JPH10146048A - チョッパ型ｄｃ−ｄｃコンバータ - Google Patents
チョッパ型ｄｃ−ｄｃコンバータInfo
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- JPH10146048A JPH10146048A JP4639397A JP4639397A JPH10146048A JP H10146048 A JPH10146048 A JP H10146048A JP 4639397 A JP4639397 A JP 4639397A JP 4639397 A JP4639397 A JP 4639397A JP H10146048 A JPH10146048 A JP H10146048A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 チョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータの部品点数
を削減しかつスイッチング損失やノイズ等を低減する。 【解決手段】 本発明によるチョッパ型ＤＣ−ＤＣコン
バータは、トランジスタ２と出力ダイオード３との間に
接続された共振用リアクトル１０と、一端が共振用リア
クトル１０及び出力ダイオード３の接続点に接続された
第１の共振用コンデンサ８と、一端がトランジスタ２及
び共振用リアクトル１０の接続点に接続された第１のダ
イオード１１と、一端が第１の共振用コンデンサ８の他
端に接続されかつ他端が出力ダイオード３及び出力コン
デンサ５の接続点に接続された第２のダイオード１２
と、一端が第１のダイオード１１の他端に接続されかつ
他端が直流電源１及びトランジスタ２の接続点に接続さ
れた第２の共振用コンデンサ１４と、第１のダイオード
１１の他端と第１の共振用コンデンサ８の他端との間に
接続された第３のダイオード１６とを備えている。
を削減しかつスイッチング損失やノイズ等を低減する。 【解決手段】 本発明によるチョッパ型ＤＣ−ＤＣコン
バータは、トランジスタ２と出力ダイオード３との間に
接続された共振用リアクトル１０と、一端が共振用リア
クトル１０及び出力ダイオード３の接続点に接続された
第１の共振用コンデンサ８と、一端がトランジスタ２及
び共振用リアクトル１０の接続点に接続された第１のダ
イオード１１と、一端が第１の共振用コンデンサ８の他
端に接続されかつ他端が出力ダイオード３及び出力コン
デンサ５の接続点に接続された第２のダイオード１２
と、一端が第１のダイオード１１の他端に接続されかつ
他端が直流電源１及びトランジスタ２の接続点に接続さ
れた第２の共振用コンデンサ１４と、第１のダイオード
１１の他端と第１の共振用コンデンサ８の他端との間に
接続された第３のダイオード１６とを備えている。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明はチョッパ型ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータ、特に部品点数が少なくかつスイッチング
損失が少ないチョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータに関する
ものである。
Ｃコンバータ、特に部品点数が少なくかつスイッチング
損失が少ないチョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータに関する
ものである。
【０００２】
【従来の技術】直流電源からの直流電力を直接スイッチ
ング素子のオン・オフ動作により断続して高周波電力に
変換し、この高周波電力をリアクトル及び出力コンデン
サにより平滑化して再度直流電力に変換することによ
り、直流電源の電圧とは異なる電圧の直流出力を負荷に
供給するチョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータは、従来から
電子機器等の電源回路に広く使用されている。例えば、
図６に示す従来の降圧チョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータ
は、直流電源１と、コレクタ端子（一方の主端子）が直
流電源１の正極端子（一端）に接続されたスイッチング
素子としてのトランジスタ２と、トランジスタ２のエミ
ッタ端子（他方の主端子）と直流電源１の負極端子（他
端）との間に接続された帰還用の出力整流素子としての
出力ダイオード３と、一端がトランジスタ２及び出力ダ
イオード３の接続点に接続されたリアクトル４と、リア
クトル４の他端と直流電源１の負極端子との間に接続さ
れた出力コンデンサ５と、出力コンデンサ５と並列に接
続された負荷６と、トランジスタ２のベース端子に制御
パルス信号を付与してトランジスタ２をオン・オフ制御
する制御回路７とを備えている。この降圧チョッパ型Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータでは、トランジスタ２をオン・オフ
制御することにより、直流電源１の電圧よりも低い電圧
の直流出力が負荷６に供給される。
ング素子のオン・オフ動作により断続して高周波電力に
変換し、この高周波電力をリアクトル及び出力コンデン
サにより平滑化して再度直流電力に変換することによ
り、直流電源の電圧とは異なる電圧の直流出力を負荷に
供給するチョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータは、従来から
電子機器等の電源回路に広く使用されている。例えば、
図６に示す従来の降圧チョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータ
は、直流電源１と、コレクタ端子（一方の主端子）が直
流電源１の正極端子（一端）に接続されたスイッチング
素子としてのトランジスタ２と、トランジスタ２のエミ
ッタ端子（他方の主端子）と直流電源１の負極端子（他
端）との間に接続された帰還用の出力整流素子としての
出力ダイオード３と、一端がトランジスタ２及び出力ダ
イオード３の接続点に接続されたリアクトル４と、リア
クトル４の他端と直流電源１の負極端子との間に接続さ
れた出力コンデンサ５と、出力コンデンサ５と並列に接
続された負荷６と、トランジスタ２のベース端子に制御
パルス信号を付与してトランジスタ２をオン・オフ制御
する制御回路７とを備えている。この降圧チョッパ型Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータでは、トランジスタ２をオン・オフ
制御することにより、直流電源１の電圧よりも低い電圧
の直流出力が負荷６に供給される。
【０００３】また、図７に示す従来の昇圧チョッパ型Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータは、直流電源１と、コレクタ端子が
直流電源１の正側ライン（一方のライン）に接続されか
つエミッタ端子が直流電源１の負側ライン（他方のライ
ン）に接続されたスイッチング素子としてのトランジス
タ２と、直流電源１とトランジスタ２との間の正側ライ
ンに接続されたリアクトル４と、アノード端子（一端）
がトランジスタ２のコレクタ端子に接続された出力整流
素子としての出力ダイオード３と、出力ダイオード３の
カソード端子（他端）と直流電源１の負側ラインとの間
に接続された出力コンデンサ５と、出力コンデンサ５と
並列に接続された負荷６と、トランジスタ２のベース端
子に制御パルス信号を付与してトランジスタ２をオン・
オフ制御する制御回路７とを備えている。この昇圧チョ
ッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータでは、トランジスタ２をオ
ン・オフ制御することにより、直流電源１の電圧よりも
高い電圧の直流出力が負荷６に供給される。
Ｃ−ＤＣコンバータは、直流電源１と、コレクタ端子が
直流電源１の正側ライン（一方のライン）に接続されか
つエミッタ端子が直流電源１の負側ライン（他方のライ
ン）に接続されたスイッチング素子としてのトランジス
タ２と、直流電源１とトランジスタ２との間の正側ライ
ンに接続されたリアクトル４と、アノード端子（一端）
がトランジスタ２のコレクタ端子に接続された出力整流
素子としての出力ダイオード３と、出力ダイオード３の
カソード端子（他端）と直流電源１の負側ラインとの間
に接続された出力コンデンサ５と、出力コンデンサ５と
並列に接続された負荷６と、トランジスタ２のベース端
子に制御パルス信号を付与してトランジスタ２をオン・
オフ制御する制御回路７とを備えている。この昇圧チョ
ッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータでは、トランジスタ２をオ
ン・オフ制御することにより、直流電源１の電圧よりも
高い電圧の直流出力が負荷６に供給される。
【０００４】図６及び図７に示す制御回路７は、負荷６
の端子電圧の変動に比例してトランジスタ２のベース端
子に付与する制御パルス信号の時間幅を変化させること
により、トランジスタ２のオン期間を制御し、負荷６に
供給される直流電力の安定化を図っている。
の端子電圧の変動に比例してトランジスタ２のベース端
子に付与する制御パルス信号の時間幅を変化させること
