JPH10127050A

JPH10127050A - スイッチング電源装置

Info

Publication number: JPH10127050A
Application number: JP8276427A
Authority: JP
Inventors: Shinichi Nino; 仁野　　新一
Original assignee: Denso Corp
Current assignee: Denso Corp
Priority date: 1996-10-18
Filing date: 1996-10-18
Publication date: 1998-05-15
Anticipated expiration: 2016-10-18
Also published as: JP3613907B2

Abstract

(57)【要約】【課題】入力電流の脈動を抑制するために大容量のコ
ンデンサを用いる必要をなくして装置全体の小形化及び
コストダウンを実現すること。【解決手段】車載バッテリ１１に接続された入力端子
Ｔinと、負荷Ｒが接続される出力端子Ｔout との間に
は、合計４個ずつのリアクトル１２ａ〜１２ｄ及び逆流
阻止用ダイオード１３ａ〜１３ｄの各対が並列に接続さ
れ、各リアクトル１２ａ〜１２ｄと対応してチョッピン
グ用のトランジスタ１４ａ〜１４ｄが接続される。各ト
ランジスタ１４ａ〜１４ｄのオンタイミングは、信号発
生器１６から出力されるπ／２ずつ位相がずれた駆動信
号Ｐａ〜Ｐｄにより決定され、オフタイミングは出力電
圧が４８ｖ以上となったときに比較回路１７から出力さ
れるローレベル信号により決定される。これにより、ト
ランジスタ１４ａ〜１４ｄはπ／２ずつ位相がずれた状
態でスイッチング動作される。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、リアクトル、逆流
素子用ダイオード及びスイッチング素子を使用したスイ
ッチングレギュレータ方式の昇圧型スイッチング電源装
置に関する。

【０００２】

【従来の技術】図３には、従来の昇圧型スイッチング電
源装置の一例が示されている。この図３に示した装置
は、車載用のバッテリ１の出力電圧（１２ｖ）を４倍の
４８ｖに昇圧して出力端子Ｔout から出力するためのも
ので、基本的な構成要素として、入力端子Ｔinと出力端
子Ｔout との間に接続されたリアクトル２及び逆流阻止
用のダイオード３と、ダイオード３のアノード側とグラ
ンド端子との間に接続されたチョッピング用トランジス
タ４（ｎｐｎ形）とを備えて成る。

【０００３】トランジスタ４は、ＡＮＤ回路５からベー
ス信号を受けるようになっており、そのＡＮＤ回路５の
一対の入力端子には、信号発生器６及び比較回路７から
の各出力が与えられるようになっている。この場合、信
号発生器６は、トランジスタ４のオンタイミングを決定
するための駆動パルスＰｚ（図４（ａ）参照）を出力す
る。また、比較回路７は、ハイインピーダンスの分圧回
路８を介して与えられる分圧電圧Ｖｄ（出力端子Ｔout
からの出力電圧に比例）と、図示しない基準電圧発生回
路から与えられる基準電圧Ｖref （出力端子Ｔout から
の出力電圧レベル（＝４８ｖ）を決定するために設定さ
れる電圧）とを比較し、Ｖｄ≦Ｖref の関係にある期間
のみハイレベル信号を出力する構成となっている。

【０００４】さらに、出力端子Ｔout 側には周知の平滑
用コンデンサ９が接続され、入力端子Ｔin側には入力電
流の脈動を抑制するための平滑用コンデンサ１０が接続
される。尚、Ｒは出力端子Ｔout とグランド端子との間
に接続された負荷である。

【０００５】上記のような構成では、信号発生回路６か
ら出力される駆動パルスＰｚが立ち上がった状態にあ
り、且つ出力電圧レベルが４８ｖ未満にある期間（Ｖｄ
≦Ｖref の関係にある期間）のみ、ＡＮＤ回路５からハ
イレベル信号が出力されてトランジスタ４がオンされ
る。トランジスタ４のオン期間には、バッテリ１からリ
アクトル２及びトランジスタ４を通じて電流が流れ、ト
ランジスタ４のオフ期間には、リアクトル２に蓄積され
たエネルギに応じた電流がダイオード３を通じて流れる
ことになる。

