JPH1013378A

JPH1013378A - Ｏｆｄｍ信号復調装置

Info

Publication number: JPH1013378A
Application number: JP8163524A
Authority: JP
Inventors: Hiroaki Kato; 博明加藤
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 1996-06-24
Filing date: 1996-06-24
Publication date: 1998-01-16

Abstract

(57)【要約】【課題】ＯＦＤＭ信号復調装置において、パイロット
・キャリアを必要とすることなく、安定した位相同期を
実現する。【解決手段】複数のサブ・キャリアから構成され、隣
接するサブ・キャリアが所定の同一周波数間隔に配され
ている直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）信号を復調する
ＯＦＤＭ信号復調装置であって、上記複数のサブ・キャ
リアの占有する帯域の端部のサブ・キャリアより上記所
定周波数間隔だけ離れた帯域外の周波数成分のレベル及
び位相を検出する帯域外情報検出手段１２１と、この帯
域外情報検出手段にて得られた情報を用いて、上記ＯＦ
ＤＭ信号復調経路の局部発振手段１１５の周波数を制御
する制御手段１２２乃至１２５を備えたものである。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、たとえば直交周波
数分割多重（ＯｒｔｈｏｇｏｎａｌＦｒｅｑｕｅｎｃ
ｙＤｉｖｉｓｉｏｎＭｕｌｔｉｐｌｅｘ以下ＯＦ
ＤＭと呼ぶ）変調で送信された信号を受信し、復調する
ＯＦＤＭ信号復調装置に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】映像信号または音声信号を伝送するシス
テムにおいて、高品質な伝送および周波数利用効率の向
上に役立つディジタル変調・復調システムとして、ＯＦ
ＤＭ変調方式が提案されている。ＯＦＤＭは、１チャン
ネル帯域内に多数のサブ・キャリアを立てる変調方式
で、その周波数スペクトルは図２に示すようになる。そ
れぞれのサブ・キャリアは直交位相変調（以下ＱＰＳＫ
と呼ぶ）で変調されていて、ＯＦＤＭのチャンネル内の
周波数パワー・スペクトル２０２は、これらのＱＰＳＫ
された多数のサブ・キャリアの周波数スペクトル２０１
の重ね合わせで表される。ここで、普通のＯＦＤＭサブ
・キャリアの周波数スペクトルはすべて同等のもので、
また、狭い周波数間隔で等間隔に並んでいる。このため
ＯＦＤＭ変調波は図２（Ｂ）に示すようにほとんど白色
雑音の波形となる。白色雑音は位相情報を持っていない
ので、ＯＦＤＭ変調波からは位相同期を行うための有効
な情報を抽出することができない。そこで、ＯＦＤＭ変
調波の受信に際し、安定な位相同期を実現するための手
段として、ＯＦＤＭ信号中の任意のサブ・キャリアの位
相情報と基準位相との位相差に関連した情報を用いて、
ＯＦＤＭ信号の復調経路で利用される局部発振手段の周
波数を制御する方法が提案されていた（特開平７ー９５
１７４号公報）。

【０００３】上記提案に基づく復調装置の構成例を図１
１に示す。この復調装置はＯＦＤＭ変調されたベースバ
ンド信号を入力とし、これをＯＦＤＭ復調した結果とし
て出力する。図１１中、二本線は複素信号の経路を、一
本線は実数信号の経路を示し、これは以下の図に共通と
する。説明のため、入力するＯＦＤＭベースバンド信号
の各サブ・キャリアはＱＰＳＫ変調方式によるものと
し、図２（Ａ）のスペクトルを持つものとする。入力さ
れた信号は２経路に分けられ、それぞれ乗算器６０１と
６０２によって検波周波数で直交検波される。検波周波
数を発生するのは水晶電圧制御発振器（以下ＶＣＸＯと
呼ぶ）６１５である。直交検波の結果、周波数離調と位
相ずれが取り除かれて位相同期したそれぞれの信号は、
アナログ／ディジタル（Ａ／Ｄ）変換器６０３と６０４
によってディジタル信号に変換され、複素シンボル信号
としてガード期間除去器６０５とクロック再生回路６１
７に入力される。クロック再生回路６１７は入力信号か
らＡ／Ｄ変換器６０３と６０４のサンプリング・クロッ
クをつくり、Ａ／Ｄ変換器６０３と６０４に供給する。

