JPH10127064A - 電力変換装置 - Google Patents
電力変換装置Info
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- JPH10127064A JPH10127064A JP8294359A JP29435996A JPH10127064A JP H10127064 A JPH10127064 A JP H10127064A JP 8294359 A JP8294359 A JP 8294359A JP 29435996 A JP29435996 A JP 29435996A JP H10127064 A JPH10127064 A JP H10127064A
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- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02T—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO TRANSPORTATION
- Y02T10/00—Road transport of goods or passengers
- Y02T10/60—Other road transportation technologies with climate change mitigation effect
- Y02T10/72—Electric energy management in electromobility
Landscapes
- Electric Propulsion And Braking For Vehicles (AREA)
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 スイッチング周波数を低減しない場合でも、
スイッチング損失の低減化を図り、小形・軽量、高効率
化を可能とすることにある。 【解決手段】 直流を交流に変換する３レベル電力変換
装置において、ＰＷＭ制御にあたって少なくとも、電力
変換装置の出力電圧の一周期にわたりパルスを正負交互
に出力するダイポーラ変調モードと、出力電圧の半周期
中に同一極性のパルスを出力するユニポーラ変調モード
を用い、運転モードがカ行運転モードまたは出力電圧が
上昇時のとき、ダイポーラ変調モードを使用可能とし、
運転モードが回生運転モードまたは出力電圧が下降時の
とき、ダイポーラ変調モードを使用不可とする手段２１
を設ける。
スイッチング損失の低減化を図り、小形・軽量、高効率
化を可能とすることにある。 【解決手段】 直流を交流に変換する３レベル電力変換
装置において、ＰＷＭ制御にあたって少なくとも、電力
変換装置の出力電圧の一周期にわたりパルスを正負交互
に出力するダイポーラ変調モードと、出力電圧の半周期
中に同一極性のパルスを出力するユニポーラ変調モード
を用い、運転モードがカ行運転モードまたは出力電圧が
上昇時のとき、ダイポーラ変調モードを使用可能とし、
運転モードが回生運転モードまたは出力電圧が下降時の
とき、ダイポーラ変調モードを使用不可とする手段２１
を設ける。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、直流を交流に変換
する電力変換装置に係わり、特に、車両を駆動するため
の３レベルインバータからなる電力変換装置に関する。
する電力変換装置に係わり、特に、車両を駆動するため
の３レベルインバータからなる電力変換装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】３レベルインバータは、直流電源電圧
（架線電圧）を直列接続されたコンデンサによって２つ
の直流電圧に分圧し、正（高電位）、零（中間電位）及
び負（低電位）の３つの電圧レベルを作り、主回路スイ
ッチング素子のオン・オフ動作により、これら３レベル
の電圧をインバータ出力端子に選択的に導出し、出力電
圧を制御する。この３レベルインバータの出力電圧をＰ
ＷＭ制御する装置は、例えば特願平３−３０１５１２号
公報に記載されている。この公報の装置には、ＰＷＭモ
ードとして、ダイポーラ変調（出力電圧の半周期内にパ
ルスをゼロ電圧を介して正負交互に出力することにより
出力電圧を表現）、ユニポーラ変調（出力電圧の半周期