により、トランジスタ２のオン期間を制御し、負荷６に
供給される直流電力の安定化を図っている。
【０００５】図６及び図７の降圧及び昇圧チョッパ型Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータでは、トランジスタ２のターンオン
又はターンオフ時において、図８に示すようにトランジ
スタ２のコレクタ−エミッタ間電圧波形ＶCEとトランジ
スタ２のコレクタ電流波形ＩCとの重複部分Ｗに基づく
大きなスイッチング損失が発生する欠点があった。ま
た、トランジスタ２のコレクタ−エミッタ間電圧波形Ｖ
CE及びコレクタ電流波形ＩCの立上りが急峻であるた
め、スパイク状のサージ電圧Ｖsr、サージ電流Ｉsr及び
ノイズが発生する。
Ｃ−ＤＣコンバータでは、トランジスタ２のターンオン
又はターンオフ時において、図８に示すようにトランジ
スタ２のコレクタ−エミッタ間電圧波形ＶCEとトランジ
スタ２のコレクタ電流波形ＩCとの重複部分Ｗに基づく
大きなスイッチング損失が発生する欠点があった。ま
た、トランジスタ２のコレクタ−エミッタ間電圧波形Ｖ
CE及びコレクタ電流波形ＩCの立上りが急峻であるた
め、スパイク状のサージ電圧Ｖsr、サージ電流Ｉsr及び
ノイズが発生する。
【０００６】上記の問題点を解決するため、本願発明者
は以前に図９〜図１２に示すチョッパ型ＤＣ−ＤＣコン
バータを提案し、特願平７−２８３９５９号として平成
７年１０月３１日付けで特許出願している。図９及び図
１０に示すチョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータは、それぞ
れ図６及び図７に示す降圧及び昇圧チョッパ型ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータにおいて、トランジスタ２及び出力ダイオ
ード３の接続点に、第１の共振用コンデンサ８の一端及
び第１のダイオード１１の一端を接続し、第１の共振用
コンデンサ８の他端に第２のダイオード１２の一端を接
続し、出力ダイオード３及び出力コンデンサ５の接続点
に第２のダイオード１２の他端を接続し、第１のダイオ
ード１１の他端に第２の共振用コンデンサ１４の一端を
接続し、直流電源１及びトランジスタ２の接続点に第２
の共振用コンデンサ１４の他端を接続し、第１のダイオ
ード１１の他端と第１の共振用コンデンサ８の他端との
間に、共振用リアクトル１０及び第３の整流素子として
の第３のダイオード１６を直列に接続したものである。
図９及び図１０のチョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータで
は、第１及び第２の共振用コンデンサ８、１４と共振用
リアクトル１０によりトランジスタ２のターンオフ及び
ターンオン時においてゼロ電圧及びゼロ電流スイッチン
グとなり、スイッチング損失が低減される。また、トラ
ンジスタ２のターンオフ及びターンオン時に発生するス
パイク状のサージ電圧及びサージ電流は、第１及び第２
の共振用コンデンサ８、１４と共振用リアクトル１０と
の共振作用により吸収され、トランジスタ２のオン・オ
フ動作時のサージ電圧、サージ電流及びノイズが低減さ
れる。図１１及び図１２に示すチョッパ型ＤＣ−ＤＣコ
ンバータは、それぞれ図９及び図１０に示すチョッパ型
ＤＣ−ＤＣコンバータの出力ダイオード３と直列に限流
用リアクトル２１を接続している。図１１及び図１２に
示すチョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータでは、トランジス
タ２のターンオン時において出力ダイオード３のリカバ
リ特性により出力ダイオード３に流れる逆方向のリカバ
リ電流を限流用リアクトル２１の自己誘導作用により低
減して、スイッチング損失やノイズを図９及び図１０の
場合より更に低減している。
は以前に図９〜図１２に示すチョッパ型ＤＣ−ＤＣコン
バータを提案し、特願平７−２８３９５９号として平成
７年１０月３１日付けで特許出願している。図９及び図
１０に示すチョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータは、それぞ
れ図６及び図７に示す降圧及び昇圧チョッパ型ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータにおいて、トランジスタ２及び出力ダイオ
ード３の接続点に、第１の共振用コンデンサ８の一端及
び第１のダイオード１１の一端を接続し、第１の共振用
コンデンサ８の他端に第２のダイオード１２の一端を接
続し、出力ダイオード３及び出力コンデンサ５の接続点
に第２のダイオード１２の他端を接続し、第１のダイオ
ード１１の他端に第２の共振用コンデンサ１４の一端を
接続し、直流電源１及びトランジスタ２の接続点に第２
の共振用コンデンサ１４の他端を接続し、第１のダイオ
ード１１の他端と第１の共振用コンデンサ８の他端との
間に、共振用リアクトル１０及び第３の整流素子として
の第３のダイオード１６を直列に接続したものである。
図９及び図１０のチョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータで
は、第１及び第２の共振用コンデンサ８、１４と共振用
リアクトル１０によりトランジスタ２のターンオフ及び
ターンオン時においてゼロ電圧及びゼロ電流スイッチン
グとなり、スイッチング損失が低減される。また、トラ
ンジスタ２のターンオフ及びターンオン時に発生するス
パイク状のサージ電圧及びサージ電流は、第１及び第２
の共振用コンデンサ８、１４と共振用リアクトル１０と
の共振作用により吸収され、トランジスタ２のオン・オ
フ動作時のサージ電圧、サージ電流及びノイズが低減さ
れる。図１１及び図１２に示すチョッパ型ＤＣ−ＤＣコ
ンバータは、それぞれ図９及び図１０に示すチョッパ型
ＤＣ−ＤＣコンバータの出力ダイオード３と直列に限流
用リアクトル２１を接続している。図１１及び図１２に
示すチョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータでは、トランジス
タ２のターンオン時において出力ダイオード３のリカバ
リ特性により出力ダイオード３に流れる逆方向のリカバ
リ電流を限流用リアクトル２１の自己誘導作用により低
減して、スイッチング損失やノイズを図９及び図１０の
場合より更に低減している。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】ところで、図９及び図
１０に示すチョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータでは、出力
ダイオード３が逆回復時間の長い一般の整流用ダイオー
ドである場合、トランジスタ２のターンオン時において
出力ダイオード３に逆方向のリカバリ電流が流れ、スイ
ッチング損失やノイズが発生する欠点があった。また、
図１１及び図１２に示すチョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバー
タでは、出力ダイオード３に流れるリカバリ電流に起因
するスイッチング損失やノイズを限流用リアクトル２１
により低減することはできるが、部品点数が増加し、レ
ギュレーション特性も劣化する欠点があった。特に、限
流用リアクトル２１は巻線形素子であるため、寸法及び
重量共に大きく、リアクトル等の大形・大重量部品の削
減はＤＣ−ＤＣコンバータの小形・軽量化及びコストダ
ウンを図る上で極めて重要な課題である。
１０に示すチョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータでは、出力
ダイオード３が逆回復時間の長い一般の整流用ダイオー
ドである場合、トランジスタ２のターンオン時において
出力ダイオード３に逆方向のリカバリ電流が流れ、スイ
ッチング損失やノイズが発生する欠点があった。また、
図１１及び図１２に示すチョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバー
タでは、出力ダイオード３に流れるリカバリ電流に起因
するスイッチング損失やノイズを限流用リアクトル２１
により低減することはできるが、部品点数が増加し、レ
ギュレーション特性も劣化する欠点があった。特に、限
流用リアクトル２１は巻線形素子であるため、寸法及び
重量共に大きく、リアクトル等の大形・大重量部品の削
減はＤＣ−ＤＣコンバータの小形・軽量化及びコストダ
ウンを図る上で極めて重要な課題である。
【０００８】そこで、本発明は少ない部品点数でスイッ
チング損失やサージ電圧及び電流等を低減できるチョッ
パ型ＤＣ−ＤＣコンバータを提供することを目的とす
る。
チング損失やサージ電圧及び電流等を低減できるチョッ
パ型ＤＣ−ＤＣコンバータを提供することを目的とす
る。
【０００９】
【課題を解決するための手段】本発明によるチョッパ型
ＤＣ−ＤＣコンバータは、直流電源と、一方の主端子が
前記直流電源の一端に接続されたスイッチング素子と、
該スイッチング素子の他方の主端子と前記直流電源の他
端との間に接続された出力整流素子と、一端が前記スイ
ッチング素子及び前記出力整流素子の接続点に接続され
たリアクトルと、該リアクトルの他端と前記直流電源の
