JPH10127093A

JPH10127093A - パルス幅変調方式インバータの制御装置

Info

Publication number: JPH10127093A
Application number: JP8299392A
Authority: JP
Inventors: Mutsuhiro Terunuma; 照沼　　睦弘; Eiichi Toyoda; 豊田　　瑛一
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 1996-10-23
Filing date: 1996-10-23
Publication date: 1998-05-15

Abstract

(57)【要約】【課題】同期パルスの発生を簡単に行い、また、三相
対称な出力電圧の発生を容易に実現することにある。【解決手段】３レベルインバータにおいて、インバー
タの基本波位相と変調波信号を同期させる同期手段１、
２と、変調波信号の０度位相を搬送波信号の１／４周期
分遅らせてＰＷＭパルスを発生するパルス発生手段７を
設け、前記同期手段は、１サンプリング周期の基本位相
の増加分を加算し、次のサンプリング周期に基本位相の
値が３６０度以上になると判断した場合に、現在のサン
プリング周期で強制的に基本位相を０度に設定し、ま
た、前記パルス発生手段は、搬送波信号の１／４周期の
サンプリング周期に瞬時出力電圧指令である変調波信号
に比例したパルスデータを演算し、演算結果データを次
のサンプリング周期にパルスとして出力する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、３レベルインバー
タの制御装置に係り、特に、パルス幅変調方式インバー
タの制御装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】直流を交流に変換して誘導電動機を駆動
するインバータ、特に、主回路用のスイッチング素子と
して高耐圧のゲートターンオフサイリスタ（ＧＴＯサイ
リスタ）を用い、電気車用誘導電動機を駆動するインバ
ータはこれまで数多く実用化されている。これらのイン
バータは、交流端子に２レベルの電位を出力するものが
一般的であり、最大５００Ｈｚ程度のパルス幅変調（Ｐ
ＷＭ）制御により、出力電圧の制御が行われている。一
方、近年になって、直流電源の高電位点と低電位点のほ
かに、これら高電位点と低電位点の間の中間電位点を設
け、スイッチング素子群の選択的なオン・オフ制御によ
って高電位点、低電位点または中間電位点の３レベルの
電位を選択的に交流端子に導出する３レベルインバータ
（ニュートラルポイントクランプド（ＮＰＣ）インバー
タともいう。）の技術が確立し、ＧＴＯサイリスタによ
る２レベルインバータに代って、電気車用誘導電動機を
駆動するインバータの主流になりつつある。３レベルイ
ンバータは、スイッチング周波数を見かけ上高められる
ため、電流リプルの少ない交流出力を得ることができ、
また、直流電圧源の分割により、スイッチング素子の印
加電圧を低減でき、スイッチング素子の低耐圧化を図れ
るなどの特徴を備えており、高周波スイッチング素子の
絶縁ゲート形バイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）の適
用例が多い。一方、電気車内には、車両用の補助電源装
置として静止形補助電源装置（ＳＩＶ：Ｓｔａｔｉｃ
ＩｎＶｅｒｔｅｒスタティックインバータ）が使用
されている。静止形補助電源装置の制御は一定電圧、一
定周波数のＣＶＣＦインバータであるが、近年、高圧の
ＩＧＢＴ素子を用いたインバータ技術を静止形補助電源
装置に応用し、誘導電動機駆動用の可変電圧、可変周波
数のＶＶＶＦインバータと共用できる静止形補助電源装
置とすることで、ＶＶＶＦインバータを静止形補助電源
装置の非常時用バックアップとするシステムの実用化が
進んでいる。

【０００３】

【発明が解決しようとする課題】ところで、車両用の静
止形補助電源装置では、騒音の低減、高速応答のためス
イッチング周波数を４〜６ｋＨｚ程度に設定している
が、電動機駆動用のＶＶＶＦインバータと共用する場合
には、ＶＶＶＦインバータのスイッチング周波数がイン
バータの熱損失から５００〜１．５ｋＨｚ程度のため、
静止形補助電源装置のスイッチング周波数もこの範囲内
にする必要がある。スイッチング周波数が４〜６ｋＨｚ
と高い場合には、ＰＷＭパルスをインバータの位相とは
無関係に出力する、いわゆる非同期のパルスパターンで
も出力電圧波形をほぼ正弦波にすることができるが、ス
イッチング周波数が５００〜１．５ｋＨｚと低くなる
と、出力電圧の波形歪みを少なくするために、ＰＷＭパ
ルスをインバータの位相と同期させる、いわゆる同期パ
ルスパターンを行う必要がある。しかし、スイッチング
周波数を例えば１ｋＨｚ程度とすると、電源周波数が６
０Ｈｚの場合、１６〜２０パルスの同期パルスを発生さ
せなければならず、ＶＶＶＦインバータのソフト的なパ
ルス発生手段では、パルスパターン処理を高速にしなけ
ればならない問題があった。

