２０４／３
相変換手段２０６，ＰＷＭ制御手段２０８及び位相演算
手段２１０，速度演算手段２１２を備えている。速度演
算手段２１２は、エンコーダ３に接続され、位相演算手
段２１０は磁極位置検出手段４に接続されている。さら
に速度演算を高効率制御し、最適なＩｑ*，Ｉｄ*指令値
を発生させるためにＩｑ制御手段２２４及びＩｄ制御手
段２２６を備えている。
段５１のブロック図を示す。ＰＳＭ制御手段５１は、Ｉ
ｄＩｑ検出器２０２，ＩｄＩｑ電流制御手段２０４／３
相変換手段２０６，ＰＷＭ制御手段２０８及び位相演算
手段２１０，速度演算手段２１２を備えている。速度演
算手段２１２は、エンコーダ３に接続され、位相演算手
段２１０は磁極位置検出手段４に接続されている。さら
に速度演算を高効率制御し、最適なＩｑ*，Ｉｄ*指令値
を発生させるためにＩｑ制御手段２２４及びＩｄ制御手
段２２６を備えている。
【手続補正４】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００２１
【補正方法】変更
【補正内容】
【００２１】ＰＳ制御手段５１において、トルク分電流
に相当するｑ軸電流の指令値Ｉｑ*は、トルク指令値τ
Ｍ * と電動機１の回転数をもとにＩｑ制御手段２２４で
算出する。同様に、ｄ軸電流の指令値Ｉｄ * も、トルク
指令値τＭ* と電動機１の回転数をもとに、Ｉｄ制御手
段２２６で算出する。
に相当するｑ軸電流の指令値Ｉｑ*は、トルク指令値τ
Ｍ * と電動機１の回転数をもとにＩｑ制御手段２２４で
算出する。同様に、ｄ軸電流の指令値Ｉｄ * も、トルク
指令値τＭ* と電動機１の回転数をもとに、Ｉｄ制御手
段２２６で算出する。
【手続補正５】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００２３
【補正方法】変更
【補正内容】
【００２３】さらに、２／３相変換手段２０６におい
て、２相／３相の座標変換して３相交流電圧指令値ＶＵ
* ，ＶＶ* ，ＶＷ* を算出する。ＰＷＭ制御手段２０８
はこの電圧指令値ＶＵ* ，ＶＶ* ，ＶＷ* から三角波信
号の搬送波信号との比較処理を行って、インバータ２の
駆動信号であるＰＷＭ信号を発生し、インバータ２を駆
動する。このようにして電動機１にＰＷＭ制御された電
圧を印加することにより、電動機電流を電流指令値Ｉｑ
* ，Ｉｄ* に制御する。
て、２相／３相の座標変換して３相交流電圧指令値ＶＵ
* ，ＶＶ* ，ＶＷ* を算出する。ＰＷＭ制御手段２０８
はこの電圧指令値ＶＵ* ，ＶＶ* ，ＶＷ* から三角波信
号の搬送波信号との比較処理を行って、インバータ２の
駆動信号であるＰＷＭ信号を発生し、インバータ２を駆
動する。このようにして電動機１にＰＷＭ制御された電
圧を印加することにより、電動機電流を電流指令値Ｉｑ
* ，Ｉｄ* に制御する。
【手続補正６】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００２４
【補正方法】変更
【補正内容】
【００２４】なお、２／３相変換処理２０６，ＩｄＩｑ
検出手段２０２の座標変換処理で使用する位相角θ１は
位相演算手段２１０において、電動機１の誘起電圧と同
位相の信号を出力する磁極位置検出器４、回転角度信号
（パルス信号）を出力するエンコーダ３の各出力から算
出する。
検出手段２０２の座標変換処理で使用する位相角θ１は
位相演算手段２１０において、電動機１の誘起電圧と同
位相の信号を出力する磁極位置検出器４、回転角度信号
（パルス信号）を出力するエンコーダ３の各出力から算
出する。
【手続補正７】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００２５
【補正方法】変更
【補正内容】
【００２５】この磁極位置検出器４の出力信号と電動機
電流Ｉ１，誘起電圧Ｅ０に対する位相角θ１の位相関係
を図５に示す。位相信号は、エンコーダ３のパルス信号
を累積する位相演算手段２１０で演算され、鋸波状信号
となる。磁極位置検出器４の出力信号である磁極位置信
号は、電動機１の誘起電圧Ｅ０と同期させる。このよう
な処理を行うことによって、電動機１は、トルク指令値
τＭ* のトルクで、かつ損失を最小とする、高効率で制
