JPH10145327A - 干渉キャンセラ - Google Patents
干渉キャンセラInfo
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- JPH10145327A JPH10145327A JP31014496A JP31014496A JPH10145327A JP H10145327 A JPH10145327 A JP H10145327A JP 31014496 A JP31014496 A JP 31014496A JP 31014496 A JP31014496 A JP 31014496A JP H10145327 A JPH10145327 A JP H10145327A
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- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 claims abstract description 40
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims abstract description 36
- 230000015572 biosynthetic process Effects 0.000 claims abstract description 21
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- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 claims description 14
- 238000000034 method Methods 0.000 claims description 14
- 238000001228 spectrum Methods 0.000 claims description 8
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- 238000007792 addition Methods 0.000 description 27
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 8
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- 230000008569 process Effects 0.000 description 5
- 238000005311 autocorrelation function Methods 0.000 description 2
- 230000008901 benefit Effects 0.000 description 2
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- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 description 1
Abstract
(57)【要約】
【課題】 移動局でも利用できるような回路規模の小さ
い干渉キャンセラを提供する。 【解決手段】 拡散符号発生器１０に全他ユーザーの拡
散符号系列を記憶させておく。拡散符号発生器１０は、
この全拡散符号系列を２グループに分け、各グループの
拡散符号系列を与えられた伝送路のインパルス応答に基
づいた位相量だけ、順次、ずらして多重加算して、２つ
の新拡散符号系列を得て、一方を整合フィルタ部５０Ａ
に与え、他方を整合フィルタ部５０Ｂに与えると共に新
拡散符号系列に係る形成条件情報ＳＡをピーク検出再拡
散部６０Ａに与え、形成条件情報ＳＢをピーク検出再拡
散部６０Ｂに与える。ピーク検出再拡散部６０Ａ、６０
Ｂからの再拡散信号ＱＡ、ＱＢは位相合わせ加算部１１
で位相を合わせた状態で加算されキャンセル用出力Ｃと
なり減算部３に与えられ、この減算部３で受信信号ＲＳ
から他ユーザーへの送信信号がキャンセルされる。
い干渉キャンセラを提供する。 【解決手段】 拡散符号発生器１０に全他ユーザーの拡
散符号系列を記憶させておく。拡散符号発生器１０は、
この全拡散符号系列を２グループに分け、各グループの
拡散符号系列を与えられた伝送路のインパルス応答に基
づいた位相量だけ、順次、ずらして多重加算して、２つ
の新拡散符号系列を得て、一方を整合フィルタ部５０Ａ
に与え、他方を整合フィルタ部５０Ｂに与えると共に新
拡散符号系列に係る形成条件情報ＳＡをピーク検出再拡
散部６０Ａに与え、形成条件情報ＳＢをピーク検出再拡
散部６０Ｂに与える。ピーク検出再拡散部６０Ａ、６０
Ｂからの再拡散信号ＱＡ、ＱＢは位相合わせ加算部１１
で位相を合わせた状態で加算されキャンセル用出力Ｃと
なり減算部３に与えられ、この減算部３で受信信号ＲＳ
から他ユーザーへの送信信号がキャンセルされる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本願発明は、直接スペクトル
拡散方式を用いたＣＤＭＡ通信の受信機で利用される干
渉キャンセラに係り、特に回路の小規模化に好適なもの
に関する。
拡散方式を用いたＣＤＭＡ通信の受信機で利用される干
渉キャンセラに係り、特に回路の小規模化に好適なもの
に関する。
【０００２】
【従来の技術】直接スペクトル拡散方式を利用したＣＤ
ＭＡ通信の基地局で、従来、用いられている多ブランチ
干渉キャンセラの構成をその他の隣接回路部との関係で
示したのが図８である（同図において、点線で囲まれた
部分が多ブランチ干渉キャンセラであり、整合フィルタ
部５Ａと再拡散部６Ａ、そして整合フィルタ部５Ｂと再
拡散部６Ｂといった具合に、１つの整合フィルタ部と１
つの再拡散部との対がそれぞれ１つのブランチを形成し
ている）。同図で、受信部１は、入力信号をＲＦ帯から
ベースバンドにダウンコンバートして受信信号ＲＳを得
て、これを多ブランチ干渉キャンセラＭＢに送出する回
路部である。
ＭＡ通信の基地局で、従来、用いられている多ブランチ
干渉キャンセラの構成をその他の隣接回路部との関係で
示したのが図８である（同図において、点線で囲まれた
部分が多ブランチ干渉キャンセラであり、整合フィルタ
部５Ａと再拡散部６Ａ、そして整合フィルタ部５Ｂと再
拡散部６Ｂといった具合に、１つの整合フィルタ部と１
つの再拡散部との対がそれぞれ１つのブランチを形成し
ている）。同図で、受信部１は、入力信号をＲＦ帯から
ベースバンドにダウンコンバートして受信信号ＲＳを得
て、これを多ブランチ干渉キャンセラＭＢに送出する回
路部である。
【０００３】上記受信信号ＲＳは、エコーや伝送路での
変動、周波数オフセットがなく、１次変調がＢＰＳＫ
（Ｂｉｎａｒｙ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎ
ｇ）であるとすると、数１で示される。
変動、周波数オフセットがなく、１次変調がＢＰＳＫ
（Ｂｉｎａｒｙ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎ
ｇ）であるとすると、数１で示される。
【数１】 数１でｉX （ｔ）はユーザーｕX の送信情報（＋１又は
−１）を示し、ＰＮＸ（ｔ）は、ユーザーｕX が利用す
る拡散符号系列を示し、ｎはユーザー数、つまり拡散符
号系列数を示す。従って数１はｎ人のユーザーが同時に
通信を行なっている場合の受信信号ＲＳとなっている。
−１）を示し、ＰＮＸ（ｔ）は、ユーザーｕX が利用す
る拡散符号系列を示し、ｎはユーザー数、つまり拡散符
号系列数を示す。従って数１はｎ人のユーザーが同時に
通信を行なっている場合の受信信号ＲＳとなっている。
【０００４】上記のような受信信号ＲＳは、多ブランチ
干渉キャンセラＭＢの遅延素子２および整合フィルタ
（同図ではＭＦ部と略記しているが、以下の図面でもＭ
Ｆ部と略記する）５Ａ、５Ｂ、……、５Ｍに与えられ
る。そして、整合フィルタ部５Ａ、５Ｂ、……、５Ｍ
は、いずれも複素入力に対応できる（すなわち実数整合
フィルタを２個備えている）相関取得手段であり、それ
ぞれタップ係数系列として上記拡散符号系列ＰＮ２、Ｐ
Ｎ３、……、ＰＮｎが固定的に設定されている（例えば
整合フィルタ部５Ａには拡散符号系列ＰＮ２、整合フィ
ルタ部５Ｍには拡散符号系列ＰＮｎがタップ係数系列と
して設定されている）。
干渉キャンセラＭＢの遅延素子２および整合フィルタ
（同図ではＭＦ部と略記しているが、以下の図面でもＭ
Ｆ部と略記する）５Ａ、５Ｂ、……、５Ｍに与えられ
る。そして、整合フィルタ部５Ａ、５Ｂ、……、５Ｍ
は、いずれも複素入力に対応できる（すなわち実数整合
フィルタを２個備えている）相関取得手段であり、それ
ぞれタップ係数系列として上記拡散符号系列ＰＮ２、Ｐ
Ｎ３、……、ＰＮｎが固定的に設定されている（例えば
整合フィルタ部５Ａには拡散符号系列ＰＮ２、整合フィ
ルタ部５Ｍには拡散符号系列ＰＮｎがタップ係数系列と
して設定されている）。
【０００５】従って、例えば整合フィルタ部５Ａの出力
ＸＡは、数２で示されるものとなる。
ＸＡは、数２で示されるものとなる。
【数２】 この数２において、ＲＸＹは拡散符号系列ＰＮＸと拡散
符号系列ＰＮＹとの相関関数である。このため数２の第
２項中のＲ２２（ｔ）は自己相関関数となり、その他の
項におけるもの（例えばＲ２１（ｔ）やＲ２３（ｔ）な
ど）は相互相関関数となる。自己相関ピーク値に比較し
て相関値は極めて小さいので、上記出力ＸＡのピーク値
を検出すれば、これよりユーザーｕ2 からの送信情報を
得られる（同時に周波数オフセットや伝送路による位相
変動をも得ることができる）。
符号系列ＰＮＹとの相関関数である。このため数２の第
２項中のＲ２２（ｔ）は自己相関関数となり、その他の
項におけるもの（例えばＲ２１（ｔ）やＲ２３（ｔ）な
ど）は相互相関関数となる。自己相関ピーク値に比較し
て相関値は極めて小さいので、上記出力ＸＡのピーク値
を検出すれば、これよりユーザーｕ2 からの送信情報を
得られる（同時に周波数オフセットや伝送路による位相
変動をも得ることができる）。
【０００６】整合フィルタ部５Ｂ、……、５Ｍにおいて
も、上記整合フィルタ部５Ａにおけると同様の動作がな
され、それぞれ出力ＸＢ、……、ＸＭを出力するがこれ
らのピーク値を検出することにより、ユーザーｕ3 、…
…、ｕ(n-1) からの送信情報を得られる。再拡散部６
Ａ、６Ｂ、……、６Ｍは、それぞれ上記出力ＸＡ、Ｘ
Ｂ、……、ＸＭを得て、上記ピーク値の検出を実行し、
