JPH10164848A

JPH10164848A - 電力変換装置

Info

Publication number: JPH10164848A
Application number: JP8315326A
Authority: JP
Inventors: Hiroshi Ogasawara; 宏小笠原
Original assignee: Matsushita Electric Works Ltd
Current assignee: Panasonic Electric Works Co Ltd
Priority date: 1996-11-26
Filing date: 1996-11-26
Publication date: 1998-06-19

Abstract

(57)【要約】【課題】回路部品のばらつき等があっても圧電トランス
の電力変換効率を常に最大とし且つ出力を調整できる電
力変換装置を提供する。【解決手段】圧電トランス駆動回路３は周波数制御回路
７により制御されて圧電トランス４に駆動電圧Ｖ₃を出
力する。圧電トランス４は駆動電圧Ｖ₃で駆動されて出
力（電圧Ｖ₄，電流Ｉ₄）を負荷２に供給する。出力電
圧検出回路５で出力電圧Ｖ₄を検出し、微分回路６でそ
の微分値を得る。周波数制御回路７は共振周波数ｆ_Aよ
りも高い周波数ｆ₀から周波数を連続的に低下（スイー
プ）させる。共振周波数ｆ_A付近の周波数ｆ₁となった
ときに、微分回路６から与えられる検出電圧の微分値が
略ゼロとなる。このとき、周波数制御回路７は周波数の
スイープを停止し、駆動電圧Ｖ₃の周波数ｆを共振周波
数ｆ₁に維持する。その結果圧電トランス４の電力変換
効率ηを最大値に極めて近い値とできる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、圧電トランスを用
いた電力変換装置に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】近年、放電灯等を負荷とする電力変換装
置において、電磁型トランスに代わるものとして、電磁
型トランスよりも小型化が可能であって効率もよい圧電
トランスが注目されている。このような圧電トランスを
用いて放電灯の連続的な放電を可能ならしめるための電
力変換装置の例が特開平７−２２０８８８号公報に開示
されている。以下、この公報に記載されている従来装置
について説明する。

【０００３】図３３は上記従来装置を示すブロック構成
図、図３４は図３３における自励方式の駆動回路２６の
回路構成図、図３５は図３３における電流検出回路３２
の回路構成図、図３６は放電灯Ｌａと圧電トランス２８
の特性を示す特性曲線である。図示するようにこの電力
変換装置２０は、直流電源２２からの直流電圧Ｖａを任
意の電圧に昇圧或い降圧するチョッパ回路２４を有して
おり、このチョッパ回路２４の出力電圧Ｖｂは駆動回路
２６に入力される。

【０００４】この駆動回路２６は、圧電トランス２８に
対して周期的に反転する電圧Ｖｃを印加するものであ
る。圧電トランス２８は、後述するように圧電セラミッ
ク素子よりなり、上記した電圧の印加により出力側に高
い電力を発生させるものである。この圧電トランス２８
の出力を例えば冷陰極管などの放電灯Ｌａに印加するこ
とによりこれを点弧し且つ放電を継続させるようになっ
ている。

【０００５】この放電灯Ｌａには、これに流れる電流
（ランプ電流）を検出するために電流検出回路３２が接
続されており、この検出値は圧電トランス２８の出力を
制御して放電灯Ｌａの発光量を調節する発光量制御部３
３に接続されている。具体的には、この発光量制御部３
３は、電流検出回路３２からの検出値を示す電圧と基準
電圧３４との差電圧を増幅する誤差増幅回路３６と、こ
の回路３６からの誤差電圧を基に出力パルス幅が可変さ
れる、例えばパルス幅変調を用いたパルス幅制御回路
（ＰＷＭ）３８とよりなり、この制御回路３８より出力
される制御信号により上記チョッパ回路２４のパルス幅
を制御して出力電圧Ｖｂを調整するようになっている。

【０００６】ここで、駆動回路２６と圧電トランス２８
との回路構成を図３４も参照して説明する。図示するよ
うにこの駆動回路２６は、自励式の駆動回路であり、２
つのトランジスタ、例えばＰＮＰトランジスタよりなる
第１のスイッチトランジスタ４０とＮＰＮトランジスタ
よりなる第２のスイッチトランジスタ４２をコレクタ同
士結合することにより相補形出力として構成される。上
記第１のスイッチトランジスタ４０のエミッタは、電圧
Ｖｂが印加される一方の端子Ａ１に接続され、第２のス
イッチトランジスタ４２のエミッタは、他方の端子Ａ２
に接続される。上記２つのトランジスタ４０、４２のベ
ース電流を制御するために例えばＰＮＰトランジスタよ
りなるトランジスタ４４が設けられる。

【０００７】上記端子Ａ１には、第１の抵抗Ｒ₀₁及び第
１のダイオードＤ₀₁を介して第２のスイッチトランジス
タ４２のベースが接続され、この第１のダイオードＤ₀₁
の順方向はベース側になるように介設される。また、第
１のスイッチトランジスタ４０のベースは第２の抵抗Ｒ
₀₂を介してトランジスタ３４のコレクタに接続されると
共にこのコレクタにはこのコレクタ側を順方向とした第
２のダイオードＤ₀₂が第１の抵抗Ｒ₀₁と第１のダイオー
ドＤ₀₁の接続点との間で接続されている。また、このト
ランジスタ３４のエミッタは、端子Ａ２に接続されると
共にこのベースは第３の抵抗Ｒ₀₃に接続されている。

【０００８】一方、圧電トランス２８は、例えばジルコ
ン酸チタン酸鉛等を焼成してなる薄板状の圧電セラミッ
ク素子４６を有している。このセラミック素子４６の長
さ、幅、厚みは例えばそれぞれ２８ｍｍ、７．５ｍｍ、
２．０ｍｍ程度に設定されている。このセラミック素子
４６の図中左側の駆動部の上下面には例えば銀焼付け等
により得られた一対の入力電極４８，５０が形成され
る。また、セラミック素子４６の右半分である発電部の
端面には出力電極５４が形成され、離間させて帰還電極
５２が並設される。各電極４８，５０，５４の面積は、
これらの電極相互間で形成される静電容量を最適な値に
設定するように規定される。一方の入力電極４８は、端
子Ａ１に接続され、他方の入力電極５０は、第１及び第
２のスイッチトランジスタ４０，４２の両コレクタの接
続点に接続される。また、帰還電極５２は第３の抵抗Ｒ
₀₃に接続される。また、端子Ａ１は、電流検出回路３２
を介して放電灯Ｌａの一方の電極５６に接続され、出力
電極５４は他方の電極５８に接続されている。

【０００９】一方、電流検出回路３２は、図３５に示す
ようにその順万向が相互に逆方向となるように並列接続
された一対のダイオードＤ₀₃，Ｄ₀₄よりなり、セラミッ
ク素子４６の出力電極５４側が順方向となるように設け
たダイオードＤ₀₃に直列に可変抵抗Ｒ₀₅を接続し、この
可動端子６０から電流値を示す検出電圧を出力するよう
になっている。

【００１０】次に、動作について説明する。まず、直流
電源２２からの直流電圧Ｖａは、チョッパ回路２４にて
パルス幅制御回路３８からの制御信号により昇圧或いは
降圧されて直流電圧Ｖｂを出力し、この電圧は駆動回路
２６へ入力される。この駆動回路２６は圧電トランス２
８に対して周期的に反転する電圧Ｖｃを印加し、圧電ト
ランス２８を伸縮振動させる。すると圧電トランス２８
で圧電効果によって電圧が発生し、その一部は自励用帰
還信号として上記駆動回路２６に戻され、大部分は放電
灯Ｌａに供給されてこれを点弧し、且つ放電を継続させ
ることになる。