御される。
電流Ｉ１，誘起電圧Ｅ０に対する位相角θ１の位相関係
を図５に示す。位相信号は、エンコーダ３のパルス信号
を累積する位相演算手段２１０で演算され、鋸波状信号
となる。磁極位置検出器４の出力信号である磁極位置信
号は、電動機１の誘起電圧Ｅ０と同期させる。このよう
な処理を行うことによって、電動機１は、トルク指令値
τＭ* のトルクで、かつ損失を最小とする、高効率で制
御される。
【手続補正８】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００３０
【補正方法】変更
【補正内容】
【００３０】電動機への印加電圧一定とし、進み角βを
可変としたトルク特性を図７に示す。同期トルク及びリ
アクタンストルクの和が発生トルクτＭである。このよ
うに（１）式のρが１よりも大きい逆突極特性をもつ同
期電動機は進み角βが４５度付近で最大トルクを発生す
るので、この角度以上で制御される。このような動作で
電気自動車は駆動される。
可変としたトルク特性を図７に示す。同期トルク及びリ
アクタンストルクの和が発生トルクτＭである。このよ
うに（１）式のρが１よりも大きい逆突極特性をもつ同
期電動機は進み角βが４５度付近で最大トルクを発生す
るので、この角度以上で制御される。このような動作で
電気自動車は駆動される。
【手続補正９】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００３１
【補正方法】変更
【補正内容】
【００３１】図４は、ＰＳＧ制御手段９１の構成例を示
すブロック図である。ＰＳＧ制御手段９１、ＩｄＩｑ検
出器３０２，ＩｄＩｑ電流制御手段３０４，２／３相変
換手段３０６，ＰＷＭ制御手段３０８及び位相演算手段
３１０，速度演算手段３１２を備えている。位相演算手
段３１０及び速度演算手段３１２の入力信号は、アイド
リングモードと発電モードを切り替えるモード切替手段
３１４を介してゼロ検出器３１６もしくは３１８に選択
的に接続される。発電モード時において、ゼロ検出器３
１６は、２／３相変換手段３０６の出力である交流電圧
指令値ＶＵ* のゼロクロス点を検知する。また、ゼロ検
出器３１８は、アイドリングモードにおいて、発電機７
の出力端３１９から得られる発電機の誘起電圧のゼロク
ロス点を検出する。
すブロック図である。ＰＳＧ制御手段９１、ＩｄＩｑ検
出器３０２，ＩｄＩｑ電流制御手段３０４，２／３相変
換手段３０６，ＰＷＭ制御手段３０８及び位相演算手段
３１０，速度演算手段３１２を備えている。位相演算手
段３１０及び速度演算手段３１２の入力信号は、アイド
リングモードと発電モードを切り替えるモード切替手段
３１４を介してゼロ検出器３１６もしくは３１８に選択
的に接続される。発電モード時において、ゼロ検出器３
１６は、２／３相変換手段３０６の出力である交流電圧
指令値ＶＵ* のゼロクロス点を検知する。また、ゼロ検
出器３１８は、アイドリングモードにおいて、発電機７
の出力端３１９から得られる発電機の誘起電圧のゼロク
ロス点を検出する。
【手続補正１０】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００３２
【補正方法】変更
【補正内容】
【００３２】さらに、Ｉｑ*，Ｉｄ*指令値を出力するＩ
ｑ制御手段３２４及びＩｄ制御手段３２６を備えてい
る。発電トルク指令発生手段１９は、発電量指令ＫＷ*
と速度演算手段３１２で演算した発電機回転数ＮＧをも
とに、発電トルク指令τＧ*＝ｋ×ＫＷ*／ＮＧを生成す
る。ただし、ｋは定数。
ｑ制御手段３２４及びＩｄ制御手段３２６を備えてい
る。発電トルク指令発生手段１９は、発電量指令ＫＷ*
と速度演算手段３１２で演算した発電機回転数ＮＧをも
とに、発電トルク指令τＧ*＝ｋ×ＫＷ*／ＮＧを生成す
る。ただし、ｋは定数。
【手続補正１１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００３３
【補正方法】変更
【補正内容】
【００３３】ＰＳＧ制御手段９１において、トルク分電
流に相当するｑ軸電流の指令値Ｉｑ* は、トルク指令値
τＧ* と発電機回転数ＮＧをもとにＩｑ制御手段３２４
で算出する。また、ｄ軸電流の指令値Ｉｄ* も、トルク
