JPH10150428A - 直交周波数分割多重を使用するレシーバ及びそのタイミング同期方法 - Google Patents
直交周波数分割多重を使用するレシーバ及びそのタイミング同期方法Info
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- JPH10150428A JPH10150428A JP9325119A JP32511997A JPH10150428A JP H10150428 A JPH10150428 A JP H10150428A JP 9325119 A JP9325119 A JP 9325119A JP 32511997 A JP32511997 A JP 32511997A JP H10150428 A JPH10150428 A JP H10150428A
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- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
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Abstract
(57)【要約】
符号化直交周波数分割多重信号中で受信されるデータ記
号のガード区間の境界を決定する方法及び装置が記載さ
れる。データ記号の有効区間の間隔により分離された時
間的サンプルが組に関連付けられ、差分信号が得られ
る。差分信号の第１の比較ブロックの分散が決定され、
差分信号の第２の比較ブロックの分散と比較され、第２
の比較ブロックはｎ個のサンプルだけ第１の比較ブロッ
クから変位している。Ｆ比が２つのブロックの分散につ
いて計算される。Ｆ比は比較ブロックの連続中で繰り返
され、Ｆ比を示す信号はピーク検出に供される。ピーク
は記号のガード区間の境界を示す。この情報は、その後
の信号の再構成のためにＦＦＴウィンドウを同期させる
ことに使用される。
号のガード区間の境界を決定する方法及び装置が記載さ
れる。データ記号の有効区間の間隔により分離された時
間的サンプルが組に関連付けられ、差分信号が得られ
る。差分信号の第１の比較ブロックの分散が決定され、
差分信号の第２の比較ブロックの分散と比較され、第２
の比較ブロックはｎ個のサンプルだけ第１の比較ブロッ
クから変位している。Ｆ比が２つのブロックの分散につ
いて計算される。Ｆ比は比較ブロックの連続中で繰り返
され、Ｆ比を示す信号はピーク検出に供される。ピーク
は記号のガード区間の境界を示す。この情報は、その後
の信号の再構成のためにＦＦＴウィンドウを同期させる
ことに使用される。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、多キャリア変調を
採用する電磁気信号の受信機に関する。より詳細には、
本発明は、直交周波数分割多重を採用する受信機におい
て高速フーリエ変換を計算するために要求される、時間
設定された区間の同期に関する。
採用する電磁気信号の受信機に関する。より詳細には、
本発明は、直交周波数分割多重を採用する受信機におい
て高速フーリエ変換を計算するために要求される、時間
設定された区間の同期に関する。
【０００２】
【従来の技術】符号化直交周波数分割多重（“ＣＯＦＤ
Ｍ”）がディジタルオーディオ及びディジタルビデオ放
送について提案されており、その両者は、制限された帯
域の効率的な使用、並びに幾つかの影響にも拘わらず信
頼できる伝送方法を必要とする。例えば、典型的な通信
路のインパルス応答は、異なる遅延を有する複数のディ
ラックパルスの和としてモデル化することができる。各
パルスは乗算係数の対象となり、そこでは振幅は一般的
にレイリーの法則に従う。そのようなパルス列は数マイ
クロ秒にわたって伸長することがあり、高いビットレー
トの非符号化伝送を信頼性の低いものとする。ランダム
雑音、インパルス雑音、及びフェージングに加え、高い
データレートのディジタル地上伝送における他の主要な
問題点は、マルチパス伝播、及び、近接周波数が高い相
関を有する信号変化を有することとなる隣接チャンネル
干渉を含む。ＣＯＦＤＭはこれらの応用に特に適当であ
る。実際のＣＯＦＤＭの構成では、周波数において接近
して配置された多数のキャリアの各々に比較的少量のデ
ータが変調される。データ記号の区間はキャリア又はサ
ブチャンネルの数と同じ割合で増加し、それにより記号
間干渉が著しく減少する。
Ｍ”）がディジタルオーディオ及びディジタルビデオ放
送について提案されており、その両者は、制限された帯
域の効率的な使用、並びに幾つかの影響にも拘わらず信
頼できる伝送方法を必要とする。例えば、典型的な通信
路のインパルス応答は、異なる遅延を有する複数のディ
ラックパルスの和としてモデル化することができる。各
パルスは乗算係数の対象となり、そこでは振幅は一般的
にレイリーの法則に従う。そのようなパルス列は数マイ
クロ秒にわたって伸長することがあり、高いビットレー
トの非符号化伝送を信頼性の低いものとする。ランダム
雑音、インパルス雑音、及びフェージングに加え、高い
データレートのディジタル地上伝送における他の主要な
問題点は、マルチパス伝播、及び、近接周波数が高い相
関を有する信号変化を有することとなる隣接チャンネル
干渉を含む。ＣＯＦＤＭはこれらの応用に特に適当であ
る。実際のＣＯＦＤＭの構成では、周波数において接近
して配置された多数のキャリアの各々に比較的少量のデ
ータが変調される。データ記号の区間はキャリア又はサ
ブチャンネルの数と同じ割合で増加し、それにより記号
間干渉が著しく減少する。
【０００３】図１及び２にＣＯＦＤＭによる多重を示
し、そこで単一のＣＯＦＤＭキャリア又はサブチャンネ
ルのスペクトルがライン２により示される。一組のキャ
リア周波数が図２中の重なった波形により示され、そこ
では直交性条件が満足されている。一般的に、以下の場
合、２つの実数値関数は直交する。
し、そこで単一のＣＯＦＤＭキャリア又はサブチャンネ
ルのスペクトルがライン２により示される。一組のキャ
リア周波数が図２中の重なった波形により示され、そこ
では直交性条件が満足されている。一般的に、以下の場
合、２つの実数値関数は直交する。
【０００４】
【数１】
【０００５】ここで、Ｋは定数であり、ｐ≠ｑならＫ＝
０；ｐ＝ｑならＫ≠０である。ＣＯＦＤＭによる信号の
実際の符号化及び復号化は、以下の式から理解されるよ
うに、高速フーリエ変換（“ＦＦＴ”）に大きく依存す
る。
０；ｐ＝ｑならＫ≠０である。ＣＯＦＤＭによる信号の
実際の符号化及び復号化は、以下の式から理解されるよ
うに、高速フーリエ変換（“ＦＦＴ”）に大きく依存す
る。
【０００６】キャリアのｃの信号は、以下の式により与
えられる。
えられる。
【０００７】
【数２】
【０００８】ここで、Ａcは時刻ｔにおけるデータであ
り、ωcはキャリア周波数であり、φcは位相である。Ｃ
ＯＦＤＭ信号中のＮ個のキャリアは、以下により与えら
れる。
り、ωcはキャリア周波数であり、φcは位相である。Ｃ
ＯＦＤＭ信号中のＮ個のキャリアは、以下により与えら
れる。
【０００９】
【数３】
【００１０】
【数４】
【００１１】一記号期間にわたりサンプリングすると、
【００１２】
【数５】
【００１３】
【数６】
【００１４】１／Ｔのサンプリング周波数では、結果信
号は以下の式により示される。
号は以下の式により示される。
【００１５】
【数７】
【００１６】ω0＝０で、一データ記号期間Ｔ＝ＮＴに
わたりサンプリングすると、
わたりサンプリングすると、
【００１７】
【数８】
【００１８】これは、逆離散的フーリエ変換の一般形に
匹敵する。
匹敵する。
【００１９】
【数９】
【００２０】上記の式において、Ａnｅjφnはサンプリ
ングされた周波数領域内の入力信号であり、Ｓs（ｋ
Ｔ）は時間領域表示である。ＦＦＴのサイズの増加は、
長い記号期間をもたらし、ガード区間の長さを超えるエ
コーの観点においてシステムのラッギドネス（ruggedne
ss）を改善する。しかし、Ｎlog2Ｎにより計算上の複雑
性が増加し、実際上の制限となる。
ングされた周波数領域内の入力信号であり、Ｓs（ｋ
Ｔ）は時間領域表示である。ＦＦＴのサイズの増加は、
長い記号期間をもたらし、ガード区間の長さを超えるエ
コーの観点においてシステムのラッギドネス（ruggedne
ss）を改善する。しかし、Ｎlog2Ｎにより計算上の複雑
性が増加し、実際上の制限となる。
【００２１】伝送路により生じる記号間干渉の存在下で
は、信号間の直交性は維持されない。この問題に対する
一つのアプローチは、通信路のメモリを超える区間及び
あらゆるマルチパス遅延だけ時間領域内の各記号を先行
させることにより、故意に放射エネルギーをある程度犠
牲にすることであった。そのように選択された“ガード
区間”は、あらゆる記号間干渉を吸収するために十分大
きく、各記号をその一部の複製に対して先行させること
により確立することができる。この複製は典型的に、記
号の終期部分の循環的伸長である。図３を参照すると、
データ記号４は、記号中の伝送データ全てを含む有効区
間６を有する。有効区間６の終期部分８は、ガード区間
１０として記号の始めに繰り返される。ＣＯＦＤＭ信号
は、実線１２により示される。記号の終わりに、有効区
間６の初期部分を循環的に繰り返すことができる。
は、信号間の直交性は維持されない。この問題に対する
一つのアプローチは、通信路のメモリを超える区間及び
あらゆるマルチパス遅延だけ時間領域内の各記号を先行
させることにより、故意に放射エネルギーをある程度犠
牲にすることであった。そのように選択された“ガード
区間”は、あらゆる記号間干渉を吸収するために十分大
きく、各記号をその一部の複製に対して先行させること
により確立することができる。この複製は典型的に、記
号の終期部分の循環的伸長である。図３を参照すると、
データ記号４は、記号中の伝送データ全てを含む有効区
間６を有する。有効区間６の終期部分８は、ガード区間
１０として記号の始めに繰り返される。ＣＯＦＤＭ信号
は、実線１２により示される。記号の終わりに、有効区
間６の初期部分を循環的に繰り返すことができる。
【００２２】ＣＯＦＤＭデータの伝送は、図４に示す既
知の一般的計画により達成することができる。シリアル
データストリームが、シリアル−パラレル変換器１８内
で一連のパラレルストリーム１６に変換される。各パラ
レルストリームは、各々が複素数を生成するｘビット毎