得られたユーザーからの送信情報をそのユーザーに係る
拡散符号系列で再拡散し再拡散信号を出力する回路であ
り、例えば再拡散部６Ａから出力される再拡散信号ＺＡ
は数３で示されるようなものになる。
も、上記整合フィルタ部５Ａにおけると同様の動作がな
され、それぞれ出力ＸＢ、……、ＸＭを出力するがこれ
らのピーク値を検出することにより、ユーザーｕ3 、…
…、ｕ(n-1) からの送信情報を得られる。再拡散部６
Ａ、６Ｂ、……、６Ｍは、それぞれ上記出力ＸＡ、Ｘ
Ｂ、……、ＸＭを得て、上記ピーク値の検出を実行し、
得られたユーザーからの送信情報をそのユーザーに係る
拡散符号系列で再拡散し再拡散信号を出力する回路であ
り、例えば再拡散部６Ａから出力される再拡散信号ＺＡ
は数３で示されるようなものになる。
【数３】 従って上記再拡散部６Ａ、６Ｂ、……、６Ｍからの再拡
散信号ＺＡ、ＺＢ、……、ＺＭを加算する加算部７の出
力ＴＺは数４で示されるようなものになる。
散信号ＺＡ、ＺＢ、……、ＺＭを加算する加算部７の出
力ＴＺは数４で示されるようなものになる。
【数４】 一方、受信部１から遅延素子２に与えられた受信信号Ｒ
Ｓは、上記加算部７からの出力ＴＺと位相を合わせるた
め（すなわち、拡散符号系列間の位相を合わせるた
め）、遅延素子２で一定の遅延を与えられ減算部３に送
出される。そして減算部３ではこの遅延素子２からの送
られてきた受信信号ＲＳより加算部７から送られてきた
出力ＴＺを減ずるが、受信信号ＲＳが数１で表わされ、
出力ＴＺが数４で表わされるので、減算部３の出力は受
信信号ＲＳすなわち数１の第１項だけとなり、他局（ユ
ーザーｕ2 、ｕ3 、……、ｕn 等の他ユーザー）よりの
干渉がキャンセルされたことになる。なお、この減算部
３の出力は整合フィルタ部４で逆拡散され判定系へ送ら
れる。
Ｓは、上記加算部７からの出力ＴＺと位相を合わせるた
め（すなわち、拡散符号系列間の位相を合わせるた
め）、遅延素子２で一定の遅延を与えられ減算部３に送
出される。そして減算部３ではこの遅延素子２からの送
られてきた受信信号ＲＳより加算部７から送られてきた
出力ＴＺを減ずるが、受信信号ＲＳが数１で表わされ、
出力ＴＺが数４で表わされるので、減算部３の出力は受
信信号ＲＳすなわち数１の第１項だけとなり、他局（ユ
ーザーｕ2 、ｕ3 、……、ｕn 等の他ユーザー）よりの
干渉がキャンセルされたことになる。なお、この減算部
３の出力は整合フィルタ部４で逆拡散され判定系へ送ら
れる。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】基地局から移動局への
下り回線では、各ユーザーへの各拡散符号系列の相互関
数が最少となる拡散符号位相配置で送信する。従って、
同一セル内の他ユーザーよりの干渉はほとんどないと考
えられていた。しかしマルチパス環境下やフェージィン
グ環境下では、各拡散符号系列間の直交性が保たれず干
渉量が変化する。このような場合の対策として干渉キャ
ンセラの利用が考えられるが、従来の干渉キャンセラ
は、上述のように基地局で利用することを前提とするも
ので、他ユーザー数分のブランチ（整合フィルタと再拡
散部からなるブランチ）を備える回路規模の大きいもの
で、移動局での利用には適していない。本願発明は、上
述のような事情に鑑みてなされたものであり、移動局で
も利用できるような回路規模の小さい干渉キャンセラの
提供を目的とするものである。
下り回線では、各ユーザーへの各拡散符号系列の相互関
数が最少となる拡散符号位相配置で送信する。従って、
同一セル内の他ユーザーよりの干渉はほとんどないと考
えられていた。しかしマルチパス環境下やフェージィン
グ環境下では、各拡散符号系列間の直交性が保たれず干
渉量が変化する。このような場合の対策として干渉キャ
ンセラの利用が考えられるが、従来の干渉キャンセラ
は、上述のように基地局で利用することを前提とするも
ので、他ユーザー数分のブランチ（整合フィルタと再拡
散部からなるブランチ）を備える回路規模の大きいもの
で、移動局での利用には適していない。本願発明は、上
述のような事情に鑑みてなされたものであり、移動局で
も利用できるような回路規模の小さい干渉キャンセラの
提供を目的とするものである。
【０００８】
【課題を解決するための手段】請求項１の発明では、直
接スペクトル拡散方式を用いたＣＤＭＡ（ＣｏｄｅＤｉ
ｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ）通信
の受信機で利用される干渉キャンセラを以下のように構
成した。すなわち、上記受信機の受信部において入力信
号をＲＦ（Ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）帯からベ
ースバンドにダウンコンバートして得られた受信信号を
それぞれ入力し、当該受信信号と後述の拡散符号発生器
からタップ係数系列としてそれぞれに送られてくる拡散
符号系列との間で相関をとるｎ（ここでｎは自然数）個
の整合フィルタ部と、上記ｎ個の各整合フィルタ部に１
対１に対応し、対応する整合フィルタ部の相関出力をそ
れぞれ入力して、当該相関出力より相関ピークを検出
し、その上で後述の拡散符号発生器より送られてきた後
述の形成条件情報に基づき当該相関ピークに対応した再
拡散を実行し、得られた再拡散信号を送出するｎ個のピ
ーク検出再拡散部と、自局が属するセル内において他局
が利用する可能性がある全ての拡散符号系列をｎ個のグ
ループに分けて、その上で各グループ毎にそのグループ
に属する拡散符号系列をそれぞれｍＴｃ（ｍは他の回路
部より与えられる伝送路のインパルス応答による定まる
エコーの最大遅延量よりも大きい自然数であり、またＴ
ｃはチップ時間）ずつ位相をずらして多重加算して新た
な１個の拡散符号系列を形成することにより、上記グル
ープ数すなわちｎ個の新たな拡散符号系列を得て、この
ｎ個の新たな拡散符号系列のそれぞれを上記ｎ個の整合
フィルタ部のそれぞれにタップ係数系列として送出する
と共に、上記ｎ個のピーク検出再拡散部に、そのピーク
検出再拡散部と１対１に対応している整合フィルタ部に
送出した上記新たな拡散符号系列に係る形成条件情報を
送出する拡散符号発生器と、上記ｎ個のピーク検出再拡
散部より出力される全ての再拡散信号を入力し、これら
再拡散信号における全ての拡散符号系列の位相を合わせ
た上で当該再拡散信号を加算し、加算結果信号をキャン
セル用出力として送出する位相合わせ加算部と、上記受
信部からの受信信号を入力し、当該受信信号における拡
散符号系列の位相を、上記位相合わせ加算部から送出さ
れるキャンセル用出力における拡散符号系列の位相に合
わせるために、上記受信信号に一定時間の遅延を与えて
これを遅延受信信号として送出する遅延素子と、上記遅
延素子よりの遅延受信信号と上記位相合わせ加算部より
のキャンセル用出力とを入力し、遅延受信信号よりキャ
ンセル用出力を減じて自局受信信号を得て、この自局受
信信号を出力する減算部とを備える構成とした。
接スペクトル拡散方式を用いたＣＤＭＡ（ＣｏｄｅＤｉ
ｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ）通信
の受信機で利用される干渉キャンセラを以下のように構
成した。すなわち、上記受信機の受信部において入力信
号をＲＦ（Ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）帯からベ
ースバンドにダウンコンバートして得られた受信信号を
それぞれ入力し、当該受信信号と後述の拡散符号発生器
からタップ係数系列としてそれぞれに送られてくる拡散
符号系列との間で相関をとるｎ（ここでｎは自然数）個
の整合フィルタ部と、上記ｎ個の各整合フィルタ部に１
対１に対応し、対応する整合フィルタ部の相関出力をそ
れぞれ入力して、当該相関出力より相関ピークを検出
し、その上で後述の拡散符号発生器より送られてきた後
述の形成条件情報に基づき当該相関ピークに対応した再
拡散を実行し、得られた再拡散信号を送出するｎ個のピ
ーク検出再拡散部と、自局が属するセル内において他局
が利用する可能性がある全ての拡散符号系列をｎ個のグ
ループに分けて、その上で各グループ毎にそのグループ
に属する拡散符号系列をそれぞれｍＴｃ（ｍは他の回路
部より与えられる伝送路のインパルス応答による定まる
エコーの最大遅延量よりも大きい自然数であり、またＴ
ｃはチップ時間）ずつ位相をずらして多重加算して新た
な１個の拡散符号系列を形成することにより、上記グル
ープ数すなわちｎ個の新たな拡散符号系列を得て、この
ｎ個の新たな拡散符号系列のそれぞれを上記ｎ個の整合
フィルタ部のそれぞれにタップ係数系列として送出する
と共に、上記ｎ個のピーク検出再拡散部に、そのピーク
検出再拡散部と１対１に対応している整合フィルタ部に
送出した上記新たな拡散符号系列に係る形成条件情報を
送出する拡散符号発生器と、上記ｎ個のピーク検出再拡
散部より出力される全ての再拡散信号を入力し、これら
再拡散信号における全ての拡散符号系列の位相を合わせ
た上で当該再拡散信号を加算し、加算結果信号をキャン
セル用出力として送出する位相合わせ加算部と、上記受
信部からの受信信号を入力し、当該受信信号における拡
散符号系列の位相を、上記位相合わせ加算部から送出さ
れるキャンセル用出力における拡散符号系列の位相に合
わせるために、上記受信信号に一定時間の遅延を与えて
これを遅延受信信号として送出する遅延素子と、上記遅
延素子よりの遅延受信信号と上記位相合わせ加算部より
のキャンセル用出力とを入力し、遅延受信信号よりキャ
ンセル用出力を減じて自局受信信号を得て、この自局受
信信号を出力する減算部とを備える構成とした。
【０００９】請求項２の発明では、直接スペクトル拡散
方式を用いたＣＤＭＡ通信の移動局用の受信機で利用さ
れる干渉キャンセラを以下のように構成した。すなわ
ち、上記受信機の受信部において入力信号をＲＦ（Ｒａ
ｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）帯からベースバンドにダ
ウンコンバートして得られた受信信号をそれぞれ入力
し、当該受信信号と後述の拡散符号発生器からタップ係
数系列としてそれぞれに送られてくる拡散符号系列との
間で相関をとるｎ（ここでｎは自然数）個の整合フィル
タ部と、上記ｎ個の各整合フィルタ部に１対１に対応
し、対応する整合フィルタ部の相関出力をそれぞれ入力
して、当該相関出力より相関ピークを検出し、その上で
後述の拡散符号発生器より送られてきた後述の形成条件
情報に基づき当該相関ピークに対応した再拡散を実行