他端との間に接続された出力コンデンサと、該出力コン
デンサと並列に接続された負荷とを備え、前記スイッチ
ング素子をオン・オフ制御することにより前記直流電源
の電圧よりも低い電圧の直流出力を前記負荷に供給す
る。このチョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータでは、前記ス
イッチング素子と前記出力整流素子との間に接続された
共振用リアクトルと、一端が前記スイッチング素子及び
前記共振用リアクトルの接続点に接続された第１の整流
素子と、一端が共振用リアクトル及び前記出力整流素子
の接続点に接続された第１の共振用コンデンサと、前記
第１の共振用コンデンサの他端と前記直流電源の他端と
の間に接続された第２の整流素子と、前記第１の整流素
子の他端と前記直流電源の一端との間に接続された第２
の共振用コンデンサと、前記第１の整流素子の他端と前
記第１の共振用コンデンサの他端との間に接続された第
３の整流素子とを備え、前記スイッチング素子がオフ状
態となったときに前記第１の共振用コンデンサが放電さ
れると共に前記第２の共振用コンデンサが正弦波状に充
電されて行き、前記スイッチング素子がオン状態となっ
たときに前記第２の共振用コンデンサが放電されると共
に前記第１及び第２の共振用コンデンサと前記共振用リ
アクトルとが共振して前記スイッチング素子に共振電流
が流れる。実際には、前記直流電源は、交流電源の交流
電圧を直流電圧に変換する整流回路から構成される。
ＤＣ−ＤＣコンバータは、直流電源と、一方の主端子が
前記直流電源の一端に接続されたスイッチング素子と、
該スイッチング素子の他方の主端子と前記直流電源の他
端との間に接続された出力整流素子と、一端が前記スイ
ッチング素子及び前記出力整流素子の接続点に接続され
たリアクトルと、該リアクトルの他端と前記直流電源の
他端との間に接続された出力コンデンサと、該出力コン
デンサと並列に接続された負荷とを備え、前記スイッチ
ング素子をオン・オフ制御することにより前記直流電源
の電圧よりも低い電圧の直流出力を前記負荷に供給す
る。このチョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータでは、前記ス
イッチング素子と前記出力整流素子との間に接続された
共振用リアクトルと、一端が前記スイッチング素子及び
前記共振用リアクトルの接続点に接続された第１の整流
素子と、一端が共振用リアクトル及び前記出力整流素子
の接続点に接続された第１の共振用コンデンサと、前記
第１の共振用コンデンサの他端と前記直流電源の他端と
の間に接続された第２の整流素子と、前記第１の整流素
子の他端と前記直流電源の一端との間に接続された第２
の共振用コンデンサと、前記第１の整流素子の他端と前
記第１の共振用コンデンサの他端との間に接続された第
３の整流素子とを備え、前記スイッチング素子がオフ状
態となったときに前記第１の共振用コンデンサが放電さ
れると共に前記第２の共振用コンデンサが正弦波状に充
電されて行き、前記スイッチング素子がオン状態となっ
たときに前記第２の共振用コンデンサが放電されると共
に前記第１及び第２の共振用コンデンサと前記共振用リ
アクトルとが共振して前記スイッチング素子に共振電流
が流れる。実際には、前記直流電源は、交流電源の交流
電圧を直流電圧に変換する整流回路から構成される。
【００１０】また、本発明による他のチョッパ型ＤＣ−
ＤＣコンバータは、直流電源と、一方の主端子が前記直
流電源の一方のラインに接続されかつ他方の主端子が前
記直流電源の他方のラインに接続されたスイッチング素
子と、前記直流電源と前記スイッチング素子との間に接
続されたリアクトルと、一端が前記スイッチング素子の
一方の主端子に接続された出力整流素子と、該出力整流
素子の他端と前記直流電源の他方のラインとの間に接続
された出力コンデンサと、該出力コンデンサと並列に接
続された負荷とを備え、前記スイッチング素子をオン・
オフ制御することにより前記直流電源の電圧よりも高い
電圧の直流出力を前記負荷に供給する。このチョッパ型
ＤＣ−ＤＣコンバータでは、前記スイッチング素子の一
方の主端子と前記出力整流素子の一端との間に接続され
た共振用リアクトルと、一端が前記スイッチング素子及
び前記共振用リアクトルの接続点に接続された第１の整
流素子と、一端が共振用リアクトル及び前記出力整流素
子の接続点に接続された第１の共振用コンデンサと、一
端が前記第１の共振用コンデンサの他端に接続されかつ
他端が出力整流素子及び出力コンデンサの接続点に接続
された第２の整流素子と、前記第１の整流素子の他端と
前記直流電源の他方のラインとの間に接続された第２の
共振用コンデンサと、前記第１の整流素子の他端と前記
第１の共振用コンデンサの他端との間に接続された第３
の整流素子とを備え、前記スイッチング素子がオフ状態
となったときに前記第１の共振用コンデンサが放電され
ると共に前記第２の共振用コンデンサが正弦波状に充電
されて行き、前記スイッチング素子がオン状態となった
ときに前記第２の共振用コンデンサが放電されると共に
前記第１及び第２の共振用コンデンサと前記共振用リア
クトルとが共振して前記スイッチング素子に共振電流が
流れる。実際には、前記直流電源は、交流電源の交流電
圧を直流電圧に変換する整流回路から構成され、前記整
流回路の交流入力側又は直流出力側に前記リアクトルが
接続される。
ＤＣコンバータは、直流電源と、一方の主端子が前記直
流電源の一方のラインに接続されかつ他方の主端子が前
記直流電源の他方のラインに接続されたスイッチング素
子と、前記直流電源と前記スイッチング素子との間に接
続されたリアクトルと、一端が前記スイッチング素子の
一方の主端子に接続された出力整流素子と、該出力整流
素子の他端と前記直流電源の他方のラインとの間に接続
された出力コンデンサと、該出力コンデンサと並列に接
続された負荷とを備え、前記スイッチング素子をオン・
オフ制御することにより前記直流電源の電圧よりも高い
電圧の直流出力を前記負荷に供給する。このチョッパ型
ＤＣ−ＤＣコンバータでは、前記スイッチング素子の一
方の主端子と前記出力整流素子の一端との間に接続され
た共振用リアクトルと、一端が前記スイッチング素子及
び前記共振用リアクトルの接続点に接続された第１の整
流素子と、一端が共振用リアクトル及び前記出力整流素
子の接続点に接続された第１の共振用コンデンサと、一
端が前記第１の共振用コンデンサの他端に接続されかつ
他端が出力整流素子及び出力コンデンサの接続点に接続
された第２の整流素子と、前記第１の整流素子の他端と
前記直流電源の他方のラインとの間に接続された第２の
共振用コンデンサと、前記第１の整流素子の他端と前記
第１の共振用コンデンサの他端との間に接続された第３
の整流素子とを備え、前記スイッチング素子がオフ状態
となったときに前記第１の共振用コンデンサが放電され
ると共に前記第２の共振用コンデンサが正弦波状に充電
されて行き、前記スイッチング素子がオン状態となった
ときに前記第２の共振用コンデンサが放電されると共に
前記第１及び第２の共振用コンデンサと前記共振用リア
クトルとが共振して前記スイッチング素子に共振電流が
流れる。実際には、前記直流電源は、交流電源の交流電
圧を直流電圧に変換する整流回路から構成され、前記整
流回路の交流入力側又は直流出力側に前記リアクトルが
接続される。
【００１１】スイッチング素子がオン状態からオフ状態
となると、第１の共振用コンデンサが放電される共に第
２の共振用コンデンサが正弦波状に充電されて行く。こ
れにより、スイッチング素子の両端の電圧が０Ｖから正
弦波状に上昇するので、スイッチング素子のターンオフ
時におけるゼロ電圧スイッチングが達成され、スイッチ
ング素子のターンオフ時のスイッチング損失を低減する
ことができる。また、スイッチング素子がオフ状態から
オン状態となると、第２の共振用コンデンサが放電され
ると共に第１及び第２の共振用コンデンサと共振用リア
クトルとが共振してスイッチング素子に共振電流が流れ
る。これにより、スイッチング素子の電流が０から直線
的に増加するので、スイッチング素子のターンオン時に
おけるゼロ電流スイッチングが達成され、スイッチング
素子のターンオン時のスイッチング損失を低減すること
ができる。したがって、スイッチング素子のオン・オフ
動作時のスイッチング損失を低減することができると共
に、共振用コンデンサ及び共振用リアクトルの共振作用
によりスパイク状のサージ電圧及び電流を低減すること
ができる。更に、スイッチング素子のターンオン時にお
いて共振用リアクトルの自己誘導作用により出力整流素
子の電流が緩やかに減少して行くので、スイッチング素
子のターンオン時において出力整流素子に流れる逆方向
のリカバリ電流が低減される。このため、従来必要とし
た限流用リアクトルが不要となり部品点数を削減できる
と共に、スイッチング素子のターンオン時における出力
ダイオード３のリカバリ特性によるスイッチング損失や
ノイズをより低減することができる。
となると、第１の共振用コンデンサが放電される共に第
２の共振用コンデンサが正弦波状に充電されて行く。こ
れにより、スイッチング素子の両端の電圧が０Ｖから正
弦波状に上昇するので、スイッチング素子のターンオフ
時におけるゼロ電圧スイッチングが達成され、スイッチ
