JPH10178414A - 符号多重無線装置 - Google Patents
符号多重無線装置Info
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- JPH10178414A JPH10178414A JP33939396A JP33939396A JPH10178414A JP H10178414 A JPH10178414 A JP H10178414A JP 33939396 A JP33939396 A JP 33939396A JP 33939396 A JP33939396 A JP 33939396A JP H10178414 A JPH10178414 A JP H10178414A
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- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
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- H04B1/707—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
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- H04B2201/69—Orthogonal indexing scheme relating to spread spectrum techniques in general
- H04B2201/707—Orthogonal indexing scheme relating to spread spectrum techniques in general relating to direct sequence modulation
- H04B2201/70706—Orthogonal indexing scheme relating to spread spectrum techniques in general relating to direct sequence modulation with means for reducing the peak-to-average power ratio
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- Signal Processing (AREA)
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 出力バックオフを低減して電力増幅器の効率
を改善し、かつ、周波数スペクトラムの拡大を抑える。 【解決手段】 符号多重信号を生成し、該符号多重信号
を増幅して送信する符号多重無線装置において、符号多
重信号生成部５１において各送信データに適当な符号系
列を乗算して拡散変調し、各拡散変調信号を合成して符
号多重信号を生成し、信号ピーク抑圧部５２において符
号多重信号のエンベロープを設定レベル以下に抑圧し、
フィルタ５３で帯域制限し、狭帯域変調部５５で狭帯域
変調し、電力増幅器５６で増幅して送信する。
を改善し、かつ、周波数スペクトラムの拡大を抑える。 【解決手段】 符号多重信号を生成し、該符号多重信号
を増幅して送信する符号多重無線装置において、符号多
重信号生成部５１において各送信データに適当な符号系
列を乗算して拡散変調し、各拡散変調信号を合成して符
号多重信号を生成し、信号ピーク抑圧部５２において符
号多重信号のエンベロープを設定レベル以下に抑圧し、
フィルタ５３で帯域制限し、狭帯域変調部５５で狭帯域
変調し、電力増幅器５６で増幅して送信する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は符号多重無線装置に
係わり、特に、符号多重信号を生成し、該符号多重信号
を増幅して送信する符号多重無線装置に関する。
係わり、特に、符号多重信号を生成し、該符号多重信号
を増幅して送信する符号多重無線装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】次世代のデジタル移動通信方式として、
符号分割多元接続(ＣＤＭＡ：CodeDivision Multiple A
ccess）方式を用いた無線アクセス方式が検討され、実
用化されつつある。ＣＤＭＡ方式はスペクトラム拡散通
信方式を用いた多元接続方法であり、複数のチャネルあ
るいはユーザの伝送情報を符号によって多重し、無線回
線などの伝送路を通じて伝送する。スペクトラム拡散通
信方式は、通常の狭帯域変調方式と異なり、変調された
後の信号の帯域幅を狭帯域の帯域幅に比べてはるかに広
くさせる変調方式である。スペクトラム拡散通信方式で
は送受信機上で２段階の変調/復調を行う。
符号分割多元接続(ＣＤＭＡ：CodeDivision Multiple A
