JPH1013307A - ディジタルディレイロックループ - Google Patents
ディジタルディレイロックループInfo
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- JPH1013307A JPH1013307A JP9060764A JP6076497A JPH1013307A JP H1013307 A JPH1013307 A JP H1013307A JP 9060764 A JP9060764 A JP 9060764A JP 6076497 A JP6076497 A JP 6076497A JP H1013307 A JPH1013307 A JP H1013307A
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/69—Spread spectrum techniques
- H04B1/707—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
- H04B1/7073—Synchronisation aspects
- H04B1/7085—Synchronisation aspects using a code tracking loop, e.g. a delay-locked loop
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Noise Elimination (AREA)
- Synchronisation In Digital Transmission Systems (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 拡散データ信号に対する周波数及び位相追
跡動作を遂行するディジタルディレイロックループを提
供する。 【解決手段】 早期疑似雑音コード及び遅延疑似雑音
コードを発生する疑似雑音コード発生器４１と、早期逆
拡散データ信号の大きさを算出する早期相関器４２と、
遅延逆拡散データ信号の大きさを算出する遅延相関器４
３と、遅延基準疑似雑音コード、早期疑似雑音コード及
び遅延疑似雑音コードを、逆拡散相関器、早期相関器及
び遅延相関器に供給する遅延回路４４と、遅延逆拡散デ
ータ信号と早期逆拡散データ信号との差信号を発生する
減算器４５と、差信号から二進コードを発生する電圧制
御エンコーダ４６と、２進コードと最小閾値及び最大閾
値とを比較し比較結果信号を出力する判定部４７と、基
準、早期及び遅延疑似雑音コードの位相を制御する制御
部４８とを有する。
跡動作を遂行するディジタルディレイロックループを提
供する。 【解決手段】 早期疑似雑音コード及び遅延疑似雑音
コードを発生する疑似雑音コード発生器４１と、早期逆
拡散データ信号の大きさを算出する早期相関器４２と、
遅延逆拡散データ信号の大きさを算出する遅延相関器４
３と、遅延基準疑似雑音コード、早期疑似雑音コード及
び遅延疑似雑音コードを、逆拡散相関器、早期相関器及
び遅延相関器に供給する遅延回路４４と、遅延逆拡散デ
ータ信号と早期逆拡散データ信号との差信号を発生する
減算器４５と、差信号から二進コードを発生する電圧制
御エンコーダ４６と、２進コードと最小閾値及び最大閾
値とを比較し比較結果信号を出力する判定部４７と、基
準、早期及び遅延疑似雑音コードの位相を制御する制御
部４８とを有する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は拡散スペクトル通信
システムに関するものであり、より詳細には疑似雑音コ
ード発生器を利用して拡散スペクトル通信システムの受
信機での受信された拡散データ信号に対する初期同期状
態を失わないように周波数及び位相追跡動作を遂行する
ディジタルディレイロックループ(digital delay loc
ked loop；以下、ＤＬＬという）に関するものであ
る。
システムに関するものであり、より詳細には疑似雑音コ
ード発生器を利用して拡散スペクトル通信システムの受
信機での受信された拡散データ信号に対する初期同期状
態を失わないように周波数及び位相追跡動作を遂行する
ディジタルディレイロックループ(digital delay loc
ked loop；以下、ＤＬＬという）に関するものであ
る。
【０００２】
【従来の技術】一般に、拡散スペクトル通信システムは
ベース帯域音声信号の周波数帯域を任意の帯域に拡散し
てチャネル雑音、ジャミング(jamming)、秘話特性を向
上させるためのシステムであり、周波数ホッピング方式
及び直接シーケンス(direct sequence；ＤＳ）方式に
分けることができる。近年、拡散スペクトルシステムは
貯蔵されたリファレンス(stored reference；ＳＲ）と
呼ばれる技術を多く利用する。それで拡散コード信号は
送信機及び受信機において独立して発生する。ＳＲシス
テムの主な利点はよく設計されたコード信号が伝送をモ
ニタリングすることにより予測されないということであ
る。同一のコードが２つ以上の位置で独立に発生しなけ
ればならないので、コードシーケンスは認可されていな
い聴取者にはランダムに現れても、決定的なものでなけ
ればならない。前記ランダム出現決定信号は疑似雑音(p
seudo noise：ＰＮ）または疑似ランダム信号と呼ばれ
る。
ベース帯域音声信号の周波数帯域を任意の帯域に拡散し
てチャネル雑音、ジャミング(jamming)、秘話特性を向
上させるためのシステムであり、周波数ホッピング方式
及び直接シーケンス(direct sequence；ＤＳ）方式に
分けることができる。近年、拡散スペクトルシステムは
貯蔵されたリファレンス(stored reference；ＳＲ）と
呼ばれる技術を多く利用する。それで拡散コード信号は
送信機及び受信機において独立して発生する。ＳＲシス
テムの主な利点はよく設計されたコード信号が伝送をモ
ニタリングすることにより予測されないということであ
る。同一のコードが２つ以上の位置で独立に発生しなけ
ればならないので、コードシーケンスは認可されていな
い聴取者にはランダムに現れても、決定的なものでなけ
ればならない。前記ランダム出現決定信号は疑似雑音(p
seudo noise：ＰＮ）または疑似ランダム信号と呼ばれ
る。
【０００３】ＤＬＬは可変遅延ラインを利用するＰＬＬ
(phase locked loop）の一種である。前記ＤＬＬは電
圧制御要素のシーケンスを基本にするアナログ遅延ライ
ンを利用する簡単で多方面の用途に適した回路である。
ＤＬＬは同一周波数のクロック信号の間の位相差を検出
し、前記位相差により変化するエラー電圧を発生する。
可変遅延ラインを制御するために前記エラー電圧をフィ
ードバックすることにより、１クロック信号のタイミン
グは、前記クロック信号の上昇エッジが基準信号の上昇
エッジと一致するまで進んだり遅れたりする。
(phase locked loop）の一種である。前記ＤＬＬは電
圧制御要素のシーケンスを基本にするアナログ遅延ライ
ンを利用する簡単で多方面の用途に適した回路である。
ＤＬＬは同一周波数のクロック信号の間の位相差を検出
し、前記位相差により変化するエラー電圧を発生する。
可変遅延ラインを制御するために前記エラー電圧をフィ
ードバックすることにより、１クロック信号のタイミン
グは、前記クロック信号の上昇エッジが基準信号の上昇
エッジと一致するまで進んだり遅れたりする。
【０００４】拡散波形の受信機の同期過程は一般に少な
くとも２つのモード：（Ａ）初期同期モード及び（Ｂ）
トラックモードに区分される。前記初期同期モード及び
トラックモードでは受信機が正確な疑似雑音シーケンス
のレプリカを有することが求められる。
くとも２つのモード：（Ａ）初期同期モード及び（Ｂ）
トラックモードに区分される。前記初期同期モード及び
トラックモードでは受信機が正確な疑似雑音シーケンス
のレプリカを有することが求められる。
【０００５】初期同期過程が完了すると、受信機はチッ
プ間隔の数分の一以内に発生したレプリカ及び受信され
たＰＮシーケンスの正確な時間配列を維持しなければな
らない。図１は２つのＰＮコードシーケンスを同期化す
る従来のＤＬＬ回路を示す。入力ライン１０１は初期同
期動作が完了した後、疑似雑音周波数帯域に拡散された
信号ｓ（ｔ）を受信する。
プ間隔の数分の一以内に発生したレプリカ及び受信され
たＰＮシーケンスの正確な時間配列を維持しなければな
らない。図１は２つのＰＮコードシーケンスを同期化す
る従来のＤＬＬ回路を示す。入力ライン１０１は初期同
期動作が完了した後、疑似雑音周波数帯域に拡散された
信号ｓ（ｔ）を受信する。
【０００６】逆拡散相関器１０２は、前記入力ライン１
０１を通して受信された前記疑似雑音周波数帯域に拡散
された信号ｓ（ｔ）が受信されると、疑似雑音コード発
生器１０３が発生した疑似雑音コードｃ（ｔ）を受信し
て前記入力ライン１０１を通して受信された疑似雑音帯
域周波数信号ｓ（ｔ）と局部発生オンタイム疑似雑音コ
ードｃ（ｔ）とを乗算して、前記受信された疑似雑音周
波数信号ｓ（ｔ）をベース帯域の音声信号Ｚ（ｔ）に逆
拡散してデータ復調器１０４に供給する。
０１を通して受信された前記疑似雑音周波数帯域に拡散
された信号ｓ（ｔ）が受信されると、疑似雑音コード発
生器１０３が発生した疑似雑音コードｃ（ｔ）を受信し
て前記入力ライン１０１を通して受信された疑似雑音帯
域周波数信号ｓ（ｔ）と局部発生オンタイム疑似雑音コ
ードｃ（ｔ）とを乗算して、前記受信された疑似雑音周
波数信号ｓ（ｔ）をベース帯域の音声信号Ｚ（ｔ）に逆
拡散してデータ復調器１０４に供給する。
