JPH1011911A - 再生回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 高密度記録により符号間干渉が増加した再生
信号から正確に位相誤差を検出でき、かつ、遅延素子な
どによる位相調整を必要としないＰＬＬ回路を構成でき
る再生回路を提供する。 【解決手段】 リファレンスデータ生成回路１−１は、
量子化データＲＤから再生系の理想的な応答を推定した
リファレンスデータＲＥＦを生成する。減算器１−２
は、リファレンスデータＲＥＦと量子化データＲＤとの
誤差を演算し、誤差データＧＤを出力する。コンパレー
タ１−４は、誤差を演算したデータの前後の量子化デー
タＲＤによって、誤差データＧＤの極性を決定するため
の符号データＦＤを生成する。掛け算器１−５は、符号
データＦＤと誤差データＧＤを乗算して、位相誤差デー
タＩＧＤを生成する。この位相誤差データＩＧＤに基づ
いて、サンプリングクロックが生成されて、記録媒体か
らの再生信号から上記の量子化データＲＤが生成され
る。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、光ディスクなどの
記録媒体から読み出した再生信号に同期したクロックを
得るための位相誤差検出回路を有する再生回路に関し、
特に、高精度の再生が可能な再生回路に関する。

【０００２】

【従来の技術】以下に、従来使用されている再生回路に
ついて、光ディスク装置に用いられる再生回路を例にと
って説明する。

【０００３】図１２は、従来の光ディスク再生装置にお
ける再生回路のブロック図である。この図において、光
ディスク５−１上の記録データは、光ピックアップ５−
２により電気信号に変換され、ローパスフィルタ５−３
により余分な高域成分がカットされた後、等化回路６−
１によって符号間干渉を抑制するための等化処理が施さ
れる。等化後の信号は、コンパレータ６−２によってし
きい値Ｓを用いて２値化されパルス列信号Ｐとなる。位
相誤差検出回路６−３はそのパルス列信号Ｐとクロック
とのエッジの位相差を検出する。位相誤差検出回路６−
３の出力は、ローパスフィルタ５−７により帯域制限さ
れ、ＶＣＯ５−８に入力される。ＶＣＯ（電圧制御発振
器）５−８は電圧制御型の発振器で入力電圧に応じて出
力する信号の発振周波数を変化する。したがって、位相
誤差検出回路６−３からＶＣＯ５−８のループいわゆる
ＰＬＬ（Ｐｈａｓｅ Ｌｏｃｋ Ｌｏｏｐ）回路はクロ
ックとパルス列信号Ｐのエッジの位相が一定、すなわち
再生信号に同期したクロックが発振されるように動作す
る。このクロックは、遅延素子６−４により遅延させら
れてサンプリングクロックＣＬとなった後、ＡＤコンバ
ータ５−４に入力される。ＡＤコンバータ５−４は、そ
のサンプリングクロックＣＬのタイミングで、再生信号
を量子化してデータ復号部５−９に入力される。データ
復号部５−９は、上記量子化されたデータとサンプリン
グクロックＣＬを用いてデータの復号を行う。

【０００４】次に、上記の位相誤差検出回路６−３の具
体的な例を説明する。図１３は、その構成を示すブロッ
ク図である。この図に示すように、位相誤差検出回路６
−３は、ディレイ素子７−１とエクスクルーシブオアゲ
ート７−２と、Ｄフリップフロップ７−３，ＮＡＮＤゲ
ート７−４，トランジスタ７−５によって構成されてい
る。

【０００５】この位相誤差検出回路６−３の動作を図１
４に示す波形図を用いて説明する。ここで、図１４
（ａ）は２値化パルス列信号Ｐを、図１４（ｂ）は、Ｖ
ＣＯクロックを示している。この場合、図１３における
Ｕ点の信号は図１４（ｃ）のようになり、Ｄ点の信号は
図１４（ｄ）のようになる。図１４における前半部のよ
うに、クロックの位相が２値化パルス列信号Ｐより遅れ
ている場合には、Ｕ点からパルスが出力され、後半部の
ように位相が進んでいる場合にはＤ点にパルスが出力さ
れる。これらＵ点とＤ点の信号はトランジスタ７−５に
より合成される。そして、図１４（ｅ）の前半部のよう
に位相が遅れている場合には＋Ｅレベルの信号が、後半
部のように進んでいる場合には−Ｅレベルの信号が位相
誤差信号として出力される。