【０００４】本発明の課題は、同期パルスの発生を簡単
に行い、また、位相０度付近にパルスを発生しないよう
にすると共に、三相対称な出力電圧の発生を容易に実現
するに好適なパルス幅変調方式インバータの制御装置を
提供することにある。

【０００５】

【課題を解決するための手段】上記課題は、３レベルイ
ンバータにおいて、インバータの基本波位相と瞬時出力
電圧指令である変調波信号を同期させる手段と、変調波
信号の０度位相を搬送波信号の１／４周期分遅らせてＰ
ＷＭパルスを発生する手段を設け、前記同期させる手段
は、搬送波信号の１／４周期のサンプリング周期にイン
バータの電源周波数からインバータの基本位相の増加分
を演算し、基本位相の増加分を積算してインバータ基本
位相とする処理を行うとき、１サンプリング周期の基本
位相の増加分を加算し、次のサンプリング周期に基本位
相の値が３６０度以上になると判断した場合に、基本位
相の増加分の加算処理を行わず、現在のサンプリング周
期で強制的に基本位相を０度に設定し、また、前記ＰＷ
Ｍパルスを発生する手段は、搬送波信号の１／４周期の
サンプリング周期に瞬時出力電圧指令である変調波信号
に比例したパルスデータを演算し、演算結果データを次
のサンプリング周期にパルスとして出力することによっ
て、解決される。

【０００６】本発明は、電源周波数が一定の場合、位相
０度付近に余分なパルスを発生させることなく、簡単に
同期パルスを発生させることができ、出力電圧の波形の
歪みを抑制することが可能になる。また、サンプリング
周期を搬送波の１／４周期に相当させることにより、位
相の調整をせずに、簡単に搬送波信号の１／４周期ずら
したパルスを出力することができ、三相対称な出力電圧
の発生を容易に実現することができる。

【０００７】

【発明の実施の形態】以下、本発明の実施形態を図面を
用いて説明する。図２は、本発明の対象となる車両用の
静止形補助電源装置の構成を示す。図２において、７０
は直流電圧源である電車線、７１、７２は直流電圧源７
０の電圧から中間点Ｎ（中性点と呼ぶ。）を作り出すた
め、分割したコンデンサ、５０は還流用の整流素子を備
えた自己消弧可能なスイッチング素子であり、例えばＩ
ＧＢＴにより構成される３レベルインバータの主回路を
示すブロック、６０、６１、６２は３レベルインバータ
５０の三相交流出力に接続されるフィルタリアクトル、
６３、６４、６５は同じく三相交流出力に接続されるフ
ィルタコンデンサであり、これらフィルタリアクトルと
フィルタコンデンサによって３レベルインバータ５０の
交流出力に含まれている高調波を除去して歪みのない正
弦波交流出力を得る。５１は三相の出力変圧器であり、
３レベルインバータ５０の発生する高圧の交流出力を負
荷の定格電圧であるＡＣ４４０Ｖ、ＡＣ２００Ｖ等に変
換する。５２は出力変圧器５１に接続されている車両内
のクーラー、蛍光灯などの負荷を示すブロックである。
直流電圧源７０はコンデンサ７１、７２によって分割さ
れ、３レベルインバータ５０に印加される。３レベルイ
ンバータ５０はスイッチング素子群の選択的なオン・オ
フ制御によって高電位点、低電位点または中間電位点の
３レベルの電位を選択的に交流端子に導出し、三相交流
を出力する。この三相交流をフィルタリアクトル６０〜
６２とフィルタコンデンサ６３〜６５に通して正弦波交
流出力を得、三相の出力変圧器５１を介して３相負荷に
供給する。ここでは、３レベルインバータの動作につい
ての説明は省略するが、主回路とその動作の詳細につい
ては、特開平５−３０８７０４号公報などに記載されて
いる。