【００１１】この時の放電灯Ｌａのランプ電流は、電流
検出回路３２にて検出され、この検出電圧は誤差増幅回
路３６にて基準電圧３４と比較され、誤差電圧を出力す
る。この誤差電圧に基づいてパルス幅制御回路３８は、
パルス幅変調を行なって制御信号を形成し、これを上述
のようにチョッパ回路２４へ供給することによって出力
電圧Ｖｂを制御し、放電灯Ｌａにおける発光量を調整す
ることになる。

【００１２】ここで駆動回路２６における動作を具体的
に説明する。図３４において、まず端子Ａ１、Ａ２に直
流電圧Ｖｂが印加されると第１の抵抗Ｒ₀₁、第１のダイ
オードＤ₀₁を通って第２のスイッチトランジスタ４２の
ベースに電流が流れ、このトランジスタ４２がオンな
り、圧電トランス２８の入力電極４８，５０に電圧Ｖｃ
（Ｖｂ）が印加されて、この部分の入力容量が充電され
る。

【００１３】この充電により帰還電極５２には負の電圧
が発生し、この電圧によって第３の抵抗Ｒ₀₃を介してト
ランジスタ４４のベースは順バイアスされ、このトラン
ジスタ４４はオンとなる。すると、このトランジスタ４
４のオンにより第１のスイッチトランジスタ４０はオン
となり、第２のスイッチトランジスタ４２はオフとな
り、圧電トランス２８の入力容量は放電されることにな
る。この放電により帰還電極５２には正の電圧が発生す
るので第３の抵抗Ｒ₀₃を介してトランジスタ４４のベー
スが逆バイアスされ、このトランジスタ４４がオフする
ため、第１のスイッチトランジスタ４０はオフとなり、
第２のスイッチトランジスタ４２は再度オンとなる。以
後、同じ動作が繰り返し行われ、圧電トランス２８の入
力電極４８，５０には高周波電圧が印加される。この結
果、入力電極４８と出力電極５４との間には昇圧された
高周波電圧が発生し、この高周波電圧が電極４６，４８
に供給されて冷陰極管等の放電灯Ｌａを発光させること
になる。

【００１４】

【発明が解決しようとする課題】一般に、圧電トランス
２８出力の負荷に対する共振特性は図３７に示すように
なり、このときの圧電トランス２８の電力変換効率η
は、圧電トランス２８を駆動する電圧Ｖｃの周波数ｆに
よって異なり、圧電トランス２８の電力変換効率ηは出
力の共振点（共振ピーク）の周波数ｆ_Aに一致したとき
に最も高くなる。一方、圧電トランス２８の共振特性は
Ｑファクタが高いため、共振周波数ｆ_Aのときの特性と
ほぼ同じ特性となる周波数ｆ₁の幅は非常に狭い（図３
７参照）。

【００１５】ところで、上記従来装置においては圧電ト
ランス２８を自励発振動作させているため、圧電トラン
ス２８の動作周波数は圧電トランス２８自身の固有振動
数によって決定される。しかしながら、負荷が変動する
と、出力の共振ピークの周波数（圧電トランス２８の電
力変換効率ηがピークとなる周波数）ｆ_Aあるいはそれ
と同様の特性が得られる周波数ｆ₁に圧電トランス２８
の動作周波数を固定することが困難となる。また、圧電
トランス２８の自励信号をスイッチ素子（トランジスタ
４４）に与える抵抗Ｒ₀₃などの部品ばらつきによって動
作周波数が変化するので、上記のように動作周波数を共
振周波数ｆ_A（あるいはｆ₁）に固定することは非常に
困難である。

【００１６】このように、上記従来装置においては、圧
電トランス２８の電力変換効率ηを最大にし且つそれを
維持することができないという問題があった。本発明は
上記問題点の解決を目的とするものであり、回路部品の
ばらつき等があっても圧電トランスの電力変換効率を常
に最大とし且つ出力を調整できる電力変換装置を提供し
ようとするものである。

【００１７】

【課題を解決するための手段】請求項１の発明は、上記
目的を達成するために、圧電トランスを具備し、圧電ト
ランスにおける電力変換効率が最大となる共振周波数と
同一又は近傍の周波数にて上記圧電トランスを駆動して
負荷に電力を供給する変換手段と、変換手段の入力側又
は出力側の少なくとも一方に設けられて上記変換手段か
ら負荷への出力を調整する調整手段とを備えたことを特
徴とし、回路部品のばらつき等があっても圧電トランス
の電力変換効率を常に最大として高効率にでき、且つ調
整手段によって負荷への出力を調整できる。

【００１８】請求項２の発明は、請求項１の発明におい
て、上記共振周波数が変動した場合に上記圧電トランス
の駆動周波数を変動後における共振周波数と同一又は近
傍の周波数に補正する補正手段を備えたことを特徴と
し、負荷のインピーダンスが変化して共振周波数が変動
した場合であっても、補助手段によって圧電トランスの
電力変換効率を常に最大として高効率にできる。

【００１９】請求項３の発明は、請求項１の発明におい
て、上記変換手段にてインバータを構成したことを特徴
とする。請求項４の発明は、請求項１の発明において、
上記負荷を放電灯としたことを特徴とし、負荷である放
電灯の始動並びに定常点灯が確実に行え、温度変化等が
あっても圧電トランスの電力変換効率を常に最大として
高効率にでき、且つ調整手段によって放電灯の出力を調
整できる。

【００２０】請求項５の発明は、請求項１の発明におい
て、上記調整手段が変換手段の入力側に設けたチョッパ
回路から成ることを特徴とし、簡単な構成で出力の調整
が容易に行える。請求項６の発明は、請求項１の発明に
おいて、上記調整手段が降圧チョッパ回路から成り、降
圧チョッパ回路の出力を平滑せずに出力して成ることを
特徴とする。

【００２１】請求項７の発明は、請求項１の発明におい
て、上記調整手段が入力を断続するスイッチ要素を具備
したチョッパ回路と、上記スイッチ要素のデューティ比
又はスイッチング周波数を制御して出力を調整する制御
回路とを備えて成ることを特徴とする。請求項８の発明
は、請求項３の発明において、上記調整手段を上記イン
バータと一体に構成したことを特徴とし、回路部品の削
減と小型化が可能となる。

【００２２】請求項９の発明は、請求項８の発明におい
て、上記インバータを他励制御する手段と、上記インバ
ータの共振系の共振周波数を可変する手段とを備えたこ
とを特徴とし、簡単な構成で出力の調整が容易に行え
る。

【００２３】

【発明の実施の形態】

（実施形態１）図１は本発明の第１の実施形態を示すブ
ロック図である。本実施形態は、直流電源１から負荷２
の間に、圧電トランス４を具備し、圧電トランス４にお
ける電力変換効率ηが最大となる共振周波数ｆ_Aと同一
又は近傍の周波数ｆ₁にて圧電トランス４を駆動して負
荷２に電力を供給する変換手段Ａと、変換手段Ａの入力
側に設けられて変換手段Ａから負荷２への出力を調整す
る調整手段Ｂとを備えている。なお、圧電トランス４に
は、例えば従来例における圧電トランス２８と同様のも
のを用いればよい。

