JPH10127076A - 電動機の状態帰還制御方法および装置 - Google Patents
電動機の状態帰還制御方法および装置Info
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- JPH10127076A JPH10127076A JP8274319A JP27431996A JPH10127076A JP H10127076 A JPH10127076 A JP H10127076A JP 8274319 A JP8274319 A JP 8274319A JP 27431996 A JP27431996 A JP 27431996A JP H10127076 A JPH10127076 A JP H10127076A
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- 238000000034 method Methods 0.000 title claims description 12
- 230000001133 acceleration Effects 0.000 claims abstract description 24
- 230000004044 response Effects 0.000 abstract description 10
- 230000002708 enhancing effect Effects 0.000 abstract 1
- 239000011159 matrix material Substances 0.000 description 13
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 5
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 5
- 230000004043 responsiveness Effects 0.000 description 4
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 description 3
- 238000007796 conventional method Methods 0.000 description 1
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 1
- 238000005096 rolling process Methods 0.000 description 1
- 230000006641 stabilisation Effects 0.000 description 1
- 238000011105 stabilization Methods 0.000 description 1
- 230000001052 transient effect Effects 0.000 description 1
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- Control Of Electric Motors In General (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 加速期間，定速期間，減速期間の各期間に分
けて、状態帰還係数を切換えて制御することにより、高
い安定性を有し、応答の速い、精度の良い電動機制御方
法を提供する。 【解決手段】 電力変換器と電動機から構成される主回
路において、電動機電流を状態帰還伝達関数１１を通し
て正帰還し、電動機角速度を、加速期間では、加速度状
態帰還伝達関数１３により正帰還し、また減速帰還で
は、減速度状態帰還伝達関数１５により負帰還する。
けて、状態帰還係数を切換えて制御することにより、高
い安定性を有し、応答の速い、精度の良い電動機制御方
法を提供する。 【解決手段】 電力変換器と電動機から構成される主回
路において、電動機電流を状態帰還伝達関数１１を通し
て正帰還し、電動機角速度を、加速期間では、加速度状
態帰還伝達関数１３により正帰還し、また減速帰還で
は、減速度状態帰還伝達関数１５により負帰還する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、電動機の制御方法
に関し、特にロボット、エレベータ等の位置制御に用い
る電動機の制御方法および装置に関するものである。
に関し、特にロボット、エレベータ等の位置制御に用い