【０００７】前記受信された拡散データ信号ｓ（ｔ）
は、早期相関器１０５及び遅延相関器１０８によりＰＮ
コード発生器１０３により発生した拡散波形の早期及び
遅延ＰＮコードＥ（ｔ）、Ｌ（ｔ）に乗算される。前記
得られた早期及び遅延掛け算信号Ｚ１（ｔ）、Ｚ２
（ｔ）は、第１及び第２帯域通過フィルタ１０６，１０
９、第１及び第２自乗検出器１０７、１１０を各々通過
し、減算器１１１により互いに減算されてエラー信号Ｙ
（τ）を発生する。前記第１及び第２帯域通過フィルタ
１０６，１０９は積分器として作用し、第１及び第２自
乗検出器１０７，１１０の出力信号はＰＮシーケンスの
自動相関関数の大きさである。前記２つの信号は減算さ
れてエラー信号Ｙ（τ）を形成する。早期及び遅延ＰＮ
コードが前記受信ＰＮコードに対して正確に中心に来た
場合、エラー信号Ｙ（τ）の低域通過部分は０となる。
補正電圧はループフィルタ１１２により低域通過フィル
タリングされて得られ、電圧制御発振器(voltage cont
rolled oscillator；以下、ＶＣＯという）１１３を駆
動することに用いられる。ＶＣＯ１１３は前記ＰＮコー
ド発生器１０３のチップレートを制御し、このチップレ
ートによって前記エラー信号を０側に駆動するために前
記掛け算信号の相対的なタイミングが変化する。
は、早期相関器１０５及び遅延相関器１０８によりＰＮ
コード発生器１０３により発生した拡散波形の早期及び
遅延ＰＮコードＥ（ｔ）、Ｌ（ｔ）に乗算される。前記
得られた早期及び遅延掛け算信号Ｚ１（ｔ）、Ｚ２
（ｔ）は、第１及び第２帯域通過フィルタ１０６，１０
９、第１及び第２自乗検出器１０７、１１０を各々通過
し、減算器１１１により互いに減算されてエラー信号Ｙ
（τ）を発生する。前記第１及び第２帯域通過フィルタ
１０６，１０９は積分器として作用し、第１及び第２自
乗検出器１０７，１１０の出力信号はＰＮシーケンスの
自動相関関数の大きさである。前記２つの信号は減算さ
れてエラー信号Ｙ（τ）を形成する。早期及び遅延ＰＮ
コードが前記受信ＰＮコードに対して正確に中心に来た
場合、エラー信号Ｙ（τ）の低域通過部分は０となる。
補正電圧はループフィルタ１１２により低域通過フィル
タリングされて得られ、電圧制御発振器(voltage cont
rolled oscillator；以下、ＶＣＯという）１１３を駆
動することに用いられる。ＶＣＯ１１３は前記ＰＮコー
ド発生器１０３のチップレートを制御し、このチップレ
ートによって前記エラー信号を０側に駆動するために前
記掛け算信号の相対的なタイミングが変化する。
【０００８】このような方法により、前記初期タイミン
グエラーが非常に小さい場合にＰＮコード発生器１０３
は受信されたＰＮコードを追跡することにより、逆拡散
相関器１０２により前記入力ラインを通して受信された
拡散データ信号をベース帯域信号に正確に逆拡散してデ
ータ復調器１０４に供給する。
グエラーが非常に小さい場合にＰＮコード発生器１０３
は受信されたＰＮコードを追跡することにより、逆拡散
相関器１０２により前記入力ラインを通して受信された
拡散データ信号をベース帯域信号に正確に逆拡散してデ
ータ復調器１０４に供給する。
【０００９】しかしながら、前記ＤＬＬ回路はアナログ
回路からなりディジタル形式で伝送されてくる信号に対
しては周波数及び位相追跡動作を遂行できないという問
題点がある。
回路からなりディジタル形式で伝送されてくる信号に対
しては周波数及び位相追跡動作を遂行できないという問
題点がある。
【００１０】また、最近に直接シーケンス帯域拡散通信
でのデータ処理過程がアナログ方式からディジタル方式
に漸次変わっていく傾向がある。前述した従来のＤＬＬ
回路のうち逆拡散相関器、早期相関器、遅延相関器、第
１及び第２帯域通過フィルタ、第１及び第２自乗検出
器、及びループフィルタはディジタル回路で具現する方
式が提示されたが、疑似雑音発生器及び疑似雑音発生を
制御するＶＣＯと同一の機能を遂行するディジタル回路
を具現する方式は提示されていない状況である。
でのデータ処理過程がアナログ方式からディジタル方式
に漸次変わっていく傾向がある。前述した従来のＤＬＬ
回路のうち逆拡散相関器、早期相関器、遅延相関器、第
１及び第２帯域通過フィルタ、第１及び第２自乗検出
器、及びループフィルタはディジタル回路で具現する方
式が提示されたが、疑似雑音発生器及び疑似雑音発生を
制御するＶＣＯと同一の機能を遂行するディジタル回路
を具現する方式は提示されていない状況である。
【００１１】ディジタルＤＬＬの例がＪａｍｅｓ Ｒ．
Ｙｏｕｎｇによる米国特許第４，６１７，５３０号（１
９８６年１０月１４日付け）に開示されている。米国特
許第４，６１７，５３０号は随意に長い反復率を有する
疑似−ランダムノイズ発生器に関する。前記疑似−ラン
ダムノイズ発生器は、２成分疑似−ランダムノイズ発生
器、及び前記疑似−ランダムノイズ発生器の出力端に連
結され前記疑似−ランダムノイズ発生器のうちの１つか
らの信号が前記疑似−ランダムノイズ発生器の他の１つ
からの信号により変調されるようにする電界効果トラン
ジスタと抵抗とからなる組合回路を利用する。
Ｙｏｕｎｇによる米国特許第４，６１７，５３０号（１
９８６年１０月１４日付け）に開示されている。米国特
許第４，６１７，５３０号は随意に長い反復率を有する
疑似−ランダムノイズ発生器に関する。前記疑似−ラン
ダムノイズ発生器は、２成分疑似−ランダムノイズ発生
器、及び前記疑似−ランダムノイズ発生器の出力端に連
結され前記疑似−ランダムノイズ発生器のうちの１つか
らの信号が前記疑似−ランダムノイズ発生器の他の１つ
からの信号により変調されるようにする電界効果トラン
ジスタと抵抗とからなる組合回路を利用する。
【００１２】ディジタルＤＬＬの他の例が、Ｙａｓｕｍ
ｏｔｏ Ｍｕｒａｔａによる米国特許第５，２４３，３
０３号（１９９３年９月７日に付与）に開示されてい
る。米国特許第５，２４３，３０３号は通信装備及びオ
ーディオシステムの特性を検査する疑似−ランダムノイ
ズ信号発生器に関する。前記従来の疑似−ランダムノイ
ズ信号発生器は入力ステージで１ビットが次の上位ステ
ージに順次シフトするためにシフト動作を遂行するシフ
トレジスタを有する発生器を含む。排他的論理和回路は
前記シフトレジスタの選択されたステージからの一対の
ビットの間の排他的論理和演算を遂行し、前記シフトレ
ジスタの入力ステージにフィードバックする。フィルタ
は疑似−ランダムデータを受信してアナログ信号を出力
する。
ｏｔｏ Ｍｕｒａｔａによる米国特許第５，２４３，３
０３号（１９９３年９月７日に付与）に開示されてい
る。米国特許第５，２４３，３０３号は通信装備及びオ
ーディオシステムの特性を検査する疑似−ランダムノイ
ズ信号発生器に関する。前記従来の疑似−ランダムノイ
ズ信号発生器は入力ステージで１ビットが次の上位ステ
ージに順次シフトするためにシフト動作を遂行するシフ
トレジスタを有する発生器を含む。排他的論理和回路は
前記シフトレジスタの選択されたステージからの一対の
ビットの間の排他的論理和演算を遂行し、前記シフトレ
ジスタの入力ステージにフィードバックする。フィルタ
は疑似−ランダムデータを受信してアナログ信号を出力
する。
【００１３】前記フィルタは演算増幅器を有する。前記
シフトレジスタのステージの各出力は各抵抗器を通して
前記演算増幅器の非反転及び反転入力に選択的に供給さ
れる。しかしながら、米国特許第４，６１７，５３０号
及び第５，２４３，３０３号は拡散スペクトル通信シス
テム受信機に受信されたアナログ拡散データ信号に対し
ては周波数及び位相を追跡できるが、ディジタル拡散デ
ータ信号に対しては周波数及び位相を追跡できないとい
う問題点があった。
シフトレジスタのステージの各出力は各抵抗器を通して
前記演算増幅器の非反転及び反転入力に選択的に供給さ
れる。しかしながら、米国特許第４，６１７，５３０号
及び第５，２４３，３０３号は拡散スペクトル通信シス
テム受信機に受信されたアナログ拡散データ信号に対し
ては周波数及び位相を追跡できるが、ディジタル拡散デ
ータ信号に対しては周波数及び位相を追跡できないとい
う問題点があった。
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】本発明は以上のような
従来技術の問題点を解決するためのものであり、本発明
の技術的課題は、拡散スペクトル通信システム受信機の
受信された拡散データ信号に対する初期同期状態を失わ
ないように周波数及び位相追跡動作を遂行するディジタ
ルＤＬＬを提供することにある。
従来技術の問題点を解決するためのものであり、本発明
の技術的課題は、拡散スペクトル通信システム受信機の
受信された拡散データ信号に対する初期同期状態を失わ
ないように周波数及び位相追跡動作を遂行するディジタ
ルＤＬＬを提供することにある。
【００１５】
【課題を解決するための手段】前記目的を達成するため
の本発明は、拡散スペクトル通信システムの受信機での
受信された拡散データ信号の周波数及び位相を追跡する
ディジタルディレイロックループであって、所定制御に
より位相が変化する基準疑似雑音コードを発生して、前
記基準疑似雑音コードを拡散スペクトル通信システムの
受信機の逆拡散相関器に供給し、前記基準疑似雑音コー
ドの前記位相よりその設定の位相が、それぞれ、進んだ
及び遅れた早期疑似雑音コード及び遅延疑似雑音コード
を発生する疑似雑音コード発生器と、前記疑似雑音コー
ド発生器により発生した早期疑似雑音コードと受信され
た拡散データ信号とに基づいて早期逆拡散データ信号を
発生し、前記発生した早期拡散データ信号の大きさを算
出する早期相関器と、前記疑似雑音コード発生器により