し、得られた再拡散信号を送出するｎ個のピーク検出再
拡散部と、制御チャネルを介して基地局より送られてき
た情報であって、自局が属するセル内で他局がその時点
に実際に利用している拡散符号系列を特定する情報を得
て、この情報に基づき、上記実際に利用されている拡散
符号系列の全てをｎ個のグループに分けて、その上で各
グループ毎にそのグループに属する拡散符号系列をそれ
ぞれｍＴｃ（ｍは他の回路部より与えられる伝送路のイ
ンパルス応答による定まるエコーの最大遅延量よりも大
きい自然数であり、またＴｃはチップ時間）ずつ位相を
ずらして多重加算して新たな１個の拡散符号系列を形成
することにより、上記グループ数すなわちｎ個の新たな
拡散符号系列を得て、このｎ個の新たな拡散符号系列の
それぞれを上記ｎ個の整合フィルタ部のそれぞれにタッ
プ係数系列として送出すると共に、上記ｎ個のピーク検
出再拡散部に、そのピーク検出再拡散部と１対１に対応
している整合フィルタ部に送出した上記新たな拡散符号
系列に係る形成条件情報を送出する拡散符号発生器と、
上記ｎ個のピーク検出再拡散部より出力される全ての再
拡散信号を入力し、これら再拡散信号における全ての拡
散符号系列の位相を合わせた上で当該再拡散信号を加算
し、加算結果信号をキャンセル用出力として送出する位
相合わせ加算部と、上記受信部からの受信信号を入力
し、当該受信信号における拡散符号系列の位相を、上記
位相合わせ加算部から送出されるキャンセル用出力にお
ける拡散符号系列の位相に合わせるために、上記受信信
号に一定時間の遅延を与えてこれを遅延受信信号として
送出する遅延素子と、上記遅延素子よりの遅延受信信号
と上記位相合わせ加算部よりのキャンセル用出力とを入
力し、遅延受信信号よりキャンセル用出力を減じて自局
受信信号を得て、この自局受信信号を出力する減算部と
を備える備える構成とした。
方式を用いたＣＤＭＡ通信の移動局用の受信機で利用さ
れる干渉キャンセラを以下のように構成した。すなわ
ち、上記受信機の受信部において入力信号をＲＦ（Ｒａ
ｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）帯からベースバンドにダ
ウンコンバートして得られた受信信号をそれぞれ入力
し、当該受信信号と後述の拡散符号発生器からタップ係
数系列としてそれぞれに送られてくる拡散符号系列との
間で相関をとるｎ（ここでｎは自然数）個の整合フィル
タ部と、上記ｎ個の各整合フィルタ部に１対１に対応
し、対応する整合フィルタ部の相関出力をそれぞれ入力
して、当該相関出力より相関ピークを検出し、その上で
後述の拡散符号発生器より送られてきた後述の形成条件
情報に基づき当該相関ピークに対応した再拡散を実行
し、得られた再拡散信号を送出するｎ個のピーク検出再
拡散部と、制御チャネルを介して基地局より送られてき
た情報であって、自局が属するセル内で他局がその時点
に実際に利用している拡散符号系列を特定する情報を得
て、この情報に基づき、上記実際に利用されている拡散
符号系列の全てをｎ個のグループに分けて、その上で各
グループ毎にそのグループに属する拡散符号系列をそれ
ぞれｍＴｃ（ｍは他の回路部より与えられる伝送路のイ
ンパルス応答による定まるエコーの最大遅延量よりも大
きい自然数であり、またＴｃはチップ時間）ずつ位相を
ずらして多重加算して新たな１個の拡散符号系列を形成
することにより、上記グループ数すなわちｎ個の新たな
拡散符号系列を得て、このｎ個の新たな拡散符号系列の
それぞれを上記ｎ個の整合フィルタ部のそれぞれにタッ
プ係数系列として送出すると共に、上記ｎ個のピーク検
出再拡散部に、そのピーク検出再拡散部と１対１に対応
している整合フィルタ部に送出した上記新たな拡散符号
系列に係る形成条件情報を送出する拡散符号発生器と、
上記ｎ個のピーク検出再拡散部より出力される全ての再
拡散信号を入力し、これら再拡散信号における全ての拡
散符号系列の位相を合わせた上で当該再拡散信号を加算
し、加算結果信号をキャンセル用出力として送出する位
相合わせ加算部と、上記受信部からの受信信号を入力
し、当該受信信号における拡散符号系列の位相を、上記
位相合わせ加算部から送出されるキャンセル用出力にお
ける拡散符号系列の位相に合わせるために、上記受信信
号に一定時間の遅延を与えてこれを遅延受信信号として
送出する遅延素子と、上記遅延素子よりの遅延受信信号
と上記位相合わせ加算部よりのキャンセル用出力とを入
力し、遅延受信信号よりキャンセル用出力を減じて自局
受信信号を得て、この自局受信信号を出力する減算部と
を備える備える構成とした。
【００１０】請求項３の発明では、請求項１又は２にお
ける拡散符号発生器を以下のようなものに改良した。す
なわち、拡散符号系列をｎ個のグループに分けて、その
上で各グループ毎にそのグループに属する拡散符号をそ
れぞれ前記ｍＴｃずつずらして多重加算して新たな１個
の拡散符号系列を形成する際の上記ｍＴｃずつ位相をず
らす方法として、任意の１つの拡散符号系列に対して、
他の拡散符号系列のほぼ半数の拡散符号系列は位相が進
んだ態様でそれぞれｍＴｃずつずらし、他方、残りの他
のほぼ半数の拡散符号系列は位相が遅れた態様でそれぞ
れｍＴｃずつ位相をずらす方法を採用するものとした。
ける拡散符号発生器を以下のようなものに改良した。す
なわち、拡散符号系列をｎ個のグループに分けて、その
上で各グループ毎にそのグループに属する拡散符号をそ
れぞれ前記ｍＴｃずつずらして多重加算して新たな１個
の拡散符号系列を形成する際の上記ｍＴｃずつ位相をず
らす方法として、任意の１つの拡散符号系列に対して、
他の拡散符号系列のほぼ半数の拡散符号系列は位相が進
んだ態様でそれぞれｍＴｃずつずらし、他方、残りの他
のほぼ半数の拡散符号系列は位相が遅れた態様でそれぞ
れｍＴｃずつ位相をずらす方法を採用するものとした。
【００１１】
【発明の実施の形態】以下、図面に示した本願発明の実
施の形態に基づいて、本願発明を具体的に説明してい
く。先ず、第１の実施の形態（請求項１の発明の実施の
形態）を説明する。図１は、当該実施の形態の構成を、
前記図８（従来例を示す図）と同様に、受信部１および
整合フィルタ部４との関係で示したものである（すなわ
ち同図において点線で囲こまれている部分が干渉キャン
セラＫＣとなっている）。なお、同図における受信部
１、遅延素子２、減算部３および整合フィルタ部４はそ
れぞれ上記図８における受信部１、遅延素子２、減算部
３および整合フィルタ部４と同一構成および同一機能を
有するものであり、これらの説明は省略する。
施の形態に基づいて、本願発明を具体的に説明してい
く。先ず、第１の実施の形態（請求項１の発明の実施の
形態）を説明する。図１は、当該実施の形態の構成を、
前記図８（従来例を示す図）と同様に、受信部１および
整合フィルタ部４との関係で示したものである（すなわ
ち同図において点線で囲こまれている部分が干渉キャン
セラＫＣとなっている）。なお、同図における受信部
１、遅延素子２、減算部３および整合フィルタ部４はそ
れぞれ上記図８における受信部１、遅延素子２、減算部
３および整合フィルタ部４と同一構成および同一機能を
有するものであり、これらの説明は省略する。
【００１２】干渉キャンセラＫＣは、整合フィルタ部５
０Ａとピーク検出再拡散部６０Ａとからなるブランチ
と、整合フィルタ部５０Ｂとピーク検出再拡散部６０Ｂ
とからなるブランチとの２つのブランチを備えている
（すなわち請求項１の記載における自然数ｎが２の場合
に相当している）。整合フィルタ部５０Ａは、タップ係
数系列として、後述の拡散符号発生器１０より送られて
くる新拡散符号系列ＰＮＡを与えられ、これと受信部１
からの受信信号ＲＳとの間の相関をとり、その結果であ
る相関出力ＰＡを送出する回路である。整合フィルタ部
５０Ｂは、上記整合フィルタ部５０Ａと概ね同様の構成
機能を有するものであるが、タップ係数系列としては、
拡散符号発生器１０より送られてくる新拡散符号系列Ｐ
ＮＢ（これは、後述のように上記新拡散符号系列ＰＮＡ
とは違う符号系列となっている）を用い、相関出力ＰＢ
を送出する回路である。
０Ａとピーク検出再拡散部６０Ａとからなるブランチ
と、整合フィルタ部５０Ｂとピーク検出再拡散部６０Ｂ
とからなるブランチとの２つのブランチを備えている
（すなわち請求項１の記載における自然数ｎが２の場合
に相当している）。整合フィルタ部５０Ａは、タップ係
数系列として、後述の拡散符号発生器１０より送られて
くる新拡散符号系列ＰＮＡを与えられ、これと受信部１
からの受信信号ＲＳとの間の相関をとり、その結果であ
る相関出力ＰＡを送出する回路である。整合フィルタ部
５０Ｂは、上記整合フィルタ部５０Ａと概ね同様の構成
機能を有するものであるが、タップ係数系列としては、
拡散符号発生器１０より送られてくる新拡散符号系列Ｐ
ＮＢ（これは、後述のように上記新拡散符号系列ＰＮＡ
とは違う符号系列となっている）を用い、相関出力ＰＢ
を送出する回路である。
【００１３】ピーク検出再拡散部６０Ａは、上記相関出
力ＰＡを取込み、この相関出力ＰＡより、順次、相関ピ
ークを検出し、拡散符号発生器１０からの形成条件情報
ＳＡに基づき、検出した相関ピークがどの他ユーザーに
係るものか（すなわちどの他ユーザー拡散符号系列に係
るものか）を判断し、判断結果たる他ユーザー拡散符号
系列でその相関ピークに係る送信情報（＋１又は−１）
を再拡散して再拡散信号ＱＡを得て、この再拡散信号Ｑ
Ａを送出する回路部である。ピーク検出再拡散部６０Ｂ
は、上記ピーク検出再拡散部６０Ａと概ね同様の構成機
能を有するものであるが、上記相関出力ＰＢを取込み、
拡散符号発生器１０からの形成条件情報ＳＢに基づき上
記同様の処理を実行し再拡散信号ＱＢを送出する回路部
である。なお、ピーク検出再拡散部６０Ａおよび６０Ｂ
は、上記再拡散に利用するために、それぞれ後述の拡散
符号系列ＰＮ２、ＰＮ３、……、ＰＮｆおよび拡散符号
系列ＰＮ（ｆ＋１）、ＰＮ（ｆ＋２）、……、ＰＮｎを
記憶している。
力ＰＡを取込み、この相関出力ＰＡより、順次、相関ピ
ークを検出し、拡散符号発生器１０からの形成条件情報
ＳＡに基づき、検出した相関ピークがどの他ユーザーに
係るものか（すなわちどの他ユーザー拡散符号系列に係
るものか）を判断し、判断結果たる他ユーザー拡散符号
系列でその相関ピークに係る送信情報（＋１又は−１）
を再拡散して再拡散信号ＱＡを得て、この再拡散信号Ｑ
Ａを送出する回路部である。ピーク検出再拡散部６０Ｂ
は、上記ピーク検出再拡散部６０Ａと概ね同様の構成機
能を有するものであるが、上記相関出力ＰＢを取込み、