【０００８】図１は、本発明の一実施形態によるパルス
幅変調方式インバータの制御装置を示す。本実施形態
は、インバータの基本位相θを演算する位相演算部１、
電源周波数Ｆｉと基本位相θの同期をとる同期処理部
２、正弦波信号を出力する正弦波換算部３、インバータ
の瞬時電圧指令を出力する振幅設定部４、所要のサンプ
リング周期を出力するサンプリング設定部５、乗算器
６、ＰＷＭパルスを発生するパルス発生部７から構成す
る。

【０００９】位相演算部１は、電源周波数Ｆｉの値から
サンプリング周期Ｔｓ毎に、位相増加分Δθを演算し、
これを積算して基本位相θを求める。

【数１】ここで、θｎは今回のサンプリング周期における基本位
相の積算値 θｎ−１は前回までのサンプリング周期における基本位
相の積算値なお、一般にサンプリング周期Ｔｓ₀は、インバータの
スイッチング周波数をＦｓｗすると

【数２】の関係がある。（２）式で得られるＴｓ₀毎にパルスを
交互に立ち上げ・立ち下げを行えば、Ｆｓｗ一定のパル
スが得られる。すなわち、Ｔｓ₀がＰＷＭ（パルス幅変
調）時の搬送波の１／２周期に相当する。本実施形態で
はサンプリング周期ＴｓはＴｓ₀の１／２、すなわち、
搬送波の１／４周期に設定する。位相演算部１の出力１
０（＝基本位相θ）は同期処理部２に入力する。一方、
クロックＴｃをサンプリング設定部５において所要のサ
ンプリング周期Ｔｓに分周し、サンプリング設定部５の
出力１４（＝Ｔｓ）を同期処理部２に入力する。同期処
理部２は、基本位相θの演算時に、次回のサンプリング
周期で位相増加分を積算したとき、位相が３６０度を越
えてしまう場合には強制的に今回のサンプリング周期の
基本位相を０度に設定する。これにより、電源周波数Ｆ
ｉと基本位相θの同期をとる。同期処理部２の出力１１
（＝同期をとった基本位相θ）は正弦波換算部３におい
て正弦波信号１２に換算される。振幅設定部４は、出力
電圧指令Ｅ*を入力し、所要のインバータの瞬時電圧指
令を求める。このインバータの瞬時電圧指令１３と正弦
波信号１２とは乗算器６に入力し、インバータの瞬時電
圧出力指令１５を演算する。瞬時出力電圧指令１５はパ
ルス発生部７に入力する。パルス発生部７は、瞬時電圧
出力指令１５に応じたパルスタイムデータを演算し、サ
ンプリング周期Ｔｓ毎にタイミングをとってパルスを発
生させる。ここで、Ｔｓは（２）式における一般的なサ
ンプリング周期の１／２になっているので、演算された
パルスデータが今回のサンプリング周期内に立ち上げま
たは立ち下げを行うデータであるのかの判定を行い、今
回立ち上げまたは立ち下げを行うデータであるなら、パ
ルスを発生する動作を行う。次回のサンプリング周期に
おける立ち上げまたは立ち下げを行うデータであるな
ら、次回のサンプリング周期内で演算されたパルスデー
タから前回のサンプリング周期分の補正を行った後、パ
ルスを発生する動作を行う。したがって、２回連続のサ
ンプリング周期でパルスの立ち上げまたは立ち下げ動作
を行うことになる。

【００１０】図３、図４は、本実施形態の同期処理部２
における電源周波数Ｆｉと基本位相θの同期処理の詳細
を示す。図３は、電源周波数Ｆｉの値からサンプリング
周期Ｔｓ毎に演算した位相増加分Δθを積算した基本位
相θと正弦波信号に変換した基本位相θを示す。図４
は、電源周波数Ｆｉと基本位相θの同期の求め方を示
す。１周期を図３に示すリミット値になるよう設定す
る。例えば、１周期を１６進数の＄００００〜＄ＦＦＦ
Ｆまでの＄１００００とすれば、１６ビットカウンタで
は＄ＦＦＦＦの次は＄００００のため、図３のようなカ
ウンタを作成でき、これを正弦波に変換すれば、交流信
号が得られる。ここで、電源周波数Ｆｉが一定であるか
ら、図４に示すように、サンプリング周期Ｔｓ毎の位相
増加分Δθは一定値となる。リミット値がΔθでちょう
ど割り切れる値なら、同期をとるのは簡単だが、通常は
割り切れる値ではないので、図４のように誤差（リミッ
トオーバー）をもっている。したがって、Ｔ₂の時点で
次回サンプリングＴ₃の基本位相の演算を行い、これが
リミット値を越えるならば、Ｔ₃で位相を０度にリセッ
トするのではなく、Ｔ₂の時点で基本位相を０度に強制
的にリセットする。ΔθとＴｓの値によってはＴ₃の時
点でわずかにリミット値を越える場合も発生するが、こ
の場合でも誤差を少なくするために、Ｔ₃でリセットさ
せるのではなく、リミット値を越える以前のサンプリン
グＴ₂でリセットさせる。この処理によって位相０度付
近に余分なパルスを発生させることがない。このため、
同期パルスを発生するための同期処理手段の構成を簡単
化することが可能になる。