発生した遅延疑似雑音コードと前記受信された拡散デー
タ信号とに基づいて遅延逆拡散データ信号を発生し、前
記発生した遅延逆拡散データ信号の大きさを算出する遅
延相関器と、前記疑似雑音コード発生器が発生した基準
疑似雑音コード、早期疑似雑音コード及び遅延疑似雑音
コードをそれぞれ遅延して遅延された基準疑似雑音コー
ド、早期疑似雑音コード及び遅延疑似雑音コードを、前
記逆拡散相関器、前記早期相関器及び前記遅延相関器に
供給する遅延回路と、前記早期相関器からの前記遅延逆
拡散データ信号の大きさから、前記遅延拡散器からの前
記早期逆拡散データ信号の大きさを減算して差信号を発
生する減算器と、前記減算器からの前記差信号の入力と
して供給され、前記差信号に対応する二進コードを発生
する電圧制御エンコーダと、少なくとも１つ以上の電圧
値と前記少なくとも１つ以上の電圧値に対応する二進コ
ードを格納しており、前記電圧制御エンコーダから前記
二進コードを受信して、前記受信された二進コードと最
小閾値及び最大閾値とを比較し、比較の結果による比較
結果信号を出力する判定部と、前記判定部からの前記比
較結果信号により前記疑似雑音コード発生器が発生する
前記基準、早期及び遅延疑似雑音コードの位相をそれぞ
れ制御する制御部とを有することを特徴とする拡散スペ
クトル通信システムの受信機での受信された拡散データ
信号の周波数及び位相を追跡するディジタルディレイロ
ックループを提供する。
の本発明は、拡散スペクトル通信システムの受信機での
受信された拡散データ信号の周波数及び位相を追跡する
ディジタルディレイロックループであって、所定制御に
より位相が変化する基準疑似雑音コードを発生して、前
記基準疑似雑音コードを拡散スペクトル通信システムの
受信機の逆拡散相関器に供給し、前記基準疑似雑音コー
ドの前記位相よりその設定の位相が、それぞれ、進んだ
及び遅れた早期疑似雑音コード及び遅延疑似雑音コード
を発生する疑似雑音コード発生器と、前記疑似雑音コー
ド発生器により発生した早期疑似雑音コードと受信され
た拡散データ信号とに基づいて早期逆拡散データ信号を
発生し、前記発生した早期拡散データ信号の大きさを算
出する早期相関器と、前記疑似雑音コード発生器により
発生した遅延疑似雑音コードと前記受信された拡散デー
タ信号とに基づいて遅延逆拡散データ信号を発生し、前
記発生した遅延逆拡散データ信号の大きさを算出する遅
延相関器と、前記疑似雑音コード発生器が発生した基準
疑似雑音コード、早期疑似雑音コード及び遅延疑似雑音
コードをそれぞれ遅延して遅延された基準疑似雑音コー
ド、早期疑似雑音コード及び遅延疑似雑音コードを、前
記逆拡散相関器、前記早期相関器及び前記遅延相関器に
供給する遅延回路と、前記早期相関器からの前記遅延逆
拡散データ信号の大きさから、前記遅延拡散器からの前
記早期逆拡散データ信号の大きさを減算して差信号を発
生する減算器と、前記減算器からの前記差信号の入力と
して供給され、前記差信号に対応する二進コードを発生
する電圧制御エンコーダと、少なくとも１つ以上の電圧
値と前記少なくとも１つ以上の電圧値に対応する二進コ
ードを格納しており、前記電圧制御エンコーダから前記
二進コードを受信して、前記受信された二進コードと最
小閾値及び最大閾値とを比較し、比較の結果による比較
結果信号を出力する判定部と、前記判定部からの前記比
較結果信号により前記疑似雑音コード発生器が発生する
前記基準、早期及び遅延疑似雑音コードの位相をそれぞ
れ制御する制御部とを有することを特徴とする拡散スペ
クトル通信システムの受信機での受信された拡散データ
信号の周波数及び位相を追跡するディジタルディレイロ
ックループを提供する。
【００１６】望ましくは、前記最小閾値及び前記最大閾
値が、前記受信された拡散データ信号に対する前記疑似
雑音コード発生器が発生した前記基準疑似雑音コードの
位相偏差の許容範囲内にあることがよい。
値が、前記受信された拡散データ信号に対する前記疑似
雑音コード発生器が発生した前記基準疑似雑音コードの
位相偏差の許容範囲内にあることがよい。
【００１７】望ましくは、前記遅延回路が、前記疑似雑
音コード発生器が発生した基準疑似雑音コードを遅延し
て遅延された基準疑似雑音コードを前記逆拡散相関器に
供給する第１遅延部と、前記疑似雑音コード発生器が発
生した早期疑似雑音コードを遅延して遅延された早期疑
似雑音コードを前記早期相関器に供給する第２遅延部
と、前記疑似雑音コード発生器が発生した遅延疑似雑音
コードを遅延して遅延された遅延疑似雑音コードを前記
遅延相関器に提供する第３遅延部とを有する。
音コード発生器が発生した基準疑似雑音コードを遅延し
て遅延された基準疑似雑音コードを前記逆拡散相関器に
供給する第１遅延部と、前記疑似雑音コード発生器が発
生した早期疑似雑音コードを遅延して遅延された早期疑
似雑音コードを前記早期相関器に供給する第２遅延部
と、前記疑似雑音コード発生器が発生した遅延疑似雑音
コードを遅延して遅延された遅延疑似雑音コードを前記
遅延相関器に提供する第３遅延部とを有する。
【００１８】前記早期拡散データ信号及び前記遅延逆拡
散データ信号の大きさ、及び前記差信号が、電圧及び電
流のうちのいずれか１つであることが望ましい。
散データ信号の大きさ、及び前記差信号が、電圧及び電
流のうちのいずれか１つであることが望ましい。
【００１９】前記判定部が、前記比較の結果、前記電圧
制御エンコーダからの前記二進コードが前記最少閾値以
上で最大閾値以下の場合には、前記位相オン判定信号を
出力し、前記二進コードが前記最少閾値未満の場合に
は、前記位相アドバンス判定信号を出力し、前記二進コ
ードが前記最大閾値より大きい場合には、前記位相リタ
ード判定信号を出力することが望ましい。
制御エンコーダからの前記二進コードが前記最少閾値以
上で最大閾値以下の場合には、前記位相オン判定信号を
出力し、前記二進コードが前記最少閾値未満の場合に
は、前記位相アドバンス判定信号を出力し、前記二進コ
ードが前記最大閾値より大きい場合には、前記位相リタ
ード判定信号を出力することが望ましい。
【００２０】更に、望ましくは、前記判定部が、前記制
御電圧エンコーダに用いられる二進コードと前記二進コ
ードに対応する電圧値とを格納するルックアップテーブ
ルメモリと、前記電圧制御エンコーダからの前記二進コ
ードと最少及び最大閾値を比較し、比較の結果による比
較結果信号を出力する比較器とを有する。
御電圧エンコーダに用いられる二進コードと前記二進コ
ードに対応する電圧値とを格納するルックアップテーブ
ルメモリと、前記電圧制御エンコーダからの前記二進コ
ードと最少及び最大閾値を比較し、比較の結果による比
較結果信号を出力する比較器とを有する。
【００２１】このような構成を有する本発明は、ＤＳ拡
散スペクトル通信において、疑似雑音コードの周波数及
び位相追跡動作を遂行するＤＬＬをディジタル回路で構
成してディジタルＤＳ拡散スペクトル通信はディジタル
コード追跡を容易にできる。
散スペクトル通信において、疑似雑音コードの周波数及
び位相追跡動作を遂行するＤＬＬをディジタル回路で構
成してディジタルＤＳ拡散スペクトル通信はディジタル
コード追跡を容易にできる。
【００２２】以上のような本発明の目的と他の特徴及び
長所などは次に参照する本発明のいくつかの好適な実施
例に対する以下の説明から明確になるであろう。
長所などは次に参照する本発明のいくつかの好適な実施
例に対する以下の説明から明確になるであろう。
【００２３】
【発明の実施の形態】以下、本発明を添付図面に基づい
て本発明の望ましい実施例をより詳細に説明する。図面
において同一の要素に対しては同一符号を使用する。図
２は及び図３は直接シーケンスを利用する拡散スペクト
ル通信システムの概略ブロック図である。図２は送信
機、図３は受信機を示す。
て本発明の望ましい実施例をより詳細に説明する。図面
において同一の要素に対しては同一符号を使用する。図
２は及び図３は直接シーケンスを利用する拡散スペクト
ル通信システムの概略ブロック図である。図２は送信
機、図３は受信機を示す。
【００２４】図２を参照すると、ａ（ｔ）で表現された
情報信号は変調器２１０で変調されて変調信号ｂ（ｔ）
として出力される。前記変調信号ｂ（ｔ）は拡散部２３
の乗算器２３１によって疑似雑音コード発生器２２から
発生したＰＮコードｃ（ｔ）に乗算される。疑似雑音コ
ード発生器２２は基準クロック発信器２４からのクロッ
ク信号によって駆動される。ＰＮコードｃ（ｔ）のチッ
プレートは情報信号ａ（ｔ）のデータレートより一層高
い。従って、乗算器出力信号ｓ（ｔ）のスペクトル帯域
は前記変調信号ｂ（ｔ）と比較して拡散されている。前
記乗算器出力信号ｓ（ｔ）は周波数変換器２５によりＲ
Ｆ信号に変換され、増幅器２６により増幅されアンテナ
２７を通して送信される。
情報信号は変調器２１０で変調されて変調信号ｂ（ｔ）
として出力される。前記変調信号ｂ（ｔ）は拡散部２３
の乗算器２３１によって疑似雑音コード発生器２２から
発生したＰＮコードｃ（ｔ）に乗算される。疑似雑音コ
ード発生器２２は基準クロック発信器２４からのクロッ
ク信号によって駆動される。ＰＮコードｃ（ｔ）のチッ
プレートは情報信号ａ（ｔ）のデータレートより一層高
い。従って、乗算器出力信号ｓ（ｔ）のスペクトル帯域
は前記変調信号ｂ（ｔ）と比較して拡散されている。前
記乗算器出力信号ｓ（ｔ）は周波数変換器２５によりＲ
Ｆ信号に変換され、増幅器２６により増幅されアンテナ
２７を通して送信される。
【００２５】図３を参照すると、受信機では、アンテナ
３１により受信された信号はＲＦ増幅器３２によって増
幅され、周波数変換器３３で中間周波数信号ｓ（ｔ）に