ccess）方式を用いた無線アクセス方式が検討され、実
用化されつつある。ＣＤＭＡ方式はスペクトラム拡散通
信方式を用いた多元接続方法であり、複数のチャネルあ
るいはユーザの伝送情報を符号によって多重し、無線回
線などの伝送路を通じて伝送する。スペクトラム拡散通
信方式は、通常の狭帯域変調方式と異なり、変調された
後の信号の帯域幅を狭帯域の帯域幅に比べてはるかに広
くさせる変調方式である。スペクトラム拡散通信方式で
は送受信機上で２段階の変調/復調を行う。
【０００３】図２０はスペクトラム拡散通信方式におけ
る送信機の原理構成図であり、１はＰＳＫ変調器等の狭
帯域変調器、２は拡散回路、３は電力増幅器、４はアン
テナである。狭帯域変調器１及び拡散回路２の位置は入
れ替わってもよい。拡散回路２において、２ａはＰＮ系
列（Pseudorandom Noise)などの±１のレベル値をとる
矩形波（図２１参照）を出力する拡散符号系列発生器、
２ｂは狭帯域変調器１で変調されたデジタル信号に拡散
符号系列を乗算する乗算部である。拡散符号系列の変化
速度（矩形波時間幅ＴC）は図２１に示すように、それ
によって変調を受ける狭帯域変調信号のシンボル切替速
度（ＰＳＫ変調信号の１ビット区間幅Ｔ）に比べはるか
に早い速度で切り替わるように設定されている。すなわ
ちＴ≫ＴCとなる。このＴの時間幅をビット区間（bit d
uration)、ＴCの時間幅をチップ区間(chip duration)、
それぞれの逆数をビット速度、チップ速度という。ま
た、ＴとＴcとの比すなわちＴ／ＴCを拡散率あるいは拡
散比（spreading ratio)という。
る送信機の原理構成図であり、１はＰＳＫ変調器等の狭
帯域変調器、２は拡散回路、３は電力増幅器、４はアン
テナである。狭帯域変調器１及び拡散回路２の位置は入
れ替わってもよい。拡散回路２において、２ａはＰＮ系
列（Pseudorandom Noise)などの±１のレベル値をとる
矩形波（図２１参照）を出力する拡散符号系列発生器、
２ｂは狭帯域変調器１で変調されたデジタル信号に拡散
符号系列を乗算する乗算部である。拡散符号系列の変化
速度（矩形波時間幅ＴC）は図２１に示すように、それ
によって変調を受ける狭帯域変調信号のシンボル切替速
度（ＰＳＫ変調信号の１ビット区間幅Ｔ）に比べはるか
に早い速度で切り替わるように設定されている。すなわ
ちＴ≫ＴCとなる。このＴの時間幅をビット区間（bit d
uration)、ＴCの時間幅をチップ区間(chip duration)、
それぞれの逆数をビット速度、チップ速度という。ま
た、ＴとＴcとの比すなわちＴ／ＴCを拡散率あるいは拡
散比（spreading ratio)という。
【０００４】拡散変調信号のスペクトラム分布は図２２
に示すようにsinc関数形状を示し、メインローブの帯域
幅はチップ速度の２倍（＝２／Ｔc）に等しくなり、サ
イドローブの帯域幅は１／Ｔcである。拡散変調される
前のＰＳＫ信号はビット速度１／Ｔで変調された普通の
ＰＳＫ信号であるから、その占有帯域幅は２／Ｔであ
る。従って、拡散変調信号の占有帯域幅をメインローブ
の帯域幅（＝２／Ｔc）とすると、拡散変調を施すこと
により元のＰＳＫ変調信号の帯域幅はＴ／Ｔc倍に拡大
され、エネルギーが拡散される。図２３は拡散変調によ
り帯域幅が拡大する状況を示す説明図で、ＮＭは狭帯域
変調信号、ＳＭは拡散変調信号である。
に示すようにsinc関数形状を示し、メインローブの帯域
幅はチップ速度の２倍（＝２／Ｔc）に等しくなり、サ
イドローブの帯域幅は１／Ｔcである。拡散変調される
前のＰＳＫ信号はビット速度１／Ｔで変調された普通の
ＰＳＫ信号であるから、その占有帯域幅は２／Ｔであ
る。従って、拡散変調信号の占有帯域幅をメインローブ
の帯域幅（＝２／Ｔc）とすると、拡散変調を施すこと
により元のＰＳＫ変調信号の帯域幅はＴ／Ｔc倍に拡大
され、エネルギーが拡散される。図２３は拡散変調によ
り帯域幅が拡大する状況を示す説明図で、ＮＭは狭帯域
変調信号、ＳＭは拡散変調信号である。
【０００５】図２４はスペクトラム拡散通信方式におけ
る受信機の原理構成図である。５はアンテナ、６は広帯
域のバンドパスフィルタであり、必要周波数帯域の信号
のみを通過し、不要周波数帯域からの混信を防止するも
の、７は逆拡散回路、８は狭帯域のバンドパスフィル
タ、９はＰＳＫ復調器等の検波回路である。逆拡散回路
７は送信側の拡散回路２と同一の構成を備えており、７
ａは送信側と同一の拡散符号系列を出力する拡散符号系
列発生器、７ｂはバンドパス６の出力信号に拡散符号系
列を乗算する乗算部である。送られてきた広帯域の受信
信号は、送信側の拡散回路と同様の逆拡散回路７を通っ
て元の狭帯域変調信号に戻され、その後、通常の検波回
路９を通してベースバンド波形が再生される。逆拡散回
路７で狭帯域変調信号が得られる理由は以下の通りであ
る。
る受信機の原理構成図である。５はアンテナ、６は広帯
域のバンドパスフィルタであり、必要周波数帯域の信号