【０００６】

【発明が解決しようとする課題】ところが、従来の再生
回路では、記録媒体の記録密度が高い場合に位相誤差検
出の精度が悪化し、再生精度が悪くなる。

【０００７】具体的に説明すると、記録密度が低い場合
には、例えば図１５（ａ）のような孤立した記録部や孤
立した未記録部分の存在するマークが光ディスク上に記
録されている場合でも、その再生波形は図１５（ｂ）の
ように十分にしきい値を越えるため、コンパレータによ
り２値化したパルス列信号Ｐは図１５（ｃ）に示すもの
となり、従来の方法で位相誤差を検出することが可能で
ある。

【０００８】しかしながら、高密度記録の場合には、符
号間干渉の影響により、図１６（ａ）のような記録パタ
ーンからの再生波形は図１６（ｂ）に示されるような波
形となり、孤立した記録部や孤立した未記録部などのマ
ークが短い部分は振幅が十分でなくなり、２値化が困難
になる。符号間干渉は再生信号を等化処理して高域を強
調することによりある程度除去することができ、図１６
（ｃ）のようにすることができるが、高域の強調によっ
て図１６（ｃ）に破線で示したように高域のノイズ成分
までが上昇してＳＮ比が劣化し、図１６（ｄ）のように
パルス列信号Ｐのエッジのジッタが増加する。したがっ
て、通常はパルス列信号Ｐのエッジのジッタが最小にな
るように等化回路を調整するが、高密度記録を行うと該
ジッタの増加は避けられず、正確に位相誤差を検出する
ことが困難になる。

【０００９】また、再生信号の復号手段にビタビ復号な
どを用いる場合は、再生信号を再生信号に同期したクロ
ックでサンプリングした量子化データが必要であるが、
ＰＬＬによって得られたクロックは、回路遅延などによ
り再生信号に同期しているものの所望の位相とはなって
いない。このため、従来においては図１２に示したよう
に遅延素子６−４により位相を調節してＡＤコンバータ
５−４に入力する必要があった。これにより、所望の位
相に調節されたサンプリングクロックＣＬにより再生信
号がサンプリングされ、この量子化データが復号回路５
−９に入力され、復号データが得られる。しかしなが
ら、遅延素子６−４で位相を調節する場合、量子化デー
タを別の測定系でモニターしなければならず、その調整
は非常に困難である。

【００１０】本発明は、高密度記録により符号間干渉が
増加した再生信号から正確に位相誤差を検出でき、ＰＬ
Ｌ回路に適用した場合に再生信号に精度よく同期したク
ロックを得ることができ、かつ遅延素子などによる位相
調整を必要としないＰＬＬ回路を構成できる再生回路を
提供することを目的とする。

【００１１】

【課題を解決するための手段】本発明の再生回路は、上
記目的を達成するものであり、以下の（１）〜（４）の
構成のものである。

【００１２】（１）記録媒体から読み出されたアナログ
信号を所望の位相のサンプリングクロックで量子化した
量子化データに基づいて、記録媒体に記録された情報を
再生する再生回路において、量子化データから、理想的
な応答を推定したリファレンスデータを生成するリファ
レンスデータ生成手段と、量子化データとリファレンス
データに基づき、サンプリングクロックとアナログ信号
との位相誤差を表す位相誤差データを生成する位相誤差
生成手段と、位相誤差データに基づき、サンプリングク
ロックの周波数を調整するクロック発振器と、を備えて
なるものである。

【００１３】（２）上記（１）の再生回路において、位
相誤差生成手段が、同一時刻における量子化データとリ
ファレンスデータの差を演算し誤差データを生成する誤
差生成手段と、その時刻の前後の時刻の量子化データの
大小を比較して誤差データの極性を示す符号データを生
成する符号生成手段と、誤差データと符号データとから
位相誤差データを生成する第１の演算手段と、を備えて
なるものである。

【００１４】（３）上記（１）または（２）の再生回路
において、記録媒体に所定数以上連続して同一の情報が
記録されていることを検出する連続情報検出手段と、連
続情報検出手段が連続した同一の情報を検出したとき
に、クロック発振器へ、位相誤差データとして、アナロ
グ信号とサンプリングクロックの間に位相誤差がないこ
とを意味する信号を出力する位相誤差データ制御手段
と、を備えてなるものである。

