JPH10117475A

JPH10117475A - アクティブフィルタによる電源装置

Info

Publication number: JPH10117475A
Application number: JP8267563A
Authority: JP
Inventors: Yoshikiyo Futagawa; 良清二川
Original assignee: Seiko Epson Corp
Current assignee: Seiko Epson Corp
Priority date: 1996-10-08
Filing date: 1996-10-08
Publication date: 1998-05-06

Abstract

(57)【要約】【課題】AC電源を入力とし、力率を改善して高調波を抑
制するアクティブフィルタによる電源を簡単構成にす
る。【解決手段】突入電流防止手段、チョークトランス、主
トランジスタになる励磁ループと、主トランジスタのOF
F時にチョークトランスの励磁エネルギを出力コンデン
サに充電させるループと、突入電流防止器の電流検出端
より出力コンデンサの初期充電ループとからなり、出力
電圧の平均値と基準値との誤差検出する誤差検出手段
と、この誤差信号で可変インピダンスを変調してAC電圧
を分圧する制御基準電圧発生手段と、この制御基準電圧
と主トランジスタの電流による電圧とを比較して主トラ
ンジスタの通電幅を決めるドライブ手段より構成したも
の。これに後置する絶縁型のハーフブリッジコンバータ
の一次側と二次を共振電流結合とし、チョッピング方式
又は共振電流の通過数で安定化出力を得る構成にしたも
の。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明はAC(商用)電源の電流
がほぼ正弦弧に流れるように制御して、AC電源周波数の
高調波成分を抑圧して力率を改善した脈流を含んでほぼ
安定化された直流出力を得るアクティブフィルタによる
電源装置の構成に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来技術を図に従って説明する。図１は
コンデンサインプット型のスイッチング方式の電源装置
の概略構成を示す。１はAC(商用)電源を表し、AC100/11
7ボルト、AC230ボルト系などがある。２は全波整流する
整流器、３は突入電流防止回路でコンデンサ４に突入過
電流が流れるのを防止する。５はスイッチング方式によ
るコンバータで、コンデンサの充電電圧をトランスをス
イッチングして普通は一次側と二次側とを絶縁した所定
の直流出力を放出する。Vinは全波整流の電圧波形を表
す。尚、突入電流防止回路は、50ワット程度以下の小容
量の電源ではサミスタで電源投入時は抵抗が高く、通電
が持続すると温度上昇により抵抗小さくなる簡単なもの
を使用する。これ以上の場合は、数10オームの抵抗とサ
イリスタを並列接続して、電源回路が立ち上がるとサイ
リスタが通電して抵抗を短絡する複雑な構成である。

【０００３】図１の電源装置に負荷がある場合のコンデ
ンサ４の充電電圧・電流を示すのが、図２(a)である。
充電電圧はコデンーサ４の容量が大きければ変動は小さ
くコンバータの変換効率は良くなるが、充電電流の通電
角が狭くピークは大きくなる。

【０００４】これは、最近のようにパソコン等の全ての
電子機器にスイッチング電源使用される時代では、大き
な問題が発生するのである。それは、AC電源ラインに多
くのピーク電流が重畳してラインドロップによる電子機
器の正常運転が不可能になったり、配電設備の遮断又は
故障させる原因ともなる問題が生じる。

【０００５】それで、本発明に関連する図２(b)に示す
ように、出力電圧波形はAC電源の脈流があるが電流をほ
ぼ正弦弧に流れるように制御して力率100％近傍にする
アクティブフイルタ方式が提案されるようになった。図
１では、力率は50〜60％である。

【０００６】提案されているもの実施例の概要を示すの
が図３である。チョークトランス１０をトランジスタTr
1で励磁してエネルギを蓄積し、Tr1がOFF時に出力コン
デンサCoに放出するもので、出力電圧VoはVinのピーク
電圧より高く設定する。

【０００７】例えば、普通ACの±15％の変動でも保障す
る必要から、AC100/117系では最大ピークは190ボルトと
なり、Vo=250ボルト近傍以上とする。

【０００８】１１は補助電源で安定化された出力Vsを放
出して回路に必要な電力を供給するもので、Vinで立ち
上がり回路が作動するようになると、チョークトランス
１０の補助コイルより電力供給を受けてVinからの供給
は遮断する構成である。