拡散符号発生器１０からの形成条件情報ＳＢに基づき上
記同様の処理を実行し再拡散信号ＱＢを送出する回路部
である。なお、ピーク検出再拡散部６０Ａおよび６０Ｂ
は、上記再拡散に利用するために、それぞれ後述の拡散
符号系列ＰＮ２、ＰＮ３、……、ＰＮｆおよび拡散符号
系列ＰＮ（ｆ＋１）、ＰＮ（ｆ＋２）、……、ＰＮｎを
記憶している。
【００１４】拡散符号発生器１０は、自局が属するセル
内で他局（すなわち他ユーザー）が利用する可能性があ
る全ての拡散符号系列（すなわち全ての他ユーザー拡散
符号系列）を記憶し、これらと、他回路部（図示せず）
から与えられる伝送路のインパルス応答に基づき、後述
のようにして、２種の新拡散符号系列ＰＮＡおよびＰＮ
Ｂを形成し、新拡散符号系列ＰＮＡを整合フィルタ部５
０Ａに与え、新拡散符号系列ＰＮＢを整合フィルタ部５
０Ｂに与えると共に、新拡散符号系列ＰＮＡに係る形成
条件情報ＳＡをピーク検出再拡散部６０Ａに与え、新拡
散符号系列ＰＮＢに係る形成条件情報ＳＢをピーク検出
再拡散部６０Ｂに与える回路部である。位相合わせ加算
部１１は、上記再拡散信号ＱＡおよびＱＢを入力し、上
記の各他ユーザー拡散符号系列の位相を合わせて（すな
わち他ユーザーの送信情報信号の位相を合わせて）加算
し、その加算結果であるキャンセル出力Ｃを減算部３に
送出する回路である。
内で他局（すなわち他ユーザー）が利用する可能性があ
る全ての拡散符号系列（すなわち全ての他ユーザー拡散
符号系列）を記憶し、これらと、他回路部（図示せず）
から与えられる伝送路のインパルス応答に基づき、後述
のようにして、２種の新拡散符号系列ＰＮＡおよびＰＮ
Ｂを形成し、新拡散符号系列ＰＮＡを整合フィルタ部５
０Ａに与え、新拡散符号系列ＰＮＢを整合フィルタ部５
０Ｂに与えると共に、新拡散符号系列ＰＮＡに係る形成
条件情報ＳＡをピーク検出再拡散部６０Ａに与え、新拡
散符号系列ＰＮＢに係る形成条件情報ＳＢをピーク検出
再拡散部６０Ｂに与える回路部である。位相合わせ加算
部１１は、上記再拡散信号ＱＡおよびＱＢを入力し、上
記の各他ユーザー拡散符号系列の位相を合わせて（すな
わち他ユーザーの送信情報信号の位相を合わせて）加算
し、その加算結果であるキャンセル出力Ｃを減算部３に
送出する回路である。
【００１５】次に以上のように構成された本実施の形態
の動作について説明する。いま、自局が属するセル内で
は、拡散符号系列として、ＰＮ１、ＰＮ２、ＰＮ３、…
…、ＰＮｎのｎ個が利用され、自局にはＰＮ１が与えら
れているものとする（すなわちＰＮ２、ＰＮ３、……、
ＰＮｎが他ユーザー拡散符号系列となる）。この場合、
上記拡散符号発生器１０は他ユーザー拡散符号系列ＰＮ
２、ＰＮ３、ＰＮ４、……ＰＮｎを記憶していることに
なるが、この拡散符号発生器１０は前記伝送路のインパ
ルス応答を受けて、それぞれ数５および数６で示される
新拡散符号系列ＰＮＡおよび新拡散符号系列ＰＮＢを形
成する。
の動作について説明する。いま、自局が属するセル内で
は、拡散符号系列として、ＰＮ１、ＰＮ２、ＰＮ３、…
…、ＰＮｎのｎ個が利用され、自局にはＰＮ１が与えら
れているものとする（すなわちＰＮ２、ＰＮ３、……、
ＰＮｎが他ユーザー拡散符号系列となる）。この場合、
上記拡散符号発生器１０は他ユーザー拡散符号系列ＰＮ
２、ＰＮ３、ＰＮ４、……ＰＮｎを記憶していることに
なるが、この拡散符号発生器１０は前記伝送路のインパ
ルス応答を受けて、それぞれ数５および数６で示される
新拡散符号系列ＰＮＡおよび新拡散符号系列ＰＮＢを形
成する。
【数５】
【数６】 なお、数５および数６においてｍは前述のように伝送路
のインパルス応答により定まるエコーの最大遅延量より
も大きい自然数であり、またＴｃはチップ時間（すなわ
ち、拡散符号１ビットに与えられた時間）である。結果
としてｍＴｃは、エコーが存在し得る時間よりも大きい
遅延時間を示す。また上記両式におけるｆは、拡散符号
発生器１０が記憶している他ユーザー拡散符号系列の個
数（ｎ−１）の約１／２に近い自然数である（すなわち
上記他ユーザー拡散符号系列の個数が１７個であるとき
は、９前後の自然数となる）。
のインパルス応答により定まるエコーの最大遅延量より
も大きい自然数であり、またＴｃはチップ時間（すなわ
ち、拡散符号１ビットに与えられた時間）である。結果
としてｍＴｃは、エコーが存在し得る時間よりも大きい
遅延時間を示す。また上記両式におけるｆは、拡散符号
発生器１０が記憶している他ユーザー拡散符号系列の個
数（ｎ−１）の約１／２に近い自然数である（すなわち
上記他ユーザー拡散符号系列の個数が１７個であるとき
は、９前後の自然数となる）。
【００１６】すなわち、キャンセルすべき他ユーザーか
らの送信信号で使用されている拡散符号系列（すなわち
他ユーザー拡散符号系列ＰＮ２〜ＰＮｎ）をほぼ等しく
前半部と後半部に２分割して、前半部と後半部のそれぞ
れにおいて当該拡散符号系列を上記ｍＴｃずつ位相をず
らして多重加算して２個の新拡散符号系列ＰＮＡおよび
ＰＮＢを形成するのである。新拡散符号系列ＰＮＡの形
成過程を図２を参照して、一層詳細に説明すると次のよ
うになる（新拡散符号系列ＰＮＢの形成過程も概ね同様
となる）。
らの送信信号で使用されている拡散符号系列（すなわち
他ユーザー拡散符号系列ＰＮ２〜ＰＮｎ）をほぼ等しく
前半部と後半部に２分割して、前半部と後半部のそれぞ
れにおいて当該拡散符号系列を上記ｍＴｃずつ位相をず
らして多重加算して２個の新拡散符号系列ＰＮＡおよび
ＰＮＢを形成するのである。新拡散符号系列ＰＮＡの形
成過程を図２を参照して、一層詳細に説明すると次のよ
うになる（新拡散符号系列ＰＮＢの形成過程も概ね同様
となる）。
【００１７】拡散符号発生器１０は、記憶している拡散
符号系列ＰＮ２〜ＰＮｆ５を、図２に示すように（な
お、同図において［１］はその拡散符号系列の第１ビッ
ト目の値を示し、［ｋ］は第ｋビット目の値を示す。ま
た［ ］内におけるｍＴｃはｍＴｃの時間に対応するビ
ト数を表わす）、順次、ｍＴｃずつずらし多重加算す
る。このとき各拡散符号系列の符号長は等しいので、あ
る拡散符号系列の位相をｍＴｃの何倍かだけずらすと、
その拡散符号系列の後方部は、ずらした位相分だけが拡
散符号系列ＰＮ２の最終ビットより後にはみ出すことに
なるが（図中、傾線で示される部分）、はみ出した部分
のビットは、順序を変えずに、そのまま先頭部にまわし
て配置する（図中点線で示される部分）。上記配置処理
の後、各拡散符号系列の先頭に配置されている各ビット
は多重加算（単純加算であり、従って加算結果が、例え
ば＋２や−３となる場合もある）され、新拡散符号系列
ＰＮＡの第１ビット目の値となり、各拡散符号系列の先
頭から２番目に配置されている各ビットは多重加算さ
れ、新拡散符号系列ＰＮＡの第２ビット目の値となると
いった具合に、以下同様の処理がなされ新拡散符号系列
ＰＮＡの各ビットが形成される。その結果、新拡散符号
系列ＰＮＡの各ビットは数７の各式で表わされる。
符号系列ＰＮ２〜ＰＮｆ５を、図２に示すように（な
お、同図において［１］はその拡散符号系列の第１ビッ
ト目の値を示し、［ｋ］は第ｋビット目の値を示す。ま
た［ ］内におけるｍＴｃはｍＴｃの時間に対応するビ
ト数を表わす）、順次、ｍＴｃずつずらし多重加算す
る。このとき各拡散符号系列の符号長は等しいので、あ
る拡散符号系列の位相をｍＴｃの何倍かだけずらすと、
その拡散符号系列の後方部は、ずらした位相分だけが拡
散符号系列ＰＮ２の最終ビットより後にはみ出すことに
なるが（図中、傾線で示される部分）、はみ出した部分
のビットは、順序を変えずに、そのまま先頭部にまわし
て配置する（図中点線で示される部分）。上記配置処理
の後、各拡散符号系列の先頭に配置されている各ビット
は多重加算（単純加算であり、従って加算結果が、例え
ば＋２や−３となる場合もある）され、新拡散符号系列
ＰＮＡの第１ビット目の値となり、各拡散符号系列の先
頭から２番目に配置されている各ビットは多重加算さ
れ、新拡散符号系列ＰＮＡの第２ビット目の値となると
いった具合に、以下同様の処理がなされ新拡散符号系列
ＰＮＡの各ビットが形成される。その結果、新拡散符号
系列ＰＮＡの各ビットは数７の各式で表わされる。
【数７】 なお、同式において［１］、［２］、……、［ｋ］はそ
れぞれ拡散符号系列の第１、２、……Ｋ番目のビットを
表わし、［ｋ−ｍＴｃ＋１］等におけるｍＴｃはｍＴｃ
の時間に対応するビット数を表わす。
れぞれ拡散符号系列の第１、２、……Ｋ番目のビットを
表わし、［ｋ−ｍＴｃ＋１］等におけるｍＴｃはｍＴｃ
の時間に対応するビット数を表わす。
【００１８】拡散符号発生器１０は、上記のようにして
形成した新拡散符号系列ＰＮＡおよびＰＮＢをそれぞれ
整合フィルタ部５０Ａおよび５０Ｂにそれぞれのタップ
係数系列として与えると同時にピーク検出再拡散部６０
Ａおよび６０Ｂにそれぞれ形成条件情報ＳＡおよびＳＢ
を送出する。形成条件情報ＳＡは、新拡散符号系列ＰＮ
Ａを形成するに当って、拡散符号系列ＰＮ２、ＰＮ３、
ＰＮ４、……、ＰＮｆをこの順序で、順次、一定位相ｍ
Ｔｃずつ遅らせて多重加算した旨を示す情報であり、形
成条件情報ＳＢは新拡散符号系列ＰＮＢを形成するに当
っては、拡散符号系列ＰＮ（ｆ＋１）、ＰＮ（ｆ＋
２）、……、ＰＮｎをこの順序で、順次、一定位相ｍＴ
ｃだけ遅らせ多重加算した旨を示す情報である。
形成した新拡散符号系列ＰＮＡおよびＰＮＢをそれぞれ
整合フィルタ部５０Ａおよび５０Ｂにそれぞれのタップ
係数系列として与えると同時にピーク検出再拡散部６０
Ａおよび６０Ｂにそれぞれ形成条件情報ＳＡおよびＳＢ
を送出する。形成条件情報ＳＡは、新拡散符号系列ＰＮ
Ａを形成するに当って、拡散符号系列ＰＮ２、ＰＮ３、
ＰＮ４、……、ＰＮｆをこの順序で、順次、一定位相ｍ
Ｔｃずつ遅らせて多重加算した旨を示す情報であり、形
成条件情報ＳＢは新拡散符号系列ＰＮＢを形成するに当
っては、拡散符号系列ＰＮ（ｆ＋１）、ＰＮ（ｆ＋
２）、……、ＰＮｎをこの順序で、順次、一定位相ｍＴ
ｃだけ遅らせ多重加算した旨を示す情報である。
【００１９】上記のような新拡散符号系列ＰＮＡおよび
ＰＮＢがタップ係数系列としてそれぞれ与えられる整合
フィルタ部５０Ａおよび５０Ｂに入力する受信信号ＲＳ
は、例えば、いま、伝送路上に当該ユーザーｕ1 （自局
に係るユーザー）以外にユーザーｕ2 、ｕ3 、ｕ5 のみ
が存在しているとすると、数８で示されるようなものに
なる（なお、この数８は、前記数１におけるｉ
4 （ｔ）、ｉ6 （ｔ）、ｉ7 （ｔ）、……、ｉn （ｔ）
を０とすることにより得られる）。
ＰＮＢがタップ係数系列としてそれぞれ与えられる整合