ング素子のターンオフ時のスイッチング損失を低減する
ことができる。また、スイッチング素子がオフ状態から
オン状態となると、第２の共振用コンデンサが放電され
ると共に第１及び第２の共振用コンデンサと共振用リア
クトルとが共振してスイッチング素子に共振電流が流れ
る。これにより、スイッチング素子の電流が０から直線
的に増加するので、スイッチング素子のターンオン時に
おけるゼロ電流スイッチングが達成され、スイッチング
素子のターンオン時のスイッチング損失を低減すること
ができる。したがって、スイッチング素子のオン・オフ
動作時のスイッチング損失を低減することができると共
に、共振用コンデンサ及び共振用リアクトルの共振作用
によりスパイク状のサージ電圧及び電流を低減すること
ができる。更に、スイッチング素子のターンオン時にお
いて共振用リアクトルの自己誘導作用により出力整流素
子の電流が緩やかに減少して行くので、スイッチング素
子のターンオン時において出力整流素子に流れる逆方向
のリカバリ電流が低減される。このため、従来必要とし
た限流用リアクトルが不要となり部品点数を削減できる
と共に、スイッチング素子のターンオン時における出力
ダイオード３のリカバリ特性によるスイッチング損失や
ノイズをより低減することができる。
【００１２】
【発明の実施の形態】以下、本発明によるチョッパ型Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータの２つの実施形態を図１〜図４に基
づいて説明する。但し、図１及び図３では、それぞれ図
９及び図１０に示す箇所と同一の部分には同一の符号を
付し、その説明を省略する。本発明によるチョッパ型Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータを降圧コンバータに適用した場合の
実施形態を図１に示す。即ち、図１に示す降圧チョッパ
型ＤＣ−ＤＣコンバータは、図９に示す降圧チョッパ型
ＤＣ−ＤＣコンバータにおける共振用リアクトル１０の
接続位置をトランジスタ２と出力ダイオード３との間に
変更したものである。ここで、共振用リアクトル１０は
リアクトル４よりもインダクタンスの極めて小さいもの
が使用される。また、出力ダイオード３は逆回復時間の
長い一般の整流用ダイオードを使用しても構わない。そ
の他の構成は、図９に示す降圧チョッパ型ＤＣ−ＤＣコ
ンバータと同一である。
Ｃ−ＤＣコンバータの２つの実施形態を図１〜図４に基
づいて説明する。但し、図１及び図３では、それぞれ図
９及び図１０に示す箇所と同一の部分には同一の符号を
付し、その説明を省略する。本発明によるチョッパ型Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータを降圧コンバータに適用した場合の
実施形態を図１に示す。即ち、図１に示す降圧チョッパ
型ＤＣ−ＤＣコンバータは、図９に示す降圧チョッパ型
ＤＣ−ＤＣコンバータにおける共振用リアクトル１０の
接続位置をトランジスタ２と出力ダイオード３との間に
変更したものである。ここで、共振用リアクトル１０は
リアクトル４よりもインダクタンスの極めて小さいもの
が使用される。また、出力ダイオード３は逆回復時間の
長い一般の整流用ダイオードを使用しても構わない。そ
の他の構成は、図９に示す降圧チョッパ型ＤＣ−ＤＣコ
ンバータと同一である。
【００１３】図１に示す構成において、図２(Ａ)に示す
ようにｔ1以前においてトランジスタ２がオン状態のと
きは、図２(Ｂ)及び(Ｄ)に示すようにトランジスタ２、
共振用リアクトル１０及びリアクトル４を通して負荷６
へ電流Ｉが流れている。このとき、図２(Ｇ)に示すよう
に第１の共振用コンデンサ８は図１に示す極性で直流電
源１の電圧Ｅまで充電されている。図２(Ａ)に示すよう
に、ｔ1において制御回路７からトランジスタ２のベー
ス端子に付与された制御パルス信号電圧ＶBが高レベル
から低レベルになり、トランジスタ２がオン状態からオ
フ状態になると、第１のダイオード１１が順バイアスさ
れ、図２(Ｂ)に示すようにトランジスタ２に流れていた
電流ＩTR、即ち負荷６の電流Ｉが直ちに第２の共振用コ
ンデンサ１４に流れる電流に切り替わる。このとき、図
２(Ｄ)に示すように、共振用リアクトル１０に流れる電
流ＩLが余弦波状に減少すると共に、第２のダイオード
１２が順バイアスされ第１の共振用コンデンサ８からリ
アクトル４を通して負荷６側へ放電して行く。このた
め、図２(Ｅ)及び(Ｇ)に示すように第１の共振用コンデ
ンサ８の電流ＩC1が０から正弦波状に増加し、第１の共
振用コンデンサ８の両端の電圧ＶC1が直流電源１の電圧
Ｅから余弦波状に降下して行く。これに伴って、第２の
共振用コンデンサ１４が０Ｖから正弦波状に充電されて
行き、図２(Ｃ)に示すように第２の共振用コンデンサ１
４の両端の電圧ＶC2が０Ｖから正弦波状に上昇して行
く。これにより、図２(Ｈ)に示すようにトランジスタ２
の両端の電圧ＶTRが０Ｖから正弦波状に上昇して行く。
このため、トランジスタ２のターンオフ時は電圧波形と
電流波形の重なりが少ないゼロ電圧スイッチングとな
る。
ようにｔ1以前においてトランジスタ２がオン状態のと
きは、図２(Ｂ)及び(Ｄ)に示すようにトランジスタ２、
共振用リアクトル１０及びリアクトル４を通して負荷６
へ電流Ｉが流れている。このとき、図２(Ｇ)に示すよう
に第１の共振用コンデンサ８は図１に示す極性で直流電
源１の電圧Ｅまで充電されている。図２(Ａ)に示すよう
に、ｔ1において制御回路７からトランジスタ２のベー
ス端子に付与された制御パルス信号電圧ＶBが高レベル
から低レベルになり、トランジスタ２がオン状態からオ
フ状態になると、第１のダイオード１１が順バイアスさ
れ、図２(Ｂ)に示すようにトランジスタ２に流れていた
電流ＩTR、即ち負荷６の電流Ｉが直ちに第２の共振用コ
ンデンサ１４に流れる電流に切り替わる。このとき、図
２(Ｄ)に示すように、共振用リアクトル１０に流れる電
流ＩLが余弦波状に減少すると共に、第２のダイオード
１２が順バイアスされ第１の共振用コンデンサ８からリ
アクトル４を通して負荷６側へ放電して行く。このた
め、図２(Ｅ)及び(Ｇ)に示すように第１の共振用コンデ
ンサ８の電流ＩC1が０から正弦波状に増加し、第１の共
振用コンデンサ８の両端の電圧ＶC1が直流電源１の電圧
Ｅから余弦波状に降下して行く。これに伴って、第２の
共振用コンデンサ１４が０Ｖから正弦波状に充電されて
行き、図２(Ｃ)に示すように第２の共振用コンデンサ１
４の両端の電圧ＶC2が０Ｖから正弦波状に上昇して行
く。これにより、図２(Ｈ)に示すようにトランジスタ２
の両端の電圧ＶTRが０Ｖから正弦波状に上昇して行く。
このため、トランジスタ２のターンオフ時は電圧波形と
電流波形の重なりが少ないゼロ電圧スイッチングとな
る。
【００１４】図２(Ｇ)及び(Ｃ)に示すように、ｔ2にお
いて第１及び第２の共振用コンデンサ８、１４の両端の
電圧ＶC1、ＶC2がそれぞれ０Ｖ及び直流電源１の電圧Ｅ
になると、出力ダイオード３が順バイアスされて導通状
態になり、図２(Ｅ)及び(Ｆ)に示すように第１の共振用
コンデンサ８に流れていた電流ＩC1が出力ダイオード３
に流れる電流ＩDに切り替わる。これと同時に、図２
(Ｄ)に示すように共振用リアクトル１０の電流ＩLが０
となる。このときのトランジスタ２の両端の電圧ＶTRは
図２(Ｈ)に示すように直流電源１の電圧Ｅに等しい。ま
た、トランジスタ２がオフ状態のとき、負荷６の電流Ｉ
は出力ダイオード３からリアクトル４へ流れている。
いて第１及び第２の共振用コンデンサ８、１４の両端の
電圧ＶC1、ＶC2がそれぞれ０Ｖ及び直流電源１の電圧Ｅ
になると、出力ダイオード３が順バイアスされて導通状
態になり、図２(Ｅ)及び(Ｆ)に示すように第１の共振用
コンデンサ８に流れていた電流ＩC1が出力ダイオード３
に流れる電流ＩDに切り替わる。これと同時に、図２
(Ｄ)に示すように共振用リアクトル１０の電流ＩLが０
となる。このときのトランジスタ２の両端の電圧ＶTRは
図２(Ｈ)に示すように直流電源１の電圧Ｅに等しい。ま
た、トランジスタ２がオフ状態のとき、負荷６の電流Ｉ
は出力ダイオード３からリアクトル４へ流れている。
【００１５】図２(Ａ)に示すように、ｔ3において制御
回路７からトランジスタ２のベース端子に付与された制
御パルス信号電圧ＶBが低レベルから高レベルになり、
トランジスタ２がオフ状態からオン状態になると、図２
(Ｈ)に示すようにトランジスタ２の両端の電圧ＶTRが速
やかに０Ｖまで降下する。このとき、共振用リアクトル
１０には、出力ダイオード３の導通期間中、直流電源１
の電圧Ｅが印加されるので、図２(Ｄ)に示すように共振
用リアクトル１０の電流ＩLが０から直線的に増加し、
共振用リアクトル１０にエネルギが蓄積される。そし
て、ｔ4において共振用リアクトル１０の電流ＩLが負荷
６の電流Ｉに等しくなると、第２の共振用コンデンサ１
４が放電を開始し、第１及び第２の共振用コンデンサ
８、１４と第１の共振用リアクトル１０とが共振して第
２の共振用コンデンサ１４、トランジスタ２、共振用リ
アクトル１０、第１の共振用コンデンサ８及び第３のダ
イオード１６の経路で共振電流が流れる。このため、共
振用リアクトル１０にはこの共振電流が直流電源１から
供給される電流に重畳して流れる。このとき、第１の共