のみを通過し、不要周波数帯域からの混信を防止するも
の、７は逆拡散回路、８は狭帯域のバンドパスフィル
タ、９はＰＳＫ復調器等の検波回路である。逆拡散回路
７は送信側の拡散回路２と同一の構成を備えており、７
ａは送信側と同一の拡散符号系列を出力する拡散符号系
列発生器、７ｂはバンドパス６の出力信号に拡散符号系
列を乗算する乗算部である。送られてきた広帯域の受信
信号は、送信側の拡散回路と同様の逆拡散回路７を通っ
て元の狭帯域変調信号に戻され、その後、通常の検波回
路９を通してベースバンド波形が再生される。逆拡散回
路７で狭帯域変調信号が得られる理由は以下の通りであ
る。
【０００６】図２５に示すように送信側での狭帯域変調
波をａ(ｔ)、拡散符号系列をｃ(ｔ)、送信波形をｘ(ｔ)
とすると、 ｘ(t)＝ａ(t)・ｃ(t) である。伝送途中での減衰や雑音の影響を無視すると受
信側にはｘ(t)がそのまま到着する。逆拡散回路７で使
用する符号系列は前述のように送信側で拡散変調に用い
た符号系列とまったく同一の時間波形を有している。従
って、逆拡散回路の出力ｙ(t)は次式、 ｙ(t)＝ｘ(t)・ｃ(t)＝ａ(t)・ｃ2(t) で与えられ、該出力信号ｙ(t)はバンドパスフィルタ８
に入力される。バンドパスフィルタに通すことは積分し
ているのと同じであり、バンドパス出力は次式 ∫ｙ(t)dt＝ａ(t)・∫ｃ2(t) で与えられる。右辺の積分項は時間ずれを０にした時の
自己相関値であり１である。従って、バンドパスフィル
タ出力はａ(t)となり、狭帯域変調信号が得られる。
波をａ(ｔ)、拡散符号系列をｃ(ｔ)、送信波形をｘ(ｔ)
とすると、 ｘ(t)＝ａ(t)・ｃ(t) である。伝送途中での減衰や雑音の影響を無視すると受
信側にはｘ(t)がそのまま到着する。逆拡散回路７で使
用する符号系列は前述のように送信側で拡散変調に用い
た符号系列とまったく同一の時間波形を有している。従
って、逆拡散回路の出力ｙ(t)は次式、 ｙ(t)＝ｘ(t)・ｃ(t)＝ａ(t)・ｃ2(t) で与えられ、該出力信号ｙ(t)はバンドパスフィルタ８
に入力される。バンドパスフィルタに通すことは積分し
ているのと同じであり、バンドパス出力は次式 ∫ｙ(t)dt＝ａ(t)・∫ｃ2(t) で与えられる。右辺の積分項は時間ずれを０にした時の
自己相関値であり１である。従って、バンドパスフィル
タ出力はａ(t)となり、狭帯域変調信号が得られる。
【０００７】ＣＤＭＡはチャネルあるいはユーザ毎に拡
散に用いる符号系列を異ならせて、各チャネルの伝送情
報を符号によって多重通信する方法である。図２６は２
チャネルのＣＤＭＡの原理説明図であり、ＴＲは送信機
でＣＨ１は第１チャネル、ＣＨ２は第２チャネル、ＣＭ
Ｐは合成部、ＲＶ１は第１受信機、ＲＶ２は第２受信機
である。
散に用いる符号系列を異ならせて、各チャネルの伝送情
報を符号によって多重通信する方法である。図２６は２
チャネルのＣＤＭＡの原理説明図であり、ＴＲは送信機
でＣＨ１は第１チャネル、ＣＨ２は第２チャネル、ＣＭ
Ｐは合成部、ＲＶ１は第１受信機、ＲＶ２は第２受信機
である。
【０００８】ＣＤＭＡのキーポイントは、各チャネルが
用いる拡散符号系列の「類似性」にある。ほとんど同一
の拡散符号系列を各チャネルで使用すると互いに激しい
干渉を起こす。互いに生じる干渉の程度を表わす尺度に
「相関値」がある。相関値は２つの波形ａ(t)とｂ(t)に
対して次の式で定義される。 Ｒ＝∫ａ(t)・ｂ(t)ｄｔ Ｔ：周期 ただし積分はａ(t)、ｂ(t)の１周期について行う。ａ
(t)とｂ(t)がまったく同一の波形のときはＲ＝１に、正
負が正反対の波形になっているときはＲ＝−１になる。
１周期分をならして見たときにａ(t)のある時刻の値と
ｂ(t)の同時刻の値に何の関係もないときはＲ＝０にな
る。
用いる拡散符号系列の「類似性」にある。ほとんど同一
の拡散符号系列を各チャネルで使用すると互いに激しい
干渉を起こす。互いに生じる干渉の程度を表わす尺度に
「相関値」がある。相関値は２つの波形ａ(t)とｂ(t)に
対して次の式で定義される。 Ｒ＝∫ａ(t)・ｂ(t)ｄｔ Ｔ：周期 ただし積分はａ(t)、ｂ(t)の１周期について行う。ａ
(t)とｂ(t)がまったく同一の波形のときはＲ＝１に、正
負が正反対の波形になっているときはＲ＝−１になる。
１周期分をならして見たときにａ(t)のある時刻の値と
ｂ(t)の同時刻の値に何の関係もないときはＲ＝０にな
る。
【０００９】相関値Ｒがゼロであるような組み合わせの
２つの波形ｃ1(t)とｃ2(t)を拡散符号に使ってＣＤＭＡ
を組んで第１の受信機ＲＶ１に着目すると、この受信機
には第１、第２チャネルＣＨ１，ＣＨ２からの信号が到
来する。第１受信機ＲＶ１において、受信信号を符号ｃ
1(ｔ)で逆拡散すると、逆拡散器のバンドパスフィルタ
８1から次式 ∫｛ａ1(t)ｃ1(t)ｃ1(t)＋ａ2(t)ｃ2(t)ｃ1(t)｝dt で表現される信号が出力される。このうち、 ∫｛ａ2(t)ｃ2(t)ｃ1(t)｝dt は、ｃ2(t)，ｃ1(t)の相関値が０なので０になる。ま