にグループ分けされ、ここで、ｘは、その関連するパラ
レルストリームのデータ配列を決定する。ブロック２０
内での外部符号化及びインターリービングの後、受信機
内の同期及びチャンネル推定に使用するために、信号マ
ップ器によりパイロットキャリアが挿入される。パイロ
ットキャリアは典型的に２つのタイプを有する。継続的
パイロットキャリアは、同一の位相及び振幅で各記号中
の同一位置中で伝送される。受信機では、これらは位相
雑音除去、自動周波数制御、及び時間／サンプリング同
期のために使用される。散在パイロットキャリアは記号
中に分配され、それらの位置は典型的に記号間で変化す
る。それらは主としてチャンネル推定に有用である。次
に、複素数は、ブロック２４内で逆高速フーリエ変換
（“ＩＦＦＴ”）によりベースバンドで変調される。そ
の後、ブロック２６でガード区間が挿入される。その
後、離散的記号がアナログに変換され、典型的に低域通
過フィルタされ、それからブロック２８でラジオ周波数
へアップコンバートされる。その後、信号は通信路３０
を通じて伝送され、受信機３２内で受信される。従来技
術で周知であるように、受信機は伝送プロセスの逆を適
用し、伝送情報を取得する。特に、信号の復調にＦＦＴ
が適用される。
知の一般的計画により達成することができる。シリアル
データストリームが、シリアル−パラレル変換器１８内
で一連のパラレルストリーム１６に変換される。各パラ
レルストリームは、各々が複素数を生成するｘビット毎
にグループ分けされ、ここで、ｘは、その関連するパラ
レルストリームのデータ配列を決定する。ブロック２０
内での外部符号化及びインターリービングの後、受信機
内の同期及びチャンネル推定に使用するために、信号マ
ップ器によりパイロットキャリアが挿入される。パイロ
ットキャリアは典型的に２つのタイプを有する。継続的
パイロットキャリアは、同一の位相及び振幅で各記号中
の同一位置中で伝送される。受信機では、これらは位相
雑音除去、自動周波数制御、及び時間／サンプリング同
期のために使用される。散在パイロットキャリアは記号
中に分配され、それらの位置は典型的に記号間で変化す
る。それらは主としてチャンネル推定に有用である。次
に、複素数は、ブロック２４内で逆高速フーリエ変換
（“ＩＦＦＴ”）によりベースバンドで変調される。そ
の後、ブロック２６でガード区間が挿入される。その
後、離散的記号がアナログに変換され、典型的に低域通
過フィルタされ、それからブロック２８でラジオ周波数
へアップコンバートされる。その後、信号は通信路３０
を通じて伝送され、受信機３２内で受信される。従来技
術で周知であるように、受信機は伝送プロセスの逆を適
用し、伝送情報を取得する。特に、信号の復調にＦＦＴ
が適用される。
【００２３】ＣＯＦＤＭの現代の応用は、欧州電気通信
規格（European Telecommunications Standard）DRAFT
pr ETS 300744（May 1996）で提案され、それは、フレ
ーミング構造、通信路符号化、及びディジタル地上テレ
ビジョンのための変調を明記する。この規格書は、ディ
ジタル地上テレビジョンをアナログ送信のための既存の
スペクトル割当てに適応させるために作られ、さらに高
いレベルの相互チャンネル干渉及び隣接チャンネル干渉
に対する十分な保護を提供する。柔軟なガード区間が指
定され、それによりシステムは、高いスペクトラム効率
を維持しつつ多様なネットワーク構成、及び、既存のPA
L/SECAMサービスからの相互チャンネル干渉及び隣接チ
ャンネル干渉に対する十分な保護を提供することができ
る。上記の欧州電気通信規格は２つの動作モードを規定
する：単一送信機の動作、及び制限された送信機距離を
有する小型単一周波数ネットワークに適する“２Ｋモー
ド”。“８Ｋモード”は、単一送信機動作、又は大型単
一周波数ネットワークのいずれかに使用可能である。様
々のレベルの直角振幅変調（“ＱＡＭ”）が維持され、
それらはラッギドネスに対してビットレートを均衡させ
るために、異なる内部符号化率である。システムは、ム
ービングピクチャーエキスパーツグループ（“ＭＰＥ
Ｇ”）に従う輸送層（transport layer）を適合させる
ことを意図し、ＭＰＥＧ−２により符号化されたテレビ
ジョン信号（ISO/IEC 13818）に直接的に互換性を有す
る。
規格（European Telecommunications Standard）DRAFT
pr ETS 300744（May 1996）で提案され、それは、フレ
ーミング構造、通信路符号化、及びディジタル地上テレ
ビジョンのための変調を明記する。この規格書は、ディ
ジタル地上テレビジョンをアナログ送信のための既存の
スペクトル割当てに適応させるために作られ、さらに高
いレベルの相互チャンネル干渉及び隣接チャンネル干渉
に対する十分な保護を提供する。柔軟なガード区間が指
定され、それによりシステムは、高いスペクトラム効率
を維持しつつ多様なネットワーク構成、及び、既存のPA
L/SECAMサービスからの相互チャンネル干渉及び隣接チ
ャンネル干渉に対する十分な保護を提供することができ
る。上記の欧州電気通信規格は２つの動作モードを規定
する：単一送信機の動作、及び制限された送信機距離を
有する小型単一周波数ネットワークに適する“２Ｋモー
ド”。“８Ｋモード”は、単一送信機動作、又は大型単
一周波数ネットワークのいずれかに使用可能である。様
々のレベルの直角振幅変調（“ＱＡＭ”）が維持され、
それらはラッギドネスに対してビットレートを均衡させ
るために、異なる内部符号化率である。システムは、ム
ービングピクチャーエキスパーツグループ（“ＭＰＥ
Ｇ”）に従う輸送層（transport layer）を適合させる
ことを意図し、ＭＰＥＧ−２により符号化されたテレビ
ジョン信号（ISO/IEC 13818）に直接的に互換性を有す
る。
【００２４】上記の欧州電気通信規格では、ＣＯＦＤＭ
フレームのデータキャリアは、直交位相シフトキーイン
グ（“ＱＰＳＫ”）、１６−ＱＡＭ、６４−ＱＡＭ、非
一様１６−ＱＡＭ、又は、グレイマッピングを使用する
非一様６４−ＱＡＭのいずれかとすることができる。
フレームのデータキャリアは、直交位相シフトキーイン
グ（“ＱＰＳＫ”）、１６−ＱＡＭ、６４−ＱＡＭ、非
一様１６−ＱＡＭ、又は、グレイマッピングを使用する
非一様６４−ＱＡＭのいずれかとすることができる。
【００２５】
【発明が解決しようとする課題】ＣＯＦＤＭ伝送の受信
における重要な問題は、位相雑音及びジッタのために同
期を維持することが困難なことであり、その位相雑音及
びジッタは、伝送前のアップコンバート、受信機でのダ
ウンコンバート、及び、典型的には電圧制御発振器であ
るチューナー内のフロントエンド発振器により生じる。
復調中に同期を補助するためにパイロットキャリアを提
供すること以外に、これらの問題点は上記の欧州電気通
信規格では特に取り扱われておらず、実施者の解決に委
ねられている。
における重要な問題は、位相雑音及びジッタのために同
期を維持することが困難なことであり、その位相雑音及
びジッタは、伝送前のアップコンバート、受信機でのダ
ウンコンバート、及び、典型的には電圧制御発振器であ
るチューナー内のフロントエンド発振器により生じる。
復調中に同期を補助するためにパイロットキャリアを提
供すること以外に、これらの問題点は上記の欧州電気通
信規格では特に取り扱われておらず、実施者の解決に委
ねられている。
【００２６】基本的に、位相の乱れには２つのタイプが
ある。第１に、多キャリアシステム中で隣接キャリアを
妨害する雑音成分は“外部雑音貢献”（“ＦＮＣ”）と
呼ばれる。第２に、自身のキャリアを妨害する雑音成分
は“自己雑音貢献”と呼ばれる。
ある。第１に、多キャリアシステム中で隣接キャリアを
妨害する雑音成分は“外部雑音貢献”（“ＦＮＣ”）と
呼ばれる。第２に、自身のキャリアを妨害する雑音成分
は“自己雑音貢献”と呼ばれる。
【００２７】図５を参照すると、理想的な配列サンプル
の位置が“ｘ”記号３４により示される。外部雑音貢献
の効果は確率論的であり、ガウス状の雑音を生じる。こ
のように摂動するサンプルは図５において円３６で示さ
れる。自己雑音貢献の効果は、全ての配列位置の共通な
回転であり、各“ｘ”記号３４とそれに関連する円３６
の変位として示される。これは“共通位相エラー”と呼
ばれ、それは記号間で著しく変化し、よって各記号期間
ＴSで計算されなければならない。また、共通位相エラ
ーも、記号期間ＴS中の平均位相偏差として解釈するこ
とができる。
の位置が“ｘ”記号３４により示される。外部雑音貢献
の効果は確率論的であり、ガウス状の雑音を生じる。こ
のように摂動するサンプルは図５において円３６で示さ
れる。自己雑音貢献の効果は、全ての配列位置の共通な
回転であり、各“ｘ”記号３４とそれに関連する円３６
の変位として示される。これは“共通位相エラー”と呼
ばれ、それは記号間で著しく変化し、よって各記号期間
ＴSで計算されなければならない。また、共通位相エラ
ーも、記号期間ＴS中の平均位相偏差として解釈するこ
とができる。
【００２８】実際のシステムで受信機３２がデータ記号
を処理するために、各データ記号を示す複素信号に対し
て数学的演算が行われる。一般的に、これはＦＦＴであ
る。有効な結果を得るため、ＦＦＴ間隔を受信データ記
号と整列させるために特定の形態のタイミング同期が要
求される。
を処理するために、各データ記号を示す複素信号に対し
て数学的演算が行われる。一般的に、これはＦＦＴであ
る。有効な結果を得るため、ＦＦＴ間隔を受信データ記
号と整列させるために特定の形態のタイミング同期が要
求される。
【００２９】本発明の第１の目的は、ＣＯＦＤＭにより
伝送された信号中の受信データ記号をＦＦＴウィンドウ
と同期させる改善された方法を提供することにある。
伝送された信号中の受信データ記号をＦＦＴウィンドウ
と同期させる改善された方法を提供することにある。
【００３０】本発明の他の目的は、ＣＯＦＤＭ信号の地
上伝送を改善することにある。
上伝送を改善することにある。
【００３１】本発明のさらに他の目的は、ＣＯＦＤＭ信
号の受信のための改善された装置を提供することにあ
る。
号の受信のための改善された装置を提供することにあ
る。
【００３２】
【課題を解決するための手段】本発明のこれら及び他の
目的は、記号期間ＴSを有するデータ記号のストリーム
の復号化方法により達成される。記号は有効区間及びガ
ード区間を規定し、ガード区間は有効区間の一部の複製