【０００９】１２は30〜200Khzの発信器(OSC)で、RS-FF
(リセット・セットフリップフロップ)をセットし出力Q
よりTr1をONさせる。ONするとOFFされるまで、チョーク
トランス１０は、電流I=Ib+Vin/L・t(Ib：初期電流、
L：トランスのインダクタンス、t：時間)が流れ、電磁
エネルギを蓄積する。Tr1がOFFすると、OFF時の電流Ie
とすると電流I=Ie-(Vo-Vin)/L・tが逆流防止のダイオー
ドD1を介してコンデンサCoに流れる。これをVin側から
見て電流が連続的にほぼ正弦弧に流れるように制御して
脈流があるがほぼ安定化された出力Voを得る。この場合
は、同じ出力電力では図１に比してピーク電流が少なく
とも４分の１となり先述の問題は解決される。

【００１０】但し、ACラインにACの高調波はほとんど基
本波のみとなり、問題ないがOSC１２の高周波が乗りや
すくなる故、図示してないフィルタを強力にする必要が
ある。

【００１１】さて、これを実現する方法を説明する。出
力Voを分圧抵抗Rd3とRd4とで分圧電圧Vdを生成して,Vd
はコンデンサC1によりACの半周期の平均電圧になるよう
にする。Vdと基準電圧Vrと比較器１４で比較して誤差信
号Verを発生する。一方Vinを分圧抵抗Vd1とVd2とで所定
の分圧電圧Virを得る。このVirとVerを乗算器１５で乗
算して、図４(b)に点線で示す乗算出力電圧VmをTr1に流
れる電流に比例する抵抗Rs1に発生するVs1とを比較器１
６で比較する。Vs1＞Vmとなると、比較器１６はRS-FFを
リセットして、Tr1はOFFする。これらの関係を概略示す
のが図４で、(a)がOSC12の発信パルスを、(b)がTr1に流
れる電流と乗算出力Vmを、(c)がVinのほぼ正弦弧の連続
的な電流をそれぞれ示す。但し、軽負荷時又は負荷の大
きな変動の場合は断続的になったり、正弦弧から大きく
離れる場合がある。いずれにしても、平均的には、Vin
の電流は正弦弧に流れて、ACの高調波の少ない力率100
％近い動作を図３はする。又、この方式での入力電力対
出力電力比の変換効率は、当然負荷によるが90％以上が
得られる。

【００１２】図３のアクティブフィルタ方式の電源装置
は、利点はあるが出力が脈流であること入力側と出力側
と絶縁されていないことから、実際の応用では図１のコ
ンバータ５を追加せねばならい。

【００１３】以上、従来の実施例として図３で簡単に説
明したが、実際はAC電流を直接的にカレントトランスで
検出して入力電力と出力電力を演算し、よりよく制御し
て出力の脈流低減している。

【００１４】これから実装体積と部品点数の増加により
電源装置が高価になる大きな欠陥を有する。それ故に、
数Kワットの大型の電源装置にしか応用されていないの
が現状である。

【００１５】

【発明が解決しようとする課題】本発明はこの様な問題
に鑑みてなされたものであって、その目的とするところ
は、力率を改善して高調波の発生を抑制するアクテイイ
ブフィルタによる電源を簡単構成で安価にして、数百ワ
ット以下の小容量の絶縁型の電源にもコスト的に適用可
能なアクティブフィルタによる電源装置の提供にある。
更に他の目的は、絶縁型のコンバータも安価構成にして
トタルコストを低減したアクティブフィルタによる電源
装置の提供にある。