中に単一極性のパルスを出力することにより出力電圧を
表現）、部分ダイポーラ変調（上記ダイポーラ変調とユ
ニポーラ変調が１周期中に混在）を用いる方法が採用さ
れている。また、特願平５−１１９１６５号公報に示さ
れた装置には、装置の素子損失を抑制するため、ダイポ
ーラ変調のスイッチング周波数をユニポーラ変調のスイ
ッチング周波数より低く設定する方式が採用されてい
る。
（架線電圧）を直列接続されたコンデンサによって２つ
の直流電圧に分圧し、正（高電位）、零（中間電位）及
び負（低電位）の３つの電圧レベルを作り、主回路スイ
ッチング素子のオン・オフ動作により、これら３レベル
の電圧をインバータ出力端子に選択的に導出し、出力電
圧を制御する。この３レベルインバータの出力電圧をＰ
ＷＭ制御する装置は、例えば特願平３−３０１５１２号
公報に記載されている。この公報の装置には、ＰＷＭモ
ードとして、ダイポーラ変調（出力電圧の半周期内にパ
ルスをゼロ電圧を介して正負交互に出力することにより
出力電圧を表現）、ユニポーラ変調（出力電圧の半周期
中に単一極性のパルスを出力することにより出力電圧を
表現）、部分ダイポーラ変調（上記ダイポーラ変調とユ
ニポーラ変調が１周期中に混在）を用いる方法が採用さ
れている。また、特願平５−１１９１６５号公報に示さ
れた装置には、装置の素子損失を抑制するため、ダイポ
ーラ変調のスイッチング周波数をユニポーラ変調のスイ
ッチング周波数より低く設定する方式が採用されてい
る。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】上記特願平３−３０１
５１２号公報の装置では、特定のＰＷＭモード（ダイポ
ーラ変調モード）においてスイッチングに起因する損失
が大きく、損失の均一化が課題であった。また、上記特
願平５−１１９１６５号公報の装置は、この課題を解決
する一方式であるが、ダイポーラ変調時のスイッチング
周波数を低減制御する必要があった。
５１２号公報の装置では、特定のＰＷＭモード（ダイポ
ーラ変調モード）においてスイッチングに起因する損失
が大きく、損失の均一化が課題であった。また、上記特
願平５−１１９１６５号公報の装置は、この課題を解決
する一方式であるが、ダイポーラ変調時のスイッチング
周波数を低減制御する必要があった。
【０００４】本発明の課題は、スイッチング周波数を低
減しない場合でも、スイッチング損失の低減化を図り、
小形・軽量、高効率化が可能な電力変換装置を提供する
ことにある。
減しない場合でも、スイッチング損失の低減化を図り、
小形・軽量、高効率化が可能な電力変換装置を提供する
ことにある。
【０００５】
【課題を解決するための手段】上記課題は、ダイポーラ
変調とユニポーラ変調を用いたＰＷＭ制御おいて、装置
の運転モードに応じてダイポーラ変調を選択的に使用不
可能とする手段を設けることにより、達成される。ここ
で、ダイポーラ変調を選択的に使用不可能とする手段
は、運転モードがカ行運転モードまたは出力電圧が上昇
時のとき、ダイポーラ変調を使用可能とし、回生運転モ
ードまたは出力電圧が下降時のとき、ダイポーラ変調を
使用不可とする。これにより、発生損失の平均値の低減
が可能となる。
変調とユニポーラ変調を用いたＰＷＭ制御おいて、装置
の運転モードに応じてダイポーラ変調を選択的に使用不
可能とする手段を設けることにより、達成される。ここ
で、ダイポーラ変調を選択的に使用不可能とする手段
は、運転モードがカ行運転モードまたは出力電圧が上昇
時のとき、ダイポーラ変調を使用可能とし、回生運転モ
ードまたは出力電圧が下降時のとき、ダイポーラ変調を
使用不可とする。これにより、発生損失の平均値の低減
が可能となる。
【０００６】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施形態を図面を
用いて説明する。図１は、本発明の一実施形態による電
力変換装置を示す。図１において、５は直流電圧源であ
る電車線（架線）、６１、６２は直流電圧源５の電圧か
ら交流出力側の零電位に相当する中間電圧（中性点電
圧）を作り出すために分割したコンデンサ（分割コンデ
ンサ）、ここでは、分割コンデンサ電圧はＥｄ／２（Ｅ
ｄ：全直流電圧）とした。７０〜７３は還流用の整流素
子を備えた自己消弧可能なスイッチング素子（本実施形
態ではＩＧＢＴとしたが、ＧＴＯ、トランジスタ等でも