であり、好ましくはその終端部の循環的伸長である。ス
トリームは、記号期間ＴSの評価間隔中にサンプリング
される。サンプルは組に関連付けられ、一つの組の構成
要素は有効区間によりデータストリーム中で分離され
る。組のデータは夫々第１及び第２のブロックに属し、
各ブロックはガード区間より大きくない。各データの組
について、好ましくは組の構成要素の差である関数が決
定され、第１の出力信号として出力される。それから、
第１の出力信号の分散が測定され、第２の出力信号とし
て出力される。第１のブロック及び第２のブロックはそ
れからストリームに対して変位され、サンプルを関連付
け、関数を決定し、分散を測定する先行工程が繰り返さ
れる。その結果は第３の出力信号として出力される。第
２の出力信号は第３の出力信号と比較され、その結果は
第４の出力信号として出力される。それから、第４の出
力信号中の、ガード区間と有効区間の境界を示す所定の
基準が検出される。その基準は、所定の振幅、最大値又
は最小値とすることができる。
目的は、記号期間ＴSを有するデータ記号のストリーム
の復号化方法により達成される。記号は有効区間及びガ
ード区間を規定し、ガード区間は有効区間の一部の複製
であり、好ましくはその終端部の循環的伸長である。ス
トリームは、記号期間ＴSの評価間隔中にサンプリング
される。サンプルは組に関連付けられ、一つの組の構成
要素は有効区間によりデータストリーム中で分離され
る。組のデータは夫々第１及び第２のブロックに属し、
各ブロックはガード区間より大きくない。各データの組
について、好ましくは組の構成要素の差である関数が決
定され、第１の出力信号として出力される。それから、
第１の出力信号の分散が測定され、第２の出力信号とし
て出力される。第１のブロック及び第２のブロックはそ
れからストリームに対して変位され、サンプルを関連付
け、関数を決定し、分散を測定する先行工程が繰り返さ
れる。その結果は第３の出力信号として出力される。第
２の出力信号は第３の出力信号と比較され、その結果は
第４の出力信号として出力される。それから、第４の出
力信号中の、ガード区間と有効区間の境界を示す所定の
基準が検出される。その基準は、所定の振幅、最大値又
は最小値とすることができる。
【００３３】好ましくは、サンプルの絶対値が計算され
る。しかし、本発明の一つの観点によれば、ストリーム
の実数成分又は虚数成分のみがサンプリングされること
が必要である。
る。しかし、本発明の一つの観点によれば、ストリーム
の実数成分又は虚数成分のみがサンプリングされること
が必要である。
【００３４】Ｆ比は、２つの比較ブロックの第２及び第
３の出力信号を比較するために使用される。好ましく
は、Ｆ比の分子及び分母の対数を減算してＦ比を評価す
る。比較ブロックの連続する組のＦ比は、ガード区間の
境界を示すピークについて評価される。ピークの決定は
統計的有意テストを含む。
３の出力信号を比較するために使用される。好ましく
は、Ｆ比の分子及び分母の対数を減算してＦ比を評価す
る。比較ブロックの連続する組のＦ比は、ガード区間の
境界を示すピークについて評価される。ピークの決定は
統計的有意テストを含む。
【００３５】第１の動作モードでは評価間隔は固定の第
１の値を有し、第２の動作モードでは評価間隔は第２の
値を有し、変化する信号の状態への適応を可能とする。
本発明の一つの観点では、第２の動作モードにおいて、
連続する記号中のガード区間の位置の分散が記憶され、
評価間隔の値が記憶された分散に応じて調整される。
１の値を有し、第２の動作モードでは評価間隔は第２の
値を有し、変化する信号の状態への適応を可能とする。
本発明の一つの観点では、第２の動作モードにおいて、
連続する記号中のガード区間の位置の分散が記憶され、
評価間隔の値が記憶された分散に応じて調整される。
【００３６】本発明の他の観点では、ガード区間の境界
の検出に続いて、後続の記号中のガード区間の境界の検
出の開始前に、新しい組のサンプルがサンプリングさ
れ、有効区間について受け取られる。
の検出に続いて、後続の記号中のガード区間の境界の検
出の開始前に、新しい組のサンプルがサンプリングさ
れ、有効区間について受け取られる。
【００３７】本発明は、周波数分割多重信号の復調器を
提供し、そこで信号は記号期間ＴSを有するデータ記号
のストリームであり、記号は有効期間及びガード期間を
規定する。ガード区間は有効区間の一部の複製であり、
好ましくはその終期部分の循環的伸長である。ガード区
間の境界位置を検出するために、復調器内にタイミング
同期回路が設けられる。その回路は、好ましくはファー
スト−イン−ファースト−アウトメモリ（“ＦＩＦ
Ｏ”）として実現され、入力信号ｓiに接続され、好ま
しくはＦＦＴウィンドウのサイズであるＬ個のサンプル
を記憶することができ、ＦＦＴウィンドウに等しい区間
だけ入力信号ｓiを遅延させる第１の遅延回路を有す
る。入力信号のこの遅延バージョンは、それから入力信
号から減算される。入力信号又は差分信号の絶対値が計
算される。その回路は第２の遅延回路を有し、それは絶
対値を第１の所定間隔だけ遅延させる。加算／減算回路
は、遅延された絶対値を絶対値から減算し、加算／減算
回路の結果を蓄積するレジスタから取得されるフィード
バック信号を加算する。加算／減算回路の出力に従って
アドレスされるルックアップメモリは、加算／減算回路
により生成された結果の対数を保持する。第２の所定間
隔の遅延を提供する第３の遅延回路は、ルックアップメ
モリに接続された第１の入力を有する。第２の減算器は
ルックアップメモリに接続された第１の入力と、第２の
遅延回路の出力に接続された第２の入力とを有する。比
較回路は、それを閾値を比較するために減算器の出力に
接続される。
提供し、そこで信号は記号期間ＴSを有するデータ記号
のストリームであり、記号は有効期間及びガード期間を
規定する。ガード区間は有効区間の一部の複製であり、
好ましくはその終期部分の循環的伸長である。ガード区
間の境界位置を検出するために、復調器内にタイミング
同期回路が設けられる。その回路は、好ましくはファー
スト−イン−ファースト−アウトメモリ（“ＦＩＦ
Ｏ”）として実現され、入力信号ｓiに接続され、好ま
しくはＦＦＴウィンドウのサイズであるＬ個のサンプル
を記憶することができ、ＦＦＴウィンドウに等しい区間
だけ入力信号ｓiを遅延させる第１の遅延回路を有す
る。入力信号のこの遅延バージョンは、それから入力信
号から減算される。入力信号又は差分信号の絶対値が計
算される。その回路は第２の遅延回路を有し、それは絶
対値を第１の所定間隔だけ遅延させる。加算／減算回路
は、遅延された絶対値を絶対値から減算し、加算／減算
回路の結果を蓄積するレジスタから取得されるフィード
バック信号を加算する。加算／減算回路の出力に従って
アドレスされるルックアップメモリは、加算／減算回路
により生成された結果の対数を保持する。第２の所定間
隔の遅延を提供する第３の遅延回路は、ルックアップメ
モリに接続された第１の入力を有する。第２の減算器は
ルックアップメモリに接続された第１の入力と、第２の
遅延回路の出力に接続された第２の入力とを有する。比
較回路は、それを閾値を比較するために減算器の出力に
接続される。
【００３８】本発明の一つの観点からは、その回路は入
力信号ｓiに接続された第４の遅延回路を有し、それ
は、有効区間について遅延を提供しつつ、好ましくはＬ
個より少ないサンプルを記憶可能である。セレクタは第
１の遅延回路又は第４の遅延回路を選択する。
力信号ｓiに接続された第４の遅延回路を有し、それ
は、有効区間について遅延を提供しつつ、好ましくはＬ
個より少ないサンプルを記憶可能である。セレクタは第
１の遅延回路又は第４の遅延回路を選択する。
【００３９】本発明の更なる観点によれば、第１の遅延
回路及び加算／減算回路に接続された入力信号の絶対値
を計算するモジュールが存在する。
回路及び加算／減算回路に接続された入力信号の絶対値
を計算するモジュールが存在する。
【００４０】本発明の他の観点によれば、制御回路は、
タイミング同期回路中の処理のために入力信号の所定の
サンプルを選択し、データストリーム中の記号に対する
評価間隔の選択を可能とする。
タイミング同期回路中の処理のために入力信号の所定の
サンプルを選択し、データストリーム中の記号に対する
評価間隔の選択を可能とする。
【００４１】
【発明の実施の形態】本発明のこれら及び他の目的のよ
り良い理解のため、例としての本発明の詳細な説明が参
照され、それは添付の図面と共に読まれるべきである。
り良い理解のため、例としての本発明の詳細な説明が参
照され、それは添付の図面と共に読まれるべきである。
【００４２】再度図３及び４を参照すると、本発明によ
れば、ＣＯＦＤＭ信号に統計的手法を適用してガード区
間１０の終期部分を見つける。この方法は上述の欧州電
気通信規格に言及して説明されるが、前置又は後置され
たガード区間を有する多くの形態の周波数分割多重に適
用可能である。それにより、受信サンプル複素信号（実
線１２）及び有効区間６の大きさのみを与えられて、受
信機３２はガード区間の終期部分を見つけることができ
る。その方法は、ガード区間１０がデータ記号４の最後
の部分のコピーであるという事実に基づいている。受信
機３２内では、通信路からのエコー及びノイズ、並びに
局部発振器のエラーのため、ガード区間１０とデータ記
号４の最後の部分とは相違する。導入されるエラーがラ
ンダムであれば、統計的手法を適用することができる。
本発明によれば、受信複素信号は、送信機内で使用され
るものとほぼ同一のレートでサンプリングされる。差分
信号が、有効区間６に可能な限り近い期間により分離さ
れる受信サンプルの組について見つけ出される。この期
間は、適用される高速フーリエ変換（“ＦＦＴ”）のサ
イズ（即ち、２０４８又は８１９２サンプル）と等しく
すべきである。
れば、ＣＯＦＤＭ信号に統計的手法を適用してガード区
間１０の終期部分を見つける。この方法は上述の欧州電
気通信規格に言及して説明されるが、前置又は後置され
たガード区間を有する多くの形態の周波数分割多重に適
用可能である。それにより、受信サンプル複素信号（実
線１２）及び有効区間６の大きさのみを与えられて、受
信機３２はガード区間の終期部分を見つけることができ
る。その方法は、ガード区間１０がデータ記号４の最後
の部分のコピーであるという事実に基づいている。受信
機３２内では、通信路からのエコー及びノイズ、並びに
局部発振器のエラーのため、ガード区間１０とデータ記