る電動機の制御方法および装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】従来、電動機の動作の安定化をはかり、
応答性を改善するため、希望の固有値を設定する状態フ
ィードバックすなわち状態帰還が用いられる［例えば、
白石昌武著「入門現代制御理論」日刊工業社（１９９５
年３月）］。
応答性を改善するため、希望の固有値を設定する状態フ
ィードバックすなわち状態帰還が用いられる［例えば、
白石昌武著「入門現代制御理論」日刊工業社（１９９５
年３月）］。
【０００３】図１は電力変換器および電動機から構成さ
れる主回路のブロック線図であり、同図において、１は
電力変換器伝達関数ＫI 、２は電機子回路伝達関数ＫE
／（１＋ＴE ｓ）、３および４はそれぞれ界磁定数Ｋ
Φ、５は回転子伝達関数１／Ｊｓである。
れる主回路のブロック線図であり、同図において、１は
電力変換器伝達関数ＫI 、２は電機子回路伝達関数ＫE
／（１＋ＴE ｓ）、３および４はそれぞれ界磁定数Ｋ
Φ、５は回転子伝達関数１／Ｊｓである。
【０００４】電力変換器および電動機から構成される主
回路システムの状態方程式および出力方程式は、Ｘを状
態ベクトル、Ｕを制御ベクトル、Ｙを出力ベクトル、Ｋ
を帰還係数ベクトル、Ｖを入力ベクトルとすると、次式
のようになる。
回路システムの状態方程式および出力方程式は、Ｘを状
態ベクトル、Ｕを制御ベクトル、Ｙを出力ベクトル、Ｋ
を帰還係数ベクトル、Ｖを入力ベクトルとすると、次式
のようになる。
【０００５】
【数１】
【０００６】ここに、ＫI ：電力変換器定数、ＫE ＝１
／ＲM ：電機子定数、ＲM ：電機子抵抗、ＴE ＝ＬM ／
ＲM ：電気的時定数、ＬM ：電機子インダクタンス、Ｋ
Φ：界磁定数、Ｊ：慣性能率、ＥI ：入力電圧、ＶM ：
電機子電圧、ＩM ：電機子（トルク）電流、ωM ：電動
機角速度、［ ］：行列である。
／ＲM ：電機子定数、ＲM ：電機子抵抗、ＴE ＝ＬM ／
ＲM ：電気的時定数、ＬM ：電機子インダクタンス、Ｋ
Φ：界磁定数、Ｊ：慣性能率、ＥI ：入力電圧、ＶM ：
電機子電圧、ＩM ：電機子（トルク）電流、ωM ：電動
機角速度、［ ］：行列である。
【０００７】以上の式を用いて、状態変数線図を描く
と、図２のようになる。同図において、６は制御行列
Ｂ、７は積分器、８はシステム行列Ａ、９は出力行列
Ｃ、１０は帰還係数行列Ｋである。
と、図２のようになる。同図において、６は制御行列
Ｂ、７は積分器、８はシステム行列Ａ、９は出力行列
Ｃ、１０は帰還係数行列Ｋである。
【０００８】この帰還係数行列（Ｋ＝［Ｋ1 Ｋ2 ］）
は、式（１）を解くことにより、次のように求めること
ができる。
は、式（１）を解くことにより、次のように求めること
ができる。
【０００９】
【数２】
【００１０】ここに、ｋ1 ，ｋ2 ：状態帰還行列Ｋの希
望固有値である。したがって、このＫ1 およびＫ2 の値
を選定し、状態変数Ｘの係数行列（Ａ−ＢＫ）の固有値
を変えることにより、安定化をはかり、応答性を改善で
きる。
望固有値である。したがって、このＫ1 およびＫ2 の値
を選定し、状態変数Ｘの係数行列（Ａ−ＢＫ）の固有値
を変えることにより、安定化をはかり、応答性を改善で
きる。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】上記のように、従来の
制御方法の場合には、帰還係数行列の定数を増加してゆ
くと、ある値までは位置精度が改善されるが、それ以上
の値にすると、逆に精度が悪化するため、精度の改善に
最小値すなわち限界が存在するという欠点がある。
制御方法の場合には、帰還係数行列の定数を増加してゆ
くと、ある値までは位置精度が改善されるが、それ以上
の値にすると、逆に精度が悪化するため、精度の改善に
最小値すなわち限界が存在するという欠点がある。
【００１２】したがって、台形波速度指令を用いて電動
機の位置制御する場合には、位置精度に限界が生ずる。
機の位置制御する場合には、位置精度に限界が生ずる。
【００１３】本発明の目的は、上記の欠点を除去するた
めに研究，開発されたもので、全期間一律に状態帰還し
て制御するのではなくて、加速期間，定速期間，減速期
間の各期間に分けて、状態帰還係数を切換えて制御する
ことにより、高い安定性を有し、応答の速い、精度の良
い電動機制御方法を提供することにある。
めに研究，開発されたもので、全期間一律に状態帰還し
て制御するのではなくて、加速期間，定速期間，減速期
間の各期間に分けて、状態帰還係数を切換えて制御する
ことにより、高い安定性を有し、応答の速い、精度の良