変換される。中間周波数に変換された信号ｓ（ｔ）は、
疑似雑音コード発生器３４１で送信機側から発生したｃ
（ｔ）と同一のシーケンスを有するＰＮコードｃ（ｔ）
に乗算される。疑似雑音コード発生器３４２により発生
したＰＮコードは逆拡散相関部３５における入力として
供給された前記受信信号に含まれたＰＮコードに同期さ
れなければならない。そのために、ループ構造を有する
時間識別制御回路３４２が用いられている。前記時間識
別制御回路３４２は前記疑似雑音コード発生器３４１と
共に前記同期部３４を構成する。逆拡散相関部３５から
取り除かれたＰＮコードと共に、逆拡散相関部３５から
の出力ｂ（ｔ）は前記データにより変調された狭い帯域
信号に復帰し、情報復調器３６を通して復調されて情報
信号ａ（ｔ）として出力される。
３１により受信された信号はＲＦ増幅器３２によって増
幅され、周波数変換器３３で中間周波数信号ｓ（ｔ）に
変換される。中間周波数に変換された信号ｓ（ｔ）は、
疑似雑音コード発生器３４１で送信機側から発生したｃ
（ｔ）と同一のシーケンスを有するＰＮコードｃ（ｔ）
に乗算される。疑似雑音コード発生器３４２により発生
したＰＮコードは逆拡散相関部３５における入力として
供給された前記受信信号に含まれたＰＮコードに同期さ
れなければならない。そのために、ループ構造を有する
時間識別制御回路３４２が用いられている。前記時間識
別制御回路３４２は前記疑似雑音コード発生器３４１と
共に前記同期部３４を構成する。逆拡散相関部３５から
取り除かれたＰＮコードと共に、逆拡散相関部３５から
の出力ｂ（ｔ）は前記データにより変調された狭い帯域
信号に復帰し、情報復調器３６を通して復調されて情報
信号ａ（ｔ）として出力される。
【００２６】時間同期化は前記受信機側の逆拡散相関部
３５で行われるために、時間遅延された多重経路フェー
ディングの影響は減少することもある。前記受信信号は
ＰＮコード発生器３４１によって発生したＰＮコードに
かけられるために、受信アンテナの狭い帯域ノイズ入力
及びその影響が減少する。
３５で行われるために、時間遅延された多重経路フェー
ディングの影響は減少することもある。前記受信信号は
ＰＮコード発生器３４１によって発生したＰＮコードに
かけられるために、受信アンテナの狭い帯域ノイズ入力
及びその影響が減少する。
【００２７】前記したように、スペクトル拡散は多重経
路フェーディング及び狭い帯域ノイズに対して強い広帯
域幅の通信を可能にしてより効果的な通信が遂行でき
る。図４は本発明の実施例による拡散スペクトル通信シ
ステムの受信機における受信された拡散データ信号の周
波数及び位相を追跡するディジタルＤＬＬ４０の構成を
示す。
路フェーディング及び狭い帯域ノイズに対して強い広帯
域幅の通信を可能にしてより効果的な通信が遂行でき
る。図４は本発明の実施例による拡散スペクトル通信シ
ステムの受信機における受信された拡散データ信号の周
波数及び位相を追跡するディジタルＤＬＬ４０の構成を
示す。
【００２８】本発明の実施例によるディジタルＤＬＬ４
０は疑似雑音コード発生器４１、早期相関器４２、遅延
相関器４３、遅延回路４４、減算器４５、電圧制御エン
コーダ（Voltage controlled encoder；以下、ＶＣＥと
いう）４６、判定部４７、及び制御器４８を具備する。
０は疑似雑音コード発生器４１、早期相関器４２、遅延
相関器４３、遅延回路４４、減算器４５、電圧制御エン
コーダ（Voltage controlled encoder；以下、ＶＣＥと
いう）４６、判定部４７、及び制御器４８を具備する。
【００２９】疑似雑音コード発生器４１は、制御器４８
の制御により位相が変化する基準疑似雑音コードを発生
して遅延回路４４の第１遅延部４４１を通して前記受信
機の逆拡散相関器４０１に供給し、前記基準疑似雑音コ
ードコードより既設定の位相が進んだり遅れたりする早
期及び遅延疑似雑音コードを発生して遅延回路４４の第
２及び第３遅延部４４２，４４３を通して早期相関器４
２及び遅延相関器４３にそれぞれ供給する。
の制御により位相が変化する基準疑似雑音コードを発生
して遅延回路４４の第１遅延部４４１を通して前記受信
機の逆拡散相関器４０１に供給し、前記基準疑似雑音コ
ードコードより既設定の位相が進んだり遅れたりする早
期及び遅延疑似雑音コードを発生して遅延回路４４の第
２及び第３遅延部４４２，４４３を通して早期相関器４
２及び遅延相関器４３にそれぞれ供給する。
【００３０】早期相関器４２は、前記疑似雑音コード発
生器４１によって発生した早期疑似雑音コードと受信さ
れた拡散データ信号とに基づいて早期逆拡散データ信号
を発生し、前記発生した早期拡散データ信号の大きさを
減算器４５に供給する。前記早期相関器４２は前記疑似
雑音コード発生器４１により発生した早期疑似雑音コー
ドＥ（ｔ）と受信された拡散データ信号ｒ（ｔ）とを乗
算して第１乗算信号Ｚ（ｔ）を発生する第１乗算器４２
１、及び第１乗算器４２１からの前記第１乗算信号を自
乗して前記第１乗算信号の大きさを発生して減算器４５
に供給する第１自乗検出器４２３を有する。前記早期相
関器４２は前記第１乗算器４２１からの前記第１乗算信
号に含まれた高周波のノイズ成分を取り除き、ノイズ成
分が取り除かれた第１乗算信号を発生して前記第１自乗
検出器４２３に提供する第１帯域通過フィルタ（ＢＰ
Ｆ）４２２をさらに具備する。
生器４１によって発生した早期疑似雑音コードと受信さ
れた拡散データ信号とに基づいて早期逆拡散データ信号
を発生し、前記発生した早期拡散データ信号の大きさを
減算器４５に供給する。前記早期相関器４２は前記疑似
雑音コード発生器４１により発生した早期疑似雑音コー
ドＥ（ｔ）と受信された拡散データ信号ｒ（ｔ）とを乗
算して第１乗算信号Ｚ（ｔ）を発生する第１乗算器４２
１、及び第１乗算器４２１からの前記第１乗算信号を自
乗して前記第１乗算信号の大きさを発生して減算器４５
に供給する第１自乗検出器４２３を有する。前記早期相
関器４２は前記第１乗算器４２１からの前記第１乗算信
号に含まれた高周波のノイズ成分を取り除き、ノイズ成
分が取り除かれた第１乗算信号を発生して前記第１自乗
検出器４２３に提供する第１帯域通過フィルタ（ＢＰ
Ｆ）４２２をさらに具備する。
【００３１】遅延相関器４３は、前記疑似雑音コード発
生器４１により発生した遅延疑似雑音コードＬ（ｔ）と
受信された拡散データ信号ｒ（ｔ）とに基づいて遅延逆
拡散データ信号を発生し、前記発生した遅延逆拡散デー
タ信号の大きさを前記減算器４５に提供する。前記遅延
相関器４３は前記疑似雑音コードにより発生した遅延疑
似雑音コードＬ（ｔ）と受信された拡散データ信号ｒ
（ｔ）とを乗算して第２乗算信号Ｚ（ｔ）を発生する第
２乗算器４３１、及び前記第２乗算器４３１からの前記
第２乗算信号Ｚ２（ｔ）を自乗して前記第２乗算信号の
大きさを発生して前記減算器４５に供給する第２自乗検
出器４３３を有する。前記遅延相関器４３は、前記第２
乗算器４３１からの前記第２乗算信号に含まれた高周波
のノイズ成分を取り除き、ノイズ成分が取り除かれた第
２乗算信号を発生して前記第２自乗検出器４３３に供給
する第２帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）４３２をさらに具
備する。
生器４１により発生した遅延疑似雑音コードＬ（ｔ）と
受信された拡散データ信号ｒ（ｔ）とに基づいて遅延逆
拡散データ信号を発生し、前記発生した遅延逆拡散デー
タ信号の大きさを前記減算器４５に提供する。前記遅延
相関器４３は前記疑似雑音コードにより発生した遅延疑
似雑音コードＬ（ｔ）と受信された拡散データ信号ｒ
（ｔ）とを乗算して第２乗算信号Ｚ（ｔ）を発生する第
２乗算器４３１、及び前記第２乗算器４３１からの前記
第２乗算信号Ｚ２（ｔ）を自乗して前記第２乗算信号の
大きさを発生して前記減算器４５に供給する第２自乗検
出器４３３を有する。前記遅延相関器４３は、前記第２
乗算器４３１からの前記第２乗算信号に含まれた高周波
のノイズ成分を取り除き、ノイズ成分が取り除かれた第
２乗算信号を発生して前記第２自乗検出器４３３に供給
する第２帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）４３２をさらに具
備する。
【００３２】遅延回路４４は、前記疑似雑音コード発生
器４１の出力端に接続され前記疑似雑音コード発生器４
１が発生した基準疑似雑音コード、早期疑似雑音コー
ド、及び遅延疑似雑音コードをそれぞれ遅延して、遅延
された基準疑似雑音コードｃ（ｔ）、早期疑似雑音コー
ドＥ（ｔ）、及び遅延疑似雑音コードＬ（ｔ）を、前記
逆拡散相関器４０１、前記早期相関器４２、及び前記遅
延相関器４３に、各々供給する。前記遅延回路４４は、
前記疑似雑音コード発生器４１が発生した基準疑似雑音
コードを遅延して遅延された基準疑似雑音コードｃ
（ｔ）を前記逆拡散相関器４０１に供給する第１遅延部
４４１、前記疑似雑音コード発生器４１が発生した早期
疑似雑音コードを遅延して遅延された早期疑似雑音コー
ドＥ（ｔ）を前記早期相関器４２に供給する第２遅延部
４４２、及び前記疑似雑音コード発生器４１が発生した
遅延疑似雑音コードを遅延して遅延された遅延疑似雑音
コードＬ（ｔ）を前記遅延相関器４３に供給する第３遅
延部４４３を有する。
器４１の出力端に接続され前記疑似雑音コード発生器４
１が発生した基準疑似雑音コード、早期疑似雑音コー
ド、及び遅延疑似雑音コードをそれぞれ遅延して、遅延
された基準疑似雑音コードｃ（ｔ）、早期疑似雑音コー
ドＥ（ｔ）、及び遅延疑似雑音コードＬ（ｔ）を、前記
逆拡散相関器４０１、前記早期相関器４２、及び前記遅
延相関器４３に、各々供給する。前記遅延回路４４は、