振用コンデンサ８に流れる電流ＩC1が図２(Ｅ)に示すよ
うに０から正弦波状に増加して第１の共振用コンデンサ
８が充電されて行き、図２(Ｇ)に示すように第１の共振
用コンデンサ８の両端の電圧ＶC1が０Ｖから正弦波状に
上昇して行く。これと共に、第２の共振用コンデンサ１
４の両端の電圧ＶC2が図２(Ｃ)に示すように電圧Ｅから
余弦波状に降下して行く。これにより、トランジスタ２
の電流ＩTRが図２(Ｂ)に示すように０から直線的に増加
して行く。したがって、トランジスタ２のターンオン時
において電圧波形と電流波形の重なりが少ないゼロ電流
スイッチングとなる。
回路７からトランジスタ２のベース端子に付与された制
御パルス信号電圧ＶBが低レベルから高レベルになり、
トランジスタ２がオフ状態からオン状態になると、図２
(Ｈ)に示すようにトランジスタ２の両端の電圧ＶTRが速
やかに０Ｖまで降下する。このとき、共振用リアクトル
１０には、出力ダイオード３の導通期間中、直流電源１
の電圧Ｅが印加されるので、図２(Ｄ)に示すように共振
用リアクトル１０の電流ＩLが０から直線的に増加し、
共振用リアクトル１０にエネルギが蓄積される。そし
て、ｔ4において共振用リアクトル１０の電流ＩLが負荷
６の電流Ｉに等しくなると、第２の共振用コンデンサ１
４が放電を開始し、第１及び第２の共振用コンデンサ
８、１４と第１の共振用リアクトル１０とが共振して第
２の共振用コンデンサ１４、トランジスタ２、共振用リ
アクトル１０、第１の共振用コンデンサ８及び第３のダ
イオード１６の経路で共振電流が流れる。このため、共
振用リアクトル１０にはこの共振電流が直流電源１から
供給される電流に重畳して流れる。このとき、第１の共
振用コンデンサ８に流れる電流ＩC1が図２(Ｅ)に示すよ
うに０から正弦波状に増加して第１の共振用コンデンサ
８が充電されて行き、図２(Ｇ)に示すように第１の共振
用コンデンサ８の両端の電圧ＶC1が０Ｖから正弦波状に
上昇して行く。これと共に、第２の共振用コンデンサ１
４の両端の電圧ＶC2が図２(Ｃ)に示すように電圧Ｅから
余弦波状に降下して行く。これにより、トランジスタ２
の電流ＩTRが図２(Ｂ)に示すように０から直線的に増加
して行く。したがって、トランジスタ２のターンオン時
において電圧波形と電流波形の重なりが少ないゼロ電流
スイッチングとなる。
【００１６】一方、出力ダイオード３に流れていた電流
ＩDは共振用リアクトル１０の自己誘導作用により図２
(Ｆ)に示すように直線的に減少して行き、ｔ4において
０になり、出力ダイオード３が非導通状態になると、負
荷６の電流Ｉがトランジスタ２及び共振用リアクトル１
０に流れる電流ＩTR、ＩLに切り替わって行く。このと
き、トランジスタ２及び共振用リアクトル１０には前述
の共振電流が重畳して流れているので、トランジスタ２
及び共振用リアクトル１０の電流ＩTR、ＩLは図２(Ｂ)
及び(Ｄ)に示すようにｔ4以降は正弦波状に変化する。
そして、ｔ5において共振用リアクトル１０の電流ＩLが
図２(Ｄ)に示すように負荷６の電流Ｉに等しくなると、
第１及び第２の共振用コンデンサ８、１４の両端の電圧
ＶC1、ＶC2が図２(Ｇ)及び(Ｃ)に示すようにそれぞれ直
流電源１の電圧Ｅ及び０Ｖとなる。このとき、トランジ
スタ２の電流ＩTRは図２(Ｂ)に示すように負荷６の電流
Ｉに等しくなる。したがって、ｔ5以降は直流電源１か
らトランジスタ２、共振用リアクトル１０及びリアクト
ル４を通して負荷６へ電流Ｉが流れる。
ＩDは共振用リアクトル１０の自己誘導作用により図２
(Ｆ)に示すように直線的に減少して行き、ｔ4において
０になり、出力ダイオード３が非導通状態になると、負
荷６の電流Ｉがトランジスタ２及び共振用リアクトル１
０に流れる電流ＩTR、ＩLに切り替わって行く。このと
き、トランジスタ２及び共振用リアクトル１０には前述
の共振電流が重畳して流れているので、トランジスタ２
及び共振用リアクトル１０の電流ＩTR、ＩLは図２(Ｂ)
及び(Ｄ)に示すようにｔ4以降は正弦波状に変化する。
そして、ｔ5において共振用リアクトル１０の電流ＩLが
図２(Ｄ)に示すように負荷６の電流Ｉに等しくなると、
第１及び第２の共振用コンデンサ８、１４の両端の電圧
ＶC1、ＶC2が図２(Ｇ)及び(Ｃ)に示すようにそれぞれ直
流電源１の電圧Ｅ及び０Ｖとなる。このとき、トランジ
スタ２の電流ＩTRは図２(Ｂ)に示すように負荷６の電流
Ｉに等しくなる。したがって、ｔ5以降は直流電源１か
らトランジスタ２、共振用リアクトル１０及びリアクト
ル４を通して負荷６へ電流Ｉが流れる。
【００１７】次に、本発明のチョッパ型ＤＣ−ＤＣコン
バータを昇圧コンバータに適用した場合の実施形態を図
３に示す。即ち、図３に示す昇圧チョッパ型ＤＣ−ＤＣ
コンバータは、図１０に示す昇圧チョッパ型ＤＣ−ＤＣ
コンバータにおける共振用リアクトル１０の接続位置を
図１に示す実施形態と同様にトランジスタ２のコレクタ
端子と出力ダイオード３のアノード端子との間に変更し
たものである。ここで、共振用リアクトル１０は図１に
示す実施形態と同様のものが使用される。また、出力ダ
イオード３は図１に示す実施形態と同様に逆回復時間の
長い一般の整流用ダイオードを使用しても構わない。そ
の他の構成は、図１０に示す昇圧チョッパ型ＤＣ−ＤＣ
コンバータと同一である。
バータを昇圧コンバータに適用した場合の実施形態を図
３に示す。即ち、図３に示す昇圧チョッパ型ＤＣ−ＤＣ
コンバータは、図１０に示す昇圧チョッパ型ＤＣ−ＤＣ
コンバータにおける共振用リアクトル１０の接続位置を
図１に示す実施形態と同様にトランジスタ２のコレクタ
端子と出力ダイオード３のアノード端子との間に変更し
たものである。ここで、共振用リアクトル１０は図１に
示す実施形態と同様のものが使用される。また、出力ダ
イオード３は図１に示す実施形態と同様に逆回復時間の
長い一般の整流用ダイオードを使用しても構わない。そ
の他の構成は、図１０に示す昇圧チョッパ型ＤＣ−ＤＣ
コンバータと同一である。
【００１８】図３に示す構成において、図４(Ａ)に示す
ようにｔ1以前においてトランジスタ２がオン状態のと
きは、図４(Ｂ)及び(Ｄ)に示すようにリアクトル４、共
振用リアクトル１０及びトランジスタ２の経路で電流Ｉ
0が流れている。このとき、図４(Ｇ)に示すように第１
の共振用コンデンサ８は図３に示す極性で負荷６の端子
電圧、即ち出力電圧Ｅ0まで充電されている。図４(Ａ)
に示すように、ｔ1において制御回路７からトランジス
タ２のベース端子に付与された制御パルス信号電圧ＶB
が高レベルから低レベルになり、トランジスタ２がオン
状態からオフ状態になると、図２(Ｂ)に示すようにトラ
ンジスタ２に流れていた電流ＩTR、即ちリアクトル４の
電流Ｉ0が直ちに第１のダイオード１１を通して第２の
共振用コンデンサ１４に流れる電流に切り替わる。この
とき、図４(Ｄ)に示すように、共振用リアクトル１０に
流れる電流ＩLが余弦波状に減少すると共に、第１の共
振用コンデンサ８から第２のダイオード１２を通して負
荷６側へ放電して行く。このため、図４(Ｅ)及び(Ｇ)に
示すように第１の共振用コンデンサ８の電流ＩC1が０か
ら余弦波状に増加し、第１の共振用コンデンサ８の両端
の電圧ＶC1が出力電圧Ｅ0から余弦波状に降下して行
く。これに伴って、第２の共振用コンデンサ１４が０Ｖ
から正弦波状に充電されて行き、図４(Ｃ)に示すように
第２の共振用コンデンサ１４の両端の電圧ＶC2が０Ｖか
ら正弦波状に上昇して行く。これにより、図４(Ｈ)に示
すようにトランジスタ２の両端の電圧ＶTRが０Ｖから正
弦波状に上昇して行く。このため、トランジスタ２のタ
ーンオフ時は電圧波形と電流波形の重なりが少ないゼロ
電圧スイッチングとなる。
ようにｔ1以前においてトランジスタ２がオン状態のと
きは、図４(Ｂ)及び(Ｄ)に示すようにリアクトル４、共
振用リアクトル１０及びトランジスタ２の経路で電流Ｉ
0が流れている。このとき、図４(Ｇ)に示すように第１
の共振用コンデンサ８は図３に示す極性で負荷６の端子
電圧、即ち出力電圧Ｅ0まで充電されている。図４(Ａ)
に示すように、ｔ1において制御回路７からトランジス
タ２のベース端子に付与された制御パルス信号電圧ＶB
が高レベルから低レベルになり、トランジスタ２がオン
状態からオフ状態になると、図２(Ｂ)に示すようにトラ
ンジスタ２に流れていた電流ＩTR、即ちリアクトル４の
電流Ｉ0が直ちに第１のダイオード１１を通して第２の
共振用コンデンサ１４に流れる電流に切り替わる。この
とき、図４(Ｄ)に示すように、共振用リアクトル１０に
流れる電流ＩLが余弦波状に減少すると共に、第１の共
振用コンデンサ８から第２のダイオード１２を通して負
荷６側へ放電して行く。このため、図４(Ｅ)及び(Ｇ)に
示すように第１の共振用コンデンサ８の電流ＩC1が０か
ら余弦波状に増加し、第１の共振用コンデンサ８の両端
の電圧ＶC1が出力電圧Ｅ0から余弦波状に降下して行
く。これに伴って、第２の共振用コンデンサ１４が０Ｖ
から正弦波状に充電されて行き、図４(Ｃ)に示すように
第２の共振用コンデンサ１４の両端の電圧ＶC2が０Ｖか
ら正弦波状に上昇して行く。これにより、図４(Ｈ)に示
すようにトランジスタ２の両端の電圧ＶTRが０Ｖから正
弦波状に上昇して行く。このため、トランジスタ２のタ
ーンオフ時は電圧波形と電流波形の重なりが少ないゼロ
電圧スイッチングとなる。