号４の最後の部分とは相違する。導入されるエラーがラ
ンダムであれば、統計的手法を適用することができる。
本発明によれば、受信複素信号は、送信機内で使用され
るものとほぼ同一のレートでサンプリングされる。差分
信号が、有効区間６に可能な限り近い期間により分離さ
れる受信サンプルの組について見つけ出される。この期
間は、適用される高速フーリエ変換（“ＦＦＴ”）のサ
イズ（即ち、２０４８又は８１９２サンプル）と等しく
すべきである。
【００４３】
【数１０】
【００４４】と仮定し、Ｓiを差分信号をすると、ｓi及
びｓi-fftsizeは、絶対値が取得される現在及び先の入
力サンプルである。即ち、添字“ｉ”は入力値の線形時
間順序を指標する。入力信号がランダムであると仮定す
ると、Ｓiもランダムとなる。ガード区間内では、通信
路の影響のために同一とならないが、ｓiとｓi-fftsize
は近似する。よってＳiは小さい分散を有するランダム
信号である。ここで使用される“分散”の語は一般的に
値の広がりを示し、特定の数学的定義に限定されるもの
ではない。一般的に、一つの記号の有効部分は、次の記
号の有効部分と関連を有しない。ガード区間外では、Ｓ
iはランダムであり、非常に大きな分散を有する。ガー
ド区間の終期部分を見つけるために、差分信号Ｓiの分
散を監視し、ガード区間１０と有効区間６との境界で生
じる有意な増加を探す。また、発明者等は、ガード区間
１０の開始部分で分散の大きな減少が見られることも観
察した。
びｓi-fftsizeは、絶対値が取得される現在及び先の入
力サンプルである。即ち、添字“ｉ”は入力値の線形時
間順序を指標する。入力信号がランダムであると仮定す
ると、Ｓiもランダムとなる。ガード区間内では、通信
路の影響のために同一とならないが、ｓiとｓi-fftsize
は近似する。よってＳiは小さい分散を有するランダム
信号である。ここで使用される“分散”の語は一般的に
値の広がりを示し、特定の数学的定義に限定されるもの
ではない。一般的に、一つの記号の有効部分は、次の記
号の有効部分と関連を有しない。ガード区間外では、Ｓ
iはランダムであり、非常に大きな分散を有する。ガー
ド区間の終期部分を見つけるために、差分信号Ｓiの分
散を監視し、ガード区間１０と有効区間６との境界で生
じる有意な増加を探す。また、発明者等は、ガード区間
１０の開始部分で分散の大きな減少が見られることも観
察した。
【００４５】本発明の好適な実施形態では、入力信号の
サンプルを、少なくとも一つの記号期間ＴSを含む区間
にわたって記憶する。差分信号Ｓiの分散を、サンプル
の一つのブロックにわたって計算する。ブロックを複数
サンプル、ｎだけ時間的に遡り、分散を再度計算する。
これらの２つのブロックをここでは“比較ブロック”と
呼ぶ。先の比較ブロック中の分散に対する、第１の比較
ブロック中の現在の分散の比が見出される。それから、
Ｆ比の有意性テストを使用し、２つの比較ブロック間の
分散における有意な差を見つける。Ｆ比は以下の式で与
えられ、
サンプルを、少なくとも一つの記号期間ＴSを含む区間
にわたって記憶する。差分信号Ｓiの分散を、サンプル
の一つのブロックにわたって計算する。ブロックを複数
サンプル、ｎだけ時間的に遡り、分散を再度計算する。
これらの２つのブロックをここでは“比較ブロック”と
呼ぶ。先の比較ブロック中の分散に対する、第１の比較
ブロック中の現在の分散の比が見出される。それから、
Ｆ比の有意性テストを使用し、２つの比較ブロック間の
分散における有意な差を見つける。Ｆ比は以下の式で与
えられ、
【００４６】
【数１１】
【００４７】ここでｎは正の整数であり、ｉは入力サン
プルを指標し、ＶＡＲ（ｉ）は長さＮサンプルの値のブ
ロックの分散である。分散は以下のように定義される。
プルを指標し、ＶＡＲ（ｉ）は長さＮサンプルの値のブ
ロックの分散である。分散は以下のように定義される。
【００４８】
【数１２】
【００４９】ここで、Ｆ比有意性テストが好適な実施形
態において使用されるが、分散の変化に関連する信号を
与える２つの分散値の他の関数を使用することもでき
る。そのような関数はたくさん存在する。Ｆ比の長所
は、それがランダム入力信号について既知の確率分布を
有することであり、パフォーマンス分析及びシステム設
計の目的で便利な統計的分析を可能とする。また、Ｆ比
は本質的に信号を正規化し、その結果が信号レベルに依
存するものとなる。
態において使用されるが、分散の変化に関連する信号を
与える２つの分散値の他の関数を使用することもでき
る。そのような関数はたくさん存在する。Ｆ比の長所
は、それがランダム入力信号について既知の確率分布を
有することであり、パフォーマンス分析及びシステム設
計の目的で便利な統計的分析を可能とする。また、Ｆ比
は本質的に信号を正規化し、その結果が信号レベルに依
存するものとなる。
【００５０】本方法が図６を参照して記載され、そこに
おいて、ステップ３８で現在の評価ブロック中のサンプ
ルの組の第１の構成要素が測定される。ステップ４０で
一つの有効区間６（図３）の遅延が経験される。これ
は、ＦＩＦＯのようなディジタル遅延器、若しくは、等
価的に一有効区間だけサンプルをメモリ内にバッファ記
憶し、適切なメモリセルにアクセスすることにより達成
される。サンプルの組の第２の構成要素がステップ４２
で測定され、第１及び第２の構成要素間の差がステップ
４４で決定され、記憶される。現在のブロックの終期部
分が決定ステップ４６でテストされる。評価ブロックの
大きさはガード区間の長さを超えるべきではなく、非常
に小さくすることができる。現在のブロックの終期部分
に未だ到達しない場合、ステップ４８で他のサンプルを
獲得し、制御はステップ３８へ戻る。
おいて、ステップ３８で現在の評価ブロック中のサンプ
ルの組の第１の構成要素が測定される。ステップ４０で
一つの有効区間６（図３）の遅延が経験される。これ
は、ＦＩＦＯのようなディジタル遅延器、若しくは、等
価的に一有効区間だけサンプルをメモリ内にバッファ記
憶し、適切なメモリセルにアクセスすることにより達成
される。サンプルの組の第２の構成要素がステップ４２
で測定され、第１及び第２の構成要素間の差がステップ
４４で決定され、記憶される。現在のブロックの終期部
分が決定ステップ４６でテストされる。評価ブロックの
大きさはガード区間の長さを超えるべきではなく、非常
に小さくすることができる。現在のブロックの終期部分
に未だ到達しない場合、ステップ４８で他のサンプルを
獲得し、制御はステップ３８へ戻る。
【００５１】現在のブロック終期部分に達すると、ステ
ップ５０で現在のブロックの分散が測定され、２つのデ
ータ比較ブロックの一つとして処理される。ステップ５
２で、２つの比較ブロックの一つのグループが評価され
たかを決定するテストがなされる。このテストが否定的
であれば、ステップ５４でデータの他のブロックが獲得
され、その後制御はステップ３８へ戻る。データの他の
ブロックは、丁度終了したブロックに隣接している必要
はない。
ップ５０で現在のブロックの分散が測定され、２つのデ
ータ比較ブロックの一つとして処理される。ステップ５
２で、２つの比較ブロックの一つのグループが評価され
たかを決定するテストがなされる。このテストが否定的
であれば、ステップ５４でデータの他のブロックが獲得
され、その後制御はステップ３８へ戻る。データの他の
ブロックは、丁度終了したブロックに隣接している必要
はない。
【００５２】決定ステップ５２のテストが肯定的であれ
ば、ステップ５６で２つの比較ブロックのグループにつ
いてＦ比が計算される。ステップ５６で得られた結果は
ステップ６０でピーク検出へ供される。ピーク検出は、
以下に説明するように、任意的に有意性の統計的テスト
を含む。
ば、ステップ５６で２つの比較ブロックのグループにつ
いてＦ比が計算される。ステップ５６で得られた結果は
ステップ６０でピーク検出へ供される。ピーク検出は、
以下に説明するように、任意的に有意性の統計的テスト
を含む。
【００５３】ピークが検出されると、次に、その後の信
号再構成に必要なＦＦＴウィンドウの同期の目的で、ス
テップ６２においてガード区間の境界が確立される。ピ
ークが検出されないならば、データストリームの他の部
分から取得したサンプルのブロックと共に上述のプロセ
スを繰り返す。
号再構成に必要なＦＦＴウィンドウの同期の目的で、ス
テップ６２においてガード区間の境界が確立される。ピ
ークが検出されないならば、データストリームの他の部
分から取得したサンプルのブロックと共に上述のプロセ
スを繰り返す。
【００５４】例１ 図７を参照し、乱数発生器を使用して上述の欧州電気通
信規格に従って複素信号を生成し、白色ガウス雑音（Ｓ
ＮＲ＝３．７）を加えてライシーン（Ricean）通信路モ
ードを通じて伝送した。それから、データ記号を上述の
方法に従って分析した。結果の６個のデータ記号が図７
に示され、そこでは、ガード区間の開始と終了夫々にお
けるスパイク６６、６１は非常に大きいので、表示の便
宜上Ｆ比はライン６４として対数軸上にプロットされて
いる。
信規格に従って複素信号を生成し、白色ガウス雑音（Ｓ
ＮＲ＝３．７）を加えてライシーン（Ricean）通信路モ
ードを通じて伝送した。それから、データ記号を上述の
方法に従って分析した。結果の６個のデータ記号が図７
に示され、そこでは、ガード区間の開始と終了夫々にお
けるスパイク６６、６１は非常に大きいので、表示の便
宜上Ｆ比はライン６４として対数軸上にプロットされて
いる。
【００５５】幾つかの既知のピーク検出器を使用してガ
ード区間の終期部分を容易に見つけることができること
は図７から非常に明白であるけれども、サンプルの２つ
のブロックは同一の分散を有するか？、という問題に対
してより正確に解答するために統計的テストを適用する
ことができる。これは帰無仮説、Ｈ0であり、即ち、分
散は同一であり、Ｆ中に観察されるスパイクはランダム
変動のみによるものであるとする。Ｈ0が非常に低い確
率を有するならば、それを拒絶することができ、それは
ガード区間の開始又は終了の検出に対応するであろう。
ＣＯＦＤＭ記号が構成される方法から、ガード区間又は
有効区間内に完全に属する比較ブロックについてＨ0は
真であると予測されるが、比較ブロックがガード区間の
開始又は終了の境界にまたがる時には偽と予測される。
ランダムサンプルの比較ブロックが同一の母集団から導
かれているとすれば、Ｆの確率は以下の式により与えら
れ、