前記疑似雑音コード発生器４１が発生した基準疑似雑音
コードを遅延して遅延された基準疑似雑音コードｃ
（ｔ）を前記逆拡散相関器４０１に供給する第１遅延部
４４１、前記疑似雑音コード発生器４１が発生した早期
疑似雑音コードを遅延して遅延された早期疑似雑音コー
ドＥ（ｔ）を前記早期相関器４２に供給する第２遅延部
４４２、及び前記疑似雑音コード発生器４１が発生した
遅延疑似雑音コードを遅延して遅延された遅延疑似雑音
コードＬ（ｔ）を前記遅延相関器４３に供給する第３遅
延部４４３を有する。
【００３３】減算器４５は、前記早期相関器４２及び前
記遅延相関器４３の出力端に接続され前記早期相関器４
２の第１自乗検出器４２３からの前記早期逆拡散データ
信号Ｖ１の大きさから、前記遅延拡散器４３の第２自乗
検出器４３３からの前記遅延逆拡散データ信号Ｖ２の大
きさを減算して、差信号Ｙ（τ）を発生してＶＣＥ４６
に供給する。ＶＣＥ４６は前記減算器４５からの前記差
信号に対応する２進コードを発生して判定部４７に供給
する。
記遅延相関器４３の出力端に接続され前記早期相関器４
２の第１自乗検出器４２３からの前記早期逆拡散データ
信号Ｖ１の大きさから、前記遅延拡散器４３の第２自乗
検出器４３３からの前記遅延逆拡散データ信号Ｖ２の大
きさを減算して、差信号Ｙ（τ）を発生してＶＣＥ４６
に供給する。ＶＣＥ４６は前記減算器４５からの前記差
信号に対応する２進コードを発生して判定部４７に供給
する。
【００３４】判定部４７は、表１に説明したように、少
なくとも一つ以上の２進コード及び前記２進コードに対
応する電圧値を格納しており、前記ＶＣＥ４６から２進
コードを受信して前記受信された前記２進コードと最小
及び最大閾値を比較し、比較結果により位相オン判定信
号ＯＮ、位相アドバンス判定信号ＡＶ、及び位相リター
ド判定信号ＲＶのいずれかを選択的に出力する。前記判
定部４７は前記最小及び最大閾値を格納するルックアッ
プテーブルメモリ４７１、及び前記ＶＣＥ４６からの前
記２進コードと最小及び最大閾値を比較し、比較結果に
よる比較結果信号を出力する比較器４７２を有する。前
記位相オン判定信号ＯＮは、前記疑似雑音コード発生器
４１が発生する基準、早期、及び遅延疑似雑音コードの
位相をそのまま維持するようにする信号である。位相ア
ドバンス判定信号ＡＶは、前記疑似雑音コード発生器４
１が発生する基準、早期、及び遅延疑似雑音コードの位
相を進める信号である。位相リタード判定信号ＲＴは、
前記疑似雑音コード発生器４１が発生する基準、早期、
及び遅延疑似雑音コードの位相を遅らせる信号である。
なくとも一つ以上の２進コード及び前記２進コードに対
応する電圧値を格納しており、前記ＶＣＥ４６から２進
コードを受信して前記受信された前記２進コードと最小
及び最大閾値を比較し、比較結果により位相オン判定信
号ＯＮ、位相アドバンス判定信号ＡＶ、及び位相リター
ド判定信号ＲＶのいずれかを選択的に出力する。前記判
定部４７は前記最小及び最大閾値を格納するルックアッ
プテーブルメモリ４７１、及び前記ＶＣＥ４６からの前
記２進コードと最小及び最大閾値を比較し、比較結果に
よる比較結果信号を出力する比較器４７２を有する。前
記位相オン判定信号ＯＮは、前記疑似雑音コード発生器
４１が発生する基準、早期、及び遅延疑似雑音コードの
位相をそのまま維持するようにする信号である。位相ア
ドバンス判定信号ＡＶは、前記疑似雑音コード発生器４
１が発生する基準、早期、及び遅延疑似雑音コードの位
相を進める信号である。位相リタード判定信号ＲＴは、
前記疑似雑音コード発生器４１が発生する基準、早期、
及び遅延疑似雑音コードの位相を遅らせる信号である。
【００３５】制御器４８は判定部４７の出力端に接続さ
れ前記判定部４７からの前記比較結果信号により位相オ
ン、アドバンス、及びリタード判定信号を発生して前記
疑似雑音コード発生器４１が発生する前記基準疑似雑音
コード、前記早期疑似雑音コード、及び前記遅延疑似雑
音コードの位相を制御する。
れ前記判定部４７からの前記比較結果信号により位相オ
ン、アドバンス、及びリタード判定信号を発生して前記
疑似雑音コード発生器４１が発生する前記基準疑似雑音
コード、前記早期疑似雑音コード、及び前記遅延疑似雑
音コードの位相を制御する。
【００３６】表１は判定部４７のルックアップテーブル
メモリ４７１に格納される少なくとも一つ以上の２進コ
ード及び前記２進コードに対応する電圧値の一例を示
す。
メモリ４７１に格納される少なくとも一つ以上の２進コ
ード及び前記２進コードに対応する電圧値の一例を示
す。
【表１】
【００３７】以下、前述したように構成された本発明の
実施例による拡散スペクトル通信システムの受信器にお
ける受信された拡散データ信号の周波数及び位相を追跡
するディジタルＤＬＬの動作を添付図面を参照して説明
する。
実施例による拡散スペクトル通信システムの受信器にお
ける受信された拡散データ信号の周波数及び位相を追跡
するディジタルＤＬＬの動作を添付図面を参照して説明
する。
【００３８】ディジタルＤＬＬ４０の入力ライン４００
は初期同期動作が完了した後、疑似雑音周波数帯域に拡
散された信号ｒ（ｔ）を受信する。前記拡散された信号
ｒ（ｔ）は図５Ａのような波形を有する。
は初期同期動作が完了した後、疑似雑音周波数帯域に拡
散された信号ｒ（ｔ）を受信する。前記拡散された信号
ｒ（ｔ）は図５Ａのような波形を有する。
【００３９】逆拡散相関器４０１は前記入力ライン４０
０を通して受信された前記疑似雑音周波数帯域に拡散さ
れた信号ｒ（ｔ）と、疑似雑音コード発生器４１が発生
して遅延部４４の第１遅延部４４１を通して受信された
基準疑似雑音コードｃ（ｔ）とを乗算することにより、
前記受信された疑似雑音拡散データ信号ｒ（ｔ）をベー
ス帯域の信号に逆拡散して、ベース帯域の逆拡散データ
信号Ｚ（ｔ）を発生して、データ復調器４０２に供給す
る。前記ベース帯域の逆拡散データ信号Ｚ（ｔ）は図５
Ｂのような波形を有する。データ復調器４０２は前記逆
拡散相関器４０１からの前記既知帯域の逆拡散データ信
号を変調される前の元の信号に復調して外部に出力す
る。
０を通して受信された前記疑似雑音周波数帯域に拡散さ
れた信号ｒ（ｔ）と、疑似雑音コード発生器４１が発生
して遅延部４４の第１遅延部４４１を通して受信された
基準疑似雑音コードｃ（ｔ）とを乗算することにより、
前記受信された疑似雑音拡散データ信号ｒ（ｔ）をベー
ス帯域の信号に逆拡散して、ベース帯域の逆拡散データ
信号Ｚ（ｔ）を発生して、データ復調器４０２に供給す
る。前記ベース帯域の逆拡散データ信号Ｚ（ｔ）は図５
Ｂのような波形を有する。データ復調器４０２は前記逆
拡散相関器４０１からの前記既知帯域の逆拡散データ信
号を変調される前の元の信号に復調して外部に出力す
る。
【００４０】早期相関器４２において、第１乗算器４２
１は、前記疑似雑音コード発生器４１により発生した早
期疑似雑音コードＥ（ｔ）と受信された拡散データ信号
ｒ（ｔ）とを乗算して第１掛け算信号Ｚ１（ｔ）を発生
して、第１帯域通過フィルタ４２２に供給する。第１帯
域通過フィルタ４２２は、前記第１乗算器４２１からの
前記第１乗算信号Ｚ１（ｔ）に含まれた高周波のノイズ
成分を取り除き、ノイズ成分が取り除かれた第１乗算信
号Ｍ１（ｔ）を発生して、前記第１自乗検出器４２３に
供給する。第１自乗検出器４２３は、前記第１乗算器４
２１からの前記ノイズ成分が取り除かれた第１乗算信号
Ｍ１（ｔ）を自乗して、前記第１乗算信号の大きさＶ１
を発生して減算器４５に供給する。
１は、前記疑似雑音コード発生器４１により発生した早
期疑似雑音コードＥ（ｔ）と受信された拡散データ信号
ｒ（ｔ）とを乗算して第１掛け算信号Ｚ１（ｔ）を発生
して、第１帯域通過フィルタ４２２に供給する。第１帯
域通過フィルタ４２２は、前記第１乗算器４２１からの
前記第１乗算信号Ｚ１（ｔ）に含まれた高周波のノイズ
成分を取り除き、ノイズ成分が取り除かれた第１乗算信
号Ｍ１（ｔ）を発生して、前記第１自乗検出器４２３に
供給する。第１自乗検出器４２３は、前記第１乗算器４
２１からの前記ノイズ成分が取り除かれた第１乗算信号
Ｍ１（ｔ）を自乗して、前記第１乗算信号の大きさＶ１
を発生して減算器４５に供給する。
【００４１】遅延相関器４３において、第２乗算器４３
１は、前記疑似雑音コード発生器４１により発生した遅
延疑似雑音コードＬ（ｔ）と受信された拡散データ信号
ｒ（ｔ）とを乗算して第２乗算信号Ｚ２（ｔ）を発生し
て、第２帯域通過フィルタ４３２に供給する。第２帯域
通過フィルタ４３２は、前記第２乗算器４３１からの前
記第２乗算信号Ｚ２（ｔ）に含まれた高周波のノイズ成
分を取り除き、ノイズ成分が取り除かれた第２乗算信号
Ｍ２（ｔ）を発生して、前記第２自乗検出器４３３に供
給する。第２自乗検出器４３３は前記第２乗算器４３１
からの前記ノイズ成分が取り除かれた第２乗算信号Ｍ２
（ｔ）を自乗して前記第２乗算信号の大きさＶ２を発生
して減算器４５に供給する。
１は、前記疑似雑音コード発生器４１により発生した遅
延疑似雑音コードＬ（ｔ）と受信された拡散データ信号
ｒ（ｔ）とを乗算して第２乗算信号Ｚ２（ｔ）を発生し
て、第２帯域通過フィルタ４３２に供給する。第２帯域
通過フィルタ４３２は、前記第２乗算器４３１からの前
記第２乗算信号Ｚ２（ｔ）に含まれた高周波のノイズ成
分を取り除き、ノイズ成分が取り除かれた第２乗算信号
Ｍ２（ｔ）を発生して、前記第２自乗検出器４３３に供
給する。第２自乗検出器４３３は前記第２乗算器４３１
からの前記ノイズ成分が取り除かれた第２乗算信号Ｍ２
（ｔ）を自乗して前記第２乗算信号の大きさＶ２を発生
して減算器４５に供給する。
【００４２】減算器４５が、前記早期相関器４２の第１