良い。）、７４、７５はコンデンサの中性点電圧を導出
する補助整流素子である。７ａはＵ相一相分の主回路を
構成し、７ｂ及び７ｃはそれぞれＶ相分及びＷ相分を構
成する。８は誘導電動機である。相単位の主回路７ａ〜
７ｃは、それぞれ相毎に独立に動作可能であり、スイッ
チング素子の選択的なオン・オフ制御により３レベルの
出力電圧を発生する。その基本的な動作を主回路７ａを
例に説明する。コンデンサ６１、６２の電圧Ｅｄ／２を
完全平滑な直流電圧源として、《表１》に示すように、
スイッチング素子７０〜７３をオン・オフ制御すると、
交流出力端子ＵにＥｄ／２、０、−Ｅｄ／２の３レベル
の出力電圧ｅを得る。
用いて説明する。図１は、本発明の一実施形態による電
力変換装置を示す。図１において、５は直流電圧源であ
る電車線（架線）、６１、６２は直流電圧源５の電圧か
ら交流出力側の零電位に相当する中間電圧（中性点電
圧）を作り出すために分割したコンデンサ（分割コンデ
ンサ）、ここでは、分割コンデンサ電圧はＥｄ／２（Ｅ
ｄ：全直流電圧）とした。７０〜７３は還流用の整流素
子を備えた自己消弧可能なスイッチング素子（本実施形
態ではＩＧＢＴとしたが、ＧＴＯ、トランジスタ等でも
良い。）、７４、７５はコンデンサの中性点電圧を導出
する補助整流素子である。７ａはＵ相一相分の主回路を
構成し、７ｂ及び７ｃはそれぞれＶ相分及びＷ相分を構
成する。８は誘導電動機である。相単位の主回路７ａ〜
７ｃは、それぞれ相毎に独立に動作可能であり、スイッ
チング素子の選択的なオン・オフ制御により３レベルの
出力電圧を発生する。その基本的な動作を主回路７ａを
例に説明する。コンデンサ６１、６２の電圧Ｅｄ／２を
完全平滑な直流電圧源として、《表１》に示すように、
スイッチング素子７０〜７３をオン・オフ制御すると、
交流出力端子ＵにＥｄ／２、０、−Ｅｄ／２の３レベル
の出力電圧ｅを得る。
【表１】 Ｓｐ〜Ｓｎ及びＳは、スイッチング素子７０〜７３の導
通状態を１、０、−１で表現するスイッチング関数であ
り、出力電圧ｅは、
通状態を１、０、−１で表現するスイッチング関数であ
り、出力電圧ｅは、
【数１】 ｅ＝ＳｐＥｄ／２−ＳｎＥｄ／２＝ＳＥｄ／２ （１） で表される。ｅは大きさがＥｄ／２、０、−Ｅｄ／２の
パルス状電圧を組み合わせた波形となるが、一般には、
ｅが正弦波に近づくようにＳをパルス幅変調（ＰＷＭ）
制御する。ＰＷＭ制御は、ＳｐとＳｎを用意することに
より、スイッチング素子の導通状態を決定することがで
きる。
パルス状電圧を組み合わせた波形となるが、一般には、
ｅが正弦波に近づくようにＳをパルス幅変調（ＰＷＭ）
制御する。ＰＷＭ制御は、ＳｐとＳｎを用意することに
より、スイッチング素子の導通状態を決定することがで
きる。
【０００７】ここで、本実施形態のＰＷＭ制御を説明す
るに先だって、図２を用いて、（イ）ダイポーラ変調、
（ロ）部分ダイポーラ変調及び（ハ）ユニポーラ変調に
ついて説明する。一般に、インバータ出力電圧実行値指
令Ｅ*と直流電圧Ｅｄより、基本波振幅指令Ａを次式に
示すように設定する。
るに先だって、図２を用いて、（イ）ダイポーラ変調、
（ロ）部分ダイポーラ変調及び（ハ）ユニポーラ変調に
ついて説明する。一般に、インバータ出力電圧実行値指
令Ｅ*と直流電圧Ｅｄより、基本波振幅指令Ａを次式に
示すように設定する。
【数２】 Ａ＝２√２Ｅ*／Ｅｄ （２） インバータ出力電圧指令ａは、基本波振幅指令Ａ及び位
相θにより、
相θにより、
【数３】 ａ＝Ａｓｉｎθ （３） で与えられ、図３（ａ）に示す基本波振幅指令となる。
【０００８】（イ）ダイポーラ変調について インバータ出力電圧実行値指令Ｅ*が微小電圧である場
合に最小オンパルス幅を確保するため、図２（ｂ）、
（ｃ）に示すように、正側バイアス指令ａｂｐ、負側バ
イアス指令ａｂｎを次式に従って作成する。
合に最小オンパルス幅を確保するため、図２（ｂ）、
（ｃ）に示すように、正側バイアス指令ａｂｐ、負側バ
イアス指令ａｂｎを次式に従って作成する。
【数４】 ａｂｐ＝（Ａ／２）ｓｉｎθ＋Ｂ ａｂｎ＝（Ａ／２）ｓｉｎθ−Ｂ （４） Ｂ：バイアス量 ここで、バイアス量Ｂによって所定の方向に偏位させ、
図２（ｄ）、（ｅ）に示すように、正電圧指令ａｐ、負
電圧指令ａｎを作成する。
図２（ｄ）、（ｅ）に示すように、正電圧指令ａｐ、負
電圧指令ａｎを作成する。