【００１６】

【課題を解決するための手段】請求項１に示した電源装
置は、AC(商用)電源をフィルタを介して出力をVinとす
る整流器で全波整流して、該Vinから突入電流防止手
段、補助コイルを有するチョークトランス、該チョーク
トランスを励磁する主トランジスタ、前記Vinへ還るル
ープと、前記チョークトランスと主トランジスタとの接
続点よりダイオードを介して前記チョークトランスの励
磁エネルギを出力コンデンサに蓄積する蓄積ループと、
前記Vinで立ち上がり前記補助コイルの誘起電圧で生成
する系の回路に電力供給する補助電源からなる昇圧型の
直流の出力Voを得るアクティブフィルタによる電源装置
であって、前記突入電流防止手段が、望ましくは制御極
が定電流源で駆動されているトランジスタの主極の前記
AC電源側に抵抗を設けて、該抵抗に発生する電圧をベー
ス・エミッタ間飽和電圧で検出する制御トランジスタで
前記トランジスタの制御極を制御して前記チョークトラ
ンスの最大電流を制限し、前記トランジスタと抵抗の接
続点より出力コンデンサの初期充電する直列接続の抵抗
とダイオードより構成されて、簡単にして安全動作する
ものに加えて、前記出力Voの前記AC電源の約半周期又は
これ以上の平均値を検出する出力電圧検出手段、該出力
電圧検出手段の値と基準電圧Vrと比較する比較器よりな
る誤差検出手段と、前記Vinの電圧を所定の抵抗と前記
誤差検出手段の誤差信号で変調する可変インピダンスと
で分圧して基準電圧Virを発生する簡単構成になる制御
基準電圧発生手段と、記憶手段をセットする所定周波数
で発信する発信器、前記主トランジスタの電流を検出す
る検出抵抗の発生電圧が前記基準電圧Virを越えると出
力を放出して前記記憶手段をリセットする比較器、前記
記憶手段の出力を電力増幅する電力増幅器からなり前記
主トランジスタをドライブするドライブ手段と、より構
成し、AC電源側からみて電流が正弦弧を描くように制御
して、AC電源周波数の高調波成分を抑圧して力率を改善
した脈流を含む概略安定直流出力を得るアクティブフィ
ルタによる電源装置で簡単構成から安価なものを提供で
きることを特徴とする。

【００１７】請求項２に示した電源装置は、前記制御基
準電圧発生手段の構成を前記可変インピダンスに並列に
前記AC電源のピーク電圧ホルド手段で制御される別の可
変インピダンスを設けて、前記基準電圧Virの最大を前
記AC電源のピーク電圧に反比例関係に生成する請求項１
に記載のアクティブフィルタによる電源装置であって、
AC電源電圧にあまり影響されない制御特性を有すること
を特徴とする。

【００１８】請求項３に示した電源装置は、前記出力Vo
を入力とし、一次側と二次側とを絶縁する絶縁型でハー
フブリッジのコンバータを形成して、二次側では全波整
流で直接的に中間コンデンサを配し一次側と二次側とは
共振電流結合とし、該中間コンデンサの電圧をチョツピ
ング方式で直流安定化出力を得るようにしたものを付加
したアクティブフィルタによる電源装置であって、中間
コンデンサへの突入電流防止器を除いたことを特徴とす
るものである。

【００１９】請求項４に示した電源装置は、前記出力Vo
を入力とし、一次側と二次側とを絶縁する絶縁型のハー
フブリッジのコンバータを形成して二次側では全波整流
でスイッチ手段をかいして出力コンデンサに接続し、共
振電流波形の通過数を前記スイッチ手段で制御して直流
安定化出力を得るようにしたものを付加したアクチィブ
フィルタによる電源装置であって、二次側の制御回路を
極めて簡略化したことを特徴とする。

【００２０】請求項５に示した電源装置は、請求項３と
４とに記載のチョツピング方式のチョツピング手段と前
記スイッチ手段をP型の電界効果型のトランジスタとな
し、該トランジスタを駆動するに全波整流の高圧端側
で、電圧源と該電圧源より電力供給される相補性のエミ
ッタフォローワ、該エミッタフォローワの入力端と前記
高圧端との間に抵抗を配し、該抵抗に所定の電圧が発生
するよに定電流駆動にしたドライブ回路で実行したアク
ティブフィルタによる電源装置であって、簡単な回路で
ドライブ回路の消費電力を低減したことを特徴とする。