【０００４】ガード期間除去器６０５は、入力された複
素ＯＦＤＭ信号の時系列の中にあるガード期間のデータ
を除去して出力する。ガード期間の例を図２（Ｂ）に示
す。この出力は、直列並列変換器６０６によって並列の
複素信号に並び変えられ、ＦＦＴ演算器６０７に入力さ
れる。ＦＦＴ演算器６０７は、入力されたＯＦＤＭシン
ボルを、ＯＦＤＭシンボル期間で１期間の間にＦＦＴ処
理し終えて出力するだけの能力を持って動作する。ＦＦ
Ｔ演算器６０７の出力は、ＱＰＳＫ変調された並列の複
素シンボルのデータであり、並列直列変換器６０８によ
って時系列の複素シンボル列に並び変えられる。このシ
ンボル列は、ＯＦＤＭシンボルのサブ・キャリアが持つ
複素スペクトルの時系列である。

【０００５】ＡＦＣ回路６２３は、複素シンボル列を用
いて入力信号の周波数離調を検出し、これを補償する信
号を出力し、加算器６２４に供給している。選択器６２
０は、１ＯＦＤＭシンボルの中の決められた位置からＱ
ＰＳＫ複素シンボル列を取り出し、これを位相差検出器
６２１に供給する。位相差検出器６２１は、選択器６２
０から入力されたそれぞれのＱＰＳＫ複素シンボルのシ
ンボル配置を複素平面上に展開する。そして入力された
シンボルの位相角と、それが位相同期している場合の位
相角とを比べてその差を出力する。

【０００６】例えば図１２に示すように、入力されたＱ
ＰＳＫシンボルのＩ軸を実軸、Ｑ軸を虚軸として複素平
面上に展開した時、シンボル配置が通信路上で受けたノ
イズや位相ずれ等の影響によりシンボル位置７０１へず
れ、角度θだけのずれを生じていたとする。シンボル位
置７０２は、ノイズの影響が無く、かつ位相同期したと
きにＱＰＳＫシンボルがとる位置である。位相差検出器
６２１は、Ｉ軸とＱ軸の交点７０６を中心として、入力
シンボル位置７０１に最も近いシンボル位置７０２とが
なす角θ（位相差）を検出する。この位相差検出器６２
１は、ＱＰＳＫ複素シンボルのＩ軸データとＱ軸データ
を入力として、これを図１２のシンボル位置７０２の中
で最も近いシンボルと比較したときの位相差を出力とす
る。位相差出力はループフィルタ６２２に入力される。

【０００７】ループフィルタ６２２の出力は、加算器６
２４に入力される。加算器６２４は、ループフィルタ６
２２の出力と、ＡＦＣ回路６２３からの出力を加算し、
Ｄ／Ａ変換器６２５に供給する。Ｄ／Ａ変換器６２５
は、入力をアナログ信号に変換し、ＶＣＸＯ６１５の周
波数及び位相制御端子に供給する。ＶＣＸＯ６１５は、
Ｄ／Ａ変換器６２５からの入力信号に対応した発振周波
数の位相同期周波数信号を出力する。位相同期周波数信
号は、乗算器６０２に供給されるとともに、９０゜移相
器６１６で移相されて乗算器６０１に供給される。これ
により、ＯＦＤＭ信号は、周波数離調と位相ずれを除か
れた検波出力となる。

【０００８】

【発明が解決しようとする課題】以上のように、従来は
ＯＦＤＭ信号中の任意のサブ・キャリアの位相情報と基
準位相との位相差に関連した情報を用いて位相同期を行
っていた。ところが、この方法によると、Ｍ相ＰＳＫの
場合において、入力されたシンボルの位相角と、それが
位相同期している場合の位相角との間に±π／Ｍを超え
る位相差が存在する場合には誤ったシンボルの位相角に
同期する等の問題が有る。そこで、この発明は位相差が
±π／Ｍを超える場合にも安定した位相同期を得ること
ができるＯＦＤＭ信号復調装置を提供することを目的と
する。

【０００９】

【課題を解決するための手段】この発明に係るＯＦＤＭ
信号復調装置は、複数のサブ・キャリアから構成され、
隣接するサブ・キャリアが所定の同一周波数間隔に配さ
れている直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）信号を復調す
るＯＦＤＭ信号復調装置であって、上記複数のサブ・キ
ャリアの占有する帯域の端部のサブ・キャリアより上記
所定周波数間隔だけ離れた帯域外の周波数成分のレベル
及び位相を検出する帯域外情報検出手段と、この帯域外
情報検出手段にて得られた情報を用いて、上記ＯＦＤＭ
信号復調経路の局部発振手段の周波数を制御する制御手
段とを備えている。

【００１０】また、上記構成において、帯域外情報検出
手段は、複数のサブ・キャリアの占有する帯域の端部の
サブ・キャリアより上記所定周波数間隔だけ低い方また
は高い方に離れた帯域外周波数成分のレベル及び位相を
検出するものである。