【０００６】出力端子Ｔout に抵抗性の負荷Ｒが接続さ
れた状態においては、トランジスタ４が、図４（ｂ）に
示すように周期的にオンオフ動作されるようになり、こ
れに応じてリアクトル２に流れる電流Ｉ1 は図４（ｃ）
に示すように変動することになる。尚、図４には、信号
発生器６からの駆動パルスＰｚの波形、トランジスタ４
のオンオフ波形、リアクトル２に流れる電流Ｉ1 の波
形、バッテリ１のからの入力電流Ｉinの波形、ダイオー
ド３を通じて流れる出力電流Ｉout の波形（コンデンサ
９による平滑前の波形）を示す。

【０００７】ここで、リアクトル２のインダクタンスを
Ｌ、その両端電圧をＶ、リアクトル２に流れる電流の時
間微分値をΔＩ／Δｔとした場合、Ｖ＝Ｌ・ΔＩ／Δｔ
という関係が成立するから、トランジスタ４のオン期間
における電流Ｉ1 の勾配は、１２ｖ／Ｌで得られる。ま
た、トランジスタ４のオフ期間における電流Ｉ1 の勾配
は、（４８ｖ−１２ｖ）／Ｌ＝３６ｖ／Ｌとなる。従っ
て、その電流Ｉ1 の立上がり時の勾配の傾きは、立ち下
がり時の勾配の１／３倍になる。

【０００８】

【発明が解決しようとする課題】上記のような従来構成
においては、出力側に出力電流Ｉout を平滑するための
平滑用コンデンサ９を設けることは勿論のこと、入力側
にも平滑用コンデンサ１０を接続する必要がある。即
ち、コンデンサ１０を接続しない構成では、入力電流Ｉ
inが大きく脈動することに起因して電源ラインに大きな
ノイズが誘起されることになるため、このノイズが他の
電子回路装置に悪影響を及ぼす可能性が高くなる。従っ
て、このような事情に対処するために、入力側にもコン
デンサ１０を接続して、入力電流Ｉinの脈動を図４
（ｄ）に示すように抑制する必要が出てくる。

【０００９】ところで、上述したような入力電流Ｉinの
脈動抑制機能を十分に発揮するためには、平滑用コンデ
ンサ１０として大容量のものを使用する必要が出てくる
が、一般的に大容量のコンデンサは、回路部品として比
較的高価でしかも大形の部品であるため、これが装置全
体の小形化やコストダウンの障害になるという問題点と
なっていた。

【００１０】本発明は上記のような事情に鑑みてなされ
たものであり、その目的は、入力電流の脈動を抑制する
ために大容量のコンデンサを用いる必要がなくなって、
装置全体の小形化及びコストダウンを実現可能になるな
どの効果を奏するスイッチング電源装置を提供すること
にある。

【００１１】

【課題を解決するための手段】一般的に、直流電源の出
力電圧をリアクトル、逆流素子用ダイオード及びチョッ
ピング用スイッチング素子を利用して昇圧するようにし
たスイッチングレギュレータ方式の電源装置は、チョッ
ピング用スイッチング素子のオン期間に直流電源からリ
アクトル及び当該スイッチング素子を通じて電流が流
れ、上記スイッチング素子のオフ期間にリアクトルに蓄
積されたエネルギに応じた電流が逆流素子用ダイオード
を通じて流れるという動作が繰り返されることにより、
直流電源の出力電圧が昇圧されるものである。