【００１５】（４）上記（１）に記載の再生回路におい
て、位相誤差生成手段が、同一時刻における量子化デー
タとリファレンスデータの差を演算し誤差データを生成
する誤差生成手段と、その時刻の前後の時刻の量子化デ
ータの差を演算して誤差データの極性及び大きさを制御
する制御データを生成する制御データ生成手段と、誤差
データ及び制御データに基づいて位相誤差データを生成
する第２の演算手段と、を備えてなるものである。

【００１６】次に、上記（１）〜（４）の再生回路の作
用を説明する。

【００１７】（１）の再生回路では、再生信号を量子化
した量子化データから位相誤差データを生成する。この
ため、記録媒体が高密度記録されている場合でも、等化
処理により高域を強調する必要がなく、ＳＮ比の劣化が
少ないので、精度よく位相誤差が検出でき、再生を高精
度に行うことが可能となる。

【００１８】（２）の再生回路では、量子化データとリ
ファレンスデータから誤差データと符号データを生成し
て、これらを演算することで位相誤差データを生成す
る。このため、上記（１）の再生回路を容易に構成でき
る。

【００１９】（３）の再生回路では、記録媒体に同一の
情報が所定数以上連続して記録されていることにより位
相誤差生成手段から有効な位相誤差情報が得られないと
きに、クロック発振手段に位相誤差がないことを意味す
る信号を入力する。このため、ノイズ成分が位相誤差デ
ータとしてクロック発振手段に入力され、これに基づき
サンプリングクロックが生成されることを防ぐことがで
きる。

【００２０】（４）の再生回路では、誤差データを演算
した前後の量子化データの差を演算し、これに基づく制
御データを出力する。この制御データは、再生信号が平
坦になり位相情報がない場合は絶対値が小さくなる。位
相誤差データ制御手段が、位相誤差情報が小さくなるに
従い、位相誤差データの値を小さくすることにより、再
生信号の平坦部付近での再生信号の傾きの量に応じてノ
イズ成分を抑制することができる。

【００２１】

【発明の実施の形態】以下、本発明の再生回路について
図面に基づいて説明する。ここでは、本発明の再生回路
を光ディスク装置の再生系に適用した場合について説明
する。図５はその再生回路の一例を示すブロック図であ
る。図１〜図３は、図５における位相誤差検出回路５−
５の構成を示すブロック図であり、それぞれ以下の第１
〜第３の実施の形態において説明する。また、図４は、
図１〜図３におけるリファレンスデータ生成回路１−１
の構成を示すブロック図である。

【００２２】〔第１の実施の形態〕まず、図５に示す本
発明の再生回路について説明する。図５は、本実施の形
態の再生回路を光ディスク装置の再生系に応用した場合
のブロック図である。この光ディスク装置では、光ディ
スク５−１上のデータは光ピックアップ５−２により電
気信号に変換されローパスフィルタ５−３に入力され
る。ローパスフィルタ５−３では余分な高域がカットさ
れＡＤコンバータ５−４に入力される。ＡＤコンバータ
５−４はＶＣＯ５−８の発振するサンプリングクロック
ＣＬのタイミングで再生信号を量子化する。量子化デー
タＲＤは位相誤差検出回路５−５に入力される。位相誤
差検出回路５−５は、サンプリングクロックＣＬと量子
化データＲＤとからそれらの間の位相誤差データＩＧＤ
を演算する。この位相誤差検出回路５−５については後
で詳述する。位相誤差データＩＧＤはＤＡコンバータ５
−６によってアナログ値に変換され、ローパスフィルタ
５−７によって帯域を制限されてＶＣＯ５−８に入力さ
れる。そして、このＶＣＯ５−８によりサンプリングク
ロックＣＬの発振周波数が制御される。このようなフィ
ードバック制御によりＶＣＯ５−８の発振するサンプリ
ングクロックＣＬは再生信号に所望の位相で同期する。
サンプリングクロックＣＬと量子化データＲＤはデータ
復号部５−９に入力されてビタビ復号などの手法を用い
てデータが復号される。

【００２３】以上のように、本実施の形態の再生回路で
は、再生信号を２値化したパルス信号から位相誤差を検
出するのではなく、量子化データから位相誤差を検出す
るため、高密度記録時においても符号間干渉の影響を受
けずに精密な再生を行うことが可能となる。さらに、遅
延素子により位相調整を行う必要がないため、回路の小
型化・無調整化を実現することができる。