【００２１】

【発明の実施の形態】以下、本発明の具体的な実施例を
説明する。尚、先述と同じ意味を有する構成素子・手段
・符号は同一の符号・番号を付してある。

【００２２】図５は本発明のアクティブフィルタによる
電源装置の一実施例を示すものである。２０は電源投入
時における突入電流防止器であって、トラジスタTr3に
流れる電流を抵抗R1に発生する電圧がトランジスタTr4
のベース・エミッタ間飽和電圧(温度によって変動する
が約0.6ボルト)を越えるとR2を介してベース電流が流
れ、Tr4がONして抵抗R3に流れていたTr3のベース電流を
制限して、Tr3に流れる電流を0.6/R1の定電流(チョーク
トランス１０が飽和しない値に選ぶ)にして過剰電流を
防止する。R1を通じてダイオードD3と抵抗R4を出力コン
デンサCoへ接続してあるのは、電源投入時のコンデンサ
Coが余り充電されてない場合にこのループからも充電す
る為である。この方式の突入電流防止器は先述した従来
方式に比較して、充分な安全性確保される特徴を有する
もので、例えば電流投入を故意に繰り返しても回路状態
に合わせて応答するので破壊されない特徴を有する。

【００２３】他に図３の従来実施例との相違は、電界効
果型のトランジスタでも構わないがバイポーラのトラン
ジスタTr2に変更した点と乗算器１５に相当する制御基
準電圧発生手段２１を設けた点である。総合的には一慨
には言えないが、コレクタ・エミッタ間寄生容量が小さ
いので容量充放電損失：Cs・Vo^2・ｆ(Cs：寄生容量、
f：OSC１２の発信周波数）少なくなる利点がある。

【００２４】但し、ストレイジによる遅延によるスイッ
チグ損失が増加するので、ベースドライブを強力にする
ためにRS-FFとの間にエミッタフォロワのTr7と抵抗１
０、ベース電流引き抜きのエミッタ接地のTr8を設け
る。

【００２５】制御基準電圧発生手段２１は制御基準電圧
Vmを簡単な構成で発生させるもので、基本はVinを抵抗R
6とトランジスタTr6・抵抗R9で構成する可変インピダン
スとで分圧して、これらの構成要素は電力消費を抑制す
るために相当高いものであるので、この分圧電圧をトラ
ンジスタTr9でインピダンス変換してさらにRd7とRd8で
分圧して所定の制御基準電圧Vmを得る。可変インピダン
スの制御は比較器１４の誤差信号Verを抵抗R8とコンデ
ンサC4とで平均化して実行する。

【００２６】そうすると、図６に示す制御基準電圧Vmが
出力Voの平均値が安定化するようにほぼ正弦弧でピーク
値が変化する。当然、出力Voは平均値制御であるので、
図２(b)に示したように商用電源周波数の２倍の脈流で
あるが、平均値に対して±10％以下に制御可能である。
又、図６はAC電圧の低・中・高での動作例を示し、t1,t
2,t3はTr2のON時間をt2,t4,t6はOFF時間を示す。Ip2、I
b2はTr2のON、OFF時間での電流変化値の例を示す。

【００２７】これだけでは、電源回路の立ち上がり時に
出力Voが大きなオーバシュートを発生する場合があるの
で、例えば図７(a)に示すようにAC135ボルトでは制御基
準電圧Vmのピークが10ボルトとすれば、AC85ボルトでは
6.3ボルトから制御スタートすることになる。実際は出
力電力が同じとすればAC入力電圧が高いほど入力電流は
反比例して小さくて良いから、図７(b)のように逆転し
た最大の制御基準電圧Vmから、制御をスタートさせれば
ほぼ同じ立ち上がり特性で、AC電圧の所定の変動範囲で
出力Voが安定化される。

【００２８】これを実現させるのが、トランジスタTr5
と抵抗R7で構成する別の可変インピダンスを併設して、
これをVinのピーク電圧をホルドするダイオードD4とコ
ンデンサC3で構成してRd5とRd6で分圧してTr5に与える
と、AC電圧が高い程インピダンスが低くなるので抵抗R6
との分圧電圧を低くできる。即ち、ほぼAC電圧に反比例
して制御基準電圧の最大値を設定出来ることになる。

【００２９】この様に、簡単にアクティブフイルタによ
る電源装置が構成できるので、チョークトランス１０を
除いて安価にハイブリッドIC化が容易で応用に便利であ
る特徴がある。従って、数百ワット近傍以下の絶縁型の
コンバータを付加しても当然高価になるが許容範囲のコ
ストで実現出来るのである。