い電動機制御方法を提供することにある。
【００１４】
【課題を解決するための手段】上記の目的を達成するた
めに、本発明にかかる電動機の位置決め制御方法は、全
期間に一律に状態帰還定数により制御するのではなく
て、与えられた台形波速度指令に対し、加速，定速，減
速の各期間に対し最適の状態帰還定数と帰還係数の符号
を選択し、使用することにより、極めて高い精度の位置
制御ができることを特徴としている。
めに、本発明にかかる電動機の位置決め制御方法は、全
期間に一律に状態帰還定数により制御するのではなく
て、与えられた台形波速度指令に対し、加速，定速，減
速の各期間に対し最適の状態帰還定数と帰還係数の符号
を選択し、使用することにより、極めて高い精度の位置
制御ができることを特徴としている。
【００１５】また、切換えによる状態の変化率を制限す
ることにより、過大な変化を生じないようにすることに
より、電力変換器や電動機に過大な物理量や変化が加わ
らないことを特徴としている。
ることにより、過大な変化を生じないようにすることに
より、電力変換器や電動機に過大な物理量や変化が加わ
らないことを特徴としている。
【００１６】台形波速度指令に対し、電動機の応答遅れ
により電動機速度が追従しないのに対し、本発明では、
加速，定速，減速の各期間に分けて、状態帰還すること
により、安定性，応答性および追従精度を飛躍的に改善
し、位置誤差を減少させるものである。さらに、切換え
に基づく過渡変化の度合いを抑制することにより、過大
な物理量および変化量が電力変換器および電動機に印加
されないので、それらの定格の増大が抑えられる。
により電動機速度が追従しないのに対し、本発明では、
加速，定速，減速の各期間に分けて、状態帰還すること
により、安定性，応答性および追従精度を飛躍的に改善
し、位置誤差を減少させるものである。さらに、切換え
に基づく過渡変化の度合いを抑制することにより、過大
な物理量および変化量が電力変換器および電動機に印加
されないので、それらの定格の増大が抑えられる。
【００１７】
【発明の実施の形態】本発明の実施例を図面に基づいて
説明する。図３に本発明の制御系の基本的な構成例を示
す。同図において、１１は電動機電流状態帰還伝達関数
ＫC 、１２はアナログゲート要素、１３は加速度状態帰
還伝達関数ＫA （ｓ）、１４はアナログゲート要素、１
５は減速度状態帰還伝達関数ＫD （ｓ）である。なお、
１〜５は、図１で説明した要素と同一である。
説明する。図３に本発明の制御系の基本的な構成例を示
す。同図において、１１は電動機電流状態帰還伝達関数
ＫC 、１２はアナログゲート要素、１３は加速度状態帰
還伝達関数ＫA （ｓ）、１４はアナログゲート要素、１
５は減速度状態帰還伝達関数ＫD （ｓ）である。なお、
１〜５は、図１で説明した要素と同一である。
【００１８】図３の実施例の動作を説明するための、動
作波形を図４に示す。図３において、移動距離が与えら
れると、それに必要な図４（Ａ）に示す速度指令ωR が
入力ＥI ′に与えられる。速度指令は加速期間では加速
度が一定のため、その微分値である電動機のトルク電流
ＩM は図４（Ｂ）に示すように一定となる。その結果、
図３の３および５の伝達関数ＫΦ／Ｊｓにより積分され
て、電動機角速度ωMとなる。すなわち、伝達関数２の
電気的時定数ＴE および伝達関数５の慣性能率Ｊによ
り、電動機角速度ωM は、速度指令ωR に対し図４
（Ａ）に示すように応答遅れを生ずる。これに対し、図
３に示す電動機電流ＩM が状態帰還伝達関数１１を通し
正帰還されるので、電動機角速度の遅れが加速期間およ
び減速期間で補償される。そのため速度誤差が減少し、
位置誤差が改善される。同時に正帰還により応答も改善
される。
作波形を図４に示す。図３において、移動距離が与えら
れると、それに必要な図４（Ａ）に示す速度指令ωR が
入力ＥI ′に与えられる。速度指令は加速期間では加速
度が一定のため、その微分値である電動機のトルク電流
ＩM は図４（Ｂ）に示すように一定となる。その結果、
図３の３および５の伝達関数ＫΦ／Ｊｓにより積分され
て、電動機角速度ωMとなる。すなわち、伝達関数２の
電気的時定数ＴE および伝達関数５の慣性能率Ｊによ
り、電動機角速度ωM は、速度指令ωR に対し図４
（Ａ）に示すように応答遅れを生ずる。これに対し、図
３に示す電動機電流ＩM が状態帰還伝達関数１１を通し
正帰還されるので、電動機角速度の遅れが加速期間およ
び減速期間で補償される。そのため速度誤差が減少し、
位置誤差が改善される。同時に正帰還により応答も改善
される。
【００１９】電動機角速度ωM をそのまま状態帰還する