た、 ∫ｃ1(t)ｃ1(t)dt は時間ずれを０とした自己相関値であるから１である。
従って、第１受信機ＲＶ１のローパスフィルタ８1の出
力はａ1(t)となり、ｃ2(ｔ)を拡散符号系列に使ってい
る方の信号の影響がまったく現れない。同じことは第２
の受信機ＲＶ２についてもいえ、また同時接続している
通信チャネルが増えても変わらない。ただし、すべての
組み合わせの拡散符号系列どうしで相関値が０である必
要がある。
２つの波形ｃ1(t)とｃ2(t)を拡散符号に使ってＣＤＭＡ
を組んで第１の受信機ＲＶ１に着目すると、この受信機
には第１、第２チャネルＣＨ１，ＣＨ２からの信号が到
来する。第１受信機ＲＶ１において、受信信号を符号ｃ
1(ｔ)で逆拡散すると、逆拡散器のバンドパスフィルタ
８1から次式 ∫｛ａ1(t)ｃ1(t)ｃ1(t)＋ａ2(t)ｃ2(t)ｃ1(t)｝dt で表現される信号が出力される。このうち、 ∫｛ａ2(t)ｃ2(t)ｃ1(t)｝dt は、ｃ2(t)，ｃ1(t)の相関値が０なので０になる。ま
た、 ∫ｃ1(t)ｃ1(t)dt は時間ずれを０とした自己相関値であるから１である。
従って、第１受信機ＲＶ１のローパスフィルタ８1の出
力はａ1(t)となり、ｃ2(ｔ)を拡散符号系列に使ってい
る方の信号の影響がまったく現れない。同じことは第２
の受信機ＲＶ２についてもいえ、また同時接続している
通信チャネルが増えても変わらない。ただし、すべての
組み合わせの拡散符号系列どうしで相関値が０である必
要がある。
【００１０】実際のＣＤＭＡ系では、上記相関値だけで
は互いの影響を測ることができない。なぜならそれぞれ
の送信者が完全に同じタイミングで（同期をとりなが
ら）電波を発射する（拡散符号系列を発生させる）わけ
ではないからである。従って、単にｃ1(t)とｃ2(t)の相
関値を比較するのではなく、ｃ1(t)とｃ2(t)とを任意の
時間だけずらせた場合について相関値を見る必要があ
る。以上より、複数のチャネルを扱う基地局装置、ある
いは、複数のチャネルを用いて高い伝送レートを実現す
る移動局には符号多重された信号を生成、増幅、送信す
る機能が必要である。符号多重は、各符号で拡散された
信号の線形な電圧加算によって行い、電圧加算により得
られた符号多重信号をチップ整形フィルタにより帯域制
限し、ついで、帯域制限された符号多重信号を無線周波
数へ変換し、しかる後、電力増幅器により増幅して送信
する。
は互いの影響を測ることができない。なぜならそれぞれ
の送信者が完全に同じタイミングで（同期をとりなが
ら）電波を発射する（拡散符号系列を発生させる）わけ
ではないからである。従って、単にｃ1(t)とｃ2(t)の相
関値を比較するのではなく、ｃ1(t)とｃ2(t)とを任意の
時間だけずらせた場合について相関値を見る必要があ
る。以上より、複数のチャネルを扱う基地局装置、ある
いは、複数のチャネルを用いて高い伝送レートを実現す
る移動局には符号多重された信号を生成、増幅、送信す
る機能が必要である。符号多重は、各符号で拡散された
信号の線形な電圧加算によって行い、電圧加算により得
られた符号多重信号をチップ整形フィルタにより帯域制
限し、ついで、帯域制限された符号多重信号を無線周波
数へ変換し、しかる後、電力増幅器により増幅して送信
する。
【００１１】図２７はｎチャネルの送信データを符号多
重して伝送するＣＤＭＡ送信機の従来の構成図である。
図中、１１1〜１１nはそれぞれ第１〜第ｎチャネルの直
列データＤ1〜Ｄnを１ビットづつ交互に振り分けてＩ成
分（In-Phase compornent)データＤij(j=1,2,・・・n)とＱ
成分(Quadrature compornent)データＤqj(j=1,2,・・・n)
の２系列に変換する直列／並列変換部(Ｓ／Ｐ変換部)、
１２1〜１２nは各２系列のデータＤij，Ｄqjに拡散符号
系列Ｃij，Ｃqjを乗算する拡散回路、１３ｉは各拡散回
路１２1〜１２nから出力されるＩ成分の拡散変調信号を
合成してＩ成分の符号多重信号ＶIを出力する合成部、
１３ｑは各拡散回路１２1〜１２nから出力されるＱ成分
の拡散変調信号ＶQを合成してＱ成分の符号多重信号を
出力する合成部、１４ｉ，１４ｑは各符号多重信号
ＶI，ＶQの帯域を制限するチップ整形フィルタ、１５
ｉ，１５ｑは各フィルタ１４ｉ，１４ｑの出力をＤＡ変
換するＤＡコンバータ、１６はＩ，Ｑ成分の符号多重信
号ＶI，ＶQに直交変調を施して出力する直交変調器、１
７は直交変調器出力を増幅して図示しないアンテナに入
力する電力増幅器である。
重して伝送するＣＤＭＡ送信機の従来の構成図である。
図中、１１1〜１１nはそれぞれ第１〜第ｎチャネルの直
列データＤ1〜Ｄnを１ビットづつ交互に振り分けてＩ成
分（In-Phase compornent)データＤij(j=1,2,・・・n)とＱ
成分(Quadrature compornent)データＤqj(j=1,2,・・・n)