【００２４】変換手段Ａは、圧電トランス４と、調整手
段Ｂで調整された電圧Ｖ₂を入力とし周期的に変化する
電圧Ｖ₃を出力して圧電トランス４を駆動する圧電トラ
ンス駆動回路３と、圧電トランス４の出力電圧Ｖ₄を検
出する出力電圧検出回路５と、出力電圧検出回路５の検
出電圧の微分値を得る微分回路６と、微分回路６から得
られる検出電圧の微分値に応じて圧電トランス４の駆動
電圧Ｖ₃の周波数ｆを可変制御する周波数制御回路７と
を具備している。なお、出力電圧検出回路５の代わり
に、圧電トランス４の出力電流Ｉ₄を検出する出力電流
検出回路を用いてもよい。

【００２５】一方調整手段Ｂは、直流電源１からの直流
電圧Ｖ₁を調整して所望の電圧Ｖ₂を出力する出力調整
回路８と、出力電圧検出回路５の検出電圧に基づいて出
力調整回路８が具備するスイッチング素子（後述する）
のオン時間（パルス幅）を制御するパルス幅制御回路９
とを備えている。図２は圧電トランス駆動回路３の具体
例を示し、出力調整回路８の出力端間にチョークコイル
Ｌａとスイッチング素子Ｓａとを直列接続するととも
に、スイッチング素子Ｓａの両端に圧電トランス４を接
続して構成されている。また、図３は周波数制御回路７
から出力されるスイッチング素子Ｓａの駆動信号（同図
（ａ）参照）と、圧電トランス４に印加される駆動電圧
Ｖ₃（同図（ｂ）参照）とを示している。すなわち、こ
の場合には圧電トランス４に印加される駆動電圧Ｖ₃が
半波正弦波状の波形となる。

【００２６】また、図４は圧電トランス駆動回路３の他
の具体例を示し、出力調整回路８の出力端間に一対のス
イッチング素子Ｓｂ₁，Ｓｂ₂を直列接続するととも
に、低電位側のスイッチング素子Ｓｂ₂と並列にチョー
クコイルＬｂを介して圧電トランス４を接続して構成さ
れている。なお、図５は周波数制御回路７から出力され
るスイッチング素子Ｓｂ₁，Ｓｂ₂の駆動信号（同図
（ａ）（ｂ）参照）と、圧電トランス４に印加される駆
動電圧Ｖ₃（同図（ｃ）参照）とを示している。すなわ
ち、この場合には圧電トランス４に印加される駆動電圧
Ｖ₃が正弦波状の波形となる。さらに、図６は圧電トラ
ンス駆動回路３の別の具体例を示し、出力調整回路８の
出力端間にチョークコイルＬｃ₁，Ｌｃ₂とスイッチン
グ素子Ｓｃ₁，Ｓｃ₂の直列回路を互いに並列接続する
とともに、チョークコイルＬｃ₁とスイッチング素子Ｓ
ｃ₁の接続点及びチョークコイルＬｃ₂とスイッチング
素子Ｓｃ₂の接続点の間に圧電トランス４を接続して構
成されている。なお、図７は周波数制御回路７から出力
されるスイッチング素子Ｓｃ₁，Ｓｃ₂の駆動信号（同
図（ａ）（ｂ）参照）と、圧電トランス４に印加される
駆動電圧Ｖ₃（同図（ｃ）参照）とを示している。すな
わち、この場合にも圧電トランス４に印加される駆動電
圧Ｖ₃が正弦波状の波形となる。

【００２７】図８は圧電トランス駆動回路３のさらにま
た別の具体例を示し、出力調整回路８の出力端間に一対
のスイッチング素子Ｓｄ₁，Ｓｄ₂の直列回路と、一対
のスイッチング素子Ｓｄ₃，Ｓｄ₄の直列回路とを並列
接続するとともに、各直列回路におけるスイッチング素
子Ｓｄ₁，Ｓｄ₂、Ｓｄ₃，Ｓｄ₄の接続点間に圧電ト
ランス４を接続して構成されている。なお、図９は周波
数制御回路７から出力されるスイッチング素子Ｓｄ₁〜
Ｓｄ₄の駆動信号（同図（ａ）〜（ｄ）参照）と、圧電
トランス４に印加される駆動電圧Ｖ₃（同図（ｅ）参
照）とを示している。この場合、圧電トランス４に印加
される駆動電圧Ｖ₃は周期的に反転する方形波状の波形
となる。上述のように、圧電トランス駆動回路３からの
駆動電圧Ｖ ₃によって圧電トランス４が励振されて交流
の出力電圧Ｖ₄が得られるのであって、本実施形態にお
ける変換手段Ａは直流の入力電圧Ｖ₂を交流の出力電圧
Ｖ₄に変換するインバータとして構成されている。

【００２８】一方、図１０は出力調整回路８の具体例を
示し、直流電源１の出力端間にチョークコイルＬ₁を介
してバイポーラトランジスタから成るスイッチング素子
Ｑ₁を接続するとともに、スイッチング素子Ｑ₁の両端
にダイオードＤ₁とコンデンサＣ₁を直列接続し、且つ
コンデンサＣ₁の両端から出力電圧Ｖ₂を取り出すよう
にした昇圧チョッパ回路となっている。スイッチング素
子Ｑ₁がパルス幅制御回路９からの駆動信号によってオ
ン・オフされることにより、入力電圧Ｖ₁を昇圧した電
圧Ｖ₂が出力される。なお、パルス幅制御回路９は、出
力電圧検出回路５の検出電圧が所定のレベルになるよう
に上記駆動信号のパルス幅を可変する制御（ＰＷＭ制
御）を行っており、これによって負荷２に供給される電
力の調整が可能となる。また、図１１は出力調整回路８
の他の具体例を示し、直流電源１の出力端間にバイポー
ラトランジスタから成るスイッチング素子Ｑ₂とダイオ
ードＤ₂とを直列接続するとともに、ダイオードＤ₂の
両端からチョークコイルＬ₂を介して出力電圧Ｖ₂を取
り出すようにした降圧チョッパ回路となっている。この
場合には、スイッチング素子Ｑ₂がパルス幅制御回路９
からの駆動信号によってオン・オフされることにより、
入力電圧Ｖ₁を降圧した電圧Ｖ₂が出力される。

【００２９】図１２は圧電トランス４を駆動する駆動電
圧Ｖ₃の周波数ｆに対する、圧電トランス４から出力さ
れる電圧Ｖ₄（あるいは出力電流Ｉ₄）の共振特性を示
した図である。同図及び図３７から明らかなように、駆
動電圧Ｖ₃の周波数ｆが、圧電トランス４の出力電圧Ｖ
₄（あるいは出力電流Ｉ₄）がピークとなる共振周波数
ｆ_Aに近いほど、圧電トランス４の電力変換効率ηが最
大値に近くなる。そこで、本実施形態においては、圧電
トランス駆動回路３から出力される駆動電圧Ｖ ₃の周波
数ｆが上記共振周波数ｆ_Aと同一又は近傍の周波数ｆ₁
となるように、周波数制御回路７によって圧電トランス
駆動回路３を制御している。

【００３０】周波数制御回路７は、図１２に示すよう
に、まず共振周波数ｆ_Aよりも高い周波数ｆ₀の駆動電
圧Ｖ₃を発生させるとともに、そこから駆動電圧Ｖ₃の
周波数ｆを連続的に低下（スイープ）させるように、圧
電トランス駆動回路３が具備するスイッチング素子Ｓａ
…の動作周波数を制御する。これにより、圧電トランス
４の出力電圧Ｖ₄は周波数ｆの低下につれて徐々に上昇
し、出力電圧Ｖ₄がピークとなる共振周波数ｆ_A付近の
周波数ｆ₁となったときに、微分回路６から与えられる
検出電圧の微分値ｄＶ₄／ｄｔが略ゼロとなる。よっ
て、周波数制御回路７は、微分値ｄＶ₄／ｄｔ≒０とな
った場合に、スイッチング素子Ｓａ…の動作周波数のス
イープを停止し、かつそのときの動作周波数を維持する
ので、圧電トランス駆動回路３から出力される駆動電圧
Ｖ₃の周波数ｆもｆ＝ｆ₁に維持され、その結果圧電ト
ランス４の出力電圧Ｖ₄はピーク値に近い状態となり、
圧電トランス４の電力変換効率ηが最大値に極めて近い
値となる。