【００１１】次に、図５〜図７を用いて、３レベルイン
バータの搬送波と瞬時電圧出力指令（Ｕ相の変調波と記
す。）の位相差に対する出力電圧の違いを説明する。一
般に３レベルインバータのＰＷＭパルスは、正側の搬送
波と負側の搬送波との二層の搬送波を用意し、この搬送
波と変調波信号を比較して作成する。図５は、搬送波の
１／４周期遅らせた位相に変調波の０度の位相がクロス
するようにした場合である。この場合、変調波の位相０
度からＵ相電圧の正側、負側のパルスまでの位相角Ｔｄ
１、Ｔｄ２は、変調波が正負対称であることから、Ｔｄ
１＝Ｔｄ２であり、そのパルス幅Ｔｐ１、Ｔｐ２も同一
幅となる。この関係は他の位相の正負パルスでも同じで
あり、完全な正負対称の電圧を発生する。これに対し、
図６は、搬送波の位相０度と変調波の位相０度をクロス
させた場合である。ここでは、Ｔｐ１のパルス幅がＴｐ
２に比べて狭くなる。また、図７は、搬送波の１／２周
期遅らせた位相に変調波の０度の位相がクロスするよう
にした場合である。ここでは、Ｔｐ２のパルス幅がＴｐ
１に比べて狭くなる。以上のことから、搬送波の１／４
周期遅らせた位相に変調波の０度の位相がクロスするよ
うにすれば、完全に正負対称の電圧を出力することがで
きる。

【００１２】また、変調波１周期内において比較する搬
送波の数、いわゆるパルス数について説明する。インバ
ータの場合同期パルスのパルス数は、各線間電圧の対称
性、三相の線間電圧波形が１２０度位相差をもった同一
波形であるなどの条件から、３の倍数でかつ奇数である
４５、２７、１５、９パルス等の選択の制約がある。図
８は、搬送波の１／４周期遅らせた位相に変調波の０度
の位相がクロスするようにした場合の１５パルスモード
のＵ相出力電圧を示す。この場合、図示のように正負対
称の出力電圧を発生する。図９には、同じくＵ相、Ｖ
相、Ｗ相の各出力電圧を示す。これより、各相電圧は、
１２０度位相差をもった三相対称な波形が得られる。

【００１３】図１０は、本実施形態のパルス発生部７に
おいて、搬送波の１／４周期遅らせた位相に変調波の０
度の位相がクロスするようなＰＷＭパルス発生の原理を
示す。図１０（ａ）はパルス作成の方法、図１０(ｂ)は
実際のパルス出力タイミングを示す。図１０において、
サンプリング周期Ｔｓは搬送波の０度、９０度、１８０
度、２７０度に相当する。なお、（２）式の通常のサン
プリング周期Ｔｓ₀の場合は０度、１８０度のいわゆる
頂点となる。搬送波と変調波の交点Ａ１はサンプリング
周期Ｔ１１の演算で求められる。図１０（ａ）におい
て、パルスデータＴＡ１の大きさは、本来搬送波の最大
値ＣＭＡＸに対する搬送波と変調波との交点Ａ１におけ
るＣＡ１１に比例した値であるが、実際にはＣＡ１に比
例したデータを演算して得ることになる。搬送波の最大
値ＣＭＡＸに対応するパルスデータの最大値をＴＭＡＸ
とすると、ＴＭＡＸは２回分のＴｓに相当する。ＣＡ１
に比例するパルスデータＴＡ１は、

【数３】となる。これは立ち上がりパルスてあるので、図示のよ
うに次のサンプリング周期Ｔ１２からみて、ＴＡ１のタ
イミングでパルスを立ちあげることを意味する。ＴＭＡ
Ｘは前述のように２×Ｔｓに相当するが、Ｔ１０では何
も処理をしないので、実際のパルス立ち上げまでのタイ
ムデータＴＡ０１はＴ１１のサンプリング周期に入って
から、