の２系列に変換する直列／並列変換部(Ｓ／Ｐ変換部)、
１２1〜１２nは各２系列のデータＤij，Ｄqjに拡散符号
系列Ｃij，Ｃqjを乗算する拡散回路、１３ｉは各拡散回
路１２1〜１２nから出力されるＩ成分の拡散変調信号を
合成してＩ成分の符号多重信号ＶIを出力する合成部、
１３ｑは各拡散回路１２1〜１２nから出力されるＱ成分
の拡散変調信号ＶQを合成してＱ成分の符号多重信号を
出力する合成部、１４ｉ，１４ｑは各符号多重信号
ＶI，ＶQの帯域を制限するチップ整形フィルタ、１５
ｉ，１５ｑは各フィルタ１４ｉ，１４ｑの出力をＤＡ変
換するＤＡコンバータ、１６はＩ，Ｑ成分の符号多重信
号ＶI，ＶQに直交変調を施して出力する直交変調器、１
７は直交変調器出力を増幅して図示しないアンテナに入
力する電力増幅器である。
【００１２】直交変調器１６において、１６ａは所定周
波数の搬送波cosωtを出力する搬送波発生部、１６ｂは
搬送波の位相を９０0移相して−sinωtを出力する９０0
移相器、１６ｃはＤＡコンバータ１５ｉの出力信号にco
sωtを乗算する乗算部、１６ｄはＤＡコンバータ１５ｉ
の出力信号に−sinωtを乗算する乗算部、１６ｅは各乗
算器出力を合成する合成部である。
波数の搬送波cosωtを出力する搬送波発生部、１６ｂは
搬送波の位相を９０0移相して−sinωtを出力する９０0
移相器、１６ｃはＤＡコンバータ１５ｉの出力信号にco
sωtを乗算する乗算部、１６ｄはＤＡコンバータ１５ｉ
の出力信号に−sinωtを乗算する乗算部、１６ｅは各乗
算器出力を合成する合成部である。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】ＣＤＭＡ方式におい
て、符号多重信号の振幅（図２７の合成部１３ｉ，１３
ｑの出力）は、多重する情報数（チャネル数）の電圧和
となるため、その最大電力Ｐmaxは多重数の二乗に比例
する。すなわち、各拡散回路の出力は＋１，−１のいず
れかであり、ｎチャネルのすべての拡散回路から＋１が
出力されている時の符号多重信号の最大振幅はｎとな
り、最大電力はｎ2に比例する。一方、平均電力Ｐmean
は多重数ｎに比例する。このため、多重数ｎが多い場合
における符号多重信号のピークファクタ（＝Ｐmax／Ｐm
ean)は極めて大きくなる。
て、符号多重信号の振幅（図２７の合成部１３ｉ，１３
ｑの出力）は、多重する情報数（チャネル数）の電圧和
となるため、その最大電力Ｐmaxは多重数の二乗に比例
する。すなわち、各拡散回路の出力は＋１，−１のいず
れかであり、ｎチャネルのすべての拡散回路から＋１が
出力されている時の符号多重信号の最大振幅はｎとな
り、最大電力はｎ2に比例する。一方、平均電力Ｐmean
は多重数ｎに比例する。このため、多重数ｎが多い場合
における符号多重信号のピークファクタ（＝Ｐmax／Ｐm
ean)は極めて大きくなる。
【００１４】無線通信において、通信に使用する周波数
帯域は制限される。このため、電力増幅器１７（図２
７）の非線形歪みによる周波数スペクトラムの拡大を低
く抑える必要がある。すなわち、周波数スペクトラムの
拡大は隣接妨害等の原因になるため、その拡大を低く抑
える必要がある。かかる要求から符号多重信号を電力増
幅器で増幅する場合、線形領域で動作させる必要があ
り、大きな出力バックオフを取らなければならない。し
かし、出力バックオフを大きくすると電力増幅器の電力
効率を著しく劣化させる問題が生じる。一方、十分な出
力バックオフをとらなければ、電力増幅器の非線形歪み
によってスペクトラムの拡大を生じ、システムの周波数
利用効率を低下させる問題が生じる。
帯域は制限される。このため、電力増幅器１７（図２
７）の非線形歪みによる周波数スペクトラムの拡大を低
く抑える必要がある。すなわち、周波数スペクトラムの
拡大は隣接妨害等の原因になるため、その拡大を低く抑
える必要がある。かかる要求から符号多重信号を電力増
幅器で増幅する場合、線形領域で動作させる必要があ
り、大きな出力バックオフを取らなければならない。し
かし、出力バックオフを大きくすると電力増幅器の電力
効率を著しく劣化させる問題が生じる。一方、十分な出
力バックオフをとらなければ、電力増幅器の非線形歪み
によってスペクトラムの拡大を生じ、システムの周波数
利用効率を低下させる問題が生じる。
【００１５】図２８は電力増幅器のＡＭ−ＡＭ特性（入
力パワー／ゲイン特性）、図２９は電力増幅器のＡＭ−
ＰＭ特性（入力パワー／位相特性）の例である。電力増
幅器は、入力パワーが小さいうちはゲイン特性、位相特
性がフラットでありその入出力特性は線形であり、位相
回転もしない。しかし、入力パワーがあるレベル以上に
なるとゲインが小さくなりはじめると共に位相遅れが発
生し、各特性は非線形になる。ゲインが１dB下がった出
力パワーレベルを１dBコンプレッションレベルといい、
該レベルと平均出力電力との差が出力バックオフＯＢＯ
である。かかる非線形増幅器では、入力信号の平均電力