自乗検出器４２３からの前記早期逆拡散データ信号の大
きさＶ１から前記遅延拡散器４３の第２自乗検出器４３
３からの前記遅延逆拡散データ信号の大きさＶ２を減算
して差信号Ｙ（τ）を発生してＶＣＥ４６に供給する。
前記ＶＣＥ４６は前記減算器４５からの前記差信号Ｙ
（τ）を受信して前記受信された差信号Ｙ（τ）に対応
する２進コードを発生して判定部４７に供給する。
自乗検出器４２３からの前記早期逆拡散データ信号の大
きさＶ１から前記遅延拡散器４３の第２自乗検出器４３
３からの前記遅延逆拡散データ信号の大きさＶ２を減算
して差信号Ｙ（τ）を発生してＶＣＥ４６に供給する。
前記ＶＣＥ４６は前記減算器４５からの前記差信号Ｙ
（τ）を受信して前記受信された差信号Ｙ（τ）に対応
する２進コードを発生して判定部４７に供給する。
【００４３】判定部４７が、表１に説明するように、前
記ＶＣＥ４６からの前記２進コードと、前記最小閾値Ｔ
ＨＬ及び最大閾値ＴＨＨとを比較し、比較の結果、前記
ＶＣＥ４６からの前記２進コードが、前記最小閾値ＴＨ
Ｌ以上であり、かつ最大閾値ＴＨＬ以下（ＴＨＬ≦２進
コード≦２ＴＨＨ）の場合には、位相オン判定信号Ｏ
Ｎ、前記２進コードが、前記最小閾値ＴＨＬ未満の場合
には、位相アドバンス判定信号ＡＶ、及び前記２進コー
ドが、前記最大閾値ＴＨＨより大きい場合には、位相リ
タード判定信号ＲＴを、それぞれ制御部４８に供給す
る。
記ＶＣＥ４６からの前記２進コードと、前記最小閾値Ｔ
ＨＬ及び最大閾値ＴＨＨとを比較し、比較の結果、前記
ＶＣＥ４６からの前記２進コードが、前記最小閾値ＴＨ
Ｌ以上であり、かつ最大閾値ＴＨＬ以下（ＴＨＬ≦２進
コード≦２ＴＨＨ）の場合には、位相オン判定信号Ｏ
Ｎ、前記２進コードが、前記最小閾値ＴＨＬ未満の場合
には、位相アドバンス判定信号ＡＶ、及び前記２進コー
ドが、前記最大閾値ＴＨＨより大きい場合には、位相リ
タード判定信号ＲＴを、それぞれ制御部４８に供給す
る。
【００４４】制御器４８が、前記判定部４７からの前記
比較結果信号により前記疑似雑音コード発生器４１が発
生する前記基準疑似雑音コード、前記早期疑似雑音コー
ド、及び前記遅延疑似雑音コードの位相を制御する。
比較結果信号により前記疑似雑音コード発生器４１が発
生する前記基準疑似雑音コード、前記早期疑似雑音コー
ド、及び前記遅延疑似雑音コードの位相を制御する。
【００４５】図６は、疑似雑音コードが拡散データ信号
と同期が合わせられた状態において図４に示したディジ
タルＤＬＬによる各信号の波形図である。図７は、図６
の状態において図４に示した第１及び第２自乗検出器の
出力波形図である。
と同期が合わせられた状態において図４に示したディジ
タルＤＬＬによる各信号の波形図である。図７は、図６
の状態において図４に示した第１及び第２自乗検出器の
出力波形図である。
【００４６】図６に示すように、疑似雑音コード発生器
４１が発生して遅延回路４４の第１遅延部４４１を通し
て逆拡散相関器４０１が受信された基準疑似雑音コード
ｃ（ｔ）が入力ライン４００を通して前記逆拡散相関器
４０１に受信された拡散データ信号ｒ（ｔ）と同期が合
わせられた場合には、受信された拡散データ信号ｒ
（ｔ）と前記疑似雑音コード発生器４１により発生した
早期疑似雑音コードＥ（ｔ）の位相差が−△であり、前
記受信された拡散データ信号ｒ（ｔ）と前記疑似雑音コ
ード発生器４１により発生した遅延疑似雑音コードＬ
（ｔ）の位相差が＋△である。
４１が発生して遅延回路４４の第１遅延部４４１を通し
て逆拡散相関器４０１が受信された基準疑似雑音コード
ｃ（ｔ）が入力ライン４００を通して前記逆拡散相関器
４０１に受信された拡散データ信号ｒ（ｔ）と同期が合
わせられた場合には、受信された拡散データ信号ｒ
（ｔ）と前記疑似雑音コード発生器４１により発生した
早期疑似雑音コードＥ（ｔ）の位相差が−△であり、前
記受信された拡散データ信号ｒ（ｔ）と前記疑似雑音コ
ード発生器４１により発生した遅延疑似雑音コードＬ
（ｔ）の位相差が＋△である。
【００４７】従って、第１自乗検出器１０７の出力大き
さＶ１と第２自乗検出器１１０の大きさＶ２が図７に示
すように同一で減算器４５の出力は０ボルトであり、Ｖ
ＣＥ４６は前記０ボルトに対応する２進コード１００
（２）を判定部４７に供給する。判定部４７はルックア
ップテーブルメモリ４７１を利用してＶＣＥ４６からの
２進コード１００（２）に対応する電圧値Ｖ（２）＝０
〜１ｍＶ（表１）と最小閾値ＴＨＬ及び最大閾値ＴＨＨ
を比較する。本発明においては最小閾値ＴＨＬは−２ｍ
Ｖであり、最大閾値ＴＨＨは＋２ｍＶであると仮定す
る。比較の結果、−３ｍＶ≦Ｖ（２）≦＋３ｍＶである
ので、判定部４７は位相オン判定信号ＯＮを制御器４８
に供給する。それにより制御器４８は前記判定部４７か
らの位相オン判定信号ＯＮの入力を受けて位相オン制御
信号を発生して疑似雑音コード発生器４１を制御して疑
似雑音コード発生器４１が発生する現在発振している前
記基準疑似雑音コードｃ（ｔ）、前記早期疑似雑音コー
ドＥ（ｔ）、及び前記遅延疑似雑音コードＬ（ｔ）の位
相を維持するようにする。
さＶ１と第２自乗検出器１１０の大きさＶ２が図７に示
すように同一で減算器４５の出力は０ボルトであり、Ｖ
ＣＥ４６は前記０ボルトに対応する２進コード１００
（２）を判定部４７に供給する。判定部４７はルックア
ップテーブルメモリ４７１を利用してＶＣＥ４６からの
２進コード１００（２）に対応する電圧値Ｖ（２）＝０
〜１ｍＶ（表１）と最小閾値ＴＨＬ及び最大閾値ＴＨＨ
を比較する。本発明においては最小閾値ＴＨＬは−２ｍ
Ｖであり、最大閾値ＴＨＨは＋２ｍＶであると仮定す
る。比較の結果、−３ｍＶ≦Ｖ（２）≦＋３ｍＶである
ので、判定部４７は位相オン判定信号ＯＮを制御器４８
に供給する。それにより制御器４８は前記判定部４７か
らの位相オン判定信号ＯＮの入力を受けて位相オン制御
信号を発生して疑似雑音コード発生器４１を制御して疑
似雑音コード発生器４１が発生する現在発振している前
記基準疑似雑音コードｃ（ｔ）、前記早期疑似雑音コー
ドＥ（ｔ）、及び前記遅延疑似雑音コードＬ（ｔ）の位
相を維持するようにする。
【００４８】図８は、疑似雑音コードｃ（ｔ）が拡散デ
ータ信号ｒ（ｔ）より位相δだけ遅れた状態において図
４に示したディジタルＤＬＬによる各信号の波形図であ
る。図９は、図８の状態において図４に示した第１及び
第２自乗検出器の出力波形図である。
ータ信号ｒ（ｔ）より位相δだけ遅れた状態において図
４に示したディジタルＤＬＬによる各信号の波形図であ
る。図９は、図８の状態において図４に示した第１及び
第２自乗検出器の出力波形図である。
【００４９】図８に示すように、疑似雑音コード発生器
４１が発生して遅延回路４４の第１遅延部４４１を通し
て受信された基準疑似雑音コードｃ（ｔ）が入力ライン
４００を通して前記逆拡散相関器４０１に受信された拡
散データ信号ｒ（ｔ）より位相δだけ遅れた場合には、
受信された拡散データ信号ｒ（ｔ）と前記発生した早期
疑似雑音コードＥ（ｔ）との位相差は＋△−δであり、
前記受信された拡散データ信号ｒ（ｔ）と前記疑似雑音
コード発生器４１により発生した遅延疑似雑音コードＬ
（ｔ）との位相差は−（△＋δ）である。
４１が発生して遅延回路４４の第１遅延部４４１を通し
て受信された基準疑似雑音コードｃ（ｔ）が入力ライン
４００を通して前記逆拡散相関器４０１に受信された拡
散データ信号ｒ（ｔ）より位相δだけ遅れた場合には、
受信された拡散データ信号ｒ（ｔ）と前記発生した早期
疑似雑音コードＥ（ｔ）との位相差は＋△−δであり、
前記受信された拡散データ信号ｒ（ｔ）と前記疑似雑音
コード発生器４１により発生した遅延疑似雑音コードＬ
（ｔ）との位相差は−（△＋δ）である。
【００５０】従って、図９に示すように、第１自乗検出
器１０７の出力大きさＶ１が第２自乗検出器１１０の出
力大きさＶ２より小さく、減算器４５の出力は位相差−
２δに対応する電圧、たとえば、−３ミリボルトであ
る。そしてＶＣＥ４６は前記−３ミリボルトに対応する
２進コード１００（２）を判定部４７に供給する。判定
部４７はＶＣＥ４６からの２進コード００１（２）、す
なわち、Ｖ（２）＝−３ｍＶと最小閾値−２ｍＶ及び最
大閾値＋２ｍＶとを比較する。比較の結果、Ｖ（２）＜
−２ｍＶであるために、判定部４７は位相アドバンス判
定信号ＡＶを制御器４８に供給する。それにより制御器
４８は前記判定部４７からの位相アドバンス判定信号Ａ
Ｖの入力を受けて位相アドバンス制御信号を疑似雑音コ
ード発生器４１に供給する。
器１０７の出力大きさＶ１が第２自乗検出器１１０の出
力大きさＶ２より小さく、減算器４５の出力は位相差−
２δに対応する電圧、たとえば、−３ミリボルトであ
る。そしてＶＣＥ４６は前記−３ミリボルトに対応する
２進コード１００（２）を判定部４７に供給する。判定
部４７はＶＣＥ４６からの２進コード００１（２）、す
なわち、Ｖ（２）＝−３ｍＶと最小閾値−２ｍＶ及び最
大閾値＋２ｍＶとを比較する。比較の結果、Ｖ（２）＜
−２ｍＶであるために、判定部４７は位相アドバンス判
定信号ＡＶを制御器４８に供給する。それにより制御器
４８は前記判定部４７からの位相アドバンス判定信号Ａ
Ｖの入力を受けて位相アドバンス制御信号を疑似雑音コ
ード発生器４１に供給する。
【００５１】疑似雑音コード発生器４１は前記制御器４
８からの位相リタード判定信号により前記位相δだけ遅
れて発生した基準疑似雑音コードｃ（ｔ）、早期疑似雑
音コードＥ（ｔ）、及び遅延疑似雑音コードＬ（ｔ）の
位相をそれぞれδだけ進めて前記受信された基準疑似雑
音コードｃ（ｔ）が前記逆拡散相関器４０１に受信され
た拡散データ信号ｒ（ｔ）と同相となるようにする。