【００３１】あるいは、周波数制御回路７をマイクロコ
ンピュータにより構成し、駆動電圧Ｖ₃の周波数ｆを初
期の周波数ｆ₀から連続的に低下（スイープ）させてい
く際に微小時間Δｔの間隔で微分回路６からの微分値ｄ
Ｖ₄／ｄｔを取込み、ｎ番目の微分値（ｄＶ₄／ｄｔ）
_nと１つ前のｎ−１番目の微分値（ｄＶ₄／ｄｔ）_n- ₁
とを比較して、（ｄＶ₄／ｄｔ）_n＜（ｄＶ₄／ｄｔ）
_n-1の関係が成立するときにその周波数ｆが共振周波数
ｆ_A付近の周波数ｆ₁となることから、これを検出して
周波数ｆのスイープを停止し、駆動電圧Ｖ₃の周波数ｆ
をｆ＝ｆ₁に維持させるようにしてもよい。なお、出力
電圧検出回路５の代わりに出力電流検出回路を用いた場
合には、微分値がｄＶ₄／ｄｔではなくｄＩ₄／ｄｔと
なる以外はほぼ共通である。

【００３２】一方、上述のようにして変換手段Ａにおけ
る圧電トランス４の駆動周波数ｆがｆ＝ｆ₁となった
後、調整手段Ｂにおいては、パルス幅制御回路９が出力
電圧検出回路５からの検出電圧とパルス幅制御回路９自
体が保有する基準値とを比較して、その差電圧に応じて
出力調整回路８のスイッチング素子Ｑ₁…をオン・オフ
する駆動信号のパルス幅を可変することにより、変換手
段Ａから負荷２への出力が略一定となるように調整す
る。

【００３３】上述のように本実施形態によれば、圧電ト
ランス４における電力変換効率ηが最大となる共振周波
数ｆ_Aと同一又は近傍の周波数ｆ₁にて圧電トランス４
を駆動しているので、回路を構成する部品のばらつき等
があっても常に圧電トランス４の電力変換効率ηを最大
にすることができる。しかも、調整手段Ｂを備えたこと
で負荷２への出力を調整することが可能となる。

【００３４】なお、負荷２としては放電灯を用いた場合
には、放電灯の点灯後に上述の変換手段Ａの周波数制御
を行えばよい。（実施形態２）図１３は本発明の第２の実施形態を示す
ブロック図である。図１３に示すように、本実施形態は
基本的な構成が実施形態１と共通であるから、共通する
部分については同一の符号を付して説明は省略し、本実
施形態の特徴となる部分についてのみ説明する。本実施
形態の特徴は、圧電トランス４の共振周波数ｆ_Aが変動
した場合に圧電トランス４の駆動周波数ｆを変動後にお
ける共振周波数ｆ_A’と同一又は近傍の周波数ｆ₁’に
補正する補正手段Ｃを備えた点にある。

【００３５】補正手段Ｃは位相制御回路１０と周波数制
御回路７とで構成される。位相制御回路１０は、圧電ト
ランス４の出力電圧Ｖ₄と入力電圧Ｖ₃との位相を検出
し、負荷２のインピーダンス変化によって出力電圧Ｖ₄
の位相がある状態から進んだり又は遅れた場合に、位相
の変化に応じた検出信号を周波数制御回路７に出力する
ものである。

【００３６】一方位相制御回路１０からの検出信号を受
けた周波数制御回路７は、圧電トランス駆動回路３が具
備するスイッチング素子Ｓａ…の動作周波数を再度高く
したり又は低くする。これにより、負荷２のインピーダ
ンス変化によって変動した、圧電トランス４の電力変換
効率ηが最大となる共振周波数ｆ_A’と同一又は近傍の
周波数ｆ₁’に、駆動電圧Ｖ₃の周波数ｆを補正するこ
とができる。

【００３７】補正手段Ｃの動作を図１４及び図１５を参
照してさらに詳しく説明する。図１４は圧電トランス４
を駆動する駆動電圧Ｖ₃の周波数ｆに対する、圧電トラ
ンス４から出力される電圧Ｖ₄（あるいは出力電流
Ｉ₄）の共振特性を示した図であり、曲線イは負荷２の
インピーダンスが変化する前、曲線ロは負荷２のインピ
ーダンスが変化（減少）した後の各共振特性を示してい
る。また、図１５は圧電トランス４の等価回路を示して
おり、圧電トランス駆動回路３の出力端間にコンデンサ
Ｃ₂と、インダクタンスＬ₃，コンデンサＣ₃，抵抗Ｒ
₁並びにトランスＴの１次巻線の直列回路とが並列接続
され、トランスＴの２次巻線とコンデンサＣ ₄とが負荷
２に並列接続された回路で表される。

【００３８】まず、実施形態１で説明したように変換手
段Ａでは、圧電トランス４の電力変換効率ηが最大とな
る共振周波数ｆ_Aと同一又は近傍の周波数ｆ₁の駆動電
圧Ｖ ₃で圧電トランス４が駆動されている。このときの
共振特性は図１４の曲線イで表される。ここで、負荷２
のインピーダンスが低下した場合を考える。このときに
は、圧電トランス４の出力電圧Ｖ₃の共振特性は図１４
の曲線イから曲線ロに変化（左側にシフト）し、共振周
波数ｆ_Aも低下してｆ_A’となる。また、圧電トランス
４の出力電圧Ｖ₄も減少して曲線イ上のａ点から曲線ロ
上のｂ点に移動する。このように負荷２のインピーダン
スが低下した場合には、図１５の等価回路から明らかな
ように圧電トランス４の出力電圧Ｖ₄の位相が遅れる。
よって、位相制御回路１０により上記出力電圧Ｖ₄の位
相の遅れを検出するとともに、その検出信号を周波数制
御回路７に出力する。その結果、周波数制御回路７が圧
電トランス駆動回路３が具備するスイッチング素子Ｓａ
…の動作周波数ｆをｆ₁から連続的に低下（スイープ）
させていき、実施形態１で説明したように出力電圧検出
回路５の検出電圧を微分回路６で微分した微分値が略ゼ
ロとなったときに動作周波数のスイープを停止して、新
たな共振周波数ｆ_A’と同一又は近傍の周波数ｆ₁’
（曲線ロ上のｃ点）の駆動電圧Ｖ₃で圧電トランス４を
駆動する。

【００３９】反対に負荷２のインピーダンスが増大した
場合には、共振周波数ｆ_A’が上昇してｆ_Aとなるので
（曲線ロ上のｄ点）、周波数制御回路７が圧電トランス
駆動回路３が具備するスイッチング素子Ｓａ…の動作周
波数ｆをｆ₁’からｆ₁に上昇させる必要がある。ここ
で、負荷２のインピーダンスが増大すると圧電トランス
４の出力電圧Ｖ₄の位相が進むので、位相制御回路１０
によってその位相の進みを検出し、周波数制御回路７に
検出信号を出力する。そして、周波数制御回路７では、
圧電トランス駆動回路３が具備するスイッチング素子Ｓ
ａ…の動作周波数ｆをｆ₁’から連続的に上昇（スイー
プ）させていき、実施形態１で説明したように出力電圧
検出回路５の検出電圧を微分回路６で微分した微分値が
略ゼロとなったときに動作周波数のスイープを停止し
て、新たな共振周波数ｆ_Aと同一又は近傍の周波数ｆ₁
（曲線イ上のａ点）の駆動電圧Ｖ₃で圧電トランス４を
駆動する。