【０００９】（ロ）部分ダイポーラ変調について バイアス量Ｂの大きさによっては、図２（ｂ）、（ｃ）
に示すように、正側バイアス指令ａｂｐ、負側バイアス
指令ａｂｎをインバータ出力電圧において表現しうるス
イッチングパターンの実現が局所的に不可能な場合が生
じる。そこで、図２（ｄ）、（ｅ）に示すように、正電
圧指令ａｐ、負電圧指令ａｎを次式に示すように設定す
る。これによって、インバータ出力電圧指令を忠実に出
力電圧として表現することができる。
に示すように、正側バイアス指令ａｂｐ、負側バイアス
指令ａｂｎをインバータ出力電圧において表現しうるス
イッチングパターンの実現が局所的に不可能な場合が生
じる。そこで、図２（ｄ）、（ｅ）に示すように、正電
圧指令ａｐ、負電圧指令ａｎを次式に示すように設定す
る。これによって、インバータ出力電圧指令を忠実に出
力電圧として表現することができる。
【数５】 （Ａ／２）ｓｉｎθ＋Ｂ（期間I） ａｐ＝｛ Ａｓｉｎθ （期間II） （５） ０ （ａｎが期間IIのとき）
【数６】 （Ａ／２）ｓｉｎθ−Ｂ（期間I） ａｎ＝｛ Ａｓｉｎθ （期間II） （６） ０ （ａｐが期間IIのとき） ここで、期間Iはダイポーラ変調、期間IIはユニポーラ
変調となる。
変調となる。
【００１０】（ハ）ユニポーラ変調について バイアス量Ｂを０にすると、図２（ｂ）、（ｃ）に示す
正側バイアス指令ａｂｐ、負側バイアス指令ａｂｎの２
本の振幅指令は完全に一致し、図２（ｄ）、（ｅ）に示
すように、正電圧指令ａｐ及び負電圧指令ａｎは、次式
に示すものとなる。
正側バイアス指令ａｂｐ、負側バイアス指令ａｂｎの２
本の振幅指令は完全に一致し、図２（ｄ）、（ｅ）に示
すように、正電圧指令ａｐ及び負電圧指令ａｎは、次式
に示すものとなる。
【数７】 Ａｓｉｎθ（ａｂｐ≧０） ａｐ＝｛ （７） ０ （ａｂｐ＜０）
【数８】 ０ （ａｂｎ＞０） ａｎ＝｛ （８） Ａｓｉｎθ（ａｂｎ≦０）
【００１１】図２（ｈ）は、各変調による出力電圧を示
す。（イ）ダイポーラ変調は、出力電圧の一周期の全期
間においてダイポーラ変調制御が行われる。（ロ）部分
ダイポーラ変調は、インバータ出力電圧指令のピーク付
近ではユニポーラ変調制御が行われ、インバータ出力電
圧指令の裾野ではダイポーラ変調制御が行われる。ま
た、（ハ）ユニポーラ変調は、Ｂ＝０のとき、全期間に
おいてユニポーラ変調制御が行われる。
す。（イ）ダイポーラ変調は、出力電圧の一周期の全期
間においてダイポーラ変調制御が行われる。（ロ）部分
ダイポーラ変調は、インバータ出力電圧指令のピーク付
近ではユニポーラ変調制御が行われ、インバータ出力電
圧指令の裾野ではダイポーラ変調制御が行われる。ま
た、（ハ）ユニポーラ変調は、Ｂ＝０のとき、全期間に
おいてユニポーラ変調制御が行われる。
【００１２】次に、本実施形態のＰＷＭ制御部について
説明する。図１において、ＰＷＭ制御部は、基本波電圧
指令発生器１、振幅指令分配器２、極性判別分配器３、
パルス発生器４及びゲート論理部５を有する。基本波電
圧指令発生器１はｓｉｎθ発生器１１、振幅設定器１２
及び乗算器１３、振幅指令分配器２は除算器（１／２）
２０、バイアス設定器２１及び加算器２２、減算器２
３、極性判別分配器３は信号分配器３０、３１、３３、
３４及び加算器３２、３５からなる。基本波電圧指令発
生器１は、インバータ出力電圧の周波数指令Ｆｉ*をｓ
ｉｎθ発生器１１に入力し、ｓｉｎθを求め、インバー
タ出力電圧実行値指令Ｅ*及び直流電圧Ｅｄを振幅設定
器１２に入力し、基本波振幅指令値Ａを求め、乗算器１
３を介して瞬時のインバータ出力電圧指令Ａｓｉｎθを
求め、振幅指令分配器２に出力する。振幅指令分配器２
では、インバータ出力電圧指令Ａｓｉｎθを除算器（１
／２）２０により１／２とし、また、基本波振幅指令値
Ａ（変調率）と運転モード（力行／回生モード）に応じ
てバイアス設定器２１によってバイアス量Ｂを設定し、
除算器（１／２）２０の出力Ａｓｉｎθ・１／２に加算
器２２、減算器２３を介してバイアス量Ｂを加算または
減算して、正側バイアス指令ａｂｐ及び負側バイアス指
令ａｂｎを発生する。正側バイアス指令ａｂｐ及び負側
バイアス指令ａｂｎを極性判別分配器３に入力し、信号
分配器３０、３４及び加算器３２、信号分配器３１、３
３及び加算器３５を介してそれぞれ正負パルスのための
正電圧指令ａｐ及び負電圧指令ａｎに分配する。パルス