【００３０】尚、IC化する構成要素の電力消費は出力電
力によるが数〜数十ワットなので、モノシリック型のIC
化は熱放散の関係から困難である。

【００３１】次に、突入電流防止器の他の実施例を図８
で説明する。(a)は図５のTr3を型の異なるトランジスタ
Tr10とTr11をダイリントン接続にしたものに置換して、
Tr10を定電流駆動したもで電流容量増加とスイッチ電力
消費を低減したものである。電流はトランジスタTr12と
抵抗R13で、約Vs/R13である。この様にすれば、定電流
はVin＞Vs(約5ボルト以上)であれば突入電流防止器は正
常に動作する。抵抗のみの場合は低圧でベース電流を決
定すると、Vinが高圧になると過電流になり、無駄な無
視できない消費電力になる欠陥がある。抵抗R11、R12は
トランジスタの暗電流を防止する。

【００３２】図８(b)は電流制御トランジスタを電界効
果型のトランジスタTr13にしたもので、抵抗R14に定電
流が流れて所定のゲート電圧を発生するようにしたもの
で、動作は(a)と変わらない。

【００３３】尚、コンデンサC2とダイオードD2は通常は
不要であるが、Vinが10ボルト近傍以下で突入電流防止
器２０が遮断されるか又は元々過電流が流れるとしばら
く遮断する方式の場合、チョークトランス１０に蓄積さ
れたエネルギを還流させるループを構成するもので、コ
ンデンサ容量はTr2の寄生容量の数10倍程度に設定す
る。

【００３４】次に、この様な特徴ある本発明のアクティ
ブフィルタによる電源装置に絶縁型のコンバータを付加
した実施例を図９で説明する。図はスイッチ手段３０、
コンデンサC5,C6、トランス３１でハーフブリッジ構成
のコンバータである。Lpは一次巻線で制御巻線Lcとスイ
ッチ手段３０と共働して一定周波数で両方向に励磁され
る。Lsは二次巻線で、一次巻線との巻線比はn：1であ
る。Lhは補助巻線で二次側での回路電源を供給する補助
電源３３を作る。二次巻線Lsの誘起電圧をダイオードD
5,D6で整流して中間コンデンサC7を充電する。この充電
電圧をトランジスタTr14、コイル３３、出力コンデンサ
Cot、出力Eoをフィードバックして制御手段３２でTr14
を開閉する通常のチョッピング方式で出力Eoを安定化す
る。ダイオードD7はTr14がOFFした時にコイル３３の残
留電磁エネルギをCotに充電するループを形成する。GND
2は二次側の接地を表す。

【００３５】ここで、コンデンサC5,C6の値をC、各巻線
名称をイダクタンスの値とし、トランス３１の一次と二
次の結合係数をkとすれば、二次側から見た等価回路は
図１０の様になる。これは一次側から二次側に伝搬され
る電流は共振電流で高調波が少ないから電磁放射の問題
が発生しないことを表す。共振角周波数ω、特性インピ
ダンスZ、電流Is、コンデンサC7の充電電圧Vcとすれ
ば、 Z=√(Ls(1-k^2)/(2C/n^2))、 ω=1/√(Ls(1-k^2)・(2C
/n^2)) Is=(Vo/2/n-Vc)/Z・sin(ωt) となる。ここに、共振角周波数ω＞ハーフブリッジ駆動
角周波数の関係に各構成要素の値を選定する。尚、コン
デンサの容量はCot>>C7>>Cの関係にして、共振角周波数
は容量Cで決まるようにしてある。

【００３６】以上から、電流IsはコンデンサC7の充電状
態で電流ピークが変化する正弦弧である。

【００３７】又、二次巻線の誘起電圧Vo/2/nを出力電圧
Eoの３倍程度以下に設定すれば、コンデンサC7の電源立
ち上がり時の突入電流は特性インピダンスで制限され
て、最大負荷電流の3倍程度であり許容範囲であるか
ら、特別の突入電流防止器は不要となる特徴がある。こ
れをコンデンサインプット方式で直接実行すると先述し
たAC100/117ボルト系では、直流80〜190ボルトの広範囲
の制御しなければならない。±10％に対して135±41％
となり、80ボルトで所定の出力を得ようとすると、190
ボルトでは、二次コイルの誘起電圧は190/80=2.4倍とな
り、実際では2.4・3=7.2倍の突入電流となり、対策が必
要になる。