８からの位相リタード判定信号により前記位相δだけ遅
れて発生した基準疑似雑音コードｃ（ｔ）、早期疑似雑
音コードＥ（ｔ）、及び遅延疑似雑音コードＬ（ｔ）の
位相をそれぞれδだけ進めて前記受信された基準疑似雑
音コードｃ（ｔ）が前記逆拡散相関器４０１に受信され
た拡散データ信号ｒ（ｔ）と同相となるようにする。
【００５２】図１０は、疑似雑音コードｃ（ｔ）が拡散
データ信号ｒ（ｔ）より位相δだけ進んだ状態における
図４に示したディジタルＤＬＬによる各信号の波形図で
ある。図１１は図１０の状態における図４に示した第１
及び第２自乗検出器の出力波形図である。
データ信号ｒ（ｔ）より位相δだけ進んだ状態における
図４に示したディジタルＤＬＬによる各信号の波形図で
ある。図１１は図１０の状態における図４に示した第１
及び第２自乗検出器の出力波形図である。
【００５３】図１０に示すように疑似雑音コード発生器
４１が発生して遅延回路４４の第１遅延部４４１を通し
て受信された基準疑似雑音コードｃ（ｔ）が入力ライン
４００を通して前記逆拡散相関器４０１に受信された拡
散データ信号ｒ（ｔ）より位相δだけ進んでいる合に
は、受信された拡散データ信号ｒ（ｔ）と前記発生した
早期疑似雑音コードＥ（ｔ）の位相差が＋△＋δであ
り、前記受信された拡散データ信号ｒ（ｔ）と前記疑似
雑音コード発生器４１により発生した遅延疑似雑音コー
ドＬ（ｔ）の位相差が−（△−δ）である。
４１が発生して遅延回路４４の第１遅延部４４１を通し
て受信された基準疑似雑音コードｃ（ｔ）が入力ライン
４００を通して前記逆拡散相関器４０１に受信された拡
散データ信号ｒ（ｔ）より位相δだけ進んでいる合に
は、受信された拡散データ信号ｒ（ｔ）と前記発生した
早期疑似雑音コードＥ（ｔ）の位相差が＋△＋δであ
り、前記受信された拡散データ信号ｒ（ｔ）と前記疑似
雑音コード発生器４１により発生した遅延疑似雑音コー
ドＬ（ｔ）の位相差が−（△−δ）である。
【００５４】従って、図１１に示すように、第１自乗検
出器１０７の出力大きさＶ１が第２自乗検出器１１０の
出力の大きさＶ２より大きく、減算器４５の出力は位相
差＋２δに対応する電圧、たとえば、＋３ミリボルトで
ある。そしてＶＣＥ４６は前記＋３ミリボルトに対応す
る２進コード１１１（２）を判定部４７に供給する。判
定部４７はＶＣＥ４６からの２進コード１１１（２）、
すなわち、Ｖ（２）＝＋３ｍＶと最小閾値−２ｍＶ及び
最大閾値＋２ｍＶとを比較する。前記比較結果Ｖ（２）
＜＋２ｍＶであるために、判定部４７は位相リタード判
定信号ＲＴを制御器４８に供給する。それにより制御器
４８は前記判定部４７からの位相リタード判定信号ＲＴ
の入力を受けて位相リタード制御信号を疑似雑音コード
発生器４１に供給する。
出器１０７の出力大きさＶ１が第２自乗検出器１１０の
出力の大きさＶ２より大きく、減算器４５の出力は位相
差＋２δに対応する電圧、たとえば、＋３ミリボルトで
ある。そしてＶＣＥ４６は前記＋３ミリボルトに対応す
る２進コード１１１（２）を判定部４７に供給する。判
定部４７はＶＣＥ４６からの２進コード１１１（２）、
すなわち、Ｖ（２）＝＋３ｍＶと最小閾値−２ｍＶ及び
最大閾値＋２ｍＶとを比較する。前記比較結果Ｖ（２）
＜＋２ｍＶであるために、判定部４７は位相リタード判
定信号ＲＴを制御器４８に供給する。それにより制御器
４８は前記判定部４７からの位相リタード判定信号ＲＴ
の入力を受けて位相リタード制御信号を疑似雑音コード
発生器４１に供給する。
【００５５】疑似雑音コード発生器４１は、前記制御器
４８からの位相リタード判定信号により前記位相δだけ
進んで発生した基準疑似雑音コードｃ（ｔ）、早期疑似
雑音コードＥ（ｔ）、及び遅延疑似雑音コードＬ（ｔ）
の位相をそれぞれδだけ遅らせて前記受信された基準疑
似雑音コードｃ（ｔ）が前記逆拡散相関器４０１に受信
された拡散データ信号ｒ（ｔ）と同相となるようにす
る。
４８からの位相リタード判定信号により前記位相δだけ
進んで発生した基準疑似雑音コードｃ（ｔ）、早期疑似
雑音コードＥ（ｔ）、及び遅延疑似雑音コードＬ（ｔ）
の位相をそれぞれδだけ遅らせて前記受信された基準疑
似雑音コードｃ（ｔ）が前記逆拡散相関器４０１に受信
された拡散データ信号ｒ（ｔ）と同相となるようにす
る。
【００５６】本発明を実施例によって詳細に説明した
が、本発明は実施例によって限定されず、本発明が属す
る技術分野において通常の知識を有するものであれば本
発明の思想と精神を離れることなく、本発明を修正また
は変更できるであろう。また、本発明は、記録媒体に記
憶された電子計算機用プログラムによっても実施するこ
とができる。
が、本発明は実施例によって限定されず、本発明が属す
る技術分野において通常の知識を有するものであれば本
発明の思想と精神を離れることなく、本発明を修正また
は変更できるであろう。また、本発明は、記録媒体に記
憶された電子計算機用プログラムによっても実施するこ
とができる。
【００５７】
【発明の効果】以上で説明したように、本発明はＤＳ拡
散スペクトル通信において、疑似雑音コードの周波数及
び位相追跡動作を遂行するＤＬＬをディジタル回路で構
成してディジタルＤＳ拡散スペクトル通信はディジタル
コード追跡を容易にできるという効果がある。
散スペクトル通信において、疑似雑音コードの周波数及
び位相追跡動作を遂行するＤＬＬをディジタル回路で構
成してディジタルＤＳ拡散スペクトル通信はディジタル
コード追跡を容易にできるという効果がある。
【図１】従来のアナログＤＬＬの構成を示したブロック
図。
図。
【図２】本発明に適用できる直接シーケンス拡散スペク
トルシステムの送信機の構成を示すブロック図
トルシステムの送信機の構成を示すブロック図
【図３】本発明に適用できる直接シーケンス拡散スペク
トルシステムの受信機の構成を示すブロック図。
トルシステムの受信機の構成を示すブロック図。
【図４】本発明の実施例によるディジタルＤＬＬの構成
を示すブロック図。
を示すブロック図。
【図５】Ａ及びＢからなり、Ａは拡散された信号ｒ
（ｔ）のスペクトラム分布を表す図であり、Ｂは、逆拡
散データ信号Ｚ（ｔ）のスペクトラム分布を表す図であ
る。
（ｔ）のスペクトラム分布を表す図であり、Ｂは、逆拡
散データ信号Ｚ（ｔ）のスペクトラム分布を表す図であ
る。
【図６】疑似雑音コードと拡散データ信号との同期が合
わせられた状態において図４に示されたディジタルＤＬ
Ｌによる各信号の波形図。
わせられた状態において図４に示されたディジタルＤＬ
Ｌによる各信号の波形図。
【図７】図６の状態における図４に示した第１及び第２
自乗検出器の出力波形図。
自乗検出器の出力波形図。
【図８】疑似雑音コードが拡散データ信号より位相δだ
け遅れた状態において図４に示したディジタルＤＬＬに
よる各信号の波形図。
け遅れた状態において図４に示したディジタルＤＬＬに
よる各信号の波形図。
【図９】図８の状態において図４に示した第１及び第２
自乗検出器の出力波形図。
自乗検出器の出力波形図。
【図１０】疑似雑音コードが拡散データ信号より位相δ
だけ進んだ状態における図４に示したディジタルＤＬＬ
による各信号の波形図。
だけ進んだ状態における図４に示したディジタルＤＬＬ
による各信号の波形図。
【図１１】図１０の状態における図４に示した第１及び
第２自乗検出器の出力波形図。
第２自乗検出器の出力波形図。
２３ 逆拡散相関器 ２４ 基準クロック発振器 ２５ 周波数変換器 ３４ 同期部 ３６ 情報復調器 ４１ 類似雑音コード発生器 ４２ 早期相関器 ４３ 遅延相関器 ４４ 遅延回路 ４５ 減算器 ４６ 電圧制御エンコーダ ４７ 判定部 ４８ 制御器 １００ 入力線 １０４ データ復調器 １０６ 帯域通過フィルタ １０７ 自乗検出器 １０９ 帯域通過フィルタ １１０ 自乗検出器 ２０１ 情報変調器 ３４１ 類似雑音コード発生器 ３４２ 制御回路 ４００ 入力線 ４０２ データ復調器 ４２１ 乗算器 ４２２ 帯域通過フィルタ ４２３ 自乗検出器 ４３１ 乗算器 ４３２ 帯域通過フィルタ ４３３ 自乗検出器 ４７１ ルックアップテーブルメモリ記憶装置 ４７２ 比較器
Claims (10)
- 【請求項１】 拡散スペクトル通信システムの受信機
での受信された拡散データ信号の周波数及び位相を追跡
するディジタルディレイロックループであって、 所定制御により位相が変化する基準疑似雑音コードを発
生して、前記基準疑似雑音コードを拡散スペクトル通信
システムの受信機の逆拡散相関器に供給し、前記基準疑
似雑音コードの前記位相よりその設定の位相が、それぞ
れ、進んだ及び遅れた早期疑似雑音コード及び遅延疑似
雑音コードを発生する疑似雑音コード発生器と、 前記疑似雑音コード発生器により発生した早期疑似雑音
コードと受信された拡散データ信号とに基づいて早期逆
拡散データ信号を発生し、前記発生した早期拡散データ
信号の大きさを算出する早期相関器と、 前記疑似雑音コード発生器により発生した遅延疑似雑音
コードと前記受信された拡散データ信号とに基づいて遅
延逆拡散データ信号を発生し、前記発生した遅延逆拡散
データ信号の大きさを算出する遅延相関器と、 前記疑似雑音コード発生器が発生した基準疑似雑音コー
ド、早期疑似雑音コード及び遅延疑似雑音コードをそれ
ぞれ遅延して遅延された基準疑似雑音コード、早期疑似
雑音コード及び遅延疑似雑音コードを、前記逆拡散相関
器、前記早期相関器及び前記遅延相関器に供給する遅延
回路と、 前記早期相関器からの前記遅延逆拡散データ信号の大き
さから、前記遅延拡散器からの前記早期逆拡散データ信
号の大きさを減算して差信号を発生する減算器と、 前記減算器からの前記差信号の入力として供給され、前
記差信号に対応する二進コードを発生する電圧制御エン