【数４】となるタイミングでパルスを立ちあげることになる。一
方、次の搬送波と変調波の交点Ａ２は、サンプリング周
期Ｔ１２における演算により求まり、パルスデータＴＡ
２の大きさは（３）式と同様に、

【数５】により求められる。ＴＡ２は立ち下がりパルスであるの
で、このままのタイミングでパルスを立ち下げればよ
い。このようにしてパルスデータが演算できるが、ソフ
ト的にパルスを出力する場合に、パルスデータを演算し
たサンプリング周期内においてパルスを発生させること
は、他の相のパルスとの同期をとることを考えれば、実
現は難しい。すなわち、図１０のＴ１１のサンプリング
周期で演算したＴＡ１は、演算終了時には時間基準とな
るＴ１１を過ぎているので、図１０（ａ）に示すよう
に、Ｔ１１からＴＡ０１の時間でパルスを出力すること
はできない。実祭には、図１０（ｂ）に示すように、次
のサンプリング周期Ｔ１２内で発生させることになる。
まず、ＴＡ０１の時間基準をＴ１２にとって、Ｔ１２の
先頭で他の相のパルスとの同期をとってパルスデータ発
生処理を行うようにする。以上述べたように、サンプリ
ング周期Ｔｓは搬送波の１／４周期に相当するから、１
サンプリング周期後に発生するＰＷＭパルスは搬送波に
対して１／４周期ずれることになる。したがって、本実
施形態では、位相の調整をせずに、簡単に１／４周期ず
らしたパルスを出力でき、図９に示すような三相対称な
出力電圧を発生させることができる。また、このため、
ＰＷＭパルス発生手段として構成を簡単化することがで
きる。

【００１４】図１１は、図１に示す本実施形態のフロー
チャートである。１００はパルス発生部７の処理であ
り、サンプリング周期の先頭で前回のサンプリング周期
で演算したパルスデータ、例えばＴ１２の場合はＴｓ−
ＴＡ１＝ＴＡ０１になるデータを図示していない他の相
のパルスデータ及びイベント発生情報（ここでは立ち上
げ情報であり、これは後述の８００の処理で前回のサン
プリング周期で設定されている。）とともに、パルスス
ケジューラと呼ぶパルス発生処理手段内のレジスタに送
る。パルススケジューラはイベント発生タイマであり、
図１のクロックＴｃからハード的に作成された１μｓ周
期の図示しないフリーランタイマを持っており、このフ
リーランタイマの値がサンプリング処理の先頭からカウ
ントして、レジスタ内に送られたパルスデータＴＡ０１
と一致した場合に、予め送られたイベント発生情報（立
ち上げ情報）をもとにパルスを“０”から“１”に変化
させるイベントを発生させる。次のＴ１３のサンプリン
グ周期の場合には、同様の処理を行うが、Ｔ１２の８０
０の処理において、今度はイベントの立ち上げ情報を設
定するので、パルスを“１”から“０”に変化させるイ
ベントを発生させる。なお、１００のスケジューラ処理
は後述するスケジューラ処理のスキップ情報を最初に判
定し、スキップ情報があったならば、スケジューラ処理
を行わないようにしている。フローチャートの２００
は、位相演算部１と同期処理部２の処理の部分であり、
同期した基本位相θを演算する。３００は正弦波換算部
３の動作であり、位相θを正弦波信号に換算する。４０
０は振幅設定部４の処理であり、出力電圧指令Ｅ*を瞬
時の電圧指令に変換する。５００は４００の瞬時電圧指
令と３００の正弦波信号との乗算によりインバータの出
力電圧瞬時指令、いわゆる変調波信号を作成する。６０
０以降は再びパルス発生部７の処理であり、６００は今
回のサンプリング周期内に搬送波と変調波との交点があ
るかどうかを判定する。交点がある場合には、７００は
出力電圧瞬時指令の大きさに比例したパルスデータの演
算を行い、８００は立ち上げ、立ち下げのイベント発生
情報をサンプリング周期毎に交互に設定して終了する。
６００で今回のサンプリング周期内に搬送波と変調波と
の交点がない場合には、９００で１００のスケジューラ
処理をスキップする情報を設定して終了する。以上の処
理をサンプリング周期Ｔｓ毎に繰り返す。これにより、
図９に示すような三相対称な出力電圧の発生を実現でき
る。