ード区間の終期部分を容易に見つけることができること
は図７から非常に明白であるけれども、サンプルの２つ
のブロックは同一の分散を有するか？、という問題に対
してより正確に解答するために統計的テストを適用する
ことができる。これは帰無仮説、Ｈ0であり、即ち、分
散は同一であり、Ｆ中に観察されるスパイクはランダム
変動のみによるものであるとする。Ｈ0が非常に低い確
率を有するならば、それを拒絶することができ、それは
ガード区間の開始又は終了の検出に対応するであろう。
ＣＯＦＤＭ記号が構成される方法から、ガード区間又は
有効区間内に完全に属する比較ブロックについてＨ0は
真であると予測されるが、比較ブロックがガード区間の
開始又は終了の境界にまたがる時には偽と予測される。
ランダムサンプルの比較ブロックが同一の母集団から導
かれているとすれば、Ｆの確率は以下の式により与えら
れ、
【００５６】
【数１３】
【００５７】ここで、Ｉ（）は不完全ベータ関数であ
り、
り、
【００５８】
【数１４】
【００５９】ｖ1及びｖ2は自由度数であり、それによっ
て第１及び第２の分散が評価される。この例では、ｎ＞
＝Ｎであるならばｖ1＝ｖ2＝（Ｎ−１）である。関数の
形状を図８に示す。統計的観点から、２つのブロックが
重ならないように、即ち、ｎ＞＝Ｎであるように、ｎは
十分に大きくすべきである。ブロックが重なると、第２
の分散の計算が、第１の分散の計算に使用されるサンプ
ルを使用することになる。これは、自由度数を効果的に
減少させ、それによって結果の有意性を減少させる。ｎ
＝Ｎの設定は良好に動作することが分かった。
て第１及び第２の分散が評価される。この例では、ｎ＞
＝Ｎであるならばｖ1＝ｖ2＝（Ｎ−１）である。関数の
形状を図８に示す。統計的観点から、２つのブロックが
重ならないように、即ち、ｎ＞＝Ｎであるように、ｎは
十分に大きくすべきである。ブロックが重なると、第２
の分散の計算が、第１の分散の計算に使用されるサンプ
ルを使用することになる。これは、自由度数を効果的に
減少させ、それによって結果の有意性を減少させる。ｎ
＝Ｎの設定は良好に動作することが分かった。
【００６０】式（１３）中の関数Ｑ（）は実際に一つの
末尾の確率を与える。Ｆが非常に大きいか非常に小さい
場合、Ｈ0を拒絶することができ、それにより２つの末
尾のテストが要求される。実際には２つの末尾は同一で
あり、よって２つの末尾のテストについては、確率は式
（１３）で与えられるものの２倍である。しかし、これ
はＦ＜１について、１より大きい確率値を生じる。従っ
て、確率ｐは以下のように計算され：
末尾の確率を与える。Ｆが非常に大きいか非常に小さい
場合、Ｈ0を拒絶することができ、それにより２つの末
尾のテストが要求される。実際には２つの末尾は同一で
あり、よって２つの末尾のテストについては、確率は式
（１３）で与えられるものの２倍である。しかし、これ
はＦ＜１について、１より大きい確率値を生じる。従っ
て、確率ｐは以下のように計算され：
【００６１】
【数１５】
【００６２】よって、（ｐ＞１）ならばｐ＝２−ｐであ
る。この確率はＨ0の生存度を反映する。従って、ｐが
小さいならＨ0は拒絶され、特定された確実性をもっ
て、比較ブロックが異なる分散を有するサンプル母集団
から来たものであるということができる。上記の欧州電
気通信規格の規格書は、相関アルゴリズムについてブロ
ックサイズＮは３２とすべきであると述べている。Ｎ＝
｛３２、６４｝が試験され、成功した。得られた確率関
数を、Ｎについてのこれらの値を使用して図９に示す。
好適な実施形態では、Ｈ0の拒絶のためにｐ＜＝０．０
５が設定された。
る。この確率はＨ0の生存度を反映する。従って、ｐが
小さいならＨ0は拒絶され、特定された確実性をもっ
て、比較ブロックが異なる分散を有するサンプル母集団
から来たものであるということができる。上記の欧州電
気通信規格の規格書は、相関アルゴリズムについてブロ
ックサイズＮは３２とすべきであると述べている。Ｎ＝
｛３２、６４｝が試験され、成功した。得られた確率関
数を、Ｎについてのこれらの値を使用して図９に示す。
好適な実施形態では、Ｈ0の拒絶のためにｐ＜＝０．０
５が設定された。
【００６３】正確な実行は、Ｆを計算し、次にｘを計算
し、次に不完全ベータ関数を計算し、次にｐを計算し、
次に閾値テストを適用する。ベータ関数は非常に複雑で
あるため、このアルゴリズムをハードウェアで実現する
ことは非常に難しい。好適な実施形態では、受領閾値及
びＮ個のパラメータを設定することはかなり単純であ
り、同一の結果を与え、そうしてＦについての上限値及
び下限値を定義する。その後、Ｆを計算し、それを上限
値及び下限値と比較することのみが必要である。ガード
区間の終期部分を簡単に見つけるために、安全にＦ＞１
と仮定することができる。Ｆの上限のみが必要となる。
Ｆの限界値を正確に計算するために、ニュートン−ラフ
ソンの公式などの、適当な根を求める方法を使用するこ
とができる。典型的な値が表１に示される。
し、次に不完全ベータ関数を計算し、次にｐを計算し、
次に閾値テストを適用する。ベータ関数は非常に複雑で
あるため、このアルゴリズムをハードウェアで実現する
ことは非常に難しい。好適な実施形態では、受領閾値及
びＮ個のパラメータを設定することはかなり単純であ
り、同一の結果を与え、そうしてＦについての上限値及
び下限値を定義する。その後、Ｆを計算し、それを上限
値及び下限値と比較することのみが必要である。ガード
区間の終期部分を簡単に見つけるために、安全にＦ＞１
と仮定することができる。Ｆの上限のみが必要となる。
Ｆの限界値を正確に計算するために、ニュートン−ラフ
ソンの公式などの、適当な根を求める方法を使用するこ
とができる。典型的な値が表１に示される。
【００６４】
【表１】
【００６５】この方法は、白色性ガウス雑音（ＳＮＲ＝
３．７）を追加し、特定の通信路モデルを使用する試験
で成功した。
３．７）を追加し、特定の通信路モデルを使用する試験
で成功した。
【００６６】式（１２）に与えられる分散の式は、シリ
コン中で実行するための乗算器を必要とする。Ｆの計算
は除算であり、そこでは、２つのブロックが同一のサイ
ズを有する限り、（Ｎ−１個の正規化定数は相殺する。
シリコン中では、正確な乗算及び除算は高価となる。好
適な実施形態中では、Ｆについて正確性は低いが依然と
して有効な値を与える単純化が実行される。Siはゼロ平
均を有すると推測され、よってサンプルのブロックから
平均を計算する必要は無い。これはまた、自由度数を
（Ｎ−１）からＮへと上昇させる。標準的な平方の式の
和を使用して分散を計算する代りに、分散を平均絶対偏
差により推定することができる。ＶＡＲ（ｉ）について
の式は、以下のようになる。
コン中で実行するための乗算器を必要とする。Ｆの計算
は除算であり、そこでは、２つのブロックが同一のサイ
ズを有する限り、（Ｎ−１個の正規化定数は相殺する。
シリコン中では、正確な乗算及び除算は高価となる。好
適な実施形態中では、Ｆについて正確性は低いが依然と
して有効な値を与える単純化が実行される。Siはゼロ平
均を有すると推測され、よってサンプルのブロックから
平均を計算する必要は無い。これはまた、自由度数を
（Ｎ−１）からＮへと上昇させる。標準的な平方の式の
和を使用して分散を計算する代りに、分散を平均絶対偏
差により推定することができる。ＶＡＲ（ｉ）について
の式は、以下のようになる。
【００６７】
【数１６】
【００６８】２つのブロックが同一のサイズを有するな
らば、Ｆの計算において（１／Ｎ）の係数を除して消す
ことができる。しかし、依然として２つの分散の除算が
残り、平方が要求される。これらは、２を底とする対数
により対処することができる。式（１６）の式（１１）
への代入は以下の式を与える。
らば、Ｆの計算において（１／Ｎ）の係数を除して消す
ことができる。しかし、依然として２つの分散の除算が
残り、平方が要求される。これらは、２を底とする対数
により対処することができる。式（１６）の式（１１）
への代入は以下の式を与える。
【００６９】
【数１７】
【００７０】２を底とする対数をとると、
【００７１】
【数１８】
【００７２】となる。よって、ｙを計算し、それをＦの
上限値の２を底とする対数と比較することのみが必要で
ある。比較は、限界値の対数を２（log2ｓa−log2ｓb）
から減算し、零と比較することにより行うことができ
る。係数２は限界値内に吸収することができる。
上限値の２を底とする対数と比較することのみが必要で
ある。比較は、限界値の対数を２（log2ｓa−log2ｓb）
から減算し、零と比較することにより行うことができ
る。係数２は限界値内に吸収することができる。
【００７３】２を底とする対数の計算は、その数が固定
小数点の小数部として記憶される場合、比較的簡単であ
る。小数部は、指数と分数の仮数とに分けることができ
る：ｘ＝Ａ２Bである。２を底とする対数をとると、log
ｘ＝logＡ＋Ｂである。Ａは小数部であるので、その対
数をルックアップテーブルを参照して見つけることが現
実的である。指数Ｂは、ＭＳＢの位置から見つけること
ができる（ｓa及びｓbは両方とも正の数であるから）。
小数点の小数部として記憶される場合、比較的簡単であ
る。小数部は、指数と分数の仮数とに分けることができ
る：ｘ＝Ａ２Bである。２を底とする対数をとると、log
ｘ＝logＡ＋Ｂである。Ａは小数部であるので、その対
数をルックアップテーブルを参照して見つけることが現
実的である。指数Ｂは、ＭＳＢの位置から見つけること
ができる（ｓa及びｓbは両方とも正の数であるから）。
【００７４】従って、加算及び減算のみの算術演算が必
要となるように計算を軽減することができる。この方法
を使用する場合、ｖ1＝ｖ2＝Ｎを使用して限界値をも再
計算すべきである。実際には、特定の応用について、好
ましくはｐ＝０．０５に有意性レベルを設定することが
できる。
要となるように計算を軽減することができる。この方法
を使用する場合、ｖ1＝ｖ2＝Ｎを使用して限界値をも再
計算すべきである。実際には、特定の応用について、好
ましくはｐ＝０．０５に有意性レベルを設定することが
できる。
【００７５】例えば、標準偏差、スキュー、様々のモー
メント、ヒストグラム、及び従来から既知の他の計算を
使用して、本発明の精神から外れることなく、分散の種
々の計算方法を使用可能であることが当業者には理解さ
れるであろう。
メント、ヒストグラム、及び従来から既知の他の計算を
使用して、本発明の精神から外れることなく、分散の種