【００４０】上述のように本実施形態によれば、圧電ト
ランス４の共振周波数ｆ_Aが変動した場合に圧電トラン
ス４の駆動周波数ｆを変動後における共振周波数ｆ_A’
と同一又は近傍の周波数ｆ₁’に補正する補正手段Ｃを
備えたので、回路部品のばらつきだけでなく、負荷２の
インピーダンスが急に変化した場合にも常に圧電トラン
ス４の電力変換効率ηが最大となる共振周波数ｆ_Aと同
一又は近傍の周波数ｆ ₁で圧電トランス４を駆動させる
ことができる。なお、本実施形態においても、実施形態
１と同様に調整手段Ｂによって負荷２への出力を調整可
能であることは言うまでもない。

【００４１】（実施形態３）図１６は本発明の第３の実
施形態を示すブロック図であり、実施形態２における負
荷２を放電灯Ｌａとしたものである。したがって、それ
以外の他の構成は実施形態２と共通であるので、共通す
る部分については同一の符号を付して説明は省略する。

【００４２】図１７は負荷２を放電灯Ｌａとした場合に
おいて、圧電トランス４を駆動する駆動電圧Ｖ₃の周波
数ｆに対する、圧電トランス４から出力される電圧Ｖ₄
の共振特性を示した図であり、曲線ハは放電灯Ｌａ点灯
前のインピーダンスがほぼ無限大に近いとき、曲線ニは
放電灯Ｌａ点灯後のインピーダンスが有限値のときの各
共振特性を示している。

【００４３】次に本実施形態の回路動作について説明す
る。まず、放電灯Ｌａの点灯前には、変換手段Ａの周波
数制御回路７が圧電トランス４の共振周波数よりも高い
周波数ｆ₀にて圧電トランス駆動回路３のスイッチング
素子Ｓａ…をオン・オフさせ、圧電トランス駆動回路３
からの駆動電圧Ｖ₃（周波数ｆ₀）で圧電トランス４を
駆動するとともに、周波数ｆをｆ₀から徐々に低下させ
る。このとき、圧電トランス４の出力電圧Ｖ₄は図１７
における曲線ハ上のａ点から曲線ハに沿って上昇し、出
力電圧Ｖ₄が周波数ｆがｆ＝ｆ_Kにて放電灯Ｌａの始動
電圧Ｖ_A（曲線ハ上のｂ点）に達すれば放電灯Ｌａが始
動し、負荷インピーダンスが無限大から有限値（＝Ｒ）
に減少する。その結果、共振特性が曲線ハから曲線ニに
変化し、圧電トランス４の出力電圧Ｖ₄は曲線ハ上のｂ
点（始動電圧Ｖ_A）から曲線ニ上のｃ点に移動（低下）
する。

【００４４】実施形態２で説明したように、負荷インピ
ーダンスが無限大の場合には圧電トランス４の入力電圧
Ｖ₃と出力電圧Ｖ₄との位相は一致するが、負荷インピ
ーダンスが有限値Ｒとなって減少すると出力電圧Ｖ₄の
位相が遅れることになる。そこで、放電灯Ｌａが点灯し
て共振特性が曲線ハから曲線ニに変化し、出力電圧Ｖ ₄
が曲線ハ上のｂ点から曲線ニ上のｃ点に移動したとき、
補正手段Ｃの位相制御回路１０にて出力電圧Ｖ₄の位相
の遅れが検出されれば、周波数制御回路７が圧電トラン
ス駆動回路３を制御して、実施形態２で説明したように
駆動電圧Ｖ₃の周波数ｆをｆ_Kから徐々に低下させてい
き、圧電トランス４の電力変換効率ηが最大となる共振
周波数ｆ_Aと同一又は近傍の周波数ｆ₁で駆動電圧Ｖ₃
の周波数ｆを維持させる。また、放電灯Ｌａの点灯時に
おいて、調整手段Ｂによって放電灯Ｌａに供給する出力
を調整することができる。

【００４５】上述のように本実施形態によれば、負荷２
を放電灯Ｌａとした場合に放電灯Ｌａの始動及び安定点
灯が確実に行えるとともに、放電灯Ｌａの定常点灯時に
は圧電トランス４の電力変換効率ηを最大にしているこ
とから高効率となり、さらに放電灯Ｌａの出力を一定に
することができる。また、温度変化によって放電灯Ｌａ
の負荷インピーダンスが変化した場合でも、実施形態２
で説明したように補正手段Ｃの動作によって常に圧電ト
ランス４の電力変換効率ηを最大にすることができ、常
時放電灯Ｌａを高効率で点灯させ且つ出力を一定にする
ことができる。なお、回路部品のばらつきなどがあって
も同様の効果が得られることは言うまでもない。

【００４６】また、圧電トランス４の出力電流を検出す
る出力電流検出回路を放電灯Ｌａに直列に設け、その検
出電流を調整手段Ｂのパルス幅制御回路９に与えるよう
にすれば、パルス幅制御回路９によって出力調整回路８
をパルス幅制御し、放電灯Ｌａの出力電流を一定にする
ことも可能である。（実施形態４）本実施形態では上記実施形態１〜３にお
ける出力調整回路８の具体例を開示しており、図１８は
その回路図を示している。すなわち、直流電源１と圧電
トランス駆動回路３との間にバイポーラトランジスタか
ら成るスイッチング素子Ｑ₃を直列に接続して出力調整
回路８が構成されている。このスイッチング素子Ｑ₃は
パルス幅制御回路９から与えられる方形波の駆動信号
（図１９（ａ）参照）によてオン・オフされる。すなわ
ち、図１９（ｂ）に示すようにスイッチング素子Ｑ ₃の
オン時に圧電トランス４の出力電圧Ｖ₄（出力電流
Ｉ₄）が負荷２に供給され、出力電圧検出回路５にて検
出された検出電圧の積分値に基づいて出力電圧Ｖ ₄を一
定にするべく、パルス幅制御回路９が駆動信号のパルス
幅Ｗ（図１９（ａ）参照）を調整してＰＷＭ制御によっ
て出力電圧Ｖ₄の調整が行われるのである。

【００４７】本実施形態によれば、出力調整回路８の構
成としてスイッチング素子が１つで済み、回路の小型化
が可能となる。（実施形態５）図２０は本発明の第５の実施形態を示す
ブロック図である。図２０に示すように、本実施形態は
基本的な構成が実施形態１と共通であるから、共通する
部分については同一の符号を付して説明は省略し、本実
施形態の特徴となる部分についてのみ説明する。本実施
形態の特徴は、調整手段Ｂを変換手段Ａの出力側に設け
たこと、具体的には出力調整回路８を圧電トランス４と
出力電圧検出回路５の間に設けた点にある。

【００４８】図２１は本実施形態における出力調整回路
８の具体回路例を示し、圧電トランス４と出力電圧検出
回路５との間に直列に接続されたバイポーラトランジス
タから成るスイッチング素子Ｑ₄と、スイッチング素子
Ｑ₄のオフ時に変換手段Ａの出力側が無負荷状態になる
ことを避けるための抵抗Ｒ₂とで構成されている。この
スイッチング素子Ｑ₄はパルス幅制御回路９によってＰ
ＷＭ制御され、これにより変換手段Ａ（圧電トランス
４）の出力電圧Ｖ₄の調整が行われるのである。なお、
変換手段Ａの動作は実施形態１と共通であり、本実施形
態においても圧電トランス４の電力変換効率ηが最大と
なるように駆動電圧Ｖ₃の周波数ｆが制御され、回路効
率が常に高く維持できる。