【００１２】請求項１記載の構成によれば、並列接続さ
れたｎ個のリアクトルとそれぞれ対応されたｎ個のチョ
ッピング用スイッチング素子が、制御手段によって２π
／ｎずつ位相がずれた状態でスイッチング動作され、こ
れに応じてｎ倍の昇圧比が得られる。このようなスイッ
チング動作が行われた場合、各リアクトルに流れる電流
の増減タイミングが互いにずれた状態となるため、それ
らリアクトルに流れる電流の合成電流、つまり直流電源
からの入力電流の波形は、全体として脈動が少ない状態
の波形となる。この結果、入力電流の脈動に起因して電
源ラインに大きなノイズを誘起する虞が小さくなるた
め、従来構成のように大容量の平滑用コンデンサを設け
る必要がなくなり、以て装置全体の小形化及びコストダ
ウンを実現できるようになる。

【００１３】請求項２記載の構成によれば、パルス発生
手段が発生する駆動パルスによって、ｎ個のチョッピン
グ用スイッチング素子のオンタイミングの位相が２π／
ｎずつずれるように制御され、また、出力電圧が設定電
圧以上となったときに、電圧検知手段が発生する信号に
より上記チョッピング用スイッチング素子がオフされる
ようになる。このため、チョッピング用スイッチング素
子のオン期間の制御が正確に行われるようになって、出
力電圧レベルの制御精度が高くなる。

【００１４】

【発明の実施の形態】以下、本発明の一実施例について
図１及び図２を参照しながら説明する。即ち、この実施
例は、電気自動車内に設けられる各種の回路装置を駆動
するためのスイッチング電源装置を対象としたものであ
り、電源電圧を１２ｖから４８ｖに昇圧する例（昇圧比
が４倍の例）を示している。

【００１５】図１において、直流電源である車載用バッ
テリ１１（定格出力電圧１２ｖ）のプラス側端子に接続
された入力端子Ｔinには、合計４個のリアクトル１２ａ
〜１２ｄの一端側が接続されており、これらリアクトル
１２ａ〜１２ｄの他端側は、それぞれ逆流阻止用ダイオ
ード１３ａ〜１３ｄを個別に介して出力端子Ｔout に接
続されている。また、ダイオード１３ａ〜１３ｄの各ア
ノード側とグランド端子との間には、チョッピング用ス
イッチング素子としてのｎｐｎ形トランジスタ１４ａ〜
１４ｄのコレクタ・エミッタ間が接続されている。尚、
バッテリ１１のマイナス側端子はグランド端子に接続さ
れる。

【００１６】上記トランジスタ１４ａ〜１４ｄは、それ
ぞれと対応されたＡＮＤ回路１５ａ〜１５ｄからベース
信号を受けるようになっている。ＡＮＤ回路１５ａ〜１
５ｄは、各一方の入力端子に、信号発生器１６の出力端
子Ｑａ〜Ｑｄからの出力がそれぞれ与えられると共に、
各他方の入力端子に、比較回路１７からの出力が与えら
れるようになっている。

【００１７】上記信号発生器１６は、本発明でいうパル
ス発生手段に相当するもので、その出力端子Ｑａ〜Ｑｄ
から、トランジスタ１４ａ〜１４ｄのオンタイミングを
決定するための駆動パルスＰａ〜Ｐｄ（図２（ａ）、
（ｄ）、（ｇ）、（ｊ）参照）を出力する構成となって
いる。この場合、各駆動パルスＰａ〜Ｐｄは、互いの位
相がπ／２（９０°）ずつずれた状態とされている。

【００１８】また、比較回路１７は、分圧回路１８とで
本発明でいう電圧検知手段１９を構成するもので、その
分圧回路１８を介して与えられる分圧電圧Ｖｄ（出力端
子Ｔout からの出力電圧に比例）と、図示しない基準電
圧発生回路から与えられる基準電圧Ｖref （出力端子Ｔ
out からの出力電圧レベル（＝４８ｖ）を決定するため
に設定される電圧）とを比較し、Ｖｄ≦Ｖref の関係に
ある期間のみハイレベル信号を出力する構成となってい
る。尚、上記分圧回路１８は、出力端子Ｔoutとグラン
ド端子との間に抵抗１８ａ及び１８ｂの直列回路を接続
することにより構成されたもので、そのインピーダンス
は十分に高く設定されている。