フィルタ部５０Ａおよび５０Ｂに入力する受信信号ＲＳ
は、例えば、いま、伝送路上に当該ユーザーｕ1 （自局
に係るユーザー）以外にユーザーｕ2 、ｕ3 、ｕ5 のみ
が存在しているとすると、数８で示されるようなものに
なる（なお、この数８は、前記数１におけるｉ
4 （ｔ）、ｉ6 （ｔ）、ｉ7 （ｔ）、……、ｉn （ｔ）
を０とすることにより得られる）。
【数８】 この場合、整合フィルタ部５０Ａから出力される相関出
力ＰＡは、図３に示すようなものとなる（なお、整合フ
ィルタ部５０Ｂよりの相関出力ＰＢには、図３に示すよ
うなピークは表われない。ただし、この場合、数５およ
び６における自然数ｆを５以上の自然数であると仮定し
ている）。すなわち、相関出力ＰＡにはユーザーｕ2 、
ｕ3 、ｕ5 にそれぞれ対応するピーク（すなわち拡散符
号系列ＰＮ２、ＰＮ３、ＰＮ５にそれぞれ対応するピー
ク）が、順次、表われることになる。上記新拡散符号系
列ＰＮＡおよびＰＮＢを得る際の上記多重加算が線形加
算であるため、これら新拡散符号系列は元の拡散符号の
性質を完全には失わず、このため元の拡散符号の入力に
対し、これら新拡散符号系列で相関を取ると、元の拡散
符号に対応した相関出力、つまり自己相関ピークや相互
相関レベルが得られるのである。
力ＰＡは、図３に示すようなものとなる（なお、整合フ
ィルタ部５０Ｂよりの相関出力ＰＢには、図３に示すよ
うなピークは表われない。ただし、この場合、数５およ
び６における自然数ｆを５以上の自然数であると仮定し
ている）。すなわち、相関出力ＰＡにはユーザーｕ2 、
ｕ3 、ｕ5 にそれぞれ対応するピーク（すなわち拡散符
号系列ＰＮ２、ＰＮ３、ＰＮ５にそれぞれ対応するピー
ク）が、順次、表われることになる。上記新拡散符号系
列ＰＮＡおよびＰＮＢを得る際の上記多重加算が線形加
算であるため、これら新拡散符号系列は元の拡散符号の
性質を完全には失わず、このため元の拡散符号の入力に
対し、これら新拡散符号系列で相関を取ると、元の拡散
符号に対応した相関出力、つまり自己相関ピークや相互
相関レベルが得られるのである。
【００２０】上記のような相関出力ＰＡを入力するピー
ク検出再拡散部６０Ａは、先ず、上記各ピークを検出
し、前記形成条件情報ＳＡに基づき、上記各ピークがそ
れぞれ先頭の方から前記送信情報ｉ2 （ｔ）、ｉ
3 （ｔ）、ｉ5 （ｔ）に係るものであり、それらの位相
情報はいずれも＋１となっていることを判断する。次い
でピーク検出再拡散部６０Ａは、得られた上記各位相情
報に対し、それに対応する拡散符号系列（前述のように
再拡散に必要とする拡散符号系列を記憶しており、その
中から選ぶ）を、順次、畳み込み積分（エコーがなけれ
ば単なる複素乗算）をして再拡散を実行する。その結
果、上記のような場合（相関出力ＰＡが図３のようなも
のになる場合）、ピーク検出再拡散部６０Ａは、数９で
示されるような再拡散信号ＱＡを位相合わせ加算部１１
に送出する（数９において＊の印は複素乗算演算子であ
る）。
ク検出再拡散部６０Ａは、先ず、上記各ピークを検出
し、前記形成条件情報ＳＡに基づき、上記各ピークがそ
れぞれ先頭の方から前記送信情報ｉ2 （ｔ）、ｉ
3 （ｔ）、ｉ5 （ｔ）に係るものであり、それらの位相
情報はいずれも＋１となっていることを判断する。次い
でピーク検出再拡散部６０Ａは、得られた上記各位相情
報に対し、それに対応する拡散符号系列（前述のように
再拡散に必要とする拡散符号系列を記憶しており、その
中から選ぶ）を、順次、畳み込み積分（エコーがなけれ
ば単なる複素乗算）をして再拡散を実行する。その結
果、上記のような場合（相関出力ＰＡが図３のようなも
のになる場合）、ピーク検出再拡散部６０Ａは、数９で
示されるような再拡散信号ＱＡを位相合わせ加算部１１
に送出する（数９において＊の印は複素乗算演算子であ
る）。
【数９】 位相合わせ加算部１１は、上記再拡散信号ＱＡを入力
し、この再拡散信号ＱＡのままでは、前記数８で示され
る送信されてきた受信信号ＲＳと時間差（すなわちｍＴ
ｃ、３ｍＴｃ等）があるので、数９で表わされる再拡散
信号ＱＡ中の各項の拡散符号系列の位相を合わせて加算
して数１０で表わされるキャンセル用出力Ｃを得て、こ
れを出力する。
し、この再拡散信号ＱＡのままでは、前記数８で示され
る送信されてきた受信信号ＲＳと時間差（すなわちｍＴ
ｃ、３ｍＴｃ等）があるので、数９で表わされる再拡散
信号ＱＡ中の各項の拡散符号系列の位相を合わせて加算
して数１０で表わされるキャンセル用出力Ｃを得て、こ
れを出力する。
【数１０】 減算部３は、前記従来例における減算部３と同様に、遅
延素子２で前述のような一定の遅延を与えられて送られ
てくる受信信号ＲＳ（数８で表わされる）より、位相合
わせ加算部１１から送られてくる上記キャンセル用出力
Ｃ（数１０で表わされる）を減じて所望のｉ1 （ｔ）Ｐ
Ｎ１（ｔ）を得て（位相回転が無いので複素乗算は実質
的に実数乗算となる）、これを整合フィルタ部４に送出
する。すなわち、減算部３において他ユーザーからの送
信信号はすべてキャンセルされたことになる。
延素子２で前述のような一定の遅延を与えられて送られ
てくる受信信号ＲＳ（数８で表わされる）より、位相合
わせ加算部１１から送られてくる上記キャンセル用出力
Ｃ（数１０で表わされる）を減じて所望のｉ1 （ｔ）Ｐ
Ｎ１（ｔ）を得て（位相回転が無いので複素乗算は実質
的に実数乗算となる）、これを整合フィルタ部４に送出
する。すなわち、減算部３において他ユーザーからの送
信信号はすべてキャンセルされたことになる。
【００２１】なお、上記説明は、相関出力ＰＢには図３
に示すようなピークが表われない場合についてのもので
あったが、相関出力ＰＢにもピークが表われるときに
は、位相合わせ加算部１１は、再拡散信号ＱＡおよびＱ
Ｂに含まれる全ての他ユーザー拡散符号系列の位相を合
わせてキャンセル用出力Ｃを得て、これを減算部３に送
出することになる。
に示すようなピークが表われない場合についてのもので
あったが、相関出力ＰＢにもピークが表われるときに
は、位相合わせ加算部１１は、再拡散信号ＱＡおよびＱ
Ｂに含まれる全ての他ユーザー拡散符号系列の位相を合
わせてキャンセル用出力Ｃを得て、これを減算部３に送
出することになる。
【００２２】以上説明してきたように、この実施の形態
では、ブランチ数が２であったが、ブランチ数は１、
２、３、４、５、……と任意の個数とすることができ、
従来例のように他ユーザー数に合せておくという必要性
はなく、ブランチ数を他ユーザー数よりも大幅に小さい
ものにすることにより、干渉キャンセラ全体の回路規模
を従来のものに比較し、大幅に小さいものとすることが
可能となる。
では、ブランチ数が２であったが、ブランチ数は１、
２、３、４、５、……と任意の個数とすることができ、
従来例のように他ユーザー数に合せておくという必要性
はなく、ブランチ数を他ユーザー数よりも大幅に小さい
ものにすることにより、干渉キャンセラ全体の回路規模
を従来のものに比較し、大幅に小さいものとすることが
可能となる。
【００２３】次に第２の実施の形態（請求項２の発明に
係る実施の形態）について説明する。この実施の形態の
構成は、前述の第１の実施の形態の構成と概ね同様であ
るので前記図１を利用して説明する。この第２の実施の
形態は、拡散符号発生器１０の構成および機能の点で前
述の実施の形態と若干異なる。本実施の形態の拡散符号
発生器１０は、制御チャネル（一般に直接スペクトル拡
散方式のＣＤＭＡでは制御チャネルが設けられており、
基地局から移動局へ制御信号が送られている）を介して
基地局から送られてきたその時点に伝送路上に存在する
他ユーザー（正確には他ユーザー拡散符号系列）につい
ての情報をも他回路部（図示せず）より取込む。そし
て、新拡散符号系列ＰＮＡ、ＰＮＢの形成に際してはこ
の取込んだ情報に基づき、伝送路上に存在する他ユーザ
ー拡散符号系列のみを、前記２分割および多重加算の対
象とする（必然的に、形成条件情報ＳＡ、ＳＢも、この
ような新拡散符号系列の形成過程を示すものとなる）。
係る実施の形態）について説明する。この実施の形態の
構成は、前述の第１の実施の形態の構成と概ね同様であ
るので前記図１を利用して説明する。この第２の実施の
形態は、拡散符号発生器１０の構成および機能の点で前
述の実施の形態と若干異なる。本実施の形態の拡散符号
発生器１０は、制御チャネル（一般に直接スペクトル拡
散方式のＣＤＭＡでは制御チャネルが設けられており、
基地局から移動局へ制御信号が送られている）を介して
基地局から送られてきたその時点に伝送路上に存在する
他ユーザー（正確には他ユーザー拡散符号系列）につい
ての情報をも他回路部（図示せず）より取込む。そし
て、新拡散符号系列ＰＮＡ、ＰＮＢの形成に際してはこ
の取込んだ情報に基づき、伝送路上に存在する他ユーザ
ー拡散符号系列のみを、前記２分割および多重加算の対
象とする（必然的に、形成条件情報ＳＡ、ＳＢも、この
ような新拡散符号系列の形成過程を示すものとなる）。
【００２４】本実施の形態は、新拡散符号系列ＰＮＡお
よびＰＮＢの形成に際し、上記のように、その時点で必
要とする（キャンセルする必要がある）他ユーザー拡散
符号系列だけを多重加算の対象とするが、これにより、
多重加算の対象が少なくなり、それだけ意図しない拡散
符号（雑意を含む）との相関が発生する可能性が少なく
なり、Ｓ／Ｎが向上する。このため他ユーザー拡散符号
系列の位相の検出を誤り、他ユーザーに係る信号の干渉
をキャンセルできずに残すといった可能性は、一層少な
くなり、高いキャンセル特性が得られる。
よびＰＮＢの形成に際し、上記のように、その時点で必
要とする（キャンセルする必要がある）他ユーザー拡散
符号系列だけを多重加算の対象とするが、これにより、
多重加算の対象が少なくなり、それだけ意図しない拡散
符号（雑意を含む）との相関が発生する可能性が少なく
なり、Ｓ／Ｎが向上する。このため他ユーザー拡散符号
系列の位相の検出を誤り、他ユーザーに係る信号の干渉
をキャンセルできずに残すといった可能性は、一層少な
くなり、高いキャンセル特性が得られる。
【００２５】次に第３の実施の形態（請求項３の発明に
係る実施の形態）について説明する。本実施の形態の構
成も図１で示される。ただし拡散符号発生器１０の構成
および機能が少々前記のものと異なっており、他ユーザ
ー拡散符号系列を多重加算する場合、全てのユーザー拡
散符号系列を、順次、ｍＴｃずつ位相をずらして多重加
算するのではなく、図６に示すように、他ユーザー拡散
符号系列の一部を遅れ位相でｍＴｃずつずらしたら、残
りのその他の他ユーザー拡散符号系列（上記遅れ位相で