指令値τＧ* と速度演算手段３１２で演算した回転数Ｎ
Ｇをもとに、Ｉｄ制御手段３２６を介して算出する。
流に相当するｑ軸電流の指令値Ｉｑ* は、トルク指令値
τＧ* と発電機回転数ＮＧをもとにＩｑ制御手段３２４
で算出する。また、ｄ軸電流の指令値Ｉｄ* も、トルク
指令値τＧ* と速度演算手段３１２で演算した回転数Ｎ
Ｇをもとに、Ｉｄ制御手段３２６を介して算出する。
【手続補正１２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００３４
【補正方法】変更
【補正内容】
【００３４】ＰＳＧ制御手段９１におけるＩｑ制御手段
３２４，Ｉｄ制御手段３２６は、回転数ＮＧをもとに高
効率制御に必要な電流指令値Ｉｑ* ，Ｉｄ* を算出す
る。なお、本発明では回路構成を簡単にし、かつエンジ
ンルームの限られたスペースファクタを考慮して、回転
センサ（磁極位置検出器とエンコーダ）用いないセンサ
レス制御を採用している。すなわち、発電機７の速度Ｎ
Ｇは、回転センサを用いて検知せず、次のように演算処
理して求める。まず、シフトスイッチがアイドリングモ
ードの時、エンジンはアイドリング回転数であり、コン
バータ８を停止して発電制御を行わない。このときは、
発電機７の出力端３１９から得られる発電機の誘起電圧
のゼロ検出信号をもとに、位相演算や速度演算を行う。
エンジンがアイドリング回転数より高い回転数になると
ともに発電モードに切り替えて発電制御を開始する。位
相演算手段３１０は、交流電圧指令Ｖｕ* のゼロクロス
点をもとに位相演算を行う。このように、前記交流発電
機の電流制御方式として、ｄｑ軸電流制御処理の内部デ
ータである交流電圧指令Ｖｕ* の位相信号を用いて、電
流制御処理で使用する位相信号θ1 を作成する。
３２４，Ｉｄ制御手段３２６は、回転数ＮＧをもとに高
効率制御に必要な電流指令値Ｉｑ* ，Ｉｄ* を算出す
る。なお、本発明では回路構成を簡単にし、かつエンジ
ンルームの限られたスペースファクタを考慮して、回転
センサ（磁極位置検出器とエンコーダ）用いないセンサ
レス制御を採用している。すなわち、発電機７の速度Ｎ
Ｇは、回転センサを用いて検知せず、次のように演算処
理して求める。まず、シフトスイッチがアイドリングモ
ードの時、エンジンはアイドリング回転数であり、コン
バータ８を停止して発電制御を行わない。このときは、
発電機７の出力端３１９から得られる発電機の誘起電圧
のゼロ検出信号をもとに、位相演算や速度演算を行う。
エンジンがアイドリング回転数より高い回転数になると
ともに発電モードに切り替えて発電制御を開始する。位
相演算手段３１０は、交流電圧指令Ｖｕ* のゼロクロス
点をもとに位相演算を行う。このように、前記交流発電
機の電流制御方式として、ｄｑ軸電流制御処理の内部デ
ータである交流電圧指令Ｖｕ* の位相信号を用いて、電
流制御処理で使用する位相信号θ1 を作成する。
【手続補正１３】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００３５
【補正方法】変更
【補正内容】
【００３５】ＩｄＩｑ検出手段３０２は、発電機電流の
３相交流電流をもとに位相信号θ1 を用いて３相／２相
の座標変換してｄ，ｑ軸電流Ｉｄ，Ｉｑを算出する。こ
れらの検出値と指令値Ｉｑ* ，Ｉｄ* をもとにＩｄＩｑ
電流制御手段３０４は、比例あるいは比例積分補償処理
を行い、電圧指令値Ｖｑ* ，Ｖｄ* を算出する。
３相交流電流をもとに位相信号θ1 を用いて３相／２相
の座標変換してｄ，ｑ軸電流Ｉｄ，Ｉｑを算出する。こ
れらの検出値と指令値Ｉｑ* ，Ｉｄ* をもとにＩｄＩｑ
電流制御手段３０４は、比例あるいは比例積分補償処理
を行い、電圧指令値Ｖｑ* ，Ｖｄ* を算出する。
【手続補正１４】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００３７
【補正方法】変更
【補正内容】
【００３７】次に、センサレス発電機制御の動作を図８
から図１０を用いて説明する。図８に、発電機７のベク
トル図を示す。発電機システムは電動機システムに回生
動作を行わせて、バッテリー１２を充電する。従って、
ｑ軸電流Ｉｑが負で進み角βは電気角で９０度以上で動