【００１９】出力端子Ｔout 側には、ダイオード１３ａ
〜１３ｄを通じた出力電流を平滑するための平滑用コン
デンサ２０が接続されており、この出力端子Ｔout とグ
ランド端子との間には負荷Ｒが接続される。

【００２０】上記のような構成によれば、トランジスタ
１４ａ〜１４ｄとそれぞれ対応されたＡＮＤ回路１５ａ
〜１５ｄからは、信号発生回路１６から出力される駆動
パルスＰａ〜Ｐｄが立ち上がった状態にあり、且つ出力
電圧レベルが４８ｖ未満にある期間（Ｖｄ≦Ｖref の関
係にある期間）のみハイレベル信号が出力される。この
場合、上記駆動パルスＰａ〜Ｐｄは、その位相がπ／２
ずつずれた状態となっているから、各トランジスタ１４
ａ〜１４ｄは、図２に示すように、π／２ずつ位相がず
れた状態でオンされるようになる。

【００２１】各トランジスタ１４ａ〜１４ｄのオン期間
には、バッテリ１１からリアクトル１２ａ〜１２ｄに電
流が供給され、トランジスタ１４ａ〜１４ｄのオフ期間
には、リアクトル１２ａ〜１２ｄに蓄積されたエネルギ
に応じた電流がそれぞれに対応したダイオード１３ａ〜
１３ｄを通じて流れることになる。

【００２２】出力端子Ｔout に抵抗性の負荷Ｒが接続さ
れた状態においては、トランジスタ１４ａ〜１４ｄが周
期的にオンオフ動作されるようになり、これに応じてリ
アクトル１２ａ〜１２ｄにそれぞれ流れる電流Ｉａ〜Ｉ
ｄは図２（ｃ）、（ｆ）、（ｉ）、（ｌ）に示すように
変動することになる。尚、図２には、信号発生器１６か
らの駆動パルスＰａ〜Ｐｄの波形、トランジスタ１４ａ
〜１４ｄのオンオフ波形、リアクトル１２ａ〜１２ｄに
流れる電流Ｉａ〜Ｉｄの波形、バッテリ１１のからの入
力電流Ｉinの波形、ダイオード１３ａ〜１３ｄを通じて
流れる合計出力電流Ｉout の波形（平滑用コンデンサ２
０による平滑前の波形）を示す。

【００２３】ここで、バッテリ１１の出力電圧１２ｖを
４８ｖに昇圧する場合、従来構成の説明で述べたと同様
に、トランジスタ１４ａ〜１４ｄのオン期間における電
流Ｉａ〜Ｉｄの各立上がり勾配は、トランジスタ１４ａ
〜１４ｄのオフ期間における電流Ｉａ〜Ｉｄの各立ち下
がり勾配の１／３倍になることが分かる。

【００２４】ところで、入力電流Ｉinは、各リアクトル
１２ａ〜１２ｄに流れる電流Ｉａ〜Ｉｄの総和に相当す
るものであるが、上記構成のように、同じ割合で直線的
な増減を繰り返す各電流Ｉａ〜Ｉｄの位相がπ／２ずつ
ずれた状態となっていた場合には、入力電流Ｉin（＝Ｉ
ａ＋Ｉｂ＋Ｉｃ＋Ｉｄ）の波形は図２（ｍ）に示すよう
にフラットな直流となる。この結果、入力電流Ｉinの脈
動に起因して電源ラインに大きなノイズが誘起される事
態を招く虞がなくなる。