【００４９】（実施形態６）本実施形態では上記実施形
態５における出力調整回路８の具体例を開示しており、
図２２（ａ）（ｂ）はその回路図を示している。図２２
（ａ）に示す回路例では、圧電トランス４と出力電圧検
出回路５との間に適当なインピーダンスを有するインピ
ーダンス要素Ｚとバイポーラトランジスタから成るスイ
ッチング素子Ｑ₅の直列回路を並列接続して出力調整回
路８が構成されている。すなわち、パルス幅制御回路９
によってスイッチング素子Ｑ₅がオン・オフされると、
オン時にのみインピーダンス要素Ｚが圧電トランス４の
出力側に並列に挿入されることで出力電圧Ｖ₄が変化
し、スイッチング素子Ｑ₅のオン時間を出力電圧検出回
路５とパルス幅制御回路９により変えることで負荷２に
供給される出力（＝Ｖ₅）を調整することができる。

【００５０】また、図２２（ｂ）に示す回路例では、イ
ンピーダンス要素Ｚとスイッチング素子Ｑ₅の並列回路
を圧電トランス４と出力電圧検出回路５との間に直列に
接続して出力調整回路８が構成されている。すなわち、
この回路例の場合もパルス幅制御回路９によってスイッ
チング素子Ｑ₅がオン・オフされると、オフ時にのみイ
ンピーダンス要素Ｚが圧電トランス４と出力電圧検出回
路５との間に直列に挿入されることで出力電圧Ｖ₄が変
化し、スイッチング素子Ｑ₅のオン時間を出力電圧検出
回路５とパルス幅制御回路９により変えることで負荷２
に供給される出力（＝Ｖ₅）を調整することができる。
なお、インピーダンス要素Ｚは抵抗、インダクタンスあ
るいはコンデンサをそれぞれ単体で、あるいは組み合わ
せて構成すればよい。

【００５１】（実施形態７）図２３は本発明の第７の実
施形態を示すブロック図である。図２３に示すように、
本実施形態は基本的な構成が実施形態１と共通であるか
ら、共通する部分については同一の符号を付して説明は
省略し、本実施形態の特徴となる部分についてのみ説明
する。本実施形態の特徴は、変換手段Ａの圧電トランス
駆動回路３と調整手段Ｂの出力調整回路８とを出力調整
機能を有する圧電トランス駆動回路１１として一体に構
成した点にある。図２４は本実施形態の出力調整機能を
有する圧電トランス駆動回路（以下、単に圧電トランス
駆動回路と略す）１１の具体回路例を示し、４つのスイ
ッチ要素Ｓ₂₁〜Ｓ₂₄がブリッジ接続された所謂フルブリ
ッジ形のインバータ回路として構成されている。これら
のスイッチ要素Ｓ₂₁〜Ｓ₂₄は、対角線上に位置する２組
のスイッチ要素Ｓ₂₁とＳ₂₄、Ｓ₂₂とＳ₂₃が図２５に示す
ようにパルス幅制御回路９’から与えられる駆動信号に
よって交互にオン・オフされる。その結果、各スイッチ
要素Ｓ₂₁とＳ₂₄、Ｓ₂₂とＳ₂₃の組の接続点間に接続され
た圧電トランス４に対して、図２５に示すような周期的
に正負が反転する矩形波の駆動電圧Ｖ₃’が出力され、
圧電トランス４が駆動される。

【００５２】ここで、図２５に示すように時間幅Ｗ₁の
間に一方のスイッチ要素の組Ｓ₂₂とＳ₂₃に対する駆動信
号をパルス幅制御回路９’が間引くことにより、時間幅
Ｗ₁の期間においては圧電トランス４の駆動電圧Ｖ₃’
の負の電圧がなくなって減少する。すなわち、圧電トラ
ンス４の駆動電圧Ｖ₃’を変化させることにより、圧電
トランス４の出力電圧Ｖ₄’を変化させることができ
る。したがって、上記時間幅Ｗ₁をパルス幅制御回路
９’によって可変することにより、圧電トランス４の出
力電圧Ｖ₄’が調整可能となる。なお、実施形態１と同
様に、圧電トランス駆動回路１１の動作周波数（駆動電
圧Ｖ₃’の周波数ｆ）は周波数制御回路７によって圧電
トランス４の電力変換効率ηが最大となる共振周波数ｆ
_Aと同一又は近傍の周波数ｆ₁とされる。

【００５３】本実施形態によれば、調整手段Ｂの一部
（出力調整回路）を変換手段Ａを構成しているインバー
タ回路と一体に構成したので、部品点数の削減が可能と
なり、小型化が図れるという利点がある。なお、図２６
に示すように変換手段Ａに位相制御回路１０を具備した
補正手段Ｃを設ければ、実施形態２と同様に回路部品の
ばらつきだけでなく、負荷２のインピーダンスが急に変
化した場合にも常に圧電トランス４の電力変換効率ηが
最大となる共振周波数ｆ_Aと同一又は近傍の周波数ｆ₁
で圧電トランス４を駆動させることができる。

【００５４】（実施形態８）本実施形態では上記実施形
態７における圧電トランス駆動回路１１の他の具体例を
開示しており、図２７にその回路図を示す。本実施形態
における圧電トランス駆動回路１１は、インダクタンス
Ｌ₁₁とスイッチ要素Ｓ₁₁の直列回路と、インダクタンス
Ｌ₁₂とスイッチ要素Ｓ₁₂，Ｓ₁₃の直列回路とを直流電源
１に並列にブリッジ接続するとともに、インダクタンス
Ｌ₁₁とスイッチ要素Ｓ₁₁の接続点と、スイッチ要素
Ｓ₁₂，Ｓ₁₃の接続点との間から圧電トランス４への駆動
電圧Ｖ₃’を取り出すように構成されている。

【００５５】次に図２８を参照して圧電トランス駆動回
路１１の動作を説明する。各スイッチ要素Ｓ₁₁〜Ｓ₁₃は
パルス幅制御回路９’から与えられる駆動信号によって
オン・オフされる。インダクタンスＬ₁₂に直列接続され
たスイッチ要素Ｓ₁₂は、通常オン状態に保持されてお
り、残りのスイッチ要素Ｓ₁₁，Ｓ₁₃が交互にオン・オフ
される。スイッチ要素Ｓ₁₁がオン、Ｓ₁₃がオフのとき、
インダクタンスＬ₁₁にはスイッチ要素Ｓ₁₁を介して直流
電源１の出力によりエネルギが蓄積される。同時に既に
エネルギが蓄積されていたインダクタンスＬ₁₂が圧電ト
ランス４の容量成分と共振し、圧電トランス４に負の共
振電圧Ｖ₃’が出力される。

【００５６】一方、スイッチ要素Ｓ₁₁がオフ、Ｓ₁₃がオ
ンのときには、インダクタンスＬ₁₂にスイッチ要素
Ｓ₁₂，Ｓ₁₃を介して直流電源１の出力によりエネルギが
蓄積されるとともに、既にエネルギが蓄積されているイ
ンダクタンスＬ₁₁が圧電トランス４の容量成分と共振
し、圧電トランス４に正の共振電圧Ｖ₃’が出力され
る。よって、スイッチ要素Ｓ₁₁，Ｓ₁₃を交互にオン・オ
フすれば、図２８に示すような略正弦波状の交流電圧
（駆動電圧）Ｖ₃’が圧電トランス４に出力される。