ずらした他ユーザー拡散符号系列とほぼ同数個となって
いる）を進み位相でｍＴｃずつ位相をずらして、その上
で多重加算を実行し新拡散符号系列を形成する。（必然
的に形成条件情報ＳＡ、ＳＢも上記のような新拡散符号
系列の形成に対応したものとなる）。
係る実施の形態）について説明する。本実施の形態の構
成も図１で示される。ただし拡散符号発生器１０の構成
および機能が少々前記のものと異なっており、他ユーザ
ー拡散符号系列を多重加算する場合、全てのユーザー拡
散符号系列を、順次、ｍＴｃずつ位相をずらして多重加
算するのではなく、図６に示すように、他ユーザー拡散
符号系列の一部を遅れ位相でｍＴｃずつずらしたら、残
りのその他の他ユーザー拡散符号系列（上記遅れ位相で
ずらした他ユーザー拡散符号系列とほぼ同数個となって
いる）を進み位相でｍＴｃずつ位相をずらして、その上
で多重加算を実行し新拡散符号系列を形成する。（必然
的に形成条件情報ＳＡ、ＳＢも上記のような新拡散符号
系列の形成に対応したものとなる）。
【００２６】次に、本実施の形態において、拡散符号発
生器１０が上記のような新拡散符号系列の形成方法を採
ることによる利点について説明する。なお、以下の説明
においては、拡散符号系列は７チップ（ビット）からな
るとする。図４は、一般的な直接スペクトル拡散方式に
おける整合フィルタの使い方を示すものである。同図に
示すように、整合フィルタの相関タップ係数として送信
側の拡散符号と同一のものを割当ておくため、左から右
へ入力信号が流れてくると、拡散符号系列の各チップが
一致したときに、加算が全て同相となるため、大きな相
関レベルが得られる。つまり、入力信号のシンボル周期
で自己相関関数の鋭いピークが得られることになる。
生器１０が上記のような新拡散符号系列の形成方法を採
ることによる利点について説明する。なお、以下の説明
においては、拡散符号系列は７チップ（ビット）からな
るとする。図４は、一般的な直接スペクトル拡散方式に
おける整合フィルタの使い方を示すものである。同図に
示すように、整合フィルタの相関タップ係数として送信
側の拡散符号と同一のものを割当ておくため、左から右
へ入力信号が流れてくると、拡散符号系列の各チップが
一致したときに、加算が全て同相となるため、大きな相
関レベルが得られる。つまり、入力信号のシンボル周期
で自己相関関数の鋭いピークが得られることになる。
【００２７】ところで、前記第１の実施の形態における
整合フィルタ部５０Ａ等での相関タップ係数の与え方は
図５に示すようなものであった（なお、同図では他ユー
ザー送信信号として拡散符号系列ＰＮ３で拡散されてい
るものを考え、ｍＴｃが３ビットに対応しているとし、
更に簡単化のためタップ係数としては、前記多重加算の
対象としたその他の拡散符号系列等を除いている）。同
図から分かるように、図４と異なり第１シンボル（同図
の情報信号シンボル＃１）に係る自己相関ピークの出現
位置がｍＴｃだけすなわち３ビット分だけ右シフトす
る。つまり、受信信号（上記他ユーザー送信信号）の第
２シンボル（同図の情報信号シンボル＃２）の一部を使
用しないと、拡散符号系列のパターンが一致しない。以
上は第１シンボルと第２シンボルの送信情報が一致した
場合であるが、一致せず逆相となっている場合は、数１
１に示すように本来は７のレベルのピークが出るべきに
もかかわらず、１のレベルのピークとなってしまう。
整合フィルタ部５０Ａ等での相関タップ係数の与え方は
図５に示すようなものであった（なお、同図では他ユー
ザー送信信号として拡散符号系列ＰＮ３で拡散されてい
るものを考え、ｍＴｃが３ビットに対応しているとし、
更に簡単化のためタップ係数としては、前記多重加算の
対象としたその他の拡散符号系列等を除いている）。同
図から分かるように、図４と異なり第１シンボル（同図
の情報信号シンボル＃１）に係る自己相関ピークの出現
位置がｍＴｃだけすなわち３ビット分だけ右シフトす
る。つまり、受信信号（上記他ユーザー送信信号）の第
２シンボル（同図の情報信号シンボル＃２）の一部を使
用しないと、拡散符号系列のパターンが一致しない。以
上は第１シンボルと第２シンボルの送信情報が一致した
場合であるが、一致せず逆相となっている場合は、数１
１に示すように本来は７のレベルのピークが出るべきに
もかかわらず、１のレベルのピークとなってしまう。
【数１１】 上記のような著しい不都合が出現したのは、拡散符号系
列の符号長を７ビットとしてシフト量すなわちｍＴｃを
３ビットとし符号長に対するシフト量の割合を大きくし
たことによるが、実際には、上記割合は小さく（拡散符
号系列の符号長が長いため）、上記のような著しい不都
合は出現しない。
列の符号長を７ビットとしてシフト量すなわちｍＴｃを
３ビットとし符号長に対するシフト量の割合を大きくし
たことによるが、実際には、上記割合は小さく（拡散符
号系列の符号長が長いため）、上記のような著しい不都
合は出現しない。
【００２８】しかし、第１の実施の形態における拡散符
号発生器１０では複数の他ユーザー拡散符号系列が、順
次、ｍＴｃずつずらされ多重加算されるので、他ユーザ
ー拡散符号系列が多くなると、シフト量がｍＴｃ、２ｍ
Ｔｃ、３ｍＴｃ、……とずらされて多重加算されるので
他ユーザー拡散符号系列が多くなると、シフト量がｍＴ
ｃの数倍以上になり拡散符号系列の符号長に対するシフ
ト量の割合が無視できないほど大きくなる拡散符号系列
（後段で多重加算される拡散符号系列がそれに該当す
る）も存在するようになる。そのような拡散符号系列で
は、上記のような不都合が、ある程度、出現しだす可能
性がある。
号発生器１０では複数の他ユーザー拡散符号系列が、順
次、ｍＴｃずつずらされ多重加算されるので、他ユーザ
ー拡散符号系列が多くなると、シフト量がｍＴｃ、２ｍ
Ｔｃ、３ｍＴｃ、……とずらされて多重加算されるので
他ユーザー拡散符号系列が多くなると、シフト量がｍＴ
ｃの数倍以上になり拡散符号系列の符号長に対するシフ
ト量の割合が無視できないほど大きくなる拡散符号系列
（後段で多重加算される拡散符号系列がそれに該当す
る）も存在するようになる。そのような拡散符号系列で
は、上記のような不都合が、ある程度、出現しだす可能
性がある。
【００２９】本実施の形態では、上記のような事情を考
慮して、前記多重加算に際して、シフト量が大きくなる
拡散をできる限り少なくするために、前述のように他ユ
ーザー拡散符号系列を進み位相用のグループと遅れ位相
用のグループに２分して、それぞれ各グループで進み又
は遅れ位相でｍＴｃずつずらして多重加算するのであ
る。これにより前述のように隣接シンボルの情報に自己
相関ピークのレベルが左右されるといったケースがほぼ
皆無となるが、これが本実施の形態の利点である。
慮して、前記多重加算に際して、シフト量が大きくなる
拡散をできる限り少なくするために、前述のように他ユ
ーザー拡散符号系列を進み位相用のグループと遅れ位相
用のグループに２分して、それぞれ各グループで進み又
は遅れ位相でｍＴｃずつずらして多重加算するのであ
る。これにより前述のように隣接シンボルの情報に自己
相関ピークのレベルが左右されるといったケースがほぼ
皆無となるが、これが本実施の形態の利点である。
【００３０】次に第４の実施の形態について説明する。
本実施の形態は、上り回線（移動局からの基地局への回
線）において、各ユーザーすなわち移動局からの送信信
号（すなわち拡散符号が、同期しているＳＣＤＭＡ（Ｓ
ｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ ＣＤＭＡ）通信、例えばＣＤＭ
Ａ Ｔｉｍｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｄｕｐｌｅｘ通信や
ＣＤＭＡ Ｔｉｍｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐ
ｌｅ Ａｃｃｅｓｓ通信等の基地局の受信機で利用さ
れ、ある定められた１のユーザーからの送信信号だけを
残し、その他のユーザーからの送信信号をキャンセルす
る干渉キャンセラである（従って、基地局全体では、本
実施の形態に係る干渉キャンセラをユーザー数分だけ備
えておく必要がある）。
本実施の形態は、上り回線（移動局からの基地局への回
線）において、各ユーザーすなわち移動局からの送信信
号（すなわち拡散符号が、同期しているＳＣＤＭＡ（Ｓ
ｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ ＣＤＭＡ）通信、例えばＣＤＭ
Ａ Ｔｉｍｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｄｕｐｌｅｘ通信や
ＣＤＭＡ Ｔｉｍｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐ
ｌｅ Ａｃｃｅｓｓ通信等の基地局の受信機で利用さ
れ、ある定められた１のユーザーからの送信信号だけを
残し、その他のユーザーからの送信信号をキャンセルす
る干渉キャンセラである（従って、基地局全体では、本
実施の形態に係る干渉キャンセラをユーザー数分だけ備
えておく必要がある）。
【００３１】本実施の形態の構成は概ね前記第１の実施
の形態に係る図１で示される。ただし拡散符号発生器１
０の構成機能および拡散符号発生器１０に与えられる情
報が、第１の実施の形態の場合と異なっている。本実施
の形態の拡散符号発生器１０には、自己のセル内でその
時点に実際に送信を行なっている各他ユーザー（この干
渉キャンセラで抽出する送信信号を送ってくる移動局以
外の移動局）について、当該他ユーザーが使っている拡
散符号系列に係る情報および当該他ユーザーとの間の伝
送路のインパルス応答とを対とした他ユーザー情報が与
えられる（これらは、この基地局の他ユーザー用の干渉
キャンセラより得られる）。このような他ユーザー情報
を与えられた拡散符号発生器１０は、この他ユーザー情
報に基づき、その時点に、実際に使われている他ユーザ
ー拡散符号系列だけを新拡散符号系列形成のための多重
加算の対象とする。そして多重加算に際しては、例え
ば、その時点で使われている他ユーザー拡散符号系列が
拡散符号系列ＰＮ２、ＰＮ３およびＰＮ６だけだったと
すると拡散符号系列ＰＮ２からｍ2 Ｔｃだけ位相を遅ら
して拡散符号系列ＰＮ３を配し、この拡散符号系列ＰＮ
３よりｍ3 Ｔｃだけ位相を遅らして新拡散符号系列ＰＮ
６を配すといった具合にそれぞれの位相をずらして多重
加算する（ただし、ｍ2 、ｍ3 は、それぞれ上記他ユー
ザー情報として拡散符号系列ＰＮ２、ＰＮ３と共に送ら