【００２４】図１は、上記位相誤差検出回路５−５の構
成を示すブロック図である。図１において、再生信号を
サンプリングクロックＣＬにより量子化した量子化デー
タＲＤはリファレンスデータ生成回路１−１に入力され
る。リファレンスデータ生成回路１−１は上記量子化デ
ータＲＤから、再生系（リファレンスデータ生成回路１
−１の前段部分）の理想的な応答すなわちノイズが全く
ない再生信号を所望の位相で同期したクロックでサンプ
リングした場合のデータを生成する。以降、該データを
リファレンスデータＲＥＦという。また、リファレンス
データ生成回路１−１の具体的な構成については後述す
る。

【００２５】このリファレンスデータＲＥＦは、減算器
１−２の入力Ｂに入力され、入力Ａには量子化データＲ
Ｄが入力される。減算器１−２は入力Ａと入力Ｂを演算
した結果を出力Ｙから出力するが、入力Ａに入力される
量子化データＲＤはリファレンスデータＲＥＦとタイミ
ングを合わせるためにレジスタ１−３を複数段並べたシ
フトレジスタによって遅延させられている。このシフト
レジスタの段数はリファレンスデータＲＥＦを生成する
のに要した時間（クロック数）に対応して設けられてい
る。したがって、減算器１−２は同一時点の量子化デー
タＲＤとリファレンスデータＲＥＦとの誤差を出力す
る。この誤差を以降単に誤差データＧＤという。

【００２６】コンパレータ１−４は、位相誤差の符号を
決定するデータ（以降、符号データＦＤという）を演算
する。図に示したように、コンパレータ１−４の入力Ａ
には誤差データＧＤの演算に用いたデータの１クロック
後の量子化データＲＤが入力されており、入力Ｂには１
クロック前の量子化データＲＤが入力されている。コン
パレータ１−４は入力Ａ＞入力Ｂのとき出力Ｙから１を
出力し、入力Ａ≦入力Ｂのとき出力Ｙから−１を出力す
る。したがって、コンパレータ１−４の出力は誤差デー
タＧＤを演算した量子化データＲＤの前後のデータの傾
きに対応して１か−１を出力することになる。

【００２７】位相誤差データ生成部（掛け算器）１−５
は、符号データＦＤにより、誤差データＧＤの極性を制
御して位相誤差データＩＧＤを生成する。具体的には、
誤差データＧＤと符号データＦＤを掛け合わせた信号、
つまり、誤差データＧＤに符号の加えられた信号（位相
誤差データＩＧＤ）を生成する。

【００２８】次に、上記の動作をわかり易くするために
図６に示す波形図を用いて説明する。ここでは、再生信
号に対してサンプリングクロックＣＬの位相が進んでい
る場合について説明する。

【００２９】図６（ａ）は、量子化データＲＤ（図中〇
印）とリファレンスデータＲＥＦ（図中●印）を示す図
である。この図に示すように、量子化データＲＤは再生
信号に対して位相の進んだサンプリングクロックＣＬで
サンプリングされている。このサンプリングクロックＣ
Ｌを図６（ｂ）に示す。この場合の誤差データＧＤ、す
なわち量子化データＲＤとリファレンスデータＲＥＦと
の差は、図６（ｃ）のようになる。また、符号データＦ
Ｄは、誤差データＧＤを演算した前後の量子化データＲ
Ｄの大小比較結果であるため、図６（ｄ）のようにな
る。したがって、位相誤差データＩＧＤは図６（ｃ）と
図６（ｄ）の積で図６（ｅ）のようになり、位相進みを
示す信号となる。

【００３０】次に、リファレンスデータ生成回路１−１
について説明する。図４は、その具体的な構成を示すブ
ロック図である。本実施の形態ではリファレンスデータ
生成回路１−１は、等化処理を行うディジタルフィルタ
４−１，等化後のデータを２値化するディジタルコンパ
レータ４−２及び再生系の周波数特性を実現するディジ
タルフィルタ４−３によって構成されている。入力され
た量子化データＲＤは、ディジタルフィルタ４−１によ
って等化処理され、コンパレータ４−２によって、所定
のしきい値”Ｓ”を用いて２値化される。２値化された
信号はディジタルフィルタ４−３に入力される。ディジ
タルフィルタ４−３は再生系の周波数特性を模擬してい
るため、ディジタルフィルタ４−３の出力はノイズの全
くない再生信号を所望の位相で同期したクロックでサン
プリングしたときのデータ（リファレンスデータＲＥ
Ｆ）を出力する。