【００１９】図４(Ｇ)及び(Ｃ)に示すように、ｔ2にお
いて第１及び第２の共振用コンデンサ８、１４の両端の
電圧ＶC1、ＶC2がそれぞれ０Ｖ及び出力電圧Ｅ0になる
と、出力ダイオード３が順バイアスされて導通状態にな
り、図４(Ｅ)及び(Ｆ)に示すように第１の共振用コンデ
ンサ８に流れていた電流ＩC1が図４(Ｆ)に示すように出
力ダイオード３に流れる電流ＩDに切り替わる。このと
きのトランジスタ２の両端の電圧ＶTRは図４(Ｈ)に示す
ように出力電圧Ｅ0に等しい。また、トランジスタ２が
オフ状態のとき、リアクトル４の電流Ｉ0は出力ダイオ
ード３を通して負荷６へ流れている。
いて第１及び第２の共振用コンデンサ８、１４の両端の
電圧ＶC1、ＶC2がそれぞれ０Ｖ及び出力電圧Ｅ0になる
と、出力ダイオード３が順バイアスされて導通状態にな
り、図４(Ｅ)及び(Ｆ)に示すように第１の共振用コンデ
ンサ８に流れていた電流ＩC1が図４(Ｆ)に示すように出
力ダイオード３に流れる電流ＩDに切り替わる。このと
きのトランジスタ２の両端の電圧ＶTRは図４(Ｈ)に示す
ように出力電圧Ｅ0に等しい。また、トランジスタ２が
オフ状態のとき、リアクトル４の電流Ｉ0は出力ダイオ
ード３を通して負荷６へ流れている。
【００２０】図４(Ａ)に示すように、ｔ3において制御
回路７からトランジスタ２のベース端子に付与された制
御パルス信号電圧ＶBが低レベルから高レベルになり、
トランジスタ２がオフ状態からオン状態になると、図４
(Ｈ)に示すようにトランジスタ２の両端の電圧ＶTRが速
やかに０Ｖまで降下する。このとき、共振用リアクトル
１０には、出力ダイオード３の導通期間中、出力電圧Ｅ
0が印加されるので、図４(Ｄ)に示すように共振用リア
クトル１０の電流ＩLが０から直線的に増加し、共振用
リアクトル１０にエネルギが蓄積される。そして、ｔ4
において共振用リアクトル１０の電流ＩLがリアクトル
４の電流Ｉ0に等しくなると、第２の共振用コンデンサ
１４が放電を開始し、第１及び第２の共振用コンデンサ
８、１４と第１の共振用リアクトル１０とが共振して第
２の共振用コンデンサ１４、第３のダイオード１６、第
１の共振用コンデンサ８、共振用リアクトル１０及びト
ランジスタ２の経路で共振電流が流れる。このため、共
振用リアクトル１０にはこの共振電流が負荷６側から供
給される電流に重畳して流れる。このとき、第１の共振
用コンデンサ８に流れる電流ＩC1が図４(Ｅ)に示すよう
に０から正弦波状に増加して第１の共振用コンデンサ８
が充電されて行き、図４(Ｇ)に示すように第１の共振用
コンデンサ８の両端の電圧ＶC1が０Ｖから正弦波状に上
昇して行く。これと共に、第２の共振用コンデンサ１４
の両端の電圧ＶC2が図４(Ｃ)に示すように電圧Ｅから余
弦波状に降下して行く。これにより、トランジスタ２の
電流ＩTRが図４(Ｂ)に示すように０から直線的に増加し
て行く。したがって、トランジスタ２のターンオン時に
おいて電圧波形と電流波形の重なりが少ないゼロ電流ス
イッチングとなる。
回路７からトランジスタ２のベース端子に付与された制
御パルス信号電圧ＶBが低レベルから高レベルになり、
トランジスタ２がオフ状態からオン状態になると、図４
(Ｈ)に示すようにトランジスタ２の両端の電圧ＶTRが速
やかに０Ｖまで降下する。このとき、共振用リアクトル
１０には、出力ダイオード３の導通期間中、出力電圧Ｅ
0が印加されるので、図４(Ｄ)に示すように共振用リア
クトル１０の電流ＩLが０から直線的に増加し、共振用
リアクトル１０にエネルギが蓄積される。そして、ｔ4
において共振用リアクトル１０の電流ＩLがリアクトル
４の電流Ｉ0に等しくなると、第２の共振用コンデンサ
１４が放電を開始し、第１及び第２の共振用コンデンサ
８、１４と第１の共振用リアクトル１０とが共振して第
２の共振用コンデンサ１４、第３のダイオード１６、第
１の共振用コンデンサ８、共振用リアクトル１０及びト
ランジスタ２の経路で共振電流が流れる。このため、共
振用リアクトル１０にはこの共振電流が負荷６側から供
給される電流に重畳して流れる。このとき、第１の共振
用コンデンサ８に流れる電流ＩC1が図４(Ｅ)に示すよう
に０から正弦波状に増加して第１の共振用コンデンサ８
が充電されて行き、図４(Ｇ)に示すように第１の共振用
コンデンサ８の両端の電圧ＶC1が０Ｖから正弦波状に上
昇して行く。これと共に、第２の共振用コンデンサ１４
の両端の電圧ＶC2が図４(Ｃ)に示すように電圧Ｅから余
弦波状に降下して行く。これにより、トランジスタ２の
電流ＩTRが図４(Ｂ)に示すように０から直線的に増加し
て行く。したがって、トランジスタ２のターンオン時に
おいて電圧波形と電流波形の重なりが少ないゼロ電流ス
イッチングとなる。
【００２１】一方、出力ダイオード３に流れていた電流
ＩDは共振用リアクトル１０の自己誘導作用により図４
(Ｆ)に示すように直線的に減少して行き、ｔ4において
０になり、出力ダイオード３が非導通状態になると、リ
アクトル４の電流Ｉ0がトランジスタ２及び共振用リア
クトル１０に流れる電流ＩTR、ＩLに切り替わって行
く。このとき、トランジスタ２及び共振用リアクトル１
０には前述の共振電流が重畳して流れているので、トラ
ンジスタ２及び共振用リアクトル１０の電流ＩTR、ＩL
は図４(Ｂ)及び(Ｄ)に示すようにｔ4以降は正弦波状に
変化する。そして、ｔ5において共振用リアクトル１０
の電流ＩLが図４(Ｄ)に示すようにリアクトル４の電流
Ｉ0に等しくなると、第１及び第２の共振用コンデンサ
８、１４の両端の電圧ＶC1、ＶC2が図４(Ｇ)及び(Ｃ)に
示すようにそれぞれ出力電圧Ｅ0及び０Ｖとなる。この
とき、トランジスタ２の電流ＩTRは図４(Ｂ)に示すよう
にリアクトル４の電流Ｉ0に等しくなる。したがって、
ｔ5以降は直流電源１からリアクトル４、共振用リアク
トル１０及びトランジスタ２の経路で電流Ｉ0が流れ
る。
ＩDは共振用リアクトル１０の自己誘導作用により図４
(Ｆ)に示すように直線的に減少して行き、ｔ4において
０になり、出力ダイオード３が非導通状態になると、リ
アクトル４の電流Ｉ0がトランジスタ２及び共振用リア
クトル１０に流れる電流ＩTR、ＩLに切り替わって行
く。このとき、トランジスタ２及び共振用リアクトル１
０には前述の共振電流が重畳して流れているので、トラ
ンジスタ２及び共振用リアクトル１０の電流ＩTR、ＩL
は図４(Ｂ)及び(Ｄ)に示すようにｔ4以降は正弦波状に
変化する。そして、ｔ5において共振用リアクトル１０
の電流ＩLが図４(Ｄ)に示すようにリアクトル４の電流
Ｉ0に等しくなると、第１及び第２の共振用コンデンサ
８、１４の両端の電圧ＶC1、ＶC2が図４(Ｇ)及び(Ｃ)に
示すようにそれぞれ出力電圧Ｅ0及び０Ｖとなる。この
とき、トランジスタ２の電流ＩTRは図４(Ｂ)に示すよう
にリアクトル４の電流Ｉ0に等しくなる。したがって、
ｔ5以降は直流電源１からリアクトル４、共振用リアク
トル１０及びトランジスタ２の経路で電流Ｉ0が流れ
る。
【００２２】上述の通り、図１及び図３に示す実施形態
ではトランジスタ２のターンオフ及びターンオン時にお
いてゼロ電圧及びゼロ電流スイッチングが達成されるの
で、トランジスタ２のスイッチング損失を低減すること
ができる。また、トランジスタ２のターンオン及びター
ンオフ時に発生するスパイク状のサージ電流及びサージ
電圧は、第１及び第２の共振用コンデンサ８、１４と第
１の共振用リアクトル１０との共振作用により吸収さ
れ、トランジスタ２の電圧及び電流波形の立上りが緩や
かになるので、トランジスタ２のオン・オフ動作時にお
けるサージ電圧、サージ電流及びノイズを低減できる。
更に、トランジスタ２のターンオン時において出力ダイ
オード３に流れる逆方向のリカバリ電流は、共振用リア
クトル１０の自己誘導作用により吸収され、出力ダイオ
ード３の電流が緩やかに減少して行くので、トランジス
タ２のターンオン時において出力ダイオード３に流れる
逆方向のリカバリ電流が低減される。このため、出力ダ
イオード３が逆回復時間の長い一般の整流用ダイオード
である場合において従来必要とした限流用リアクトルが
不要であり、部品点数の削減が可能である。したがっ
て、少ない部品点数でスイッチング損失やサージ電圧及
び電流等を低減できると共に、トランジスタ２のターン
オン時における出力ダイオード３のリカバリ特性による
スイッチング損失やノイズをより低減することができ
る。
ではトランジスタ２のターンオフ及びターンオン時にお
いてゼロ電圧及びゼロ電流スイッチングが達成されるの
で、トランジスタ２のスイッチング損失を低減すること
ができる。また、トランジスタ２のターンオン及びター
ンオフ時に発生するスパイク状のサージ電流及びサージ
電圧は、第１及び第２の共振用コンデンサ８、１４と第
１の共振用リアクトル１０との共振作用により吸収さ
れ、トランジスタ２の電圧及び電流波形の立上りが緩や
かになるので、トランジスタ２のオン・オフ動作時にお
けるサージ電圧、サージ電流及びノイズを低減できる。
更に、トランジスタ２のターンオン時において出力ダイ
オード３に流れる逆方向のリカバリ電流は、共振用リア
クトル１０の自己誘導作用により吸収され、出力ダイオ
ード３の電流が緩やかに減少して行くので、トランジス
タ２のターンオン時において出力ダイオード３に流れる
逆方向のリカバリ電流が低減される。このため、出力ダ