れてきた伝送路のインパルス応答によって定まるエコー
の最大遅延量よりも大きい自然数である）。
の形態に係る図１で示される。ただし拡散符号発生器１
０の構成機能および拡散符号発生器１０に与えられる情
報が、第１の実施の形態の場合と異なっている。本実施
の形態の拡散符号発生器１０には、自己のセル内でその
時点に実際に送信を行なっている各他ユーザー（この干
渉キャンセラで抽出する送信信号を送ってくる移動局以
外の移動局）について、当該他ユーザーが使っている拡
散符号系列に係る情報および当該他ユーザーとの間の伝
送路のインパルス応答とを対とした他ユーザー情報が与
えられる（これらは、この基地局の他ユーザー用の干渉
キャンセラより得られる）。このような他ユーザー情報
を与えられた拡散符号発生器１０は、この他ユーザー情
報に基づき、その時点に、実際に使われている他ユーザ
ー拡散符号系列だけを新拡散符号系列形成のための多重
加算の対象とする。そして多重加算に際しては、例え
ば、その時点で使われている他ユーザー拡散符号系列が
拡散符号系列ＰＮ２、ＰＮ３およびＰＮ６だけだったと
すると拡散符号系列ＰＮ２からｍ2 Ｔｃだけ位相を遅ら
して拡散符号系列ＰＮ３を配し、この拡散符号系列ＰＮ
３よりｍ3 Ｔｃだけ位相を遅らして新拡散符号系列ＰＮ
６を配すといった具合にそれぞれの位相をずらして多重
加算する（ただし、ｍ2 、ｍ3 は、それぞれ上記他ユー
ザー情報として拡散符号系列ＰＮ２、ＰＮ３と共に送ら
れてきた伝送路のインパルス応答によって定まるエコー
の最大遅延量よりも大きい自然数である）。
【００３２】ところで、上記ＳＣＤＭＡでは、各移動局
からの拡散符号送出が同期していても、各移動局の存在
位置が異なるため基地局への到達時間は時変的に異な
る。また伝送路も時変的に異なるため、各他ユーザーの
拡散符号系列は、異なる遅延時間を持ち、かつ時変的に
変動する伝送路のインパルス応答を持つ。
からの拡散符号送出が同期していても、各移動局の存在
位置が異なるため基地局への到達時間は時変的に異な
る。また伝送路も時変的に異なるため、各他ユーザーの
拡散符号系列は、異なる遅延時間を持ち、かつ時変的に
変動する伝送路のインパルス応答を持つ。
【００３３】しかし、本実施の形態では、上記のように
拡散符号発生器１０での新拡散符号系列の形成に際し
て、個々の伝送路のインパルス応答に応じた位相を次段
拡散符号系列との間であけているので、整合フィルタ部
５０Ａ等が、エコーによるピークを他ユーザーに係るピ
ークと誤って判断してしまうことはない。以上のよう
に、本実施の形態は、整合フィルタ部５０Ａ等からなる
ブランチを他ユーザー分だけ設ける必要はなく、そのた
め従来の基地局用の干渉キャンセラよりも大幅に回路規
模を小さくなる。
拡散符号発生器１０での新拡散符号系列の形成に際し
て、個々の伝送路のインパルス応答に応じた位相を次段
拡散符号系列との間であけているので、整合フィルタ部
５０Ａ等が、エコーによるピークを他ユーザーに係るピ
ークと誤って判断してしまうことはない。以上のよう
に、本実施の形態は、整合フィルタ部５０Ａ等からなる
ブランチを他ユーザー分だけ設ける必要はなく、そのた
め従来の基地局用の干渉キャンセラよりも大幅に回路規
模を小さくなる。
【００３４】次に第５の実施の形態について説明する。
なお、本実施の形態は第１の実施の形態を更に改善した
ものである。図７は、本実施の形態の構成を示すもので
ある。この図７に示す構成は、前記図１の構成に、整合
フィルタ部５０Ｃおよびピーク検出再拡散部６０Ｃから
なるブランチと、整合フィルタ部５０Ｄおよびピーク検
出再拡散部６０Ｄからなるブランチとを追加した構成と
なっている。そして、整合フィルタ部５０Ａおよびピー
ク検出再拡散部６０Ａからなるブランチと整合フィルタ
部５０Ｂおよびピーク検出再拡散部６０Ｂからなるブラ
ンチとでは、自己のセル内の他ユーザーへの送信信号を
処理し、新たに追加した上記の２つのブランチでは１つ
の隣接セルの基地局からそのセル内のユーザーへ送出さ
れた送信信号を処理する。従って拡散符号発生器１０
（請求項５に記載する自己セル用拡散符号発生器と隣接
セル用拡散符号発生器とを一体化したもの）は、自己の
セルのみならず隣接セルで用いられている拡散符号系列
をも記憶し、他回路部（図示せず）より、自己のセルの
基地局との間の伝送路のインパルス応答だけでなく、上
記１つの隣接セルの基地局との間の伝送路のインパルス
応答をも与えられ、前記これら２種のインパルス応答に
より、自己のセル用と隣接セル用の２種の前記位相シフ
ト量（ｍＴｃ）を求める。そして、自己のセル用の２つ
のブランチへ送出する新拡散符号系列の形成に際して
は、自己のセル用の位相シフト量を用いて自己のセルで
用いられている拡散符号系列を多重加算し、新たに追加
した隣接セル用の２つのブランチへ送出する新拡散符号
系列の形成に際しては、隣接セル用の位相シフト量を用
いて隣接セルで用いられている拡散符号系列を多重加算
する（必然的に形成条件情報ＳＡ、ＳＢ、ＳＣ，ＳＤも
上記のような新拡散符号系列の形成に対応したものとな
る）。
なお、本実施の形態は第１の実施の形態を更に改善した
ものである。図７は、本実施の形態の構成を示すもので
ある。この図７に示す構成は、前記図１の構成に、整合
フィルタ部５０Ｃおよびピーク検出再拡散部６０Ｃから
なるブランチと、整合フィルタ部５０Ｄおよびピーク検
出再拡散部６０Ｄからなるブランチとを追加した構成と
なっている。そして、整合フィルタ部５０Ａおよびピー
ク検出再拡散部６０Ａからなるブランチと整合フィルタ
部５０Ｂおよびピーク検出再拡散部６０Ｂからなるブラ
ンチとでは、自己のセル内の他ユーザーへの送信信号を
処理し、新たに追加した上記の２つのブランチでは１つ
の隣接セルの基地局からそのセル内のユーザーへ送出さ
れた送信信号を処理する。従って拡散符号発生器１０
（請求項５に記載する自己セル用拡散符号発生器と隣接
セル用拡散符号発生器とを一体化したもの）は、自己の
セルのみならず隣接セルで用いられている拡散符号系列
をも記憶し、他回路部（図示せず）より、自己のセルの
基地局との間の伝送路のインパルス応答だけでなく、上
記１つの隣接セルの基地局との間の伝送路のインパルス
応答をも与えられ、前記これら２種のインパルス応答に
より、自己のセル用と隣接セル用の２種の前記位相シフ
ト量（ｍＴｃ）を求める。そして、自己のセル用の２つ
のブランチへ送出する新拡散符号系列の形成に際して
は、自己のセル用の位相シフト量を用いて自己のセルで
用いられている拡散符号系列を多重加算し、新たに追加
した隣接セル用の２つのブランチへ送出する新拡散符号
系列の形成に際しては、隣接セル用の位相シフト量を用
いて隣接セルで用いられている拡散符号系列を多重加算
する（必然的に形成条件情報ＳＡ、ＳＢ、ＳＣ，ＳＤも
上記のような新拡散符号系列の形成に対応したものとな
る）。
【００３５】ところで、移動局が、例えばセル境界付近
に移動したときには、現在接続している基地局だけから
でなく、隣接セルの基地局からも電波を受信する。この
ような場合、伝搬路の違いから、２つの基地局からの到
達電波は、それぞれ異なる電力レベルおよびエコーの遅
延時間を持つことになる。このような場合、拡散符号発
生器１０において前記２種の位相シフト量のうち小さい
方（一般に自己のセル用シフト量）だけを用いて新拡散
符号系列を形成し、全ての整合フィルタ部でこれを用い
た場合は他ユーザーに係るピークとエコーによるピーク
との区別ができなくなる場合があり、逆に大きい方のシ
フト量だけを用いて新拡散符号系列を形成し、全ての整
合フィルタ部でこれを用いた場合は、必要以上にシフト
量が大きくなるケースもでてきて、隣接シンボルの情報
にピークレベルが左右されるという問題が発生する（前
記第３の実施の形態のところで説明した問題）。
に移動したときには、現在接続している基地局だけから
でなく、隣接セルの基地局からも電波を受信する。この
ような場合、伝搬路の違いから、２つの基地局からの到
達電波は、それぞれ異なる電力レベルおよびエコーの遅
延時間を持つことになる。このような場合、拡散符号発
生器１０において前記２種の位相シフト量のうち小さい
方（一般に自己のセル用シフト量）だけを用いて新拡散
符号系列を形成し、全ての整合フィルタ部でこれを用い
た場合は他ユーザーに係るピークとエコーによるピーク
との区別ができなくなる場合があり、逆に大きい方のシ
フト量だけを用いて新拡散符号系列を形成し、全ての整
合フィルタ部でこれを用いた場合は、必要以上にシフト
量が大きくなるケースもでてきて、隣接シンボルの情報
にピークレベルが左右されるという問題が発生する（前
記第３の実施の形態のところで説明した問題）。
【００３６】しかし、本実施の形態のように拡散符号発
生器１０が自己セル用と隣接セル用の２種の位相シフト
量を求め、自己のセル用のブランチに与える新拡散符号
系列の形成には自己のセル用の位相シフト量を用い、他
方、隣接セル用のブランチに与える新拡散符号系列の形
成には隣接セル用の位相シフト量を用いる構成では、上
記のような問題は発生しない。
生器１０が自己セル用と隣接セル用の２種の位相シフト
量を求め、自己のセル用のブランチに与える新拡散符号
系列の形成には自己のセル用の位相シフト量を用い、他
方、隣接セル用のブランチに与える新拡散符号系列の形
成には隣接セル用の位相シフト量を用いる構成では、上
記のような問題は発生しない。
【００３７】
【発明の効果】請求項１の発明によれば、回路規模が小
さく、移動局でも利用できる干渉キャンセラの提供を可
能とする。請求項２の発明によれば、回路規模が小さ
く、かつキャンセル特性を一層高めた干渉キャンセラの
提供を可能とする。請求項３の発明によれば、隣接シン
ボルの情報に自己相関レベルが左右されない干渉キャン
セラの提供を可能とする。
さく、移動局でも利用できる干渉キャンセラの提供を可
能とする。請求項２の発明によれば、回路規模が小さ
く、かつキャンセル特性を一層高めた干渉キャンセラの
提供を可能とする。請求項３の発明によれば、隣接シン
ボルの情報に自己相関レベルが左右されない干渉キャン
セラの提供を可能とする。
【図１】第１の実施の形態の構成を示す図である。
【図２】新拡散符号系列の形成方法を説明するための図
である。
である。
【図３】図１中の整合フィルタ部の出力を示す図であ
る。
る。
【図４】第３の実施の形態を説明するための図である。
【図５】第３の実施の形態を説明するための図である。
【図６】第３の実施の形態における新拡散符号系列の形
成方法を説明するための図である。
成方法を説明するための図である。