レベルが線形部分に存在していても、出力バックオフＯ
ＢＯとピークファクタの兼ね合いにより、最大電力レベ
ルあるいはそれに近いレベルの信号は１dBコンプレッシ
ョンレベルを越えてしまい、歪が発生し、周波数スペク
トラムが拡大する。前述のようにＣＤＭＡ送信機ではピ
ークファクタが非常に大きいため、この問題は深刻であ
る。
力パワー／ゲイン特性）、図２９は電力増幅器のＡＭ−
ＰＭ特性（入力パワー／位相特性）の例である。電力増
幅器は、入力パワーが小さいうちはゲイン特性、位相特
性がフラットでありその入出力特性は線形であり、位相
回転もしない。しかし、入力パワーがあるレベル以上に
なるとゲインが小さくなりはじめると共に位相遅れが発
生し、各特性は非線形になる。ゲインが１dB下がった出
力パワーレベルを１dBコンプレッションレベルといい、
該レベルと平均出力電力との差が出力バックオフＯＢＯ
である。かかる非線形増幅器では、入力信号の平均電力
レベルが線形部分に存在していても、出力バックオフＯ
ＢＯとピークファクタの兼ね合いにより、最大電力レベ
ルあるいはそれに近いレベルの信号は１dBコンプレッシ
ョンレベルを越えてしまい、歪が発生し、周波数スペク
トラムが拡大する。前述のようにＣＤＭＡ送信機ではピ
ークファクタが非常に大きいため、この問題は深刻であ
る。
【００１６】そこで、最大電力レベルの入力信号到来時
に１dBコンプレッションレベルを越えないように入力信
号の平均電力レベルを下げて出力バックオフＯＢＯを大
きくすると、歪が生じず、周波数スペクトラムの拡大も
ない。しかし、平均電力レベルを下げるということは電
力増幅器の電力効率を低下させる。以上より、従来は、
入力信号の平均電力レベルを下げて（出力バックオフＯ
ＢＯが大きい）電力増幅器における歪や周波数スペクト
ラムの拡大を防止すると、電力増幅器の電力効率が低下
し、逆に、入力信号の電力平均レベルを上げて（出力バ
ックオフＯＢＯが小さい）電力増幅器の効率を上げると
電力増幅器における歪が発生し、周波数スペクトラムが
拡大する問題があった。
に１dBコンプレッションレベルを越えないように入力信
号の平均電力レベルを下げて出力バックオフＯＢＯを大
きくすると、歪が生じず、周波数スペクトラムの拡大も
ない。しかし、平均電力レベルを下げるということは電
力増幅器の電力効率を低下させる。以上より、従来は、
入力信号の平均電力レベルを下げて（出力バックオフＯ
ＢＯが大きい）電力増幅器における歪や周波数スペクト
ラムの拡大を防止すると、電力増幅器の電力効率が低下
し、逆に、入力信号の電力平均レベルを上げて（出力バ
ックオフＯＢＯが小さい）電力増幅器の効率を上げると
電力増幅器における歪が発生し、周波数スペクトラムが
拡大する問題があった。
【００１７】また、図２７に示すように符号多重信号を
ディジタル信号処理によって生成する構成ではＤＡコン
バータ１５ｉ，１５ｑが必要である。かかるＤＡコンバ
ータの量子化ビット数は有限であり、そのフルスケール
は符号多重信号の最大値を出力できるように設定され
る。しかし、ＣＤＭＡ送信機では符号多重信号のピーク
ファクタが非常に大きいため、発生頻度の高い平均電力
周辺の信号に対する有効ビット数が減少し、量子化ノイ
ズが大きくなる。この量子化による劣化は、例えばスペ
クトラム特性のノイズフロアなどを劣化させ、隣接妨害
の原因になる。
ディジタル信号処理によって生成する構成ではＤＡコン
バータ１５ｉ，１５ｑが必要である。かかるＤＡコンバ
ータの量子化ビット数は有限であり、そのフルスケール
は符号多重信号の最大値を出力できるように設定され
る。しかし、ＣＤＭＡ送信機では符号多重信号のピーク
ファクタが非常に大きいため、発生頻度の高い平均電力
周辺の信号に対する有効ビット数が減少し、量子化ノイ
ズが大きくなる。この量子化による劣化は、例えばスペ
クトラム特性のノイズフロアなどを劣化させ、隣接妨害
の原因になる。
【００１８】以上から、本発明の目的は出力バックオフ
ＯＢＯを低減して電力増幅器の効率を改善でき、しか
も、周波数スペクトラムの拡大を抑えることができる符
号多重無線装置を提供することである。本発明の別の目
的は、発生頻度の高い平均電力周辺の信号に対する有効
ビット数を多くできる符号多重無線装置を提供すること
である。
ＯＢＯを低減して電力増幅器の効率を改善でき、しか
も、周波数スペクトラムの拡大を抑えることができる符
号多重無線装置を提供することである。本発明の別の目
的は、発生頻度の高い平均電力周辺の信号に対する有効
ビット数を多くできる符号多重無線装置を提供すること
である。
【００１９】
【課題を解決するための手段】図１は本発明の原理説明
図である。５１は各送信データＤ1〜Ｄnにそれぞれ拡散
符号系列を乗算して拡散変調し、各拡散変調信号を合成
して符号多重信号を生成する符号多重信号生成部、５２
は符号多重信号のエンベロープを設定レベル以下に抑圧
する信号ピーク抑圧部、５３は符号多重信号の帯域を制
限するフィルタ、５４はフィルタ出力をＤＡ変換するＤ