【００１１】また、帯域外情報検出手段は、複数のサブ
・キャリアの占有する帯域の端部のサブ・キャリアより
上記所定周波数間隔だけ低い方及び高い方に離れた双方
の帯域外周波数成分のレベル及び位相を検出するもので
ある。

【００１２】

【発明の実施の形態】

実施の形態１．図１はこの発明の実施の形態１に係るＯ
ＦＤＭ信号復調装置のブロック図である。この復調装置
は、ＯＦＤＭ変調されたベースバンド信号を入力とし、
これをＯＦＤＭ復調した結果を出力する。この発明にお
ける要部となる位相同期回路は、乗算器１０１、１０
２、Ａ／Ｄ変換器１０３、１０４、ガード期間除去器１
０５、直列並列変換器１０６、ＦＦＴ演算器１０７、並
列直列変換器１０８、選択器１２０、低域情報検出器１
２１、ループフィルタ１２２、Ｄ／Ａ変換器１２５、水
晶電圧制御発振器（ＶＣＸＯ）１１５、９０゜移相器１
１６等で構成されるループである。その他の構成は図１
１と同一符号を付して相当部分を示している。

【００１３】説明のため、入力するＯＦＤＭベースバン
ド信号の各サブ・キャリアはＱＰＳＫ変調方式によるも
のとし、図２（Ａ）のスペクトルを持つものとする。入
力された信号は２経路に分けられ、それぞれ乗算器１０
１と１０２によって検波周波数で直交検波される。検波
周波数を発生するのはＶＣＸＯ１１５である。直交検波
の結果、周波数離調と位相ずれが取り除かれて位相同期
したそれぞれの信号は、アナログ／ディジタル（Ａ／
Ｄ）変換器１０３と１０４によってディジタル信号に変
換され、複素シンボル信号としてガード期間除去器１０
５とクロック再生回路１１７に入力される。クロック再
生回路１１７は、入力信号からＡ／Ｄ変換器１０３と１
０４のサンプリング・クロックをつくり、Ａ／Ｄ変換器
１０３と１０４に供給する。

【００１４】ガード期間除去器１０５は、入力された複
素ＯＦＤＭ信号の時系列の中にあるガード期間のデータ
を除去して出力する。ガード期間の例を図２（Ｂ）に示
す。ガード期間除去器は図６に示すように、有効シンボ
ル期間のみスイッチ８０１をＯＮすることにより、ガー
ド期間のデータを除去する。この出力は、直列並列変換
器１０６によって並列の複素信号に並び変えられ、ＦＦ
Ｔ演算器１０７に入力される。ＦＦＴ演算器１０７は入
力したＯＦＤＭシンボルを、ＯＦＤＭシンボル期間で１
期間の間にＦＦＴ処理し終えて出力するだけの能力を持
って動作する。ＦＦＴ演算器１０７の出力は、ＱＰＳＫ
変調された並列の複素シンボルのデータであり、並列直
列変換器１０８によって時系列の複素シンボル列に並び
変えられる。このシンボル列は、ＯＦＤＭシンボルのサ
ブ・キャリアが持つ複素スペクトルの時系列である。

【００１５】ＡＦＣ回路１２３は、複素シンボル列を用
いて入力信号の周波数離調を検出し、これを補償する信
号を出力し、加算器１２４に供給している。選択器１２
０は、ＦＦＴ演算器１０７の出力群から、最も周波数の
低いサブ・キャリアより各キャリアの周波数間隔だけ周
波数の低い成分の複素シンボルデータを選択して低域情
報検出器１２１に入力する。選択器１２０は図７に示す
ように、スイッチ９０１からなる構成でよい。低域情報
検出器１２１は、選択器１２０より入力された複素シン
ボルについて、レベル及び位相を検出し、この結果を用
いて位相同期状態からの位相差に関する情報を算出す
る。