【図７】第５の実施の形態の構成を示す図である。
【図８】従来例を示す図である。
ＭＢ 多ブランチ干渉キャンセラ １ 受信部 ２ 遅延素子 ３ 減算部 ５Ａ 整合フィルタ部 ５Ｂ 整合フィルタ部 ５Ｍ 整合フィルタ部 ４ 整合フィルタ部 ６Ａ 再拡散部 ６Ｂ 再拡散部 ６Ｍ 再拡散部 ７ 加算部 ＲＳ 受信信号 ＰＮ２ 拡散符号系列 ＰＮ３ 拡散符号系列 ＰＮｎ 拡散符号系列 １０ 拡散符号発生器 ＫＣ 干渉キャンセラ ５０Ａ 整合フィルタ部 ５０Ｂ 整合フィルタ部 ６０Ａ ピーク検出再拡散部 ６０Ｂ ピーク検出再拡散部 １１ 位相合わせ加算部 ＰＡ 相関出力 ＰＢ 相関出力 ＱＡ 再拡散信号 ＱＢ 再拡散信号 ＰＮＡ 新拡散符号系列 ＰＮＢ 新拡散符号系列 ＳＡ 形成条件情報 ＳＢ 形成条件情報 Ｃ キャンセル用出力
Claims (3)
- 【請求項１】 直接スペクトル拡散方式を用いたＣＤＭ
Ａ（Ｃｏｄｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ
Ａｃｃｅｓｓ）通信の受信機で利用される干渉キャンセ
ラであって、 上記受信機の受信部において入力信号をＲＦ（Ｒａｄｉ
ｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）帯からベースバンドにダウン
コンバートして得られた受信信号をそれぞれ入力し、当
該受信信号と後述の拡散符号発生器からタップ係数系列
としてそれぞれに送られてくる拡散符号系列との間で相
関をとるｎ（ここでｎは自然数）個の整合フィルタ部
と、 上記ｎ個の各整合フィルタ部に１対１に対応し、対応す
る整合フィルタ部の相関出力をそれぞれ入力して、当該
相関出力より相関ピークを検出し、その上で後述の拡散
符号発生器より送られてきた後述の形成条件情報に基づ
き当該相関ピークに対応した再拡散を実行し、得られた
再拡散信号を送出するｎ個のピーク検出再拡散部と、 自局が属するセル内において他局が利用する可能性があ
る全ての拡散符号系列をｎ個のグループに分けて、その
上で各グループ毎にそのグループに属する拡散符号系列
をそれぞれｍＴｃ（ｍは他の回路部より与えられる伝送
路のインパルス応答による定まるエコーの最大遅延量よ
りも大きい自然数であり、またＴｃはチップ時間）ずつ
位相をずらして多重加算して新たな１個の拡散符号系列
を形成することにより、上記グループ数すなわちｎ個の
新たな拡散符号系列を得て、このｎ個の新たな拡散符号
系列のそれぞれを上記ｎ個の整合フィルタ部のそれぞれ
にタップ係数系列として送出すると共に、上記ｎ個のピ
ーク検出再拡散部に、そのピーク検出再拡散部と１対１
に対応している整合フィルタ部に送出した上記新たな拡
散符号系列に係る形成条件情報を送出する拡散符号発生
器と、 上記ｎ個のピーク検出再拡散部より出力される全ての再
拡散信号を入力し、これら再拡散信号における全ての拡
散符号系列の位相を合わせた上で当該再拡散信号を加算
し、加算結果信号をキャンセル用出力として送出する位
相合わせ加算部と、 上記受信部からの受信信号を入力し、当該受信信号にお
ける拡散符号系列の位相を、上記位相合わせ加算部から
送出されるキャンセル用出力における拡散符号系列の位
相に合わせるために、上記受信信号に一定時間の遅延を
与えてこれを遅延受信信号として送出する遅延素子と、 上記遅延素子よりの遅延受信信号と上記位相合わせ加算
部よりのキャンセル用出力とを入力し、遅延受信信号よ
りキャンセル用出力を減じて自局受信信号を得て、この
自局受信信号を出力する減算部とを備えることを特徴と
する干渉キャンセラ。 - 【請求項２】 直接スペクトル拡散方式を用いたＣＤＭ
Ａ通信の移動局用の受信機で利用される干渉キャンセラ
であって、 上記受信機の受信部において入力信号をＲＦ（Ｒａｄｉ
ｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）帯からベースバンドにダウン
コンバートして得られた受信信号をそれぞれ入力し、当
該受信信号と後述の拡散符号発生器からタップ係数系列
としてそれぞれに送られてくる拡散符号系列との間で相
関をとるｎ（ここでｎは自然数）個の整合フィルタ部
と、 上記ｎ個の各整合フィルタ部に１対１に対応し、対応す
る整合フィルタ部の相関出力をそれぞれ入力して、当該
相関出力より相関ピークを検出し、その上で後述の拡散
符号発生器より送られてきた後述の形成条件情報に基づ
き当該相関ピークに対応した再拡散を実行し、得られた
再拡散信号を送出するｎ個のピーク検出再拡散部と、 制御チャネルを介して基地局より送られてきた情報であ
って、自局が属するセル内で他局がその時点に実際に利
用している拡散符号系列を特定する情報を得て、この情
報に基づき、上記実際に利用されている拡散符号系列の
全てをｎ個のグループに分けて、その上で各グループ毎
にそのグループに属する拡散符号系列をそれぞれｍＴｃ
（ｍは他の回路部より与えられる伝送路のインパルス応
答による定まるエコーの最大遅延量よりも大きい自然数
であり、またＴｃはチップ時間）ずつ位相をずらして多
重加算して新たな１個の拡散符号系列を形成することに
より、上記グループ数すなわちｎ個の新たな拡散符号系
列を得て、このｎ個の新たな拡散符号系列のそれぞれを
上記ｎ個の整合フィルタ部のそれぞれにタップ係数系列
として送出すると共に、上記ｎ個のピーク検出再拡散部
に、そのピーク検出再拡散部と１対１に対応している整
合フィルタ部に送出した上記新たな拡散符号系列に係る
形成条件情報を送出する拡散符号発生器と、 上記ｎ個のピーク検出再拡散部より出力される全ての再
拡散信号を入力し、これら再拡散信号における全ての拡
散符号系列の位相を合わせた上で当該再拡散信号を加算
し、加算結果信号をキャンセル用出力として送出する位
相合わせ加算部と、 上記受信部からの受信信号を入力し、当該受信信号にお
ける拡散符号系列の位相を、上記位相合わせ加算部から
送出されるキャンセル用出力における拡散符号系列の位
相に合わせるために、上記受信信号に一定時間の遅延を
与えてこれを遅延受信信号として送出する遅延素子と、 上記遅延素子よりの遅延受信信号と上記位相合わせ加算
部よりのキャンセル用出力とを入力し、遅延受信信号よ
りキャンセル用出力を減じて自局受信信号を得て、この
自局受信信号を出力する減算部とを備えることを特徴と
する干渉キャンセラ。 - 【請求項３】 上記拡散符号発生器は、拡散符号系列を
ｎ個のグループに分けて、その上で各グループ毎にその
グループに属する拡散符号をそれぞれ前記ｍＴｃずつず
らして多重加算して新たな１個の拡散符号系列を形成す
る際の上記ｍＴｃずつ位相をずらす方法として、任意の
１つの拡散符号系列に対して、他の拡散符号系列のほぼ
半数の拡散符号系列は位相が進んだ態様でそれぞれｍＴ
ｃずつずらし、他方、残りの他のほぼ半数の拡散符号系
列は位相が遅れた態様でそれぞれｍＴｃずつ位相をずら
す方法を採用していることを特徴とする請求項１又は２
記載の干渉キャンセラ。
Priority Applications (1)
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|---|---|---|---|
| JP31014496A JP3676001B2 (ja) | 1996-11-06 | 1996-11-06 | 干渉キャンセラ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP31014496A JP3676001B2 (ja) | 1996-11-06 | 1996-11-06 | 干渉キャンセラ |
Publications (3)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10145327A true JPH10145327A (ja) | 1998-05-29 |
| JPH10145327A5 JPH10145327A5 (ja) | 2004-10-21 |
| JP3676001B2 JP3676001B2 (ja) | 2005-07-27 |
Family
ID=18001704
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP31014496A Expired - Fee Related JP3676001B2 (ja) | 1996-11-06 | 1996-11-06 | 干渉キャンセラ |
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|---|---|
| JP (1) | JP3676001B2 (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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-
1996
- 1996-11-06 JP JP31014496A patent/JP3676001B2/ja not_active Expired - Fee Related
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| US7684371B2 (en) | 2002-03-25 | 2010-03-23 | Interdigital Technology Corporation | Method and apparatus for blind code detection |
| US8681744B2 (en) | 2002-03-25 | 2014-03-25 | Interdigital Technology Corporation | Method and apparatus for blind code detection |
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| JP4808253B2 (ja) * | 2005-07-04 | 2011-11-02 | シャンハイ アルティメット パワー コミュニケーションズ テクノロジー カンパニー リミテッド | 隣接セルの移動端末のチャネルインパルス応答を抽出する方法及びシステム |
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3676001B2 (ja) | 2005-07-27 |
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