と、電動機角速度の応答は図４（Ａ）に示すように、速
度指令ωR に比し時間的に遅れるので、加速期間で速度
誤差を改善しても減速期間では速度誤差が増大する。そ
こで、図３に示すように加速期間では、ゲート信号ＴA
によりアナログゲート１２を開き加速度状態帰還伝達関
数１３により正帰還し、また減速期間では、ゲート信号
ＴD によりアナログゲート１４を開き減速度状態帰還伝
達関数１５により負帰還することにより、各期間の速度
誤差を補償する。これにより、位置誤差が改善される。
と、電動機角速度の応答は図４（Ａ）に示すように、速
度指令ωR に比し時間的に遅れるので、加速期間で速度
誤差を改善しても減速期間では速度誤差が増大する。そ
こで、図３に示すように加速期間では、ゲート信号ＴA
によりアナログゲート１２を開き加速度状態帰還伝達関
数１３により正帰還し、また減速期間では、ゲート信号
ＴD によりアナログゲート１４を開き減速度状態帰還伝
達関数１５により負帰還することにより、各期間の速度
誤差を補償する。これにより、位置誤差が改善される。
【００２０】アナログゲート１２および１４のゲート信
号ＴA およびＴD の動作波形を図４（Ｄ）および（Ｅ）
に示す。この場合の状態帰還信号ＥF の動作波形を図４
（Ｃ）に示す。この信号ＥF は同図（Ｄ）および（Ｅ）
に示すアナログゲート１２および１４のゲート信号ＴA
およびＴD により動作する。以上により、加減速期間に
おいて、速度状態帰還効果により、速度誤差を減少でき
るので精度の良い位置制御ができる。
号ＴA およびＴD の動作波形を図４（Ｄ）および（Ｅ）
に示す。この場合の状態帰還信号ＥF の動作波形を図４
（Ｃ）に示す。この信号ＥF は同図（Ｄ）および（Ｅ）
に示すアナログゲート１２および１４のゲート信号ＴA
およびＴD により動作する。以上により、加減速期間に
おいて、速度状態帰還効果により、速度誤差を減少でき
るので精度の良い位置制御ができる。
【００２１】上記の速度状態帰還では、帰還伝達関数１
３および１５が定数のみの場合には、帰還信号を急変さ
せるので、電動機電流ＩM に過大な変化を発生させる場
合がある。このような場合には、帰還伝達関数に遅れ、
例えば一次遅れ形を用いることにより、電動機電流およ
びその変化率を抑制できる。
３および１５が定数のみの場合には、帰還信号を急変さ
せるので、電動機電流ＩM に過大な変化を発生させる場
合がある。このような場合には、帰還伝達関数に遅れ、
例えば一次遅れ形を用いることにより、電動機電流およ
びその変化率を抑制できる。
【００２２】以上により、安定で、応答性が速く、極め
て高い精度の位置制御が実現できる。
て高い精度の位置制御が実現できる。
【００２３】
【発明の効果】以上詳述したように、本発明によれば移
動距離に必要な電動機の直線加速が、応答の最も速い電
力変換器および電動機から構成される主回路に、加減速
期間に対し、切換え機能を有する状態帰還を適用できる
ので、所定の安定性と応答性を有し、極めて高い位置決
め精度が実現できるという効果を持つ。
動距離に必要な電動機の直線加速が、応答の最も速い電
力変換器および電動機から構成される主回路に、加減速
期間に対し、切換え機能を有する状態帰還を適用できる
ので、所定の安定性と応答性を有し、極めて高い位置決
め精度が実現できるという効果を持つ。
【００２４】また、帰還信号を切換えることに基因する
電動機電流の過大および急変は、状態帰還伝達関数を遅
れ形とすることにより防止できるという効果を有する。
なお、本発明の制御方法は、電動機容量のいかんに拘ら
ず適用できるので、圧延機駆動用電動機，ロボット，工
作機械，エレベータ等多方面の応用に対し有用な方法で
ある。一般の計算機直接制御システムでは、電動機電流
ＩM および電動機角速度ωM はそれぞれ検出器により検
出された後、アナログ−ディジタル変換器により変換
し、制御用計算機に取り込まれるので、電動機の状態帰
還制御に必要な処理に、検出器等の追加を必要としない
ので、経済的効果が大で、ディジタル処理のため演算精
度が良いという効果がある。
電動機電流の過大および急変は、状態帰還伝達関数を遅
れ形とすることにより防止できるという効果を有する。
なお、本発明の制御方法は、電動機容量のいかんに拘ら
ず適用できるので、圧延機駆動用電動機，ロボット，工
作機械，エレベータ等多方面の応用に対し有用な方法で
ある。一般の計算機直接制御システムでは、電動機電流
ＩM および電動機角速度ωM はそれぞれ検出器により検
出された後、アナログ−ディジタル変換器により変換
し、制御用計算機に取り込まれるので、電動機の状態帰