作する。さらに、発電機端子電圧Ｖ１は誘起電圧Ｅ０に
対して相差角δだけ遅れている。
から図１０を用いて説明する。図８に、発電機７のベク
トル図を示す。発電機システムは電動機システムに回生
動作を行わせて、バッテリー１２を充電する。従って、
ｑ軸電流Ｉｑが負で進み角βは電気角で９０度以上で動
作する。さらに、発電機端子電圧Ｖ１は誘起電圧Ｅ０に
対して相差角δだけ遅れている。
【手続補正１５】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００３８
【補正方法】変更
【補正内容】
【００３８】図９に示すように、３相交流電圧指令値Ｖ
Ｕ* のゼロクロス点をゼロ検出手段３１６で検出する。
位相演算手段３１０はゼロクロス点ｔ１，ｔ２で位相信
号θ１をθ１１，θ１２に補正することにより、仮想の
磁極位置信号ＰＳ−Ｕ（Ｕ相信号）に対して相差角δだ
け遅れた位相信号θ１を算出する。この位相信号θ１を
もとに、図４のｄ軸電流制御系は発電機電流ｉｕを仮想
信号ＰＳ−Ｕに対して進み角β（β＝ＡＴＡＮ（Ｉｄ／
Ｉｑ））だけ進んだ電流に制御して発電機制御動作を行
わせる。
Ｕ* のゼロクロス点をゼロ検出手段３１６で検出する。
位相演算手段３１０はゼロクロス点ｔ１，ｔ２で位相信
号θ１をθ１１，θ１２に補正することにより、仮想の
磁極位置信号ＰＳ−Ｕ（Ｕ相信号）に対して相差角δだ
け遅れた位相信号θ１を算出する。この位相信号θ１を
もとに、図４のｄ軸電流制御系は発電機電流ｉｕを仮想
信号ＰＳ−Ｕに対して進み角β（β＝ＡＴＡＮ（Ｉｄ／
Ｉｑ））だけ進んだ電流に制御して発電機制御動作を行
わせる。
【手続補正１６】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００３９
【補正方法】変更
【補正内容】
【００３９】相差角δは、図１０に示すように、発電量
Ｐに対して、予め、相差角δ１，δ２の値を求め、発電
量ｐ１，ｐ２に対応した発電トルク指令値τＧ１* ，τ
Ｇ２* と相差角δ１，δ２を位相演算手段３１０にマッ
プ化しておくことにより、センサレス発電機制御が可能
となる。従って、このマップは発電トルク指令τＧ* と
回転数ＮＧを入力として、相差角δを出力する３次元マ
ップとなる。図１０の相差角特性において、同一回転数
で発電量Ｐが小さい場合は、相差角δも矢印のように小
さくなる。発電量指令ＫＷ*と発電機の回転数(min−１)
が与えられれば、マップ検索で相差角δが求められる。
そして、位相信号θ１、すなわち、誘起電圧Ｅ０の位相
を推定し、電流Ｉｑ*，Ｉｄ*の制御処理で使用する進み
角βの基準信号を算出する。
Ｐに対して、予め、相差角δ１，δ２の値を求め、発電
量ｐ１，ｐ２に対応した発電トルク指令値τＧ１* ，τ
Ｇ２* と相差角δ１，δ２を位相演算手段３１０にマッ
プ化しておくことにより、センサレス発電機制御が可能
となる。従って、このマップは発電トルク指令τＧ* と
回転数ＮＧを入力として、相差角δを出力する３次元マ
ップとなる。図１０の相差角特性において、同一回転数
で発電量Ｐが小さい場合は、相差角δも矢印のように小
さくなる。発電量指令ＫＷ*と発電機の回転数(min−１)
が与えられれば、マップ検索で相差角δが求められる。
そして、位相信号θ１、すなわち、誘起電圧Ｅ０の位相
を推定し、電流Ｉｑ*，Ｉｄ*の制御処理で使用する進み
角βの基準信号を算出する。
【手続補正１７】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００４０
【補正方法】変更
【補正内容】
【００４０】このときの発電機のベクトル図を図８に示
す。力行もしくは回生の各運転モードで常に高効率点を
得るために、発電機電流を電流指令値Ｉｑ* ，Ｉｄ* に
制御する。すなわち、Ｉｑ* ，Ｉｄ* が、最適な進み角
β（β＝ｔａｎ−１(Ｉｄ*／Ｉｑ*)）になるように制御
される。なお、進み角βの基準点は図９に示す推定した
ｔ０時点である。
す。力行もしくは回生の各運転モードで常に高効率点を
得るために、発電機電流を電流指令値Ｉｑ* ，Ｉｄ* に
制御する。すなわち、Ｉｑ* ，Ｉｄ* が、最適な進み角
β（β＝ｔａｎ−１(Ｉｄ*／Ｉｑ*)）になるように制御