Ａコンバータ、５５はＤＡコンバータ出力に変調を施す
変調部で例えばＱＰＳＫ直交変調器、５６は変調部出力
を増幅してアンテナより送信する電力増幅器である。
図である。５１は各送信データＤ1〜Ｄnにそれぞれ拡散
符号系列を乗算して拡散変調し、各拡散変調信号を合成
して符号多重信号を生成する符号多重信号生成部、５２
は符号多重信号のエンベロープを設定レベル以下に抑圧
する信号ピーク抑圧部、５３は符号多重信号の帯域を制
限するフィルタ、５４はフィルタ出力をＤＡ変換するＤ
Ａコンバータ、５５はＤＡコンバータ出力に変調を施す
変調部で例えばＱＰＳＫ直交変調器、５６は変調部出力
を増幅してアンテナより送信する電力増幅器である。
【００２０】符号多重信号生成部５１は、各送信データ
をそれぞれ１ビットづつ交互に振り分けてＩ成分データ
とＱ成分データに変換する変換手段、Ｉ，Ｑ成分それぞ
れのデータに拡散符号系列を乗算して拡散変調する拡散
回路、各拡散回路から出力されるＩ成分の拡散変調信号
を合成すると共にＱ成分の拡散変調信号を合成してＩ，
Ｑ成分よりなる符号多重信号ＶI，ＶQを出力する合成部
を有している。信号ピーク抑圧部５２は、符号多重信号
のエンベロープを検出し、エンベロープ値と設定レベル
を比較し、エンベロープ値が設定レベル以上の場合に
は、該エンベロープ値を設定レベルにする減衰度を求
め、該減衰度を符号多重信号ＶI，ＶQに乗算することに
より、ピーク値を抑圧する。あるいは、信号ピーク抑圧
部５２は、符号多重信号のエンベロープを変数とする関
数（ゲイン）を記憶し、符号多重信号のエンベロープを
検出し、該エンベロープ値に応じた関数値（ゲイン）を
符号多重信号ＶI，ＶQに乗算することにより、ピーク値
を抑圧する。あるいは、信号ピーク抑圧部５２は、エン
ベロープと設定レベルとの差に応じた符号を発生し、該
符号を符号多重信号ＶI，ＶQに加算あるいは減算して符
号多重信号のピーク値を抑圧する。
をそれぞれ１ビットづつ交互に振り分けてＩ成分データ
とＱ成分データに変換する変換手段、Ｉ，Ｑ成分それぞ
れのデータに拡散符号系列を乗算して拡散変調する拡散
回路、各拡散回路から出力されるＩ成分の拡散変調信号
を合成すると共にＱ成分の拡散変調信号を合成してＩ，
Ｑ成分よりなる符号多重信号ＶI，ＶQを出力する合成部
を有している。信号ピーク抑圧部５２は、符号多重信号
のエンベロープを検出し、エンベロープ値と設定レベル
を比較し、エンベロープ値が設定レベル以上の場合に
は、該エンベロープ値を設定レベルにする減衰度を求
め、該減衰度を符号多重信号ＶI，ＶQに乗算することに
より、ピーク値を抑圧する。あるいは、信号ピーク抑圧
部５２は、符号多重信号のエンベロープを変数とする関
数（ゲイン）を記憶し、符号多重信号のエンベロープを
検出し、該エンベロープ値に応じた関数値（ゲイン）を
符号多重信号ＶI，ＶQに乗算することにより、ピーク値
を抑圧する。あるいは、信号ピーク抑圧部５２は、エン
ベロープと設定レベルとの差に応じた符号を発生し、該
符号を符号多重信号ＶI，ＶQに加算あるいは減算して符
号多重信号のピーク値を抑圧する。
【００２１】符号多重信号のピーク値を抑圧することに
よりピークファクタを小さくでき、この結果、出力バッ
クオフＯＢＯが小さくても出力信号の最大電力レベルが
１dBコンプレッションレベルを越えないようにできる。
すなわち、電力増幅器の効率を改善でき、しかも、歪の
発生、周波数スペクトラムの拡大を防止できる。また、
フィルタ５３の最大出力振幅をＤＡコンバータ５４のフ
ルスケールとする。このようにしても、ピークファクタ
が小さいため、発生頻度の高い平均電力周辺の信号に対
する有効ビット数を多くでき出力スペクトラムのノイズ
フロアを低減でき、また、ＤＡコンバータの所要ビット
数を削減できる。
よりピークファクタを小さくでき、この結果、出力バッ
クオフＯＢＯが小さくても出力信号の最大電力レベルが
１dBコンプレッションレベルを越えないようにできる。
すなわち、電力増幅器の効率を改善でき、しかも、歪の
発生、周波数スペクトラムの拡大を防止できる。また、
フィルタ５３の最大出力振幅をＤＡコンバータ５４のフ
ルスケールとする。このようにしても、ピークファクタ
が小さいため、発生頻度の高い平均電力周辺の信号に対
する有効ビット数を多くでき出力スペクトラムのノイズ
フロアを低減でき、また、ＤＡコンバータの所要ビット
数を削減できる。
【００２２】
（Ａ）第１実施例 図１は本発明の第１実施例に係わる符号多重送信機の構
成図であり、ＱＰＳＫ拡散変調に適用した場合の実施例
である。図中、５１は各チャンネルの送信データＤ１〜
Ｄｎに拡散符号系列を乗算して拡散変調し、各拡散変調
信号を合成して符号多重信号ＶI，ＶQを生成する符号多
重信号生成部、５２は符号多重信号のエンベロープを設
定レベル以下に抑圧する信号ピーク抑圧部、５３は符号
多重信号の帯域を制限するフィルタ部、５４はフィルタ
出力をＤＡ変換するＤＡコンバータ部、５５はＤＡコン