発生器４は、正電圧指令ａｐ及び負電圧指令ａｎを入力
し、主回路スイッチング素子７０と７３のＰＷＭ信号を
作り、それらの信号を反転して１相分のＰＷＭ信号Ｓ１
〜Ｓ４を作る。ゲート論理部５は、これらのＰＷＭ信号
を受けて、最小オン・オフ時間の確保や素子短絡を防止
する非ラップ時間等を管理したＰＷＭパルス列を生成
し、図示してないゲートドライバを介して主回路スイッ
チング素子７０〜７３にゲート信号を送る。
説明する。図１において、ＰＷＭ制御部は、基本波電圧
指令発生器１、振幅指令分配器２、極性判別分配器３、
パルス発生器４及びゲート論理部５を有する。基本波電
圧指令発生器１はｓｉｎθ発生器１１、振幅設定器１２
及び乗算器１３、振幅指令分配器２は除算器（１／２）
２０、バイアス設定器２１及び加算器２２、減算器２
３、極性判別分配器３は信号分配器３０、３１、３３、
３４及び加算器３２、３５からなる。基本波電圧指令発
生器１は、インバータ出力電圧の周波数指令Ｆｉ*をｓ
ｉｎθ発生器１１に入力し、ｓｉｎθを求め、インバー
タ出力電圧実行値指令Ｅ*及び直流電圧Ｅｄを振幅設定
器１２に入力し、基本波振幅指令値Ａを求め、乗算器１
３を介して瞬時のインバータ出力電圧指令Ａｓｉｎθを
求め、振幅指令分配器２に出力する。振幅指令分配器２
では、インバータ出力電圧指令Ａｓｉｎθを除算器（１
／２）２０により１／２とし、また、基本波振幅指令値
Ａ（変調率）と運転モード（力行／回生モード）に応じ
てバイアス設定器２１によってバイアス量Ｂを設定し、
除算器（１／２）２０の出力Ａｓｉｎθ・１／２に加算
器２２、減算器２３を介してバイアス量Ｂを加算または
減算して、正側バイアス指令ａｂｐ及び負側バイアス指
令ａｂｎを発生する。正側バイアス指令ａｂｐ及び負側
バイアス指令ａｂｎを極性判別分配器３に入力し、信号
分配器３０、３４及び加算器３２、信号分配器３１、３
３及び加算器３５を介してそれぞれ正負パルスのための
正電圧指令ａｐ及び負電圧指令ａｎに分配する。パルス
発生器４は、正電圧指令ａｐ及び負電圧指令ａｎを入力
し、主回路スイッチング素子７０と７３のＰＷＭ信号を
作り、それらの信号を反転して１相分のＰＷＭ信号Ｓ１
〜Ｓ４を作る。ゲート論理部５は、これらのＰＷＭ信号
を受けて、最小オン・オフ時間の確保や素子短絡を防止
する非ラップ時間等を管理したＰＷＭパルス列を生成
し、図示してないゲートドライバを介して主回路スイッ
チング素子７０〜７３にゲート信号を送る。
【００１３】本実施形態では、ダイポーラからユニポー
ラまでのＰＷＭモードを決定するバイアス設定器２１に
特徴を有する。図３に、バイアス設定器２１によってバ
イアスＢを設定するフローを示す。バイアス設定器２１
は、振幅設定器１２から変調率Ａと運転モードを読み込
み、運転モードが“カ行”の場合は、予め登録してある
変調率Ａに対するバイアステーブルを参照し、バイアス
Ｂを所定値に設定する。一方、運転モードが“回生”の
場合は、バイアスＢにゼロをセットし、処理を終了す
る。なお、この例では、カ行時のバイアス設定をテーブ
ル参照をベースとした処理で行っているが、バイアスＢ
を変調率Ａの関数として与えてもよいし、回生時のバイ
アス設定をテーブル参照（Ｂ＝０のテーブル）で行って
もよい。
ラまでのＰＷＭモードを決定するバイアス設定器２１に
特徴を有する。図３に、バイアス設定器２１によってバ
イアスＢを設定するフローを示す。バイアス設定器２１
は、振幅設定器１２から変調率Ａと運転モードを読み込
み、運転モードが“カ行”の場合は、予め登録してある
変調率Ａに対するバイアステーブルを参照し、バイアス
Ｂを所定値に設定する。一方、運転モードが“回生”の
場合は、バイアスＢにゼロをセットし、処理を終了す
る。なお、この例では、カ行時のバイアス設定をテーブ
ル参照をベースとした処理で行っているが、バイアスＢ
を変調率Ａの関数として与えてもよいし、回生時のバイ
アス設定をテーブル参照（Ｂ＝０のテーブル）で行って
もよい。
【００１４】ここで、本実施形態では、変調率Ａに対す
るバイアスＢを図４に示す３つの領域に限定する。 ダイポーラ変調領域 ：Ａ／２≦Ｂ＜０．５ 部分ダイポーラ変調領域 ：０＜Ｂ＜Ａ／２ ユニポーラ変調領域 ：Ｂ＝０
るバイアスＢを図４に示す３つの領域に限定する。 ダイポーラ変調領域 ：Ａ／２≦Ｂ＜０．５ 部分ダイポーラ変調領域 ：０＜Ｂ＜Ａ／２ ユニポーラ変調領域 ：Ｂ＝０