【００１６】図３（ａ）は位相同期したときにＦＦＴ演
算器１０７より出力される各サブ・キャリアのレベル及
び位相に関する情報例を示している。同図中、Ｃ（０）
〜Ｃ（Ｎ）は各サブ・キャリアを示しており、Ｃ（０）
が最も周波数の低いサブ・キャリア、Ｃ（Ｎ）が最も周
波数の高いサブ・キャリアに相当する。また、Ｃ（−
１）はＣ（０）より各サブ・キャリアの周波数間隔ｆｄ
だけ低い周波数点を、Ｃ（Ｎ＋１）はＣ（Ｎ）より各サ
ブ・キャリアの周波数間隔ｆｄだけ高い周波数点を示
す。これからも分かるように、ＯＦＤＭ信号に位相同期
している場合には、Ｃ（−１）、Ｃ（Ｎ＋１）ともにレ
ベルは殆どゼロとなる。図３（ｂ）は位相が位相同期状
態より進んでいる場合にＦＦＴ演算器１０７より出力さ
れる各周波数点のレベル及び位相に関する情報例を示し
ており、また、図３（ｃ）は位相が遅れている場合にＦ
ＦＴ演算器１０７より出力される各周波数点のレベル及
び位相に関する情報例を示している。これらからも分か
るように、位相が同期状態より進んでいる場合にはＣ
（−１）は負のある値となるのに対し、位相が同期状態
より遅れている場合にはＣ（−１）は正のある値とな
る。これらから、低域情報検出器１２１は位相差に関す
る情報を算出して出力する。この位相差に関する情報は
ループフィルタ１２２へ出力される。

【００１７】図８に低域情報検出器１２１の構成例を示
す。Ｒ及びＩは入力された複素シンボルの実部及び虚部
を示しており、１００１はレベル情報検出器、１００２
は位相情報検出器であり、２つの差分検出器１００３、
１００４は、それぞれレベル情報検出器１００１と位相
情報検出器１００２の出力と、位相同期状態にあるとき
にこれらがとり得るＶＲ１及びＶＲ２との差異を検出す
る。位相差情報検出器１００５は、差分検出器１００
３、１００４の出力から位相ずれの大きさと極性（遅れ
／進み）を算出する。

【００１８】ループフィルタ１２２の出力は、加算器１
２４に入力される。加算器１２４は、ループフィルタ１
２２の出力と、ＡＦＣ回路１２３からの出力を加算し、
Ｄ／Ａ変換器１２５に供給する。Ｄ／Ａ変換器１２５
は、入力をアナログ信号に変換し、ＶＣＸＯ１１５の周
波数及び位相制御端子に供給する。ＶＣＸＯ１１５は、
Ｄ／Ａ変換器１２５からの入力信号に対応した発振周波
数の位相同期周波数信号を出力する。位相同期周波数信
号は、乗算器１０２に供給されるとともに、９０゜移相
器１１６で移相されて乗算器１０１に供給される。これ
により、ＯＦＤＭ信号は、周波数離調と位相ずれを除か
れた検波出力となる。

【００１９】実施の形態２．以上の説明では、最も周波
数の低いサブ・キャリアよりさらに各キャリアの周波数
間隔だけ帯域外に離れた周波数成分を位相差情報の算出
に用いていたが、最も周波数の高いサブ・キャリアより
さらに各キャリアの周波数間隔だけ帯域外に離れた周波
数成分を用いても同様の機能を実現することができる。
その構成例を図４に示す。この復調装置は、先に図１に
示した構成例と比べると、選択器４２０は上記図７と同
様の構成でよく、ＦＦＴ演算器１０７の出力群から、最
も周波数の高いサブ・キャリアより各キャリアの周波数
間隔ｆｄだけ周波数の高い成分の複素シンボルデータＣ
（Ｎ＋１）を選択する。一方、低域情報検出器１２１の
代わりには高域情報検出器４２１を用い、これにより位
相差に関する情報を算出している点が異なる。高域情報
検出器４２１も図８に示した低域情報検出器１２１と同
一の構成でよく、位相差情報検出器１００５での極性判
定（遅れ／進み）が逆転されるのみである。位相が同期
状態より進んでいる場合には、Ｃ（Ｎ＋１）は正のある
値となり、遅れている場合には負のある値となる。この
ように、高域情報検出器４２１は位相差に関する情報を
算出して出力し、これがループフィルタ１２２へ与えら
れる。

【００２０】実施の形態３．図５はこの発明の実施の形
態３に係るＯＦＤＭ信号復調装置のブロック図である。
この復調装置は、先に図１に示した実施の形態１と比べ
て、選択器５２０が図９に示す構成になされ、ＦＦＴ演
算器１０７の出力群から、最も周波数の高いサブ・キャ
リアより各キャリアの周波数間隔ｆｄだけ周波数の高い
成分の複素シンボルデータＣ（Ｎ＋１）及び最も周波数
の低いサブキャリアより各キャリアの周波数間隔ｆｄだ
け周波数の低い複素シンボルデータＣ（−１）の双方を
選択することと、低域情報検出器１２１の代わりに帯域
外情報検出器５２１により位相差に関する情報を算出し
ている点が異なる。帯域外情報検出器５２１は、図１０
に示すように、図８の低域情報検出器１２１と殆ど同様
の構成であるが、Ｃ（−１）及びＣ（Ｎ＋１）の２つの
情報Ｒ、ＩとＲ’、Ｉ’を入力している点のみが異な
る。動作についての説明は省略する。位相同期状態にな
い場合のＣ（−１）及びＣ（Ｎ＋１）双方を用いること
により、より正確な位相差に関する情報を算出すること
ができる。従って、この位相差に関する情報をループフ
ィルタ１２２へ出力することにより、実施の形態１と比
べてより安定した位相同期機能を実現することができ
る。