バータ出力を直交変調する直交変調器（ＷＭＯＤ）、５
６は直交変調器出力を増幅してアンテナより送信する電
力増幅器である。
成図であり、ＱＰＳＫ拡散変調に適用した場合の実施例
である。図中、５１は各チャンネルの送信データＤ１〜
Ｄｎに拡散符号系列を乗算して拡散変調し、各拡散変調
信号を合成して符号多重信号ＶI，ＶQを生成する符号多
重信号生成部、５２は符号多重信号のエンベロープを設
定レベル以下に抑圧する信号ピーク抑圧部、５３は符号
多重信号の帯域を制限するフィルタ部、５４はフィルタ
出力をＤＡ変換するＤＡコンバータ部、５５はＤＡコン
バータ出力を直交変調する直交変調器（ＷＭＯＤ）、５
６は直交変調器出力を増幅してアンテナより送信する電
力増幅器である。
【００２３】符号多重信号生成部５１はチャンネル毎に
設けられた直列/並列変換器(Ｓ／Ｐ変換器）６１1〜６
１nと拡散回路７１1〜７１nと、各拡散回路７１1〜７１
nから出力されるＩ成分、Ｑ成分の拡散変調信号をそれ
ぞれ合成する合成部８１ｉ，８１ｑを有している。Ｓ／
Ｐ変換器６１1〜６１nはそれぞれ送信データＤ１〜Ｄｎ
を１ビットづつ交互に振り分けてＩ(In Phase comporne
nt)成分データＤij(j=1,2,・・・n)とＱ(Quadrature compo
rnent)成分データＤqj(j=1,2,・・・n)の２系列に変換して
対応する拡散回路７１1〜７１nに入力する。各拡散回路
７１1〜７１nは符号系列Ｃij，Ｃqjを発生する拡散符号
系列発生部（図示せず）と、データＤij，Ｄqjに符号系
列Ｃij，Ｃqjをそれぞれ乗算して拡散変調信号を出力す
る乗算器ＭＬを有している。合成部８１ｉは各拡散回路
７１1〜７１nから出力されるＩ成分の拡散変調信号Ｄij
・Ｃij(j=1,2・・・n)を加算してＩ成分の符号多重信号ＶI
（＝ΣＤij・Ｃij(j=1,2・・・n)）を出力する。合成部８
１ｑは各拡散回路７１1〜７１nから出力されるＱ成分の
拡散変調信号Ｄqj・Ｃqj(j=1,2・・・n)を加算してＱ成分
の符号多重信号ＶQ（＝ΣＤqj・Ｃqj(j=1,2・・・n)）を出
力する。
設けられた直列/並列変換器(Ｓ／Ｐ変換器）６１1〜６
１nと拡散回路７１1〜７１nと、各拡散回路７１1〜７１
nから出力されるＩ成分、Ｑ成分の拡散変調信号をそれ
ぞれ合成する合成部８１ｉ，８１ｑを有している。Ｓ／
Ｐ変換器６１1〜６１nはそれぞれ送信データＤ１〜Ｄｎ
を１ビットづつ交互に振り分けてＩ(In Phase comporne
nt)成分データＤij(j=1,2,・・・n)とＱ(Quadrature compo
rnent)成分データＤqj(j=1,2,・・・n)の２系列に変換して
対応する拡散回路７１1〜７１nに入力する。各拡散回路
７１1〜７１nは符号系列Ｃij，Ｃqjを発生する拡散符号
系列発生部（図示せず）と、データＤij，Ｄqjに符号系
列Ｃij，Ｃqjをそれぞれ乗算して拡散変調信号を出力す
る乗算器ＭＬを有している。合成部８１ｉは各拡散回路
７１1〜７１nから出力されるＩ成分の拡散変調信号Ｄij
・Ｃij(j=1,2・・・n)を加算してＩ成分の符号多重信号ＶI
（＝ΣＤij・Ｃij(j=1,2・・・n)）を出力する。合成部８
１ｑは各拡散回路７１1〜７１nから出力されるＱ成分の
拡散変調信号Ｄqj・Ｃqj(j=1,2・・・n)を加算してＱ成分
の符号多重信号ＶQ（＝ΣＤqj・Ｃqj(j=1,2・・・n)）を出
力する。
【００２４】信号ピーク抑圧部５２は、符号多重信号の
エンベロープを設定レベル以下に抑圧する減衰度αを決
定する減衰度決定部５２ａと、減衰度αをＩ成分の符号
多重信号ＶIとＱ成分の符号多重信号ＶQにそれぞれ乗算
する乗算器（アッテネータ）５２ｂ，５２ｃを有してい
る。減衰度決定部５２ａは図３に示すようにＩ成分の符
号多重信号ＶIとＱ成分の符号多重信号ＶQより符号多重
信号のエンベロープを検出するエンベロープ検出部52a-
1と、エンベロープ値｜Ｖ｜と設定レベルＶTHの大小を
比較する比較部52a-2と、エンベロープ値｜Ｖ｜が設定
レベルＶTH以上の場合には、該エンベロープ値を設定レ
ベルにする減衰度αを次式 α＝ＶTH／｜Ｖ｜ (1) により算出する減衰度算出部52a-3を有している。尚、
エンベロープ値が設定レベルＶTH以下の場合にはα＝１
とする。
エンベロープを設定レベル以下に抑圧する減衰度αを決
定する減衰度決定部５２ａと、減衰度αをＩ成分の符号
多重信号ＶIとＱ成分の符号多重信号ＶQにそれぞれ乗算
する乗算器（アッテネータ）５２ｂ，５２ｃを有してい
る。減衰度決定部５２ａは図３に示すようにＩ成分の符
号多重信号ＶIとＱ成分の符号多重信号ＶQより符号多重
信号のエンベロープを検出するエンベロープ検出部52a-
1と、エンベロープ値｜Ｖ｜と設定レベルＶTHの大小を
比較する比較部52a-2と、エンベロープ値｜Ｖ｜が設定
レベルＶTH以上の場合には、該エンベロープ値を設定レ
ベルにする減衰度αを次式 α＝ＶTH／｜Ｖ｜ (1) により