される。なお、進み角βの基準点は図９に示す推定した
ｔ０時点である。
【手続補正１８】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００４１
【補正方法】変更
【補正内容】
【００４１】図１に戻り、ハイブリッド駆動システム制
御部１５は、エンジン制御ユニット１３にエンジン回転
数指令ＮＥ* を出力し、エンジンが所定回転数になるよ
うに制御する。また、アクセルペタル１６の操作量に応
じて、電動機制御ユニット５に電動機トルク指令τＭ*
を送る。また、アクセルペタル１６の操作量に対して、
バッテリー１２の状態に応じてエンジン回転数指令ＮＥ
* と発電機制御ユニット９の発電量指令ＫＷ* を各ユニ
ット９，１３に送り、アクセルペタル１６の操作量が増
加或いは一定の時は電動機１を力行モードで動作させ、
バッテリー１２の充電を行い、車両の加速性を向上させ
る。
御部１５は、エンジン制御ユニット１３にエンジン回転
数指令ＮＥ* を出力し、エンジンが所定回転数になるよ
うに制御する。また、アクセルペタル１６の操作量に応
じて、電動機制御ユニット５に電動機トルク指令τＭ*
を送る。また、アクセルペタル１６の操作量に対して、
バッテリー１２の状態に応じてエンジン回転数指令ＮＥ
* と発電機制御ユニット９の発電量指令ＫＷ* を各ユニ
ット９，１３に送り、アクセルペタル１６の操作量が増
加或いは一定の時は電動機１を力行モードで動作させ、
バッテリー１２の充電を行い、車両の加速性を向上させ
る。
【手続補正１９】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００４３
【補正方法】変更
【補正内容】
【００４３】以上述べた実施例から明らかなとおり、本
発明において、コンバータ８のパワー素子の変調方式
が、たとえばＰＷＭ制御方式の場合、インバータ２の場
合も同一の変調方式とする。また、発電機制御ユニット
９は、電動機制御ユニット５と同じ構成，制御方式であ
る。すなわち、電動機制御ユニット５と発電機制御ユニ
ット９は、交流電動機，交流発電機の電流制御方式を同
一とし、また、電流制御方式を励磁成分とトルク成分で
示すｄｑ軸電流制御とする。上記のような構成及び制御
方式とすることにより、両変換器のｄｑ軸電流制御系の
応答を同一にする、あるいは任意の特性に選択すること
ができる。以上の構成と動作を行うことにより、バッテ
リーを充電する発電機制御系の応答を、車両駆動用の電
動機制御系と同等に高応答化することが可能である。
発明において、コンバータ８のパワー素子の変調方式
が、たとえばＰＷＭ制御方式の場合、インバータ２の場
合も同一の変調方式とする。また、発電機制御ユニット
９は、電動機制御ユニット５と同じ構成，制御方式であ
る。すなわち、電動機制御ユニット５と発電機制御ユニ
ット９は、交流電動機，交流発電機の電流制御方式を同
一とし、また、電流制御方式を励磁成分とトルク成分で
示すｄｑ軸電流制御とする。上記のような構成及び制御
方式とすることにより、両変換器のｄｑ軸電流制御系の
応答を同一にする、あるいは任意の特性に選択すること
ができる。以上の構成と動作を行うことにより、バッテ
リーを充電する発電機制御系の応答を、車両駆動用の電
動機制御系と同等に高応答化することが可能である。
【手続補正２０】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００４９
【補正方法】変更
【補正内容】
【００４９】図１３は、本発明を電気車用パラレル型ハ
イブリット駆動システム構成に適用した例を示してお
り、ガソリンエンジンの駆動力と電動機駆動システムの
駆動力で車両を駆動する。３１はギアボックスである。
この実施例でも、電動機制御ユニット５及び発電機制御
ユニット９は、先の実施例で述べたのと同様に構成する
ことにより、バッテリーを充電する発電機制御系の応答
を車両駆動用の電動機制御系と同等に高応答化すること
が可能である。
イブリット駆動システム構成に適用した例を示してお
り、ガソリンエンジンの駆動力と電動機駆動システムの
駆動力で車両を駆動する。３１はギアボックスである。
この実施例でも、電動機制御ユニット５及び発電機制御
ユニット９は、先の実施例で述べたのと同様に構成する