イオード３が逆回復時間の長い一般の整流用ダイオード
である場合において従来必要とした限流用リアクトルが
不要であり、部品点数の削減が可能である。したがっ
て、少ない部品点数でスイッチング損失やサージ電圧及
び電流等を低減できると共に、トランジスタ２のターン
オン時における出力ダイオード３のリカバリ特性による
スイッチング損失やノイズをより低減することができ
る。
【００２３】ところで、図３に示す実施形態ではリアク
トル４及び出力ダイオード３のアノード端子の接続点と
トランジスタ２のコレクタ端子との間に共振用リアクト
ル１０を接続した例を示したが、図５に示すようにリア
クトル４及びトランジスタ２のコレクタ端子の接続点と
出力ダイオード３のアノード端子との間に共振用リアク
トル１０を接続してもよい。図５に示す実施形態の回路
の場合、トランジスタ２がオフ状態のときはリアクトル
４の電流Ｉ0が共振用リアクトル１０及び出力ダイオー
ド３を通して負荷６に流れ、この状態からトランジスタ
２がターンオンするとリアクトル４及び共振用リアクト
ル１０に流れる電流がＩ0より変化するため、トランジ
スタ２に流れる電流ＩTRは０より立ち上がる。このた
め、図５に示す実施形態の回路の場合においても図３に
示す実施形態の回路の場合と同様に、トランジスタ２の
ターンオン時において電圧波形と電流波形の重なりが少
ないゼロ電流スイッチングとなる。したがって、図５に
示す実施形態においても図３に示す実施形態と同様のス
イッチング損失やノイズの低減効果が得られる。
トル４及び出力ダイオード３のアノード端子の接続点と
トランジスタ２のコレクタ端子との間に共振用リアクト
ル１０を接続した例を示したが、図５に示すようにリア
クトル４及びトランジスタ２のコレクタ端子の接続点と
出力ダイオード３のアノード端子との間に共振用リアク
トル１０を接続してもよい。図５に示す実施形態の回路
の場合、トランジスタ２がオフ状態のときはリアクトル
４の電流Ｉ0が共振用リアクトル１０及び出力ダイオー
ド３を通して負荷６に流れ、この状態からトランジスタ
２がターンオンするとリアクトル４及び共振用リアクト
ル１０に流れる電流がＩ0より変化するため、トランジ
スタ２に流れる電流ＩTRは０より立ち上がる。このた
め、図５に示す実施形態の回路の場合においても図３に
示す実施形態の回路の場合と同様に、トランジスタ２の
ターンオン時において電圧波形と電流波形の重なりが少
ないゼロ電流スイッチングとなる。したがって、図５に
示す実施形態においても図３に示す実施形態と同様のス
イッチング損失やノイズの低減効果が得られる。
【００２４】本発明の実施態様は前記の実施形態に限定
されず、更に種々の変更が可能である。例えば、上記の
各実施形態ではスイッチング素子として接合型バイポー
ラトランジスタを使用した例を示したが、ＭＯＳ-ＦＥ
Ｔ（ＭＯＳ型電界効果トランジスタ）、Ｊ-ＦＥＴ（接
合型電界効果トランジスタ）、ＳＣＲ（逆阻止３端子サ
イリスタ）等の他のスイッチング素子を使用してもよ
い。また、実際には、単相の商用交流電源の単相交流電
圧を直流電圧に変換する単相の整流回路又は三相の商用
交流電源の三相交流電圧を直流電圧に変換する三相の整
流回路を直流電源１として使用する場合が多いが、勿
論、直流電源１として乾電池やバッテリ等も使用可能で
ある。更に、図３及び図５に示す実施形態において単相
又は三相の整流回路を直流電源１として使用する場合に
は、前記の整流回路の交流入力側にリアクトル４を接続
しても構わない。
されず、更に種々の変更が可能である。例えば、上記の
各実施形態ではスイッチング素子として接合型バイポー
ラトランジスタを使用した例を示したが、ＭＯＳ-ＦＥ
Ｔ（ＭＯＳ型電界効果トランジスタ）、Ｊ-ＦＥＴ（接
合型電界効果トランジスタ）、ＳＣＲ（逆阻止３端子サ
イリスタ）等の他のスイッチング素子を使用してもよ
い。また、実際には、単相の商用交流電源の単相交流電
圧を直流電圧に変換する単相の整流回路又は三相の商用
交流電源の三相交流電圧を直流電圧に変換する三相の整
流回路を直流電源１として使用する場合が多いが、勿
論、直流電源１として乾電池やバッテリ等も使用可能で
ある。更に、図３及び図５に示す実施形態において単相
又は三相の整流回路を直流電源１として使用する場合に
は、前記の整流回路の交流入力側にリアクトル４を接続
しても構わない。
【００２５】
【発明の効果】本発明によれば、従来必要とした限流用
リアクトル等の大形・大重量部品を不要にして部品点数
を削減できると共にスイッチング損失やノイズ等を低減
できるので、小形・軽量・低コストでかつ低損失・低ノ
イズのチョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータの実現が可能と
なる。また、出力整流素子として逆回復時間の長い一般
の整流用ダイオードも使用可能であるので、必ずしも逆
回復時間の短いファーストリカバリダイオード（ＦＲ
Ｄ）を使用する必要がなく、使用電気部品の制限を受け
ない利点がある。
リアクトル等の大形・大重量部品を不要にして部品点数
を削減できると共にスイッチング損失やノイズ等を低減
できるので、小形・軽量・低コストでかつ低損失・低ノ
イズのチョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータの実現が可能と
なる。また、出力整流素子として逆回復時間の長い一般
の整流用ダイオードも使用可能であるので、必ずしも逆
回復時間の短いファーストリカバリダイオード（ＦＲ
Ｄ）を使用する必要がなく、使用電気部品の制限を受け
ない利点がある。
【図１】 本発明による降圧チョッパ型ＤＣ−ＤＣコン
バータの実施形態を示す電気回路図
バータの実施形態を示す電気回路図
【図２】 図１の回路の各部の電圧及び電流を示す波形
図
図
【図３】 本発明による昇圧チョッパ型ＤＣ−ＤＣコン
バータの実施形態を示す電気回路図
バータの実施形態を示す電気回路図
【図４】 図３の回路の各部の電圧及び電流を示す波形
図
図
【図５】 図３の回路の変更実施形態を示す電気回路図
【図６】 従来の降圧チョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータ
を示す電気回路図
を示す電気回路図
【図７】 従来の昇圧チョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータ
を示す電気回路図
を示す電気回路図
【図８】 図６及び図７の回路のスイッチング電圧波形
とスイッチング電流波形との重複部分を示す波形図
とスイッチング電流波形との重複部分を示す波形図
【図９】 図６の回路におけるスイッチング特性の改善
例を示す電気回路図
例を示す電気回路図
【図１０】 図７の回路におけるスイッチング特性の改
善例を示す電気回路図
善例を示す電気回路図
【図１１】 図９の回路の変更実施形態を示す電気回路
図
図
【図１２】 図１０の回路の変更実施形態を示す電気回
路図
路図
１．．．直流電源、２．．．トランジスタ（スイッチン
グ素子）、３．．．出力ダイオード（出力整流素子）、
４．．．リアクトル、５．．．出力コンデンサ、
６．．．負荷、７．．．制御回路、８．．．第１の共振
用コンデンサ、１０．．．共振用リアクトル、１
１．．．第１のダイオード（第１の整流素子）、１
２．．．第２のダイオード（第２の整流素子）、１
４．．．第２の共振用コンデンサ、１６．．．第３のダ
イオード（第３の整流素子）、２１．．．限流用リアク
トル
グ素子）、３．．．出力ダイオード（出力整流素子）、
４．．．リアクトル、５．．．出力コンデンサ、
６．．．負荷、７．．．制御回路、８．．．第１の共振
用コンデンサ、１０．．．共振用リアクトル、１
１．．．第１のダイオード（第１の整流素子）、１
２．．．第２のダイオード（第２の整流素子）、１
４．．．第２の共振用コンデンサ、１６．．．第３のダ
イオード（第３の整流素子）、２１．．．限流用リアク
トル
Claims (4)
- 【請求項１】 直流電源と、一方の主端子が前記直流電
源の一端に接続されたスイッチング素子と、該スイッチ
ング素子の他方の主端子と前記直流電源の他端との間に
接続された出力整流素子と、一端が前記スイッチング素
子及び前記出力整流素子の接続点に接続されたリアクト
ルと、該リアクトルの他端と前記直流電源の他端との間
に接続された出力コンデンサと、該出力コンデンサと並
列に接続された負荷とを備え、前記スイッチング素子を
オン・オフ制御することにより前記直流電源の電圧より
も低い電圧の直流出力を前記負荷に供給するチョッパ型
ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、 前記スイッチング素子と前記出力整流素子との間に接続
された共振用リアクトルと、一端が前記スイッチング素
子及び前記共振用リアクトルの接続点に接続された第１
の整流素子と、一端が共振用リアクトル及び前記出力整
流素子の接続点に接続された第１の共振用コンデンサ
と、前記第１の共振用コンデンサの他端と前記直流電源
の他端との間に接続された第２の整流素子と、前記第１
の整流素子の他端と前記直流電源の一端との間に接続さ
れた第２の共振用コンデンサと、前記第１の整流素子の
他端と前記第１の共振用コンデンサの他端との間に接続
された第３の整流素子とを備え、前記スイッチング素子