【００２５】従って、入力電流Ｉinの変動を抑制するた
めに、従来構成のように大容量の平滑用コンデンサ１０
（図３参照）を設ける必要がなく、また、平滑用のコン
デンサを設けるとしても小容量のもので済むから、装置
全体の小形化及びコストダウンを実現できるようにな
る。尚、本実施例では、トランジスタ１４ａ〜１４ｄな
どの回路素子数が従来構成より増えているが、例えば、
トランジスタ１４ａ〜１４ｄ自体は従来構成のトランジ
スタ４（図３参照）より小容量のもので済むようになる
から、トータルで見ればコストダウンを実現できる。

【００２６】また、信号発生器１６から出力される４種
類の駆動パルスＰａ〜Ｐｄによって、４個のトランジス
タ１４ａ〜１４ｄのオンタイミングの位相がπ／２ずつ
ずれるように制御し、また、出力電圧が４８ｖ以上とな
ったときに、電圧検知手段１９内の比較回路１７から出
力される信号（ローレベル信号）により上記トランジス
タ１４ａ〜１４ｄをオフする制御を行う構成としたか
ら、トランジスタ１４ａ〜１４ｄのオン期間の制御を正
確に実行できるようになる。この結果、出力電圧レベル
の制御精度が高くなると利点もある。

【００２７】さらに、トランジスタ１４ａ〜１４ｄのス
イッチング周波数を小さくした場合でも従来と同等の出
力を得る構成が可能であり、このようにスイッチング周
波数を下げた場合には、スイッチングノイズの発生を抑
制できると共に、全体のスイッチング損失を低減できる
利点が出てくる。しかも、トランジスタ１４ａ〜１４ｄ
或いはダイオード１３ａ〜１３ｄの何れかで故障が発生
した場合でも、出力レベルがある程度以上のレベルに保
持されるから、フェイルセーフ機能が得られるという副
次的効果も期待できるようになる。

【００２８】尚、本発明は上記した実施例に限定される
ものではなく、次のような変形または拡張が可能であ
る。上記実施例では、昇圧比を４倍に設定する例で説明
したが、整数倍であれば任意に設定可能である。つま
り、昇圧比をｎ倍（ｎは２以上の整数）に設定する場合
には、リアクトル、逆流素子用ダイオード及びチョッピ
ング用スイッチング素子をｎ個ずつ設ければ良い。ま
た、チョッピング用スイッチング素子としてはバイポー
ラトランジスタに限らず、他の半導体スイッチング素子
を利用することもできる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施例を示す電気回路構成図

【図２】各部波形を示すタイミングチャート

【図３】従来例を示す電気回路構成図

【図４】各部波形を示すタイミグチャート

【符号の説明】

図面中、１１は車載用バッテリ（直流電源）、１２ａ〜
１２ｄはリアクトル、１３ａ〜１３ｄは逆流阻止用ダイ
オード、１４ａ〜１４ｄはトランジスタ（チョッピング
用スイッチング素子）、１６は信号発生器（パルス発生
手段）、１７は比較回路、１８は分圧回路、１９は電圧
検知手段を示す。

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】直流電源の出力電圧をリアクトル、逆流
素子用ダイオード及びチョッピング用スイッチング素子
を利用して昇圧するようにしたスイッチングレギュレー
タ方式の電源装置において、昇圧比をｎ倍（ｎは２以上の整数）に設定する場合に、
並列接続されたｎ個のリアクトルとこれらリアクトルと
それぞれ対応されたｎ個のチョッピング用スイッチング
素子を設け、前記ｎ個のチョッピング用スイッチング素子を、２π／
ｎずつ位相がずれた状態でスイッチング動作させる制御
手段を設けたことを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項２】前記制御手段は、前記ｎ個のチョッピング用スイッチング素子のオンタイ
ミングを決定するための２π／ｎずつ位相がずれた状態
のｎ種類の駆動パルスを発生するパルス発生手段と、出力電圧が設定電圧以上となったときに前記チョッピン
グ用スイッチング素子をオフさせるための信号を発生す
る電圧検知手段とにより構成されていることを特徴とす
る請求項１記載のスイッチング用電源装置。