【００１５】

【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
電源周波数が一定の場合、位相０度付近に余分なパルス
を発生させることなく、簡単に同期パルスを発生させる
ことができ、出力電圧の波形の歪みを抑制することが可
能になる。これに伴い、同期パルスの処理手段の構成を
簡単化することができる。また、サンプリング周期を搬
送波の１／４周期に相当させることにより、位相の調整
をせずに、簡単に搬送波信号の１／４周期ずらしたパル
スを出力することができ、三相対称な出力電圧の発生を
容易に実現することができる。これに伴い、ＰＷＭパル
ス発生手段の構成を簡単化することができる。また、本
発明は、静止形補助電源装置のような一定周波数、一定
電圧インバータの制御に適用することができ、電動機駆
動用のＶＶＶＦインバータとの共用が可能になる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施形態によるパルス幅変調方式イ
ンバータの制御装置

【図２】本発明を適用する電気車用の静止形補助電源装
置の構成図

【図３】本発明のインバータの基本位相の求め方を説明
する図

【図４】本発明の電源周波数と基本位相の同期の求め方
を説明する図

【図５】搬送波の１／４周波遅らせた位相に変調波の０
度の位相がクロスするようにした場合の出力電圧を説明
する図

【図６】搬送波の位相０度と変調波の位相０度をクロス
させるようにした場合の出力電圧を説明する図

【図７】搬送波の１／２周波遅らせた位相に変調波の０
度の位相がクロスするようにした場合の出力電圧を説明
する図

【図８】搬送波の１／４周波遅らせた位相に変調波の０
度の位相がクロスするようにした場合の１５パルスモー
ドの出力電圧を説明する図

【図９】搬送波の１／４周波遅らせた位相に変調波の０
度の位相がクロスするようにした場合の１５パルスモー
ドの三相の出力電圧を説明する図

【図１０】本発明のＰＷＭパルスの発生原理を説明する
図

【図１１】本発明のフローチャートを示す図

【符号の説明】

１…位相演算部、２…同期処理部、３…正弦波換算
部、４…振幅設定部５…サンプリング設定部、６…乗算器、７…パルス
発生部１０…インバータの基本位相信号、１１…同期処理後
の基本位相信号１２…正弦波に換算された基本位相信号、１３…イン
バータの瞬時電圧指令１４…サンプリング周期、１５…瞬時電圧出力指令信
号１６…ＰＷＭパルス信号

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】直流電圧を、直列接続されたコンデンサ
で二つの直流電圧に分圧して、高電圧と中間電圧及び低
電圧の三つの電圧レベルを発生させ、主回路のスイッチ
ング素子のオン・オフ動作により、前記三つの電圧レベ
ルをインバータの出力電圧に選択的に導出する３レベル
インバータにおいて、インバータの基本波位相と瞬時出
力電圧指令である変調波信号を同期させる手段と、前記
変調波信号とインバータ周波数の整数倍の搬送波信号と
からＰＷＭパルスを作成するとき、前記変調波信号の０
度位相を前記搬送波信号の１／４周期分遅らせてＰＷＭ
パルスを発生する手段を設けることを特徴とするパルス
幅変調方式インバータの制御装置。
【請求項２】請求項１において、インバータの基本波
位相と瞬時出力電圧指令である変調波信号を同期させる
手段は、前記搬送波信号の１／４周期のサンプリング周
期に前記インバータの電源周波数からインバータの基本
位相の増加分を演算し、基本位相の増加分を積算してイ
ンバータ基本位相とする処理を行うとき、１サンプリン
グ周期の基本位相の増加分を加算し、次のサンプリング
周期に基本位相の値が３６０度以上になると判断した場
合に、現在のサンプリング周期で強制的に基本位相を０
度に設定することを特徴とするパルス幅変調方式インバ
ータの制御装置。
【請求項３】請求項１において、変調波信号の０度位
相を搬送波信号の１／４周期分遅らせてＰＷＭパルスを
発生する手段は、搬送波信号の１／４周期のサンプリン
グ周期に瞬時出力電圧指令である変調波信号に比例した
パルスデータを演算し、演算結果データを次のサンプリ
ング周期にパルスとして出力することを特徴とするパル
ス幅変調方式インバータの制御装置。
【請求項４】請求項３において、サンプリング周期を
搬送波の１／４周期に相当させることを特徴とするパル
ス幅変調方式インバータの制御装置。