々の計算方法を使用可能であることが当業者には理解さ
れるであろう。
【００７６】本発明の第１の代替実施形態では、絶対値
の代りに信号の実部及び虚部を使用することにより上述
の方法を使用する。この実施形態は、ハードウェアの経
済性を達成する。
の代りに信号の実部及び虚部を使用することにより上述
の方法を使用する。この実施形態は、ハードウェアの経
済性を達成する。
【００７７】本発明の第２の代替実施形態では、式（１
１）のｎのパラメータが最適化される。ガード区間の終
期で、２つのブロックは有効区間への遷移より多くまた
がり、分散中に明確な増加を与える。ｎ＞２のあらゆる
値の使用は、後続のブロックが境界まで移動する時に幾
つかの連続的な点が有意の増加を与えるという欠点を有
する。この小さな問題は、境界の検出後に無効な期間を
導入することにより容易に克服することができる。即
ち、一度スパイクが検出されると、他のスパイクを配置
する試みがなされる前に、ＦＦＴウィンドウと等しいサ
イズのサンプルの組が受け取られる。無効な期間は、誤
ったスパイクを導入しないという付加的な利益を有す
る。より大きなｎの値を使用する時、Ｈ0の雑音性のＦ
信号はほぼ同一を維持するが、スパイク６６、６１（図
７）は増加する。
１）のｎのパラメータが最適化される。ガード区間の終
期で、２つのブロックは有効区間への遷移より多くまた
がり、分散中に明確な増加を与える。ｎ＞２のあらゆる
値の使用は、後続のブロックが境界まで移動する時に幾
つかの連続的な点が有意の増加を与えるという欠点を有
する。この小さな問題は、境界の検出後に無効な期間を
導入することにより容易に克服することができる。即
ち、一度スパイクが検出されると、他のスパイクを配置
する試みがなされる前に、ＦＦＴウィンドウと等しいサ
イズのサンプルの組が受け取られる。無効な期間は、誤
ったスパイクを導入しないという付加的な利益を有す
る。より大きなｎの値を使用する時、Ｈ0の雑音性のＦ
信号はほぼ同一を維持するが、スパイク６６、６１（図
７）は増加する。
【００７８】例２ ｎの関数としての最大のＦ−スパイクの高さは、Ｆ中の
背景の変化と共に系統的に測定することができる。その
結果が表２に示される。
背景の変化と共に系統的に測定することができる。その
結果が表２に示される。
【００７９】
【表２】
【００８０】表２は、図７で分析された信号の最初の５
フレームを使用して作成された。表２の列（２）及び
（３）中の統計は、スパイクを計算から除外するため
に、Ｆ＞＝３．０であるあらゆる点を除外することによ
り行われた。そうしないと、スパイクは、それらが異な
る統計上の母集団からのものである場合でさえ、平均及
び標準偏差に影響を与える。
フレームを使用して作成された。表２の列（２）及び
（３）中の統計は、スパイクを計算から除外するため
に、Ｆ＞＝３．０であるあらゆる点を除外することによ
り行われた。そうしないと、スパイクは、それらが異な
る統計上の母集団からのものである場合でさえ、平均及
び標準偏差に影響を与える。
【００８１】その結果は、Ｆの背景変化であるＦs.d.が
ｎにより影響を受け、約０．２８の値へ漸近的に増加す
ることを示す。これは重なり合うブロックの効果のよう
である。例えば、Ｎ＝６４及びｎ＜６４について、それ
にわたって分散が計算されるブロックは幾つかの同一値
を含み、よって、相関を有するであろう。この法則をテ
ストするために、Ｆs.d.がｎ＞Ｎについて評価され、そ
の結果が表３に示される。
ｎにより影響を受け、約０．２８の値へ漸近的に増加す
ることを示す。これは重なり合うブロックの効果のよう
である。例えば、Ｎ＝６４及びｎ＜６４について、それ
にわたって分散が計算されるブロックは幾つかの同一値
を含み、よって、相関を有するであろう。この法則をテ
ストするために、Ｆs.d.がｎ＞Ｎについて評価され、そ
の結果が表３に示される。
【００８２】
【表３】
【００８３】ｎ＞＝Ｎ／２について、依存性は線形とな
る。Ｆが、サンプル毎ではなくｎサンプル毎に計算され
るならば、この依存性は減少する。しかし、これは、小
さいガード区間について、第１のブロックが完全にガー
ド区間内になく、第２のブロックが完全に有効区間内に
なくなるという危険を生じさせる。
る。Ｆが、サンプル毎ではなくｎサンプル毎に計算され
るならば、この依存性は減少する。しかし、これは、小
さいガード区間について、第１のブロックが完全にガー
ド区間内になく、第２のブロックが完全に有効区間内に
なくなるという危険を生じさせる。
【００８４】本発明の第３の代替的実施形態が図１０に
示され、それはタイミング同期回路７０を概略的に示
す。その回路は複素入力信号７２を受け取り、その入力
の絶対値を作る回路モジュール７４を有し、それはノー
ド８３から取得される。回路モジュール７４は、続いて
処理されている値が無符号の数であることを確実とす
る。回路モジュール７４への入力は、減算器７５により
作られる差分信号であり、その減算器７５は入力とし
て、入力信号７２と、遅延回路７９により処理された入
力信号７２の遅延バージョンとを取得し、その遅延回路
７９は好ましくは長さＬのＦＩＦＯ７７として実現さ
れ、ＬはＦＦＴウィンドウの大きさである。上述のよう
に、入力信号７２が、実数、虚数、複素数、または複素
数の絶対値である場合でさえ、この回路を動作させるこ
とができる。入力信号７２が実数、又は虚数の場合、回
路モジュール７４を変形し、減算器７５の出力の符号を
除去するあらゆる既知の回路とし、若しくは等価的に符
号を設定して出力が単調に累積する、即ち、回路が単極
性の出力を有するようにすることができる。回路モジュ
ール７４の出力は、最終的にディジタル遅延回路内へク
ロックされ、その遅延回路は好ましくはＦＩＦＯ７８と
して実行される。ＦＩＦＯ７８が一杯になると、信号Ｓ
ＩＧ１ ８０が出力され、ＡＮＤゲート８２により示す
ようにＦＩＦＯ７８の出力が使用可能となる。また、加
算／減算回路８４がノード７６に接続されており、その
出力がレジスタ８６内に記憶される。加算／減算回路８
４の出力の遅延バージョンは、レジスタ８６から取得さ
れ、加算／減算回路８４の第２入力としてライン８８を
フィードバックされる。信号ＳＩＧ１ ８０が出力され
た場合、比較ブロック中のサンプル数である第１の所定
間隔Ｎだけ遅延された、回路モジュール７４の出力のバ
ージョンは、ノード７６上の信号から減算される。
示され、それはタイミング同期回路７０を概略的に示
す。その回路は複素入力信号７２を受け取り、その入力
の絶対値を作る回路モジュール７４を有し、それはノー
ド８３から取得される。回路モジュール７４は、続いて
処理されている値が無符号の数であることを確実とす
る。回路モジュール７４への入力は、減算器７５により
作られる差分信号であり、その減算器７５は入力とし
て、入力信号７２と、遅延回路７９により処理された入
力信号７２の遅延バージョンとを取得し、その遅延回路
７９は好ましくは長さＬのＦＩＦＯ７７として実現さ
れ、ＬはＦＦＴウィンドウの大きさである。上述のよう
に、入力信号７２が、実数、虚数、複素数、または複素
数の絶対値である場合でさえ、この回路を動作させるこ
とができる。入力信号７２が実数、又は虚数の場合、回
路モジュール７４を変形し、減算器７５の出力の符号を
除去するあらゆる既知の回路とし、若しくは等価的に符
号を設定して出力が単調に累積する、即ち、回路が単極
性の出力を有するようにすることができる。回路モジュ
ール７４の出力は、最終的にディジタル遅延回路内へク
ロックされ、その遅延回路は好ましくはＦＩＦＯ７８と
して実行される。ＦＩＦＯ７８が一杯になると、信号Ｓ
ＩＧ１ ８０が出力され、ＡＮＤゲート８２により示す
ようにＦＩＦＯ７８の出力が使用可能となる。また、加
算／減算回路８４がノード７６に接続されており、その
出力がレジスタ８６内に記憶される。加算／減算回路８
４の出力の遅延バージョンは、レジスタ８６から取得さ
れ、加算／減算回路８４の第２入力としてライン８８を
フィードバックされる。信号ＳＩＧ１ ８０が出力され
た場合、比較ブロック中のサンプル数である第１の所定
間隔Ｎだけ遅延された、回路モジュール７４の出力のバ
ージョンは、ノード７６上の信号から減算される。
【００８５】ライン８８上の信号はルックアップテーブ
ルへのインデックスであり、好ましくはリード−オンリ
ー−メモリ（“ＲＯＭ”）により実行され、ＲＯＭ９０
として示される。ＲＯＭ９０のアドレスはライン８８上
の信号の振幅の２を底とする対数を含み、それはその後
ノード９２に現れる。ノード９２は減算器９４に接続さ
れ、且つ、ＦＩＦＯ９８として示される遅延回路に接続
され、その遅延回路は式（１７）の中央の項の分母を作
るために使用される。
ルへのインデックスであり、好ましくはリード−オンリ
ー−メモリ（“ＲＯＭ”）により実行され、ＲＯＭ９０
として示される。ＲＯＭ９０のアドレスはライン８８上
の信号の振幅の２を底とする対数を含み、それはその後
ノード９２に現れる。ノード９２は減算器９４に接続さ
れ、且つ、ＦＩＦＯ９８として示される遅延回路に接続
され、その遅延回路は式（１７）の中央の項の分母を作
るために使用される。
【００８６】減算器９４は、比較回路１０６中の所定の
閾値ＦLIMITの２を底とする対数と比較される信号を生
成し、その比較回路は簡単のため比較器１１０に接続さ
れた加算器１０８として示される。出力信号ＳＹＮＣ１
１２は、ガード区間の境界の位置が検出された時に出力
される。
閾値ＦLIMITの２を底とする対数と比較される信号を生
成し、その比較回路は簡単のため比較器１１０に接続さ
れた加算器１０８として示される。出力信号ＳＹＮＣ１
１２は、ガード区間の境界の位置が検出された時に出力
される。
【００８７】現在の好適な実施形態においては実行され
ていないが、ＦＩＦＯ７７のサイズを動的にに構成し、
評価されている区間のサイズを動作状態に応じて調整可
能とすることができる。これは、ノード９２上の値を、
それらの値の分散を計算するためにＲＡＭ１１４内に記
憶することにより便利に行うことができる。
ていないが、ＦＩＦＯ７７のサイズを動的にに構成し、
評価されている区間のサイズを動作状態に応じて調整可
能とすることができる。これは、ノード９２上の値を、
それらの値の分散を計算するためにＲＡＭ１１４内に記
憶することにより便利に行うことができる。
【００８８】図１１を参照して説明される第４の代替的
実施形態では、図１０に示す実施形態と同様の構成は同
一の参照符号を有する。タイミング同期回路１１６は、