【００１５】図５は、バイアス設定器２１の出力（バイ
アス値Ｂ）とスイッチング損失の関係を示す。図５
（ａ）において、バイアス値ＢをＢｐのように変調率Ａ
（出力電圧に比例する。）に応じてＢ０から徐々にゼロ
まで減少させると、変調率Ａ１でダイポーラ変調モード
から部分ダイポーラ変調モード、変調率Ａ２で部分ダイ
ポーラ変調モードからユニポーラ変調モードに切り替え
られる（バイアス値をＢ０からゼロに一気に変化させれ
ば、部分ダイポーラ変調モードを省略できる。）。ここ
で、図２に示す（ｂ）（ｃ）の正側、負側バイアス指令
のバイアス値Ｂを連続的に変化させることにより、同一
の構成で３つの変調によるＰＷＭモードに対応すること
が可能である。バイアスＢｐの時の主回路素子のスイッ
チング損失は、図５（ｂ）に示すように、ダイポーラ変
調モードのとき損失Ｌ１、部分ダイポーラ変調モードの
とき損失Ｌ１（Ｌ０）から損失Ｌ０（Ｌ１）へと変化
し、ユニポーラ変調モードのとき損失Ｌ０となる。すな
わち、車両駆動において、起動から高速運転する“カ
行”の運転モード時（または、出力電圧上昇時）には、
ＰＷＭモードがダイポーラ変調から部分ダイポーラ変調
さらにユニポーラ変調モードに切り替えられ、主回路素
子のスイッチング損失は、Ｌ１、Ｌ１からＬ０、そして
Ｌ０となる。一方、高速運転から停止する“回生”の運
転モード時（または、出力電圧下降時）には、Ｌ０、Ｌ
０からＬ１、そしてＬ１となる。特に、変調率Ａが低い
領域すなわち車両の低速度領域でスイッチング損失が大
きくなる。ところで、バイアス値をＢｂのようにゼロに
固定すると、スイッチング損失はＬ０でほぼ一定とな
る。
アス値Ｂ）とスイッチング損失の関係を示す。図５
（ａ）において、バイアス値ＢをＢｐのように変調率Ａ
（出力電圧に比例する。）に応じてＢ０から徐々にゼロ
まで減少させると、変調率Ａ１でダイポーラ変調モード
から部分ダイポーラ変調モード、変調率Ａ２で部分ダイ
ポーラ変調モードからユニポーラ変調モードに切り替え
られる（バイアス値をＢ０からゼロに一気に変化させれ
ば、部分ダイポーラ変調モードを省略できる。）。ここ
で、図２に示す（ｂ）（ｃ）の正側、負側バイアス指令
のバイアス値Ｂを連続的に変化させることにより、同一
の構成で３つの変調によるＰＷＭモードに対応すること
が可能である。バイアスＢｐの時の主回路素子のスイッ
チング損失は、図５（ｂ）に示すように、ダイポーラ変
調モードのとき損失Ｌ１、部分ダイポーラ変調モードの
とき損失Ｌ１（Ｌ０）から損失Ｌ０（Ｌ１）へと変化
し、ユニポーラ変調モードのとき損失Ｌ０となる。すな
わち、車両駆動において、起動から高速運転する“カ
行”の運転モード時（または、出力電圧上昇時）には、
ＰＷＭモードがダイポーラ変調から部分ダイポーラ変調
さらにユニポーラ変調モードに切り替えられ、主回路素
子のスイッチング損失は、Ｌ１、Ｌ１からＬ０、そして
Ｌ０となる。一方、高速運転から停止する“回生”の運
転モード時（または、出力電圧下降時）には、Ｌ０、Ｌ
０からＬ１、そしてＬ１となる。特に、変調率Ａが低い
領域すなわち車両の低速度領域でスイッチング損失が大
きくなる。ところで、バイアス値をＢｂのようにゼロに
固定すると、スイッチング損失はＬ０でほぼ一定とな
る。
【００１６】そこで、本実施形態では、この点に着目
し、カ行運転モードにおいては、起動時にダイポーラ変
調を選択するようにバイアスをＢｐに設定し、その値を
Ｂ０とし、高速運転に移行するに従ってすなわち変調率
Ａに応じてＢ０から徐々にゼロまで減少させ、部分ダイ
ポーラ変調からユニポーラ変調モードにＰＷＭモードの
切り替えを行うが、回生運転モードではバイアスをＢｂ
すなわちゼロに設定し、ＰＷＭモードの切り替えを行わ
ず、常にユニポーラ変調モードとし、ダイポーラ変調モ
ードを不使用とする。ここで、ダイポーラ変調は、３レ
ベルインバータにおいてゼロを含む微小電圧の制御に欠
かせないものであるが、車両駆動の用途では、ブレーキ
（回生運転）の際にはユニポーラ変調による電圧制御で
も十分対応することが可能である。これにより、回生運
転モードにおいては、図５（ｂ）に示す斜線部分のスイ
ッチング損失が無くなり、スイッチング損失を低減する
ことができる。これは、カ行と回生運転の全体的な観点
から、スイッチング損失を平均的に低減することにな