ことにより、バッテリーを充電する発電機制御系の応答
を車両駆動用の電動機制御系と同等に高応答化すること
が可能である。
【手続補正２１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００５１
【補正方法】変更
【補正内容】
【００５１】また、上記同一主回路構成の制御方式も同
じとすることにより、バッテリーを充電する発電機制御
系の応答特性を、より一層高応答化することが可能とな
る。また、交流発電機の電流制御方式を、角度センサで
あるエンコーダや磁極位置センサで構成する回転センサ
を用いないセンサレス制御とすることにより、ハイブリ
ッド駆動システムの省スペース化を図ることが可能とな
る。
じとすることにより、バッテリーを充電する発電機制御
系の応答特性を、より一層高応答化することが可能とな
る。また、交流発電機の電流制御方式を、角度センサで
あるエンコーダや磁極位置センサで構成する回転センサ
を用いないセンサレス制御とすることにより、ハイブリ
ッド駆動システムの省スペース化を図ることが可能とな
る。
【手続補正２２】
【補正対象書類名】図面
【補正対象項目名】全図
【補正方法】変更
【補正内容】
【図１】
【図５】
【図２】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図３】
【図４】
【図１２】
【図１３】
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.6 識別記号 ＦＩ Ｈ０２Ｍ 7/5387 Ｈ０２Ｍ 7/5387 Ｚ 7/797 7/797 Ｈ０２Ｐ 7/63 ３０３ Ｈ０２Ｐ 7/63 ３０３Ｖ (72)発明者 宮崎 泰三 茨城県日立市大みか町七丁目１番１号 株 式会社日立製作所日立研究所内
Claims (8)
- 【請求項１】エンジンによって駆動される交流発電機
と、前記発電機もしくはバッテリーを主電源とする車両
駆動用交流電動機と、電力変換器を含む前記発電機及び
前記電動機の駆動回路とで構成された電気車用ハイブリ
ッド駆動システムにおいて、 前記電力変換器は、前記発電機と前記バッテリー間に配
置され、交流を直流に変換する順変換器と、前記電動機
と前記バッテリー間に配置され、直流を交流に変換する
逆変換器とからなり、かつ同一の主回路構成から構成さ
れていることを特徴とする電気車用ハイブリッド駆動シ
ステム。 - 【請求項２】請求項１記載の電気車用ハイブリッド駆動
システムにおいて、前記主回路を、６個のパワー素子を
用いた３相ブリッチ回路で構成したことを特徴とする電
気車用ハイブリッド駆動システム。 - 【請求項３】請求項１記載の電気車用ハイブリッド駆動
システムにおいて、前記主回路のパワー素子の変調方式
を同一としたことを特徴とする電気車用ハイブリッド駆
動システム。 - 【請求項４】請求項１記載の電気車用ハイブリッド駆動
システムにおいて、前記交流電動機，交流発電機の電流
制御方式を同一の励磁成分とトルク成分で示すｄｑ軸電
流制御にすることを特徴とする電気車用ハイブリッド駆
動システム。 - 【請求項５】請求項１記載の電気車用ハイブリッド駆動
システムにおいて、前記主回路を、６個のパワー素子を
用いた３相ブリッチ回路で構成し、前記パワー素子の変
調方式を同一とし、前記交流電動機，交流発電機の電流
制御方式を同一の励磁成分とトルク成分で示すｄｑ軸電
流制御にすることを特徴とする電気車用ハイブリッド駆
動システム。 - 【請求項６】請求項１記載の電気車用ハイブリッド駆動
システムにおいて、前記両変換器のｄｑ軸電流制御系の
応答特性を同一にしたことを特徴とする電気車用ハイブ
リッド駆動システム。 - 【請求項７】請求項１記載の電気車用ハイブリッド駆動
システムにおいて、前記交流発電機の電流制御方式とし
て、エンジンがアイドリング状態では前記発電機の誘起
電圧のゼロ検出信号をもとに電流制御処理で使用する位
相信号を生成することを特徴とする電気車用ハイブリッ
ド駆動システム。 - 【請求項８】請求項１記載の電気車用ハイブリッド駆動
システムにおいて、前記交流発電機の電流制御方式とし
て、発電制御状態ではｄｑ軸電流制御処理の内部データ
である交流電圧指令信号の位相信号を用いて、電流制御