【００５７】ここで、図２８に示すように時間幅Ｗ₂の
間にパルス幅制御回路９’によってスイッチ要素Ｓ₁₂を
スイッチ要素Ｓ₁₁と同期させてオン・オフすれば、圧電
トランス４へ出力される駆動電圧Ｖ₃’を変化させるこ
とができる。すなわち、図２８において時刻ｔ₁〜ｔ₂
の期間でスイッチ要素Ｓ₁₂がオフされると、このときス
イッチ要素Ｓ₁₁がオフ、Ｓ₁₃がオンであるから、エネル
ギが蓄積されているインダクタンスＬ₁₁と圧電トランス
４の容量成分とが共振し、圧電トランス４には正の駆動
電圧Ｖ₃’（＝Ｖ₃₁）が出力される。また、このときに
はスイッチ要素Ｓ₁₂がオフであるから、インダクタンス
Ｌ₁₂にはエネルギは蓄積されない。次に時刻ｔ₂〜ｔ₃
の期間でスイッチ要素Ｓ₁₂がオン、Ｓ₁₁がオン、Ｓ₁₃が
オフされると、インダクタンスＬ₁₁にはスイッチ要素Ｓ
₁₁を介してエネルギが蓄積されるが、圧電トランス４に
出力される駆動電圧Ｖ₃’はエネルギが蓄積されていな
いインダクタンスＬ₁₂と圧電トランス４の容量成分の共
振により負の電圧Ｖ₃₂となり、その絶対値は時刻ｔ₁〜
ｔ₂の期間の駆動電圧Ｖ₃₁よりも低下する。以降、時刻
ｔ₇まで上記動作が交互に繰り返され、駆動電圧Ｖ₃’
の負の部分が低下して減少する。したがって、上記時間
幅Ｗ₂をパルス幅制御回路９’によって可変することに
より、圧電トランス４の出力電圧Ｖ₄’が調整可能とな
る。

【００５８】なお、実施形態１と同様に、圧電トランス
駆動回路１１の動作周波数（駆動電圧Ｖ₃’の周波数
ｆ）は周波数制御回路７によって圧電トランス４の電力
変換効率ηが最大となる共振周波数ｆ_Aと同一又は近傍
の周波数ｆ₁とされる。（実施形態９）本実施形態では上記実施形態７における
圧電トランス駆動回路１１の他の具体例を開示してお
り、図２９にその回路図を示す。

【００５９】本実施形態における圧電トランス駆動回路
１１は、４つのスイッチ要素Ｓ₃₁〜Ｓ₃₄がブリッジ接続
された所謂フルブリッジ形のインバータ回路として構成
されている。これらのスイッチ要素Ｓ₃₁〜Ｓ₃₄は、直列
接続されたスイッチ要素Ｓ₃₁とＳ₃₂、Ｓ₃₃とＳ₃₄が図３
０に示すようにパルス位相制御回路１２から与えられる
駆動信号によって各組毎に交互にオン・オフされ、その
オン・オフの位相をパルス位相制御回路１２によって変
化させることでスイッチ要素Ｓ₃₁とＳ₃₂、Ｓ₃₃とＳ₃₄が
同時にオンする時間を変化させることができる。つま
り、圧電トランス４が電源側に接続される時間を変化さ
せることで負荷２に供給される電力を調整しているので
ある。

【００６０】次に図３０を参照して圧電トランス駆動回
路１１の動作を説明する。各スイッチ要素Ｓ₃₁〜Ｓ₃₄は
パルス位相制御回路１２から与えられる駆動信号によっ
てオン・オフされる。時刻ｔ₁でスイッチ要素Ｓ₃₁がオ
ン、Ｓ₃₂がオフすると、スイッチ要素Ｓ₃₄はその時点で
既にオンしているから、圧電トランス４には正の駆動電
圧Ｖ₃’が出力される。時刻ｔ₂でスイッチ要素Ｓ₃₄が
オフ、Ｓ₃₃がオンすると、駆動電圧Ｖ₃’はゼロとな
る。続いて時刻ｔ₃でスイッチ要素Ｓ₃₂がオン、Ｓ₃₁が
オフすると、スイッチ要素Ｓ₃₃は既にオンしているか
ら、圧電トランス４には負の駆動電圧Ｖ₃’が出力され
る。さらに時刻ｔ₄でスイッチ要素Ｓ₃₄がオン、Ｓ₃₃が
オフすると、駆動電圧Ｖ₃’はゼロとなる。以降、上記
動作が繰り返されて、周期的に反転し且つ休止期間を有
する矩形波の駆動電圧Ｖ₃’が圧電トランス４に出力さ
れる。

【００６１】ここで、スイッチ要素Ｓ₃₁とＳ₃₂に対する
スイッチ要素Ｓ₃₃とＳ₃₄のオン時間の位相を変化させ、
両者の位相差θを大きくすれば、駆動電圧Ｖ₃’の休止
期間が増えて出力期間の時間幅Ｗ₃が短縮される。その
ため、駆動電圧Ｖ₃’が低下し、負荷２への供給電力が
減少して電力量の調整が可能となる。したがって、パル
ス位相制御回路１２によって上記位相差θを可変するよ
うにスイッチ要素Ｓ₃₁〜Ｓ₃₄を駆動すれば、圧電トラン
ス４の出力電圧Ｖ₄’の調整が可能となるのである。な
お、実施形態１と同様に、圧電トランス駆動回路１１の
動作周波数（駆動電圧Ｖ₃’の周波数ｆ）は周波数制御
回路７によって圧電トランス４の電力変換効率ηが最大
となる共振周波数ｆ_Aと同一又は近傍の周波数ｆ₁とさ
れる。

【００６２】（実施形態１０）本実施形態では上記実施
形態７における圧電トランス駆動回路１１の他の具体例
を開示しており、図３１にその回路図を示す。本実施形
態における圧電トランス駆動回路１１は、直流電源１に
直列接続された一対のスイッチ要素Ｓ₄₁，Ｓ₄₂と、一方
のスイッチ要素Ｓ₄₂から可変インダクタンスＬｐ₁を介
して圧電トランス４の駆動電圧Ｖ₃’を取り出すように
構成されている。各スイッチ要素Ｓ₄₁，Ｓ₄₂は周波数制
御回路７から与えられる駆動信号によって交互にオン・
オフされる。これにより可変インダクタンスＬｐ₁と圧
電トランス４の容量成分とを共振させて、交流の駆動電
圧Ｖ₃’を圧電トランス４に出力するようにしている。

【００６３】ここで、可変インダクタンスＬｐ₁のイン
ダクタンス値を可変制御するインダクタンス制御回路１
３が具備されており、可変インダクタンスＬｐ₁のイン
ダクタンス値を変化させることで駆動電圧Ｖ₃’の増減
が可能となり、その結果、圧電トランス４の出力電圧Ｖ
₄’を変化させて負荷２に供給される電力を調整するこ
とができる。なお、実施形態１と同様に、圧電トランス
駆動回路１１の動作周波数（駆動電圧Ｖ₃’の周波数
ｆ）は周波数制御回路７によって圧電トランス４の電力
変換効率ηが最大となる共振周波数ｆ_Aと同一又は近傍
の周波数ｆ₁とされる。