り、スイッチング素子の熱発生を抑制し、装置として全
体的に小形・軽量化が可能になると共に、装置の高効率
化が図られる。
し、カ行運転モードにおいては、起動時にダイポーラ変
調を選択するようにバイアスをＢｐに設定し、その値を
Ｂ０とし、高速運転に移行するに従ってすなわち変調率
Ａに応じてＢ０から徐々にゼロまで減少させ、部分ダイ
ポーラ変調からユニポーラ変調モードにＰＷＭモードの
切り替えを行うが、回生運転モードではバイアスをＢｂ
すなわちゼロに設定し、ＰＷＭモードの切り替えを行わ
ず、常にユニポーラ変調モードとし、ダイポーラ変調モ
ードを不使用とする。ここで、ダイポーラ変調は、３レ
ベルインバータにおいてゼロを含む微小電圧の制御に欠
かせないものであるが、車両駆動の用途では、ブレーキ
（回生運転）の際にはユニポーラ変調による電圧制御で
も十分対応することが可能である。これにより、回生運
転モードにおいては、図５（ｂ）に示す斜線部分のスイ
ッチング損失が無くなり、スイッチング損失を低減する
ことができる。これは、カ行と回生運転の全体的な観点
から、スイッチング損失を平均的に低減することにな
り、スイッチング素子の熱発生を抑制し、装置として全
体的に小形・軽量化が可能になると共に、装置の高効率
化が図られる。
【００１７】なお、これらの特性は、主回路素子だけで
はなく、スナバ回路の損失でも同様の関係がある。
はなく、スナバ回路の損失でも同様の関係がある。
【００１８】以上の実施形態は、誘導電動機を例にとっ
て説明したが、この他の交流電動機でも同様である。当
然ながら、マイクロプロセッサ等を用いれば、図１のパ
ルス発生手段４の一部または全てをプログラム化し、ソ
フトウェア的に実現することが可能である。
て説明したが、この他の交流電動機でも同様である。当
然ながら、マイクロプロセッサ等を用いれば、図１のパ
ルス発生手段４の一部または全てをプログラム化し、ソ
フトウェア的に実現することが可能である。
【００１９】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
運転モードに応じたＰＷＭモードの効果的な選択によ
り、スイッチング損失を低減することができる。この結
果、スイッチング素子の熱発生を抑制し、装置として全
体的に小形・軽量化が可能になると共に、装置の高効率
化が図られる。
運転モードに応じたＰＷＭモードの効果的な選択によ
り、スイッチング損失を低減することができる。この結
果、スイッチング素子の熱発生を抑制し、装置として全
体的に小形・軽量化が可能になると共に、装置の高効率
化が図られる。
【図１】本発明の一実施形態による電力変換装置
【図２】変調波形を説明する図
【図３】本発明のバイアスの設定フロー
【図４】変調領域を説明する図
【図５】バイアスの設定とスイッチング損失の関係を示
す図
す図
【図６】スイッチング素子の導通状態とスイッチング関
数の表図（表１）
数の表図（表１）
１：基本波電圧指令発生器 ２：振幅指令分
配器 ２１：バイアス設定器 ３：極性判別分
配器 ３０、３１、３３、３４：信号分配器 ４：パルス発生器 ５：ゲート論理
部 ５：直流電圧源（架線） ６１、６２：分
圧コンデンサ ７０〜７３：スイッチング素子 ７４、７５：補
助整流素子 ７ａ、７ｂ、７ｃ：スイッチングアーム ８：誘導電動機
配器 ２１：バイアス設定器 ３：極性判別分
配器 ３０、３１、３３、３４：信号分配器 ４：パルス発生器 ５：ゲート論理
部 ５：直流電圧源（架線） ６１、６２：分
圧コンデンサ ７０〜７３：スイッチング素子 ７４、７５：補
助整流素子 ７ａ、７ｂ、７ｃ：スイッチングアーム ８：誘導電動機
─────────────────────────────────────────────────────
【手続補正書】
【提出日】平成８年１２月１３日
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】図面の簡単な説明
【補正方法】変更
【補正内容】
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施形態による電力変換装置
【図２】変調波形を説明する図
【図３】本発明のバイアスの設定フロー
【図４】変調領域を説明する図
【図５】バイアスの設定とスイッチング損失の関係を示
す図
す図
Claims (3)