【００３８】次に、図９とコンバータ方式は同じで安定
化出力Eoを得る他の実施例を図１１で説明する。４０は
Tr14をスイッチする特徴あるドライブ回路で、４１はド
ライブ回路４０に出力の誤差信号を与える制御手段であ
る。４２は補助コイルからコンバータの発信周波数に同
期した同期信号発生手段で、制御手段４１に同期信号を
与える。制御手段４１は重負荷では図１２(a)、軽負荷
では図１２(b)の様に共振電流サイクルの通過数で制御
するもので簡単な回路構成になる特徴がある。図のA,B
は発信位相の異なる半サイクルを表し、コンデンサC5と
C6の充電電圧が偏倚しないようにする。ただし、制御周
期が変動するので比較的大きなリップル電圧(.2ボルト
以下）が発生する欠陥がある。

【００３９】ドライブ回路４０は図９の制御手段３２に
も適用できるもので、通常はトランス結合でドライブす
るが、トランスが高価なこと励磁電流の消滅回路を設け
たりして多少複雑になることを考慮して、本発明のドラ
イブ回路を提案するのである。ゼーナダイオード、R1
5、Tr15、コンデンサC8とでVcs=5〜12ボルト程度の定電
圧回路を形成する。Vcsに接続したトランジスタTr17とT
r18による両方向に低インピダンスにする相補性のエミ
ッタフォローワ、抵抗R17にトランジスタTr16と抵抗R16
による定電流を流して所定のドライブ電圧を得るもの
で、抵抗18はリーク抵抗でTr14のゲート電圧が異常なも
のにならいようにする。Tr14のON・Offはゲート容量の
急速な充放電をやればよく、過渡期以外は電力消費はほ
とんどなくドライブ回路４０は低消費電力が実現できる
特徴がある。

【００４０】又、スイッチ手段３０もデッドタイムを設
けて交互にスイッチングすればスイッチングロスは極め
て小さくできる。これから、図９と図１１のコンバータ
は適当な負荷では変換効率95％も得られ、全体効率は90
％・0.95の85.5％が得られ、図１の変換効率に劣らない
程である。

【００４１】以上が本発明のアクティブフイルタによる
電源装置であるが、細部に亘っては種々変形が考えられ
るのは勿論である。

【００４２】

【発明の効果】以上に述べた本発明の構成によれば、安
全で安価な突入電流防止手段とAC側よりみた電流を正弦
弧を描くように制御する制御基準電圧発生手段とをトラ
ンジスタを可変インピダンスとして利用したもので安価
な構成であり、全体として安価な力率の改善されたアク
ティブフィルタによる電源装置が提供できる効果は大き
い。及び、これに付加する絶縁型のハーフブリッジコン
バータの二次側の構成を簡略にして数百ワット以下でも
アクティブフィルタによる電源装置を応用できる効果も
大きい。

【図面の簡単な説明】

【図１】通常用いられているコンデンサインプット型の
コンバータの実施例を示す図。

【図２】(a)は図１でのAC入力電圧波形と電流波形、及
びコンデンサの充電電圧波形を示す図。(b)は本発明に
関連するアクティブフィルタを用いた場合のAC入力電圧
・電流波形と出力電圧波形を示す図。

【図３】従来のアクティブフィルタを用いた電源装置の
実施例になる回路・ブロックを示す図。

【図４】図３の回路動作波形を示す図。

【図５】本発明になるアクティブフィルタによる電源装
置の具体的な回路を示す図。

【図６】図５の部分動作を示す図。

【図７】本発明に用いるAC半周期にわたる制御基準電圧
波形を示す図。

【図８】本発明に用いる突入電流防止器の他の具体的な
回路を示す図。

【図９】本発明のアクティブフィルタによる電源装置を
前置して、絶縁型のハーフブリッジコンバータで二次側
ではチョッピング方式による安定化出力を得る回路を示
す図。