【００６４】（実施形態１１）本実施形態では上記実施
形態７における圧電トランス駆動回路１１の他の具体例
を開示しており、図３２にその回路図を示す。本実施形
態における圧電トランス駆動回路１１は、直流電源１に
直列接続された一対のスイッチ要素Ｓ₅₁，Ｓ₅₂と、一方
のスイッチ要素Ｓ₅₂にインダクタンスＬ₅を介して可変
コンデンサＣｐ₁を並列接続し、この可変コンデンサＣ
ｐ₁の両端から圧電トランス４の駆動電圧Ｖ₃’を取り
出すように構成されている。各スイッチ要素Ｓ₅₁，Ｓ₅₂
は周波数制御回路７から与えられる駆動信号によって交
互にオン・オフされる。これによりインダクタンスＬ₅
と可変コンデンサＣｐ₁と圧電トランス４の容量成分と
を共振させて、交流の駆動電圧Ｖ₃’を圧電トランス４
に出力するようにしている。

【００６５】ここで、可変コンデンサＣｐ₁の容量値を
可変制御する容量制御回路１４が具備されており、可変
コンデンサＣｐ₁の容量値を変化させることで駆動電圧
Ｖ₃’の増減が可能となり、その結果、圧電トランス４
の出力電圧Ｖ₄’を変化させて負荷２に供給される電力
を調整することができる。なお、実施形態１と同様に、
圧電トランス駆動回路１１の動作周波数（駆動電圧
Ｖ₃’の周波数ｆ）は周波数制御回路７によって圧電ト
ランス４の電力変換効率ηが最大となる共振周波数ｆ_A
と同一又は近傍の周波数ｆ₁とされる。

【００６６】

【発明の効果】請求項１の発明は、圧電トランスを具備
し、圧電トランスにおける電力変換効率が最大となる共
振周波数と同一又は近傍の周波数にて上記圧電トランス
を駆動して負荷に電力を供給する変換手段と、変換手段
の入力側又は出力側の少なくとも一方に設けられて上記
変換手段から負荷への出力を調整する調整手段とを備え
たので、回路部品のばらつき等があっても圧電トランス
の電力変換効率を常に最大として高効率にでき、且つ調
整手段によって負荷への出力を調整できるという効果が
ある。

【００６７】請求項２の発明は、上記共振周波数が変動
した場合に上記圧電トランスの駆動周波数を変動後にお
ける共振周波数と同一又は近傍の周波数に補正する補正
手段を備えたので、負荷のインピーダンスが変化して共
振周波数が変動した場合であっても、補助手段によって
圧電トランスの電力変換効率を常に最大として高効率に
できるという効果がある。

【００６８】請求項４の発明は、上記負荷を放電灯とし
たので、負荷である放電灯を始動並びに定常点灯が確実
に行え、温度変化等があっても圧電トランスの電力変換
効率を常に最大として高効率にでき、且つ調整手段によ
って放電灯の出力を調整できるという効果がある。請求
項５の発明は、上記調整手段が変換手段の入力側に設け
たチョッパ回路から成るので、簡単な構成を出力の調整
が容易に行えるという効果がある。

【００６９】請求項８の発明は、上記調整手段を上記イ
ンバータと一体に構成したので、回路部品の削減と小型
化が可能となるという効果がある。請求項９の発明は、
上記インバータを他励制御する手段と、上記インバータ
の共振系の共振周波数を可変する手段とを備えたので、
簡単な構成で出力の調整が容易に行えるという効果があ
る。

【図面の簡単な説明】

【図１】実施形態１を示すブロック図である。

【図２】同上における圧電トランス駆動回路の具体例を
示す回路図である。

【図３】同上の動作を説明するための波形図である。

【図４】同上における圧電トランス駆動回路の具体例を
示す回路図である。

【図５】同上の動作を説明するための波形図である。

【図６】同上における圧電トランス駆動回路の具体例を
示す回路図である。

【図７】同上の動作を説明するための波形図である。

【図８】同上における圧電トランス駆動回路の具体例を
示す回路図である。

【図９】同上の動作を説明するための波形図である。

【図１０】同上における出力調整回路の具体例を示す回
路図である。

【図１１】同上における出力調整回路の具体例を示す回
路図である。

【図１２】同上の動作を説明するための図である。

【図１３】実施形態２を示すブロック図である。

【図１４】同上の動作を説明するための図である。

【図１５】同上における圧電トランスの等価回路を示す
回路図である。

【図１６】実施形態３を示すブロック図である。

【図１７】同上の動作を説明するための図である。

【図１８】実施形態４における出力調整回路の具体例を
示す回路図である。

【図１９】同上の動作を説明するための波形図である。

【図２０】実施形態５を示すブロック図である。

【図２１】同上における出力調整回路の具体例を示す回
路図である。

【図２２】（ａ）及び（ｂ）は実施形態６における出力
調整回路の具体例を示す回路図である。

【図２３】実施形態７を示すブロック図である。

【図２４】同上における圧電トランス駆動回路の具体例
を示す回路図である。

【図２５】同上の動作を説明するための波形図である。

【図２６】同上の他の構成を示すブロック図である。

【図２７】実施形態８における圧電トランス駆動回路の
具体例を示す回路図である。

【図２８】同上の動作を説明するための波形図である。

【図２９】実施形態９における圧電トランス駆動回路の
具体例を示す回路図である。

【図３０】同上の動作を説明するための波形図である。

【図３１】実施形態１０における圧電トランス駆動回路
の具体例を示す回路図である。

【図３２】実施形態１１における圧電トランス駆動回路
の具体例を示す回路図である。

【図３３】従来例を示すブロック図である。

【図３４】同上における要部の具体例を示す回路図であ
る。

【図３５】同上における電流検出回路の具体例を示す回
路図である。

【図３６】同上の動作を説明するための図である。

【図３７】同上の動作を説明するための図である。

【符号の説明】

Ａ変換手段Ｂ調整手段１直流電源２負荷３圧電トランス駆動回路４圧電トランス５出力電圧検出回路６微分回路７周波数制御回路８出力調整回路９パルス幅制御回路

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.⁶ 識別記号ＦＩＨ０５Ｂ 41/02 Ｈ０５Ｂ 41/24 Ｚ 41/24 41/29 Ｃ 41/29 Ｈ０１Ｌ 41/08 Ａ

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】圧電トランスを具備し、圧電トランスに
おける電力変換効率が最大となる共振周波数と同一又は
近傍の周波数にて上記圧電トランスを駆動して負荷に電
力を供給する変換手段と、変換手段の入力側又は出力側
の少なくとも一方に設けられて上記変換手段から負荷へ
の出力を調整する調整手段とを備えたことを特徴とする
電力変換装置。
【請求項２】上記共振周波数が変動した場合に上記圧
電トランスの駆動周波数を変動後における共振周波数と
同一又は近傍の周波数に補正する補正手段を備えたこと
を特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
【請求項３】上記変換手段にてインバータを構成した
ことを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
【請求項４】上記負荷を放電灯としたことを特徴とす
る請求項１記載の電力変換装置。
【請求項５】上記調整手段は変換手段の入力側に設け
たチョッパ回路から成ることを特徴とする請求項１記載
の電力変換装置。
【請求項６】上記調整手段は降圧チョッパ回路から成
り、降圧チョッパ回路の出力を平滑せずに出力して成る
ことを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
【請求項７】上記調整手段は入力を断続するスイッチ
要素を具備したチョッパ回路と、上記スイッチ要素のデ
ューティ比又はスイッチング周波数を制御して出力を調
整する制御回路とを備えて成ることを特徴とする請求項
１記載の電力変換装置。
【請求項８】上記調整手段を上記インバータと一体に
構成したことを特徴とする請求項３記載の電力変換装
置。
【請求項９】上記インバータを他励制御する手段と、
上記インバータの共振系の共振周波数を可変する手段と
を備えたことを特徴とする請求項８記載の電力変換装
置。