還制御に必要な処理に、検出器等の追加を必要としない
ので、経済的効果が大で、ディジタル処理のため演算精
度が良いという効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】電力変換器および電動機から構成される主回路
のブロック線図である。
のブロック線図である。
【図２】従来の技術を説明するための状態変数線図であ
る。
る。
【図３】本発明の一実施例の制御系ブロック線図であ
る。
る。
【図４】本発明の実施例の動作を説明するための動作波
形である。
形である。
１ 電力変換器 ２ 電機子回路伝達関数 ３ 界磁定数 ４ 界磁定数 ５ 回転子伝達関数 ６ 制御行列Ｂ ７ 積分器 ８ システム行列Ａ ９ 出力行列Ｃ １０ 状態帰還行列Ｋ １１ 電動機電流状態帰還伝達関数 １２ アナログゲート要素 １３ 加速度状態帰還伝達関数 １４ アナログゲート要素 １５ 減速度状態帰還伝達関数
Claims (6)
- 【請求項１】電力変換器と電動機から構成される主回路
において、加速期間と減速期間に対し、状態変数を切換
えて帰還することを特徴とする電動機の状態帰還制御方
法。 - 【請求項２】請求項１記載の制御方法において、遅れ特
性を有する帰還定数を用いることを特徴とする電動機の
状態帰還制御方法。 - 【請求項３】電力変換器と電動機から構成される主回路
において、電動機電流を状態帰還伝達関数を通して正帰
還し、電動機角速度を、加速期間では、加速度状態帰還
伝達関数により正帰還し、また減速帰還では、減速度状
態帰還伝達関数により負帰還することを特徴とする電動
機の状態帰還制御方法。 - 【請求項４】請求項３記載の制御方法において、前記加
速度状態帰還伝達関数および減速度状態帰還伝達関数
に、一次遅れ形を用いることを特徴とする電動機の状態
帰還制御方法。 - 【請求項５】電力変換器と電動機から構成される主回路
において、 電動機電流を状態帰還伝達関数を通して正帰還する手段
と、 電動機角速度を、加速期間では、加速度状態帰還伝達関
数により正帰還する手段と、 電動機角速度を、減速帰還では、減速度状態帰還伝達関
数により負帰還する手段と、を備えることを特徴とする
電動機の状態帰還制御装置。 - 【請求項６】請求項４記載の制御装置において、前記加
速度状態帰還伝達関数および減速度状態帰還伝達関数
に、一次遅れ形を用いることを特徴とする電動機の状態
帰還制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8274319A JPH10127076A (ja) | 1996-10-17 | 1996-10-17 | 電動機の状態帰還制御方法および装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8274319A JPH10127076A (ja) | 1996-10-17 | 1996-10-17 | 電動機の状態帰還制御方法および装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10127076A true JPH10127076A (ja) | 1998-05-15 |
Family
ID=17540000
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8274319A Pending JPH10127076A (ja) | 1996-10-17 | 1996-10-17 | 電動機の状態帰還制御方法および装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH10127076A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN111037542A (zh) * | 2019-12-31 | 2020-04-21 | 华中科技大学 | 一种逆动力学控制机器人直线加工的轨迹误差补偿方法 |
-
1996
- 1996-10-17 JP JP8274319A patent/JPH10127076A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN111037542A (zh) * | 2019-12-31 | 2020-04-21 | 华中科技大学 | 一种逆动力学控制机器人直线加工的轨迹误差补偿方法 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20010515 |