- 【請求項１】 直流を３レベルの電位を有する交流相電
圧に変換する電力変換装置において、ＰＷＭ制御にあた
って少なくとも、前記電力変換装置の出力電圧の一周期
にわたりパルスを正負交互に出力するダイポーラ変調モ
ードと、前記出力電圧の半周期中に同一極性のパルスを
出力するユニポーラ変調モードを用い、力行または回生
運転モードに応じて前記ダイポーラ変調モードを使い分
ける手段を備えることを特徴とする電力変換装置。 - 【請求項２】 直流を３レベルの電位を有する交流相電
圧に変換する電力変換装置において、ＰＷＭ制御にあた
って少なくとも、前記電力変換装置の出力電圧の一周期
にわたりパルスを正負交互に出力するダイポーラ変調モ
ードと、前記出力電圧の半周期中に同一極性のパルスを
出力するユニポーラ変調モードを用い、前記出力電圧の
上昇時または下降時かに応じて前記ダイポーラ変調モー
ドを使い分ける手段を備えることを特徴とする電力変換
装置。 - 【請求項３】 直流を３レベルの電位を有する交流相電
圧に変換する電力変換装置において、ＰＷＭ制御にあた
って少なくとも、前記電力変換装置の出力電圧の一周期
にわたりパルスを正負交互に出力するダイポーラ変調モ
ードと、前記出力電圧の半周期中に同一極性のパルスを
出力するユニポーラ変調モードを用い、運転モードがカ
行運転モードまたは前記出力電圧が上昇時のとき、ダイ
ポーラ変調モードを使用可能とし、運転モードが回生運
転モードまたは前記出力電圧が下降時のとき、ダイポー
ラ変調モードを使用不可とする手段を備えることを特徴
とする電力変換装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8294359A JPH10127064A (ja) | 1996-10-16 | 1996-10-16 | 電力変換装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8294359A JPH10127064A (ja) | 1996-10-16 | 1996-10-16 | 電力変換装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10127064A true JPH10127064A (ja) | 1998-05-15 |
Family
ID=17806696
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8294359A Pending JPH10127064A (ja) | 1996-10-16 | 1996-10-16 | 電力変換装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH10127064A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE112009000549T5 (de) | 2008-03-10 | 2011-01-27 | Toyota Jidosha Kabushiki Kaisha, Toyota-shi | Elektromotor-Ansteuerungsvorrichtung und Verfahren zu deren Steuerung |
-
1996
- 1996-10-16 JP JP8294359A patent/JPH10127064A/ja active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE112009000549T5 (de) | 2008-03-10 | 2011-01-27 | Toyota Jidosha Kabushiki Kaisha, Toyota-shi | Elektromotor-Ansteuerungsvorrichtung und Verfahren zu deren Steuerung |
| US8350516B2 (en) | 2008-03-10 | 2013-01-08 | Toyota Jidosha Kabushiki Kaisha | Electric motor drive device and method of controlling the same |
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