【００３１】ここで、ディジタルフィルタ４−１は、レ
ジスタ４−４，掛け算器４−５，加算器４−６によって
構成され、その周波数特性は掛け算器４−５の掛け算係
数Ａ，Ｂ，Ｃによって決定されるが、これら係数Ａ，
Ｂ，Ｃは２値化データの復号誤り率が最も良くなるよう
に設定されている。

【００３２】この掛け算係数Ａ，Ｂ，Ｃの設定について
図７を用いて具体的に説明する。ここで、量子化データ
ＲＤが図７（ａ）に示すものであり、サンプリングクロ
ックＣＬのタイミングが図中の矢印のタイミングである
ものとする。このとき、ディジタルフィルタ４−１の掛
け算係数を、Ａ＝−０．７３，Ｂ＝２．４４，Ｃ＝−
０．７３とすれば図７（ｂ）のように１クロック遅れて
等化後のデータが得られる。この掛け算係数の場合、か
なり符号間干渉を除去できるが、高域が強調され過ぎて
高域のノイズ成分までが上昇するため０，１を判別する
ときの誤り率が悪くなる。したがって、実際の掛け算係
数は符号間干渉の除去効果とノイズ成分の上昇とのトレ
ードオフで決定され、誤り率が最もよくなるように、例
えばＡ＝−０．４９，Ｂ＝１．９６，Ｃ＝−０．４９程
度に設定される。このときの等化後のデータすなわちデ
ィジタルフィルタ４−１の出力は図７（ｃ）のようにな
り、符号間干渉の除去効果は小さくなるが、高域のノイ
ズ成分の上昇もある程度に抑えられ、０，１を判別する
ときの誤り率は最もよくなる。実際は、システムのＳＮ
比によって、最も誤り率の良くなる掛け算係数が異なる
ため、誤り率を測定しながら決定されるか、あるいは計
算機シミュレーションなどにより決定される。

【００３３】コンパレータ４−２は、入力Ａ＞入力Ｂの
とき出力Ｙから１を出力し、入力Ａ≦入力Ｂのとき出力
Ｙに０を出力し、入力Ａには等化後のデータすなわちデ
ィジタルフィルタ４−１の出力が入力され、入力Ｓには
所定のしきい値Ｓが入力される。したがって、コンパレ
ータ４−２により、ディジタルフィルタ４−１のデータ
が０と１に２値化される。ここで説明している例では、
しきい値Ｓは０．５である。

【００３４】ディジタルフィルタ４−３は、レジスタ４
−４，掛け算器４−５，加算器４−６によって構成さ
れ、掛け算器４−５の係数Ｈ，Ｉ，Ｊ，Ｋ，Ｌは再生系
のインパルス応答をもとに設定されている。ここで、再
生系のインパルス応答とは、孤立した１ビットを再生
し、それを位相ずれがないクロックでサンプリングした
と仮定した場合の量子化データの応答で、ノイズ成分を
含まない理想的な応答である。例えば、再生信号を位相
ずれのないクロックで量子化したときの量子化データが
図７（ａ）に示したようになる場合、インパルス応答は
図８のような応答となる。したがって、この場合は掛け
算係数Ｈ〜Ｌは、Ｈ＝０．０２，Ｉ＝０．２４，Ｊ＝
０．４８，Ｋ＝０．２４，Ｌ＝０．０２に設定される。
実際には、再生系のインパルス応答は実際のシステムを
用いて測定するか、あるいは計算機シミュレーションに
よって決定される。

【００３５】次に、リファレンスデータ生成回路１−１
が量子化データＲＤからリファレンスデータＲＥＦが生
成する過程を以下に例をあげて説明する。例えば、理想
的な量子化データが図７（ａ）に示したような波形であ
るとき、サンプリングクロックＣＬの位相ずれや、ノイ
ズ等の影響により図９（ａ）に示したような量子化デー
タとなっている場合について説明する。このとき、ディ
ジタルフィルタ４−１の掛け算係数が前記した通りＡ＝
−０．４９，Ｂ＝１．９６，Ｃ＝−０．４９に設定され
ていたとすると、ディジタルフィルタ４−１の出力は図
９（ｂ）のようになる。したがって、これをしきい値
Ｓ、この例では０．５で２値化すると、図９（ｃ）のよ
うになる。この２値化データはデジタルフィルタ４−３
に入力される。ここで、再生系のインパルス応答が図８
に示したようになっているため、掛け算係数Ｈ〜Ｌに
は、Ｈ＝０．０２，Ｉ＝０．２４，Ｊ＝０．４８，Ｌ＝
０．０２が設定される。したがって、ディジタルフィル
タ４−３の出力は図９（ｄ）のようになり、２値化デー
タに誤りがないかぎりノイズの全くない再生信号を所望
の位相で同期したクロックでサンプリングしたときの理
想的なデータ、すなわちリファレンスデータＲＥＦとな
る。尚、このリファレンスデータＲＥＦは、量子化デー
タＲＤが入力されてからディジタルフィルタ４−１で１
クロック、デジタルフィルタ４−３で２クロック遅れ、
合計３クロック遅れて得られる。