【００２１】

【発明の効果】以上のようにこの発明によれば、ＯＦＤ
Ｍ信号の占有する帯域内の両端に存在するサブ・キャリ
アから、各サブ・キャリアの周波数間隔だけ離れた帯域
外の周波数成分のレベル及び位相情報を用いることによ
って位相同期を得ているが、位相同期状態では上記周波
数成分は元来ゼロの状態にあるため、フェージング等の
条件下でも極めて安定した位相同期を得ることができ
る。

【００２２】また、最も周波数の高いサブ・キャリアよ
り各キャリアの周波数間隔ｆｄだけ周波数の高い成分の
複素シンボルデータＣ（Ｎ＋１）及び最も周波数の低い
サブキャリアより各キャリアの周波数間隔ｆｄだけ周波
数の低い複素シンボルデータＣ（−１）の双方を利用す
ることにより一層安定した位相同期機能を実現すること
ができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】この発明の実施の形態１に係るＯＦＤＭ信号
復調装置を示すブロック図である。

【図２】ＯＦＤＭ変調波のスペクトルとガード期間を
示す図である。

【図３】この発明の実施の形態１におけるＯＦＤＭ信
号のＦＦＴ処理後のスペクトルを示す図である。

【図４】この発明の実施の形態２に係るＯＦＤＭ信号
復調装置を示すブロック図である。

【図５】この発明の実施の形態３に係るＯＦＤＭ信号
復調装置を示すブロック図である。

【図６】この発明において使用されるガード期間除去
器の構成例を示すブロック図である。

【図７】この発明の実施の形態１、実施の形態２で使
用される選択器の構成例を示すブロック図である。

【図８】この発明の実施の形態１、実施の形態２で使
用される低域（高域）情報検出器の構成例を示すブロッ
ク図である。

【図９】この発明の実施の形態３で使用される選択器
の構成例を示すブロック図である。

【図１０】この発明の実施の形態３で使用される帯域
外情報検出器の構成例を示すブロック図である。

【図１１】従来のＯＦＤＭ信号復調装置を示すブロッ
ク図である。

【図１２】従来のＯＦＤＭ信号復調装置における複素
シンボルを示す図である。

【符号の説明】

１０１、１０２乗算器、１０３、１０４Ａ／Ｄ変換
器、１０５ガード期間除去器、１０６直列並列変換
器、１０７ＦＦＴ演算器、１０８並列直列変換器、
１１５ＶＣＸＯ、１２０選択器、１２１検出器、
１２２ループフィルタ、１２３ＡＦＣ回路、１２４
加算器、４２０選択器、４２１広域情報検出器、
５２０選択器、５２１帯域外情報検出器。

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】複数のサブ・キャリアから構成され、隣
接するサブ・キャリアが所定の同一周波数間隔に配され
ている直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）信号を復調する
ＯＦＤＭ信号復調装置であって、上記複数のサブ・キャ
リアの占有する帯域の端部のサブ・キャリアより上記所
定周波数間隔だけ離れた帯域外の周波数成分のレベル及
び位相を検出する帯域外情報検出手段と、この帯域外情
報検出手段にて得られた情報を用いて、上記ＯＦＤＭ信
号復調経路の局部発振手段の周波数を制御する制御手段
とを備えたことを特徴とするＯＦＤＭ信号復調装置。
【請求項２】帯域外情報検出手段は、複数のサブ・キ
ャリアの占有する帯域の端部のサブ・キャリアより上記
所定周波数間隔だけ低い方または高い方に離れた帯域外
周波数成分のレベル及び位相を検出するものであること
を特徴とする請求項１記載のＯＦＤＭ信号復調装置。
【請求項３】帯域外情報検出手段は、複数のサブ・キ
ャリアの占有する帯域の端部のサブ・キャリアより上記
所定周波数間隔だけ低い方及び高い方に離れた双方の帯
域外周波数成分のレベル及び位相を検出するものである
ことを特徴とする請求項１記載のＯＦＤＭ信号復調装
置。