がオフ状態となったときに前記第１の共振用コンデンサ
が放電されると共に前記第２の共振用コンデンサが正弦
波状に充電されて行き、前記スイッチング素子がオン状
態となったときに前記第２の共振用コンデンサが放電さ
れると共に前記第１及び第２の共振用コンデンサと前記
共振用リアクトルとが共振して前記スイッチング素子に
共振電流が流れることを特徴とするチョッパ型ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータ。 - 【請求項２】 前記直流電源は、交流電源の交流電圧を
直流電圧に変換する整流回路から構成される「請求項
１」に記載のチョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 【請求項３】 直流電源と、一方の主端子が前記直流電
源の一方のラインに接続されかつ他方の主端子が前記直
流電源の他方のラインに接続されたスイッチング素子
と、前記直流電源と前記スイッチング素子との間に接続
されたリアクトルと、一端が前記スイッチング素子の一
方の主端子に接続された出力整流素子と、該出力整流素
子の他端と前記直流電源の他方のラインとの間に接続さ
れた出力コンデンサと、該出力コンデンサと並列に接続
された負荷とを備え、前記スイッチング素子をオン・オ
フ制御することにより前記直流電源の電圧よりも高い電
圧の直流出力を前記負荷に供給するチョッパ型ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータにおいて、 前記スイッチング素子の一方の主端子と前記出力整流素
子の一端との間に接続された共振用リアクトルと、一端
が前記スイッチング素子及び前記共振用リアクトルの接
続点に接続された第１の整流素子と、一端が共振用リア
クトル及び前記出力整流素子の接続点に接続された第１
の共振用コンデンサと、一端が前記第１の共振用コンデ
ンサの他端に接続されかつ他端が出力整流素子及び出力
コンデンサの接続点に接続された第２の整流素子と、前
記第１の整流素子の他端と前記直流電源の他方のライン
との間に接続された第２の共振用コンデンサと、前記第
１の整流素子の他端と前記第１の共振用コンデンサの他
端との間に接続された第３の整流素子とを備え、前記ス
イッチング素子がオフ状態となったときに前記第１の共
振用コンデンサが放電されると共に前記第２の共振用コ
ンデンサが正弦波状に充電されて行き、前記スイッチン
グ素子がオン状態となったときに前記第２の共振用コン
デンサが放電されると共に前記第１及び第２の共振用コ
ンデンサと前記共振用リアクトルとが共振して前記スイ
ッチング素子に共振電流が流れることを特徴とするチョ
ッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 【請求項４】 前記直流電源は、交流電源の交流電圧を
直流電圧に変換する整流回路から構成され、前記整流回
路の交流入力側又は直流出力側に前記リアクトルが接続
される「請求項３」に記載のチョッパ型ＤＣ−ＤＣコン
バータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9046393A JP3055121B2 (ja) | 1996-09-13 | 1997-02-28 | チョッパ型ｄｃ−ｄｃコンバータ |
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8-243443 | 1996-09-13 | ||
| JP24344396 | 1996-09-13 | ||
| JP9046393A JP3055121B2 (ja) | 1996-09-13 | 1997-02-28 | チョッパ型ｄｃ−ｄｃコンバータ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10146048A true JPH10146048A (ja) | 1998-05-29 |
| JP3055121B2 JP3055121B2 (ja) | 2000-06-26 |
Family
ID=26386507
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP9046393A Expired - Fee Related JP3055121B2 (ja) | 1996-09-13 | 1997-02-28 | チョッパ型ｄｃ−ｄｃコンバータ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3055121B2 (ja) |
Cited By (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6710582B2 (en) | 2001-12-17 | 2004-03-23 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | DC-DC converter and electronic device using the same |
| JP2011083092A (ja) * | 2009-10-06 | 2011-04-21 | Hitachi Appliances Inc | 電源装置 |
| US8614566B2 (en) | 2010-09-22 | 2013-12-24 | Mitsubishi Electric Corporation | DC-DC converter |
| KR20160053761A (ko) | 2014-11-05 | 2016-05-13 | 삼성에스디아이 주식회사 | 직류 승압 회로 |
| CN106105002A (zh) * | 2014-05-21 | 2016-11-09 | 三菱电机株式会社 | 电源装置 |
| US9979283B2 (en) | 2014-11-05 | 2018-05-22 | Samsung Sdi Co., Ltd. | DC boosting circuit with at least one energy storage element |
| US20220158553A1 (en) * | 2019-08-09 | 2022-05-19 | Kabushiki Kaisha Yaskawa Denki | Dc-dc converter |
-
1997
- 1997-02-28 JP JP9046393A patent/JP3055121B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6710582B2 (en) | 2001-12-17 | 2004-03-23 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | DC-DC converter and electronic device using the same |
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| US8614566B2 (en) | 2010-09-22 | 2013-12-24 | Mitsubishi Electric Corporation | DC-DC converter |
| CN106105002A (zh) * | 2014-05-21 | 2016-11-09 | 三菱电机株式会社 | 电源装置 |
| US10404170B2 (en) | 2014-05-21 | 2019-09-03 | Mitsubishi Electric Corporation | Circuit of a power supply unit having a switching device |
| DE112015002351B4 (de) * | 2014-05-21 | 2021-01-28 | Mitsubishi Electric Corporation | Schaltung einer Energieversorgungseinheit |
| KR20160053761A (ko) | 2014-11-05 | 2016-05-13 | 삼성에스디아이 주식회사 | 직류 승압 회로 |
| JP2016092985A (ja) * | 2014-11-05 | 2016-05-23 | 三星エスディアイ株式会社Ｓａｍｓｕｎｇ ＳＤＩ Ｃｏ．，Ｌｔｄ． | 直流昇圧回路 |
| US9979283B2 (en) | 2014-11-05 | 2018-05-22 | Samsung Sdi Co., Ltd. | DC boosting circuit with at least one energy storage element |
| US20220158553A1 (en) * | 2019-08-09 | 2022-05-19 | Kabushiki Kaisha Yaskawa Denki | Dc-dc converter |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3055121B2 (ja) | 2000-06-26 |
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