【００３６】尚、図中の量子化データは０．２６のよう
に小数で表現したが、これは説明が繁雑にならないよう
に便宜的に用いたものであって、実際の量子化データは
ＡＤコンバータの出力であるので、例えば、８ビットの
ＡＤコンバータであれば、０〜２５５のデータで、１６
ビットのＡＤコンバータであれば０〜６５５３６のデー
タとなる。

【００３７】〔第２の実施の形態〕本実施の形態の再生
回路は、図５における位相誤差検出回路５−５として図
２のブロック図に示す回路を使用したものである。

【００３８】第１の実施の形態では、記録データに数ビ
ットの連続した０または１が存在し、再生信号が平坦と
なった場合には、この平坦部からは位相情報が得られな
い。したがって、この部分からの位相誤差データはノイ
ズ成分のみとなり、正確に位相誤差を出力することがで
きない。本実施の形態の再生回路は、この問題を解決す
るものである。

【００３９】図２に示す位相誤差検出回路５−５では、
２値化データのパターンを認識し、位相誤差情報が得ら
れないと推定される場合は、位相誤差データをマスクし
位相進み遅れなしを意味するデータを出力する。以下に
この位相誤差検出回路について説明するが、図１の位相
誤差検出回路と同一部分については同一符号を付し、説
明を省略する。

【００４０】リファレンスデータ生成回路１−１から得
られる２値化データはレジスタ１−３を複数段接続して
構成されるシフトレジスタに入力され、タイミング調整
およびシリアル−パラレル変換され、パターン検出回路
２−１に入力される。このパターン検出回路は、入力デ
ータの全て（３ビット分）が０か１のとき１を出力し、
その他は０を出力する。このパターン検出回路２−１の
出力は選択器２−２の入力Ｓに入力される。

【００４１】選択器２−２の入力Ｂには掛け算器１−５
の出力が、入力Ａには０が入力されている。選択器２−
２は、入力Ｓに１が入力された場合に入力Ａのデータ
を、入力Ｓに０が入力された場合に入力Ｂのデータを、
出力Ｙから出力する。したがって、２値化データが数ビ
ット連続して１あるいは、０であった場合、この例では
３ビット連続して１あるいは０であった場合には、上記
したように入力Ｓに１が入力されるため、選択器２−２
は入力Ａのデータを選択して、位相誤差データＩＧＤと
して位相進み遅れなしを意味する０を出力する。一方、
２値化データが数ビット連続した信号でない場合には、
掛け算器１−５からの位相誤差データＩＧＤが選択器２
−２から出力される。

【００４２】このように、本実施の形態では、記録デー
タ中に０または１が数ビット連続して再生信号が平坦と
なった場合に、位相進み遅れなしとするため、第１の実
施の形態のように位相情報を持たない部分においてノイ
ズが出力されてしまうという問題が解決される。

【００４３】以上説明した本実施の形態の位相誤差検出
回路の動作を図１０を用いて説明する。量子化データＲ
Ｄ（図中○印）とリファレンスデータＲＥＦ（図中●
印）が図１０（ａ）のようであったとすると掛け算器１
−５の出力は図１０（ｃ）のようになり、平坦部では破
線のようなノイズ成分が出力される。このとき、パター
ン検出回路２−１に入力される３つのデータはタイミン
グを調整されているのでそれぞれ図１０（ｄ），
（ｅ），（ｆ）のようになる。したがって、パターン検
出部２−１の出力は図１０（ｇ）のようになり、この信
号によって選択器２−２が切り替えられるため、再生信
号の平坦部では掛け算器１−５からの出力ではなく位相
進み遅れなしを意味する０が位相誤差データＩＧＤとし
て出力される。尚、図１０（ｂ）はサンプリングクロッ
クＣＬを示している。