ここでは遅延回路７９が、その一方がマルチプレクサ１
０２により選択されるＦＩＦＯ７７及び他のＦＩＦＯ１
００として実現される点を除いてタイミング同期回路７
０と同様である。両方のＦＩＦＯ７７、１００は同一の
遅延を提供するが、両者の容量は異なる。ＦＩＦＯ１０
０はＦＦＴウィンドウのサイズに等しい区間中に取得さ
れるサンプルの記憶ができ、通常は、動作の第１モー
ド、例えばチャンネル獲得中に、ガード区間の境界位置
を検出するために全体の記号を評価することが必要な時
に選択される。上記の欧州電気通信規格中では、８Ｋま
でのデータ記憶が、それに見合う資源要求と共に要求さ
れている。それに続く動作中では、ガード区間の境界の
およその位置を先の記号の歴史から知ることができる。
動作の第２モードでは、従って、ガード区間の境界位置
を確認するために、かなり小さい区間を評価することの
みが必要となる。分散の計算に使用されるサンプル数は
少数、好ましくは３２又は６４に維持することができ、
従って、かなり小さいＦＩＦＯ７７が計算値を保持する
ために選択される。それにより節約される資源を変調器
内の他の機能に使用することができ、大型のＦＩＦＯ１
００により使用されたメモリも他の目的に再割当てする
ことができる。
実施形態では、図１０に示す実施形態と同様の構成は同
一の参照符号を有する。タイミング同期回路１１６は、
ここでは遅延回路７９が、その一方がマルチプレクサ１
０２により選択されるＦＩＦＯ７７及び他のＦＩＦＯ１
００として実現される点を除いてタイミング同期回路７
０と同様である。両方のＦＩＦＯ７７、１００は同一の
遅延を提供するが、両者の容量は異なる。ＦＩＦＯ１０
０はＦＦＴウィンドウのサイズに等しい区間中に取得さ
れるサンプルの記憶ができ、通常は、動作の第１モー
ド、例えばチャンネル獲得中に、ガード区間の境界位置
を検出するために全体の記号を評価することが必要な時
に選択される。上記の欧州電気通信規格中では、８Ｋま
でのデータ記憶が、それに見合う資源要求と共に要求さ
れている。それに続く動作中では、ガード区間の境界の
およその位置を先の記号の歴史から知ることができる。
動作の第２モードでは、従って、ガード区間の境界位置
を確認するために、かなり小さい区間を評価することの
みが必要となる。分散の計算に使用されるサンプル数は
少数、好ましくは３２又は６４に維持することができ、
従って、かなり小さいＦＩＦＯ７７が計算値を保持する
ために選択される。それにより節約される資源を変調器
内の他の機能に使用することができ、大型のＦＩＦＯ１
００により使用されたメモリも他の目的に再割当てする
ことができる。
【００８９】制御ブロック８１は、連続的記号のデータ
ストリーム中の記号境界に対する評価間隔を任意的に促
進させ、また、無効な期間についての遅延に使用するこ
ともできる。結局、移動する評価間隔は、現在の記号の
ガード区間の境界にまたがり、それから同期が決定され
る。評価間隔のサイズは、メモリの使用を最小化し、依
然として評価間隔中の統計的有意性を達成するのに十分
に大きいように選択される。評価間隔、及びＦＩＦＯ７
７のサイズは統計的又は動的に構成することができる。
ストリーム中の記号境界に対する評価間隔を任意的に促
進させ、また、無効な期間についての遅延に使用するこ
ともできる。結局、移動する評価間隔は、現在の記号の
ガード区間の境界にまたがり、それから同期が決定され
る。評価間隔のサイズは、メモリの使用を最小化し、依
然として評価間隔中の統計的有意性を達成するのに十分
に大きいように選択される。評価間隔、及びＦＩＦＯ７
７のサイズは統計的又は動的に構成することができる。
【００９０】本発明を、ここに開示した構造を参照して
説明してきたが、それは記載された詳細に限定されるも
のではなく、本出願は以下の請求の範囲の視野に属する
あらゆる修正及び変更をカバーすることを意図してい
る。
説明してきたが、それは記載された詳細に限定されるも
のではなく、本出願は以下の請求の範囲の視野に属する
あらゆる修正及び変更をカバーすることを意図してい
る。
【図１】ＣＯＦＤＭサブチャンネルのスペクトルを示
す。
す。
【図２】ＣＯＦＤＭ信号中の多キャリアの周波数スペク
トルを示す。
トルを示す。
【図３】ＣＯＦＤＭに従う信号の図であり、データ記号
フォーマットを示す。
フォーマットを示す。
【図４】ＦＦＴを基礎としたＣＯＦＤＭシステムのブロ
ック図である。
ック図である。
【図５】ＣＯＦＤＭ信号配列中のある摂動を示す。
【図６】本発明の好適な実施形態によるタイミング同期
方法の流れ図である。
方法の流れ図である。
【図７】粗いタイミング同期について幾つかのデータ記
号に対して行われるＦ比テストのプロットである。
号に対して行われるＦ比テストのプロットである。
【図８】異なる自由度についての不完全ベータ関数のプ
ロットである。
ロットである。
【図９】本発明の統計的有意性のテストを理解するのに
有用なプロットである。
有用なプロットである。
【図１０】本発明の代替的実施形態による同期回路の電
気的概略図である。
気的概略図である。
【図１１】本発明の他の代替的実施形態による同期回路
の電気的概略図である。
の電気的概略図である。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 ジョナサン パーカー イギリス国，ビーエイ２ ３エヌゼット バス，オールドフィールド パーク，サー ド アヴェニュー 66 (72)発明者 アンソニー ピーター ジョン クレイド ン イギリス国，ビーエイ２ ６ビーゼット エイヴォン，バス，シドニー ビルディン グス 14
Claims (7)
- 【請求項１】 通信路を通って伝送され、記号期間ＴS
を有するデータストリーム中の記号の境界を決定する方
法であって、前記記号は有効区間とガード区間とを有
し、前記ガード区間は前記有効区間の一部の複製である
方法において、 前記ストリームの第１の部分をサンプリングする工程で
あって、前記第１の部分は前記有効区間により分離され
てデータの第１の比較ブロックを形成する工程と、 前記ストリームの第２の部分をサンプリングする工程で
あって、前記第２の部分は前記有効区間により分離され
てデータの第２の比較ブロックを形成する工程と、 前記第１の比較ブロック及び前記第２の比較ブロックの
統計値を計算する工程と、を備える方法。 - 【請求項２】 前記統計値はＦ比を含む請求項１に記載
の方法。 - 【請求項３】 記号期間ＴSを有するデータ記号のスト
リームを復号化する方法であって、前記記号は有効区間
とガード区間とを有し、前記ガード区間は前記有効区間
の一部の複製である方法において、 前記記号期間ＴSの評価間隔中に、サンプリング間隔で
前記ストリームをサンプリングする工程と、 サンプルを複数の組に関連付ける工程であって、各前記
組は第１の構成要素及び第２の構成要素を有し、各前記
第１の構成要素は前記ストリーム中で前記第２の構成要
素から前記有効区間により分離され、前記第１の構成要
素及び前記第２の構成要素は夫々第１のブロック及び第
２のブロックに属し、前記第１のブロック及び前記第２
のブロックは前記ガード区間より大きくない工程と、 各前記組について、各前記組の前記第１の構成要素及び
前記第２の構成要素の関数を決定し、前記関数を示す第
１の出力信号を出力する工程と、 前記第１の出力信号の分散を測定する工程と、 前記分散を示す第２の出力信号を出力する工程と、 前記ストリームに対して前記第１のブロック及び前記第
２のブロックを変位させ、サンプルを関連付ける前記工
程を繰り返し、関数を決定し、分散を測定し、第３の出
力信号を出力する工程と、 前記第２の出力信号を前記第３の出力信号と比較し、前
記比較を示す第４の出力信号を出力する工程と、 前記第４の出力信号中の所定の基準を検出する工程であ
って、前記基準は前記ガード区間と前記有効区間との境
界を示す工程と、を備える方法。 - 【請求項４】 記号期間ＴSを有するデータ記号のスト
リームを復号化する方法であって、前記記号は有効区間
とガード区間とを有し、前記ガード区間は前記有効区間
の一部の循環的伸長である方法において、 前記記号期間ＴSの評価間隔中に、サンプリング間隔で
前記ストリームをサンプリングする工程と、 サンプルを複数の組に関連付ける工程であって、各前記
組は第１の構成要素及び第２の構成要素を有し、各前記
第１の構成要素は前記ストリーム中で前記第２の構成要
素から前記有効区間により分離され、前記第１の構成要
素及び前記第２の構成要素は夫々第１のブロック及び第
２のブロックに属し、前記第１のブロック及び前記第２
のブロックは前記ガード区間より大きくない工程と、 各前記組について、各前記組の前記第１の構成要素及び
前記第２の構成要素の関数を決定し、前記関数を示す第
１の出力信号を出力する工程と、 前記第１の出力信号の分散を測定する工程と、 前記分散を示す第２の出力信号を出力する工程と、 前記ストリームに対して前記第１のブロック及び前記第
２のブロックを変位させ、サンプルを関連付ける前記工
程を繰り返し、関数を決定し、分散を測定し、第３の出
力信号を出力する工程と、 前記第２の出力信号を前記第３の出力信号と比較し、前
記比較を示す第４の出力信号を出力する工程と、 前記第４の出力信号中の所定の基準を検出する工程であ
って、前記基準は前記ガード区間と前記有効区間との境
界を示す工程と、を備える方法。 - 【請求項５】 記号期間ＴSを有するデータ記号のスト
リームを復号化する方法であって、前記記号は有効区間
とガード区間とを有し、前記ガード区間は前記有効区間
の終期部分の循環的伸長である方法において、 前記記号期間ＴSの評価間隔中に、サンプリング間隔で
前記ストリームをサンプリングする工程と、 サンプルを複数の組に関連付ける工程であって、各前記
組は第１の構成要素及び第２の構成要素を有し、各前記
第１の構成要素は前記ストリーム中で前記第２の構成要
素から前記有効区間により分離され、前記第１の構成要
素及び前記第２の構成要素は夫々第１のブロック及び第
２のブロックに属し、前記第１のブロック及び前記第２
のブロックは前記ガード区間より大きくない工程と、 各前記組について、各前記組の前記第１の構成要素及び
前記第２の構成要素の差を決定し、前記差を示す第１の
出力信号を出力する工程と、 前記第１の出力信号の振幅の分散を測定する工程と、 前記分散を示す第２の出力信号を出力する工程と、 前記ストリームに対して前記第１のブロック及び前記第