処理で使用する位相信号を作成することを特徴とする電
気車用ハイブリッド駆動システム。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8268264A JPH10117403A (ja) | 1996-10-09 | 1996-10-09 | 電気車用ハイブリッド駆動システム |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8268264A JPH10117403A (ja) | 1996-10-09 | 1996-10-09 | 電気車用ハイブリッド駆動システム |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10117403A true JPH10117403A (ja) | 1998-05-06 |
Family
ID=17456164
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8268264A Pending JPH10117403A (ja) | 1996-10-09 | 1996-10-09 | 電気車用ハイブリッド駆動システム |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH10117403A (ja) |
Cited By (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7084601B2 (en) * | 2001-09-25 | 2006-08-01 | Daikin Industries, Ltd. | Phase current detector |
| JP2007074772A (ja) * | 2005-09-05 | 2007-03-22 | Daikin Ind Ltd | 電圧変換装置及びその制御方法並びにハイブリッドシステム及びその制御方法 |
| US7362597B2 (en) | 2004-01-13 | 2008-04-22 | Toyota Jidosha Kabushiki Kaisha | AC voltage generating apparatus and motive power outputting apparatus |
| US7673713B2 (en) | 2006-10-26 | 2010-03-09 | Caterpillar Inc. | Multi-purpose mobile power generating machine |
| US7764051B2 (en) | 2004-11-30 | 2010-07-27 | Toyota Jidosha Kabushiki Kaisha | Alternating voltage generation apparatus and power output apparatus |
| CN103395374A (zh) * | 2013-08-20 | 2013-11-20 | 唐振平 | 带有应急充电装置的电动车 |
| WO2017041751A1 (zh) * | 2015-09-11 | 2017-03-16 | 深圳市安顺节能科技发展有限公司 | 一种增程式全电驱动低速牵引车 |
| WO2024037343A1 (zh) * | 2022-08-17 | 2024-02-22 | 华为数字能源技术有限公司 | 一种动力总成、控制方法及混合动力汽车 |
-
1996
- 1996-10-09 JP JP8268264A patent/JPH10117403A/ja active Pending
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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| WO2024037343A1 (zh) * | 2022-08-17 | 2024-02-22 | 华为数字能源技术有限公司 | 一种动力总成、控制方法及混合动力汽车 |
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