【００４４】〔第３の実施の形態〕本実施の形態の再生
回路は、図５における位相誤差検出回路５−５として図
３のブロック図に示す回路を使用したものである。尚、
ここでは、図１または図２と同一部分については同一符
号を付しており、説明を省略する。

【００４５】第１の実施の形態における位相誤差検出回
路では、前後のデータの大小関係により符号データＦＤ
を演算していたが、本実施の形態における位相誤差検出
回路５−５では、前後のデータの差を減算器３−１によ
って演算して、この差（以下、制御データＳＤと記す）
に基づいて誤差データＧＤの極性および大きさを制御す
る。

【００４６】制御データＳＤの絶対値は、前後のデータ
の差が大きいときは大きく、小さいときは小さくなる。
したがって、記録データ中に１または０が連続して位相
情報がない場合は、再生信号は平坦になるため前後のデ
ータはほぼ同じ値となり、制御データＳＤの絶対値が小
さくなる。このため、再生信号が平坦に近づき位相情報
が少なくなるに従い、位相誤差データＩＧＤの大きさが
小さくなり、ノイズ成分を再生信号の傾きの量に応じて
抑制することができる。

【００４７】ところで、第２の実施の形態における位相
誤差検出回路では、２値化データ列の１または０の連続
数によって位相誤差データＩＧＤをマスクするか否かが
制御されるため、位相誤差情報があるにもかかわらずマ
スクされ切り捨てられる場合や、位相誤差情報が全くな
いにもかかわらず、マスクされない部分が発生する虞れ
がある。しかしながら、本実施の形態の位相誤差検出回
路では、量子化データＲＤの傾きの量に応じて誤差デー
タＧＤの大きさが制御されるため、上記のような第２の
実施の形態における問題点を解決でき、位相誤差データ
ＩＧＤを有効に使うこが可能となる。

【００４８】次に、本実施の形態の位相誤差検出回路の
動作を図１１に示す波形図を用いて説明する。量子化デ
ータＲＤとリファレンスデータＲＥＦがそれぞれ図１１
（ａ）の○印，●印に示すようなものであったとする
と、誤差生成部１−２の出力は図１１（ｃ）のようにな
り、再生波形の平坦部では図１１（ｃ）の破線のように
量子化データＲＤのノイズ成分が誤差データＧＤとして
出力される。このとき、制御データＳＤすなわち減算器
３−１の出力は、誤差データＧＤを演算した量子化デー
タの前後の量子化データの差であるから、図１１（ｄ）
のようになり、平坦部においてはその絶対値が小さくな
る。この制御データＳＤと誤差データＧＤの積が掛け算
器３−２によって演算される。この演算によって誤差デ
ータＧＤの極性制御と大きさの制御が同時に行われ、減
算器３−１の出力すなわち位相誤差データは図１１
（ｅ）のようになり、平坦部のノイズ成分が小さく抑え
られる。尚、図１１（ｂ）はサンプリングに用いたサン
プリングクロックＣＬを示している。

【００４９】以上の図１〜図３に示した位相誤差検出回
路では、従来方式のように２値化したパルス信号のエッ
ジから位相誤差を検出するのではなく、再生信号をＰＬ
Ｌクロックで量子化した量子化データ列から位相誤差を
検出する。このように、本発明の再生回路における位相
誤差検出回路には、リファレンスデータ生成回路以外に
は高域を強調する等化回路はないため、高密度記録され
た場合であっても等化回路によって高域のノイズ成分を
増加させるという副作用がなく、従来方式よりも精度よ
く位相誤差を検出することができる。リファレンスデー
タ生成回路の等化回路はサンプリング毎の２値化データ
を得ることが目的であるので位相誤差データに対する悪
影響は２値化データがエラーした場合のみである。この
２値化データの誤り率は通常の実用的なシステムでは１
／１００以下であるからほとんど影響がない。また、量
子化データから位相誤差を検出してＶＣＯを制御してい
るため、遅延素子などにより位相を調整する必要がな
い。

【００５０】

【発明の効果】本発明の再生回路では、以上のように、
量子化データから位相誤差を検出するため、高密度記録
された記録媒体から情報を読み出す場合においても、精
度よく位相誤差を検出することができる。また、サンプ
リングクロックの位相を調整する遅延素子などの手段が
必要なく、その調整も必要ないため回路構成が簡単にな
る。

【００５１】更に、再生信号が平坦になり、位相誤差情
報が生成できない部分では位相進み遅れのないことを意
味する信号をＶＣＯに入力することにより、ノイズ成分
による影響を除去することができる。