コーダと、 少なくとも１つ以上の電圧値と前記少なくとも１つ以上
の電圧値に対応する二進コードを格納しており、前記電
圧制御エンコーダから前記二進コードを受信して、前記
受信された二進コードと最小閾値及び最大閾値とを比較
し、比較の結果による比較結果信号を出力する判定部
と、 前記判定部からの前記比較結果信号により前記疑似雑音
コード発生器が発生する前記基準、早期及び遅延疑似雑
音コードの位相をそれぞれ制御する制御部とを有するこ
とを特徴とする拡散スペクトル通信システムの受信機で
の受信された拡散データ信号の周波数及び位相を追跡す
るディジタルディレイロックループ。 - 【請求項２】 前記最小閾値及び前記最大閾値が、前
記受信された拡散データ信号に対する前記疑似雑音コー
ド発生器が発生した前記基準疑似雑音コードの位相偏差
の許容範囲内にあることを特徴とする請求項１に記載の
ディジタルディレイロックループ。 - 【請求項３】 前記早期相関器が、前記疑似雑音コー
ド発生器により発生した早期疑似雑音コードと受信され
た拡散データ信号とを乗算して第１乗算信号を発生する
第１乗算器、及び前記第１乗算器からの前記第１乗算信
号を自乗して前記第１乗算信号の大きさを発生する第１
自乗検出器を有することを特徴とする請求項１に記載の
ディジタルディレイロックループ。 - 【請求項４】 前記早期相関器が、前記第１乗算器か
らの前記第１乗算信号に含まれた高周波のノイズ成分を
取り除く第１帯域通過フィルタを更に有することを特徴
とする請求項１に記載のディジタルディレイロックルー
プ。 - 【請求項５】 前記遅延相関器が、前記疑似雑音コー
ドにより発生した遅延疑似雑音コードと受信された拡散
データ信号とを乗算して第２乗算信号を発生する第２乗
算器、及び前記第２乗算器からの前記第２乗算信号の入
力を受けて前記第２乗算信号の大きさを発生する第２自
乗検出器を有することを特徴とする請求項１に記載のデ
ィジタルディレイロックループ。 - 【請求項６】 前記遅延相関器が、前記第２乗算器か
らの前記第２乗算信号に含まれた高周波のノイズ成分を
取り除く第２帯域通過フィルターを更に有することを特
徴とする請求項１に記載のディジタルディレイロックル
ープ。 - 【請求項７】 前記遅延回路が、 前記疑似雑音コード発生器が発生した基準疑似雑音コー
ドを遅延して遅延された基準疑似雑音コードを前記逆拡
散相関器に供給する第１遅延部と、 前記疑似雑音コード発生器が発生した早期疑似雑音コー
ドを遅延して遅延された早期疑似雑音コードを前記早期
相関器に供給する第２遅延部と、 前記疑似雑音コード発生器が発生した遅延疑似雑音コー
ドを遅延して遅延された遅延疑似雑音コードを前記遅延
相関器に提供する第３遅延部とを有することを特徴とす
る請求項１に記載のディジタルディレイロックループ。 - 【請求項８】 前記早期拡散データ信号及び前記遅延
逆拡散データ信号の大きさ、及び前記差信号が、電圧及
び電流のうちのいずれか１つであることを特徴とする請
求項１に記載のディジタルディレイロックループ。 - 【請求項９】 前記判定部が、前記比較の結果、前記
電圧制御エンコーダからの前記二進コードが前記最少閾
値以上で最大閾値以下の場合には、前記位相オン判定信
号を出力し、前記二進コードが前記最少閾値未満の場合
には、前記位相アドバンス判定信号を出力し、前記二進
コードが前記最大閾値より大きい場合には、前記位相リ
タード判定信号を出力することを特徴とする請求項１に
記載のディジタルディレイロックループ。 - 【請求項１０】 前記判定部が、 前記制御電圧エンコーダに用いられる二進コードと前記
二進コードに対応する電圧値とを格納するルックアップ
テーブルメモリと、 前記電圧制御エンコーダからの前記二進コードと最少及
び最大閾値を比較し、比較の結果による比較結果信号を
出力する比較器とを有することを特徴とする請求項１に
記載のディジタルディレイロックループ。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| KR1019960019409A KR970078064A (ko) | 1996-05-31 | 1996-05-31 | 디지탈 디엘엘용 의사 잡음 발생 제어 장치 |
| KR1996-19409 | 1996-05-31 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH1013307A true JPH1013307A (ja) | 1998-01-16 |
Family
ID=19460565
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP9060764A Pending JPH1013307A (ja) | 1996-05-31 | 1997-03-14 | ディジタルディレイロックループ |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH1013307A (ja) |
| KR (1) | KR970078064A (ja) |
| GB (1) | GB2313750A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR20010091602A (ko) * | 2000-03-16 | 2001-10-23 | 송재인 | 추적 주파수 선택 방법 |
| CN102590787A (zh) * | 2012-02-29 | 2012-07-18 | 北京航空航天大学 | 扩频接收机双早迟环跟踪方法 |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6205167B1 (en) * | 1997-12-23 | 2001-03-20 | Philips Electronics North America Corporation | Apparatus and method for code tracking in an IS-95 spread spectrum communications system |
| US6549559B2 (en) | 1997-12-23 | 2003-04-15 | Koninklijke Philips Electronics N.V. | Apparatus and method for locking onto a psuedo-noise code in an IS-95 spread spectrum communications system |
| RU2486672C1 (ru) * | 2012-02-17 | 2013-06-27 | Федеральное государственное бюджетное образовательное учреждение высшего профессионального образования "Ижевский государственный технический университет имени М.Т. Калашникова" | Способ слежения за задержкой широкополосного сигнала и устройство для его реализации |
Family Cites Families (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2720076B2 (ja) * | 1989-07-17 | 1998-02-25 | 京セラ株式会社 | 直接スペクトラム拡散受信機の自動校正装置 |
| US5402450A (en) * | 1992-01-22 | 1995-03-28 | Trimble Navigation | Signal timing synchronizer |
| DE59308402D1 (de) * | 1992-09-29 | 1998-05-20 | Ascom Tech Ag | Verfahren zum Synchronisieren eines Empfängers zum Empfang eines mit einem PN-Code gespreizten Datensignals |
-
1996
- 1996-05-31 KR KR1019960019409A patent/KR970078064A/ko not_active Ceased
-
1997
- 1997-03-07 GB GB9704771A patent/GB2313750A/en not_active Withdrawn
- 1997-03-14 JP JP9060764A patent/JPH1013307A/ja active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR20010091602A (ko) * | 2000-03-16 | 2001-10-23 | 송재인 | 추적 주파수 선택 방법 |
| CN102590787A (zh) * | 2012-02-29 | 2012-07-18 | 北京航空航天大学 | 扩频接收机双早迟环跟踪方法 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| GB2313750A (en) | 1997-12-03 |
| GB9704771D0 (en) | 1997-04-23 |
| KR970078064A (ko) | 1997-12-12 |
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