【図１０】図９の二次側よりみた等価回路と二次コイル
に流れる電流波形を示す図。

【図１１】絶縁型のハーフブリッジコンバータを用いた
他の方式による二次側安定化出力を得る実施例を示す
図。

【図１２】図１１の動作で、電流塊の通過数が負荷によ
って変わる様子を示す図。

【符号の説明】

２・・整流器３、２０・・突入電流防止器１０・・チョークトランス１１、３３・・補助電源１２・・OSC(発信器) １３・・RS-FF(レセット・セットフリップフロップ) １４、１６・・比較器１５・・乗算器２１・・制御基準電圧発生手段３１・・トランス３２、４１・・制御手段４０・・ドライブ回路４２・・同期信号生成手段

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】 AC(商用)電源をフィルタを介して出力を
Vinとする整流器で全波整流して、該Vinから突入電流防
止手段、補助コイルを有するチョークトランス、該チョ
ークトランスを励磁する主トランジスタ、前記Vinへ還
るループと、前記チョークトランスと主トランジスタと
の接続点よりダイオードを介して前記チョークトランス
の励磁エネルギを出力コンデンサに蓄積する蓄積ループ
と、前記Vinで立ち上がり前記補助コイルの誘起電圧で
生成する系の回路に電力供給する補助電源からなる昇圧
型の直流の出力Voを得るアクティブフィルタによる電源
装置であって、 a、前記突入電流防止手段が、望ましくは制御極が定電
流源で駆動されているトランジスタの主極の前記AC電源
側に抵抗を設けて、該抵抗に発生する電圧をベース・エ
ミッタ間飽和電圧で検出する制御トランジスタで前記ト
ランジスタの制御極を制御して前記チョークトランスの
最大電流を制限し、前記トランジスタと抵抗の接続点よ
り出力コンデンサの初期充電する直列接続の抵抗とダイ
オードよりなる手段、 b、前記出力Voの前記AC電源の約半周期又はこれ以上の
平均値を検出する出力電圧検出手段、該出力電圧検出手
段の値と基準電圧Vrと比較する比較器よりなる誤差検出
手段、 c、前記Vinの電圧を所定の抵抗と前記誤差検出手段の誤
差信号で変調する可変インピダンスとで分圧して基準電
圧Virを発生する制御基準電圧発生手段、 d、記憶手段をセットする所定周波数で発信する発信
器、前記主トランジスタの電流を検出する検出抵抗の発
生電圧が前記基準電圧Virを越えると出力を放出して前
記記憶手段をリセットする比較器、前記記憶手段の出力
を電力増幅する電力増幅器からなり前記主トランジスタ
をドライブするドライブ手段、より構成され、AC電源側からみて電流が正弦弧を描くよ
うに制御して、AC電源周波数の高調波成分を抑圧して力
率を改善した脈流を含む概略安定直流出力を得ることを
特徴とする電源装置。
【請求項２】前記制御基準電圧発生手段の構成を前記
可変インピダンスに並列に前記AC電源のピーク電圧ホル
ド手段で制御される別の可変インピダンスを設けて、前
記基準電圧Virの最大を前記AC電源のピーク電圧に反比
例関係に生成することを特徴とする請求項１に記載の電
源装置。
【請求項３】前記出力Voを入力とし、一次側と二次側
とを絶縁する絶縁型でハーフブリッジのコンバータを形
成して、二次側では全波整流で直接的に中間コンデンサ
を配し、一次側と二次側とは共振電流結合とし、該中間
コンデンサの電圧をチョツピング方式で直流安定化出力
を得るようにしたものを付加することを特徴とする請求
項１又は請求項２に記載の電源装置。
【請求項４】前記出力Voを入力とし、一次側と二次側
とを絶縁する絶縁型のハーフブリッジのコンバータを形
成して二次側では全波整流でスイッチ手段をかいして出
力コンデンサに接続し、共振電流波形の通過数を前記ス
イッチ手段で制御して直流安定化出力を得るようにした
ものを付加することを特徴とする請求項１又は請求項２
に記載の電源装置。
【請求項５】請求項３と４とに記載のチョツピング方
式のチョツピング手段と前記スイッチ手段をP型の電界
効果型のトランジスタとなし、該トランジスタを駆動す
るに全波整流の高圧端側で、電圧源と該電圧源より電力
供給される相補性のエミッタフォローワ、該エミッタフ
ォローワの入力端と前記高圧端との間に抵抗を配し、該
抵抗に所定の電圧が発生するよに定電流駆動にしたドラ
イブ回路で実行することを特徴とする請求項３又は請求
項４に記載の電源装置。