【００５２】また、再生信号が平坦となっている付近に
おいて、位相誤差データの大きさを再生信号の傾きの量
に応じて抑制することにより、位相情報の有効利用が可
能となり、かつノイズ成分の影響を除去できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】第１の実施の形態の位相誤差検出回路の構成を
示すブロック図である。

【図２】第２の実施の形態の位相誤差検出回路の構成を
示すブロック図である。

【図３】第３の実施の形態の位相誤差検出回路の構成を
示すブロック図である。

【図４】リファレンスデータ生成回路の具体的な構成を
示すブロック図である。

【図５】本発明の再生回路を光ディスク装置に適用した
場合の構成を示すブロック図である。

【図６】第１の実施の形態の位相誤差検出回路の動作を
説明する図である。

【図７】図４のデジタルフィルタ４−１の動作を説明す
る図である。

【図８】再生系のインパルス応答を説明する図である。

【図９】図４のリファレンスデータ生成回路の動作を説
明する図である。

【図１０】第２の実施の形態の位相誤差検出回路の動作
を説明する図である。

【図１１】第３の実施の形態の位相誤差検出回路の動作
を説明する図である。

【図１２】従来の再生回路の構成を示すブロック図であ
る。

【図１３】図１２の位相誤差検出回路の構成を示すブロ
ック図である。

【図１４】図１３の位相誤差検出回路の動作を説明する
図である。

【図１５】図１３の位相誤差検出回路における低密度記
録されている部分を再生する場合の動作を説明する図で
ある。

【図１６】図１３の位相誤差検出回路における高密度記
録されている部分を再生する場合の動作を説明する図で
ある。

【符号の説明】

５−５ 位相誤差検出回路 １−１ リファレンスデータ生成回路 １−２，３−１ 減算器 １−３ レジスタ １−４ コンパレータ １−５，３−２ 掛け算器 ２−１ パターン検出回路 ２−２ 選択器 ＣＬ サンプリングクロック ＲＤ 量子化データ ＧＤ 誤差データ ＦＤ 符号データ ＩＧＤ 位相誤差データ ＳＤ 制御データ

Claims (4)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 記録媒体から読み出されたアナログ信号
   を所望の位相のサンプリングクロックで量子化した量子
   化データに基づいて、前記記録媒体に記録された情報を
   再生する再生回路において、 前記量子化データから、理想的な応答を推定したリファ
   レンスデータを生成するリファレンスデータ生成手段
   と、 前記量子化データと前記リファレンスデータに基づき、
   前記サンプリングクロックと前記アナログ信号との位相
   誤差を表す位相誤差データを生成する位相誤差生成手段
   と、 前記位相誤差データに基づき、前記サンプリングクロッ
   クの周波数を調整するクロック発振器と、を備えてなる
   ことを特徴とする再生回路。
2. 【請求項２】 請求項１に記載の再生回路において、 前記位相誤差生成手段は、 同一時刻における前記量子化データと前記リファレンス
   データの差を演算し誤差データを生成する誤差生成手段
   と、 前記時刻の前後の時刻の量子化データの大小を比較して
   前記誤差データの極性を示す符号データを生成する符号
   生成手段と、 前記誤差データと前記符号データとから前記位相誤差デ
   ータを生成する第１の演算手段と、 を備えてなることを特徴とする再生回路。
3. 【請求項３】 請求項１または請求項２に記載の再生回
   路において、 前記記録媒体に所定数以上連続して同一の情報が記録さ
   れていることを検出する連続情報検出手段と、 該連続情報検出手段が連続した同一の情報を検出したと
   きに、前記クロック発振器へ、前記位相誤差データとし
   て、前記アナログ信号と前記サンプリングクロックの間
   に位相誤差がないことを意味する信号を出力する位相誤
   差データ制御手段と、を備えてなることを特徴とする再
   生回路。
4. 【請求項４】 請求項１に記載の再生回路において、 前記位相誤差生成手段は、 同一時刻における前記量子化データと前記リファレンス
   データの差を演算し誤差データを生成する誤差生成手段
   と、 前記時刻の前後の時刻の量子化データの差を演算して前
   記誤差データの極性及び大きさを制御する制御データを
   生成する制御データ生成手段と、 前記誤差データ及び前記制御データに基づいて前記位相
   誤差データを生成する第２の演算手段と、を備えてなる
   ことを特徴とする再生回路。