２のブロックを変位させ、サンプルを関連付ける前記工
程を繰り返し、差を決定し、分散を測定し、第３の出力
信号を出力する工程と、 前記第２の出力信号の振幅と前記第３の出力信号の振幅
とのＦ比を決定し、前記Ｆ比を示す第４の出力信号を出
力する工程と、 前記第４の出力信号中の所定の振幅を検出する工程であ
って、前記振幅は前記ガード区間と前記有効区間との境
界を示す工程と、を備える方法。 - 【請求項６】 周波数分割多重により変調された信号を
復調するためのタイミング同期方法であって、前記信号
は記号期間ＴSを有するデータ記号のストリームを有
し、前記記号は有効区間とガード区間とを有し、前記ガ
ード区間は前記有効区間の一部分の複製である方法にお
いて、 少なくとも前記記号期間ＴSについて、サンプリング間
隔で前記ストリームを時間的にサンプリングする工程
と、 サンプルを複数の組に関連付ける工程であって、各前記
組は第１の構成要素及び第２の構成要素を有し、各前記
第１の構成要素は前記ストリーム中で前記第２の構成要
素から前記有効区間により分離され、前記第１の構成要
素及び前記第２の構成要素は夫々第１のブロック及び第
２のブロックに属し、前記第１のブロック及び前記第２
のブロックは前記ガード区間より大きくない工程と、 各前記組について、各前記組の前記第１の構成要素及び
前記第２の構成要素の差を決定し、前記差を示す第１の
出力信号を出力する工程と、 前記第１の出力信号の振幅の分散を測定する工程と、 前記分散を示す第２の出力信号を出力する工程と、 前記ストリームに対して前記第１のブロック及び前記第
２のブロックを変位させ、サンプルを関連付ける前記工
程を繰り返し、差を決定し、分散を測定し、第３の出力
信号を出力する工程と、 前記第２の出力信号の振幅と前記第３の出力信号の振幅
とのＦ比を決定し、前記Ｆ比を示す第４の出力信号を出
力する工程と、 前記第４の出力信号中の所定の振幅を検出する工程であ
って、前記振幅は前記ガード区間と前記有効区間との境
界を示す工程と、を備える方法。 - 【請求項７】 周波数分割多重信号の復調器であって、
前記信号は記号期間ＴSを有するデータ記号のストリー
ムを有し、前記記号は有効区間とガード区間とを有し、
前記ガード区間は前記有効区間の一部分の複製であり、
前記復調器は前記ガード区間の境界位置を検出するタイ
ミング同期回路を備え、前記回路は、 第１の所定間隔の遅延を提供し、サンプリングされた入
力信号を受け取る第１の遅延回路と、 前記入力信号から前記第１の遅延回路の出力を減算する
第１の減算器と、 前記第１の減算器に接続され、入力に比例する単極性振
幅を有する信号を生成する第１の回路と、 前記第１の回路の出力に接続された第２の遅延回路と、 前記第１の回路の前記出力に接続された第１の入力と、
前記第２の遅延回路の出力に接続された第２の入力と、
第３の入力と、を有する加減算回路と、 前記加減算回路の出力を蓄積するレジスタであって、前
記レジスタは前記第３の入力に接続されるレジスタと、 前記加減算回路の出力に従ってアドレスされ、前記加算
器の前記出力の対数を呼び出すルックアップメモリと、 第２の所定間隔の遅延を提供し、前記ルックアップメモ
リに接続された入力を有する第３の遅延回路と、 前記ルックアップメモリに接続された第１の入力と、前
記第３の遅延回路の出力に接続された第２の入力と、を
有する第２の減算器と、 前記第２の減算器の出力に接続され、前記第２の減算器
の出力を閾値と比較する比較回路と、を備える復調器。
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Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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Families Citing this family (17)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100234329B1 (ko) * | 1997-09-30 | 1999-12-15 | 윤종용 | Ofdm 시스템 수신기의 fft 윈도우 위치 복원장치 및 그 방법_ |
| US6167351A (en) * | 1998-03-24 | 2000-12-26 | Tektronix, Inc. | Period determination of a periodic signal |
| JP3850452B2 (ja) * | 1998-08-24 | 2006-11-29 | 三菱電機株式会社 | 信号復調装置、およびこの信号復調装置における受信制御方法 |
| KR100510637B1 (ko) * | 1998-11-07 | 2006-02-28 | 엘지전자 주식회사 | Dvb 시스템의 동기 검출 장치 |
| GB2353680A (en) * | 1999-08-27 | 2001-02-28 | Mitsubishi Electric Inf Tech | OFDM frame synchronisation |
| US6967936B1 (en) * | 2000-02-11 | 2005-11-22 | Lucent Technologies Inc. | Uplink timing synchronization and access control for a multi-access wireless communication system |
| EP1128592A3 (en) * | 2000-02-23 | 2003-09-17 | NTT DoCoMo, Inc. | Multi-carrier CDMA and channel estimation |
| US6920182B2 (en) | 2001-01-09 | 2005-07-19 | Microtune (Texas), L.P. | Delta-sigma modulator system and method |
| KR100425297B1 (ko) * | 2001-06-11 | 2004-03-30 | 삼성전자주식회사 | 효율적인 심볼 타이밍 옵셋을 추정하는 ｏｆｄｍ 수신시스템 및 그 방법 |
| CN100379212C (zh) * | 2002-01-23 | 2008-04-02 | 华为技术有限公司 | 一种查找表电路的实现方法 |
| US7623599B2 (en) * | 2005-11-21 | 2009-11-24 | Freescale Semiconductor, Inc. | Blind bandwidth detection for a sample stream |
| US8284825B2 (en) * | 2008-06-06 | 2012-10-09 | Maxim Integrated Products, Inc. | Blind channel quality estimator |
| WO2011051448A2 (en) | 2009-10-30 | 2011-05-05 | Bangor University | Synchronisation process in optical frequency division multiplexing transmission systems |
| CN101902677B (zh) * | 2010-06-23 | 2015-01-28 | 中兴通讯股份有限公司 | 音频检测装置及方法 |
| KR101121086B1 (ko) * | 2010-11-10 | 2012-03-16 | 충남대학교산학협력단 | 유니크 워드 기반 주파수 영역 등화기 기반 단일반송파 방식을 위한 채널 추정 기법 |
| GB2489922A (en) | 2011-04-06 | 2012-10-17 | Univ Bangor | Synchronising optical OFDM signal with pattern of DC offset levels superimposed upon OFDM symbols |
| CN117826071B (zh) * | 2024-03-06 | 2024-05-28 | 成都大公博创信息技术有限公司 | 基于中频触发实现多采集模块宽带校准的测向系统及方法 |
Family Cites Families (5)
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|---|---|---|---|---|
| DE69434306T2 (de) * | 1993-01-20 | 2005-11-10 | Koninklijke Philips Electronics N.V. | Verfahren zur Abtrennung einer Blockfrequenz aus einem blockformattierten Signal |
| GB2278257B (en) * | 1993-05-05 | 1996-10-02 | British Broadcasting Corp | Receiving equipment for digital transmissions |
| EP0982907B1 (en) * | 1994-05-09 | 2005-03-09 | Victor Company Of Japan, Limited | Reference subcarrier setting for multicarrier transmission |
| SE514986C2 (sv) * | 1995-03-01 | 2001-05-28 | Telia Ab | Metod och anordning för synkronisering vid OFDM-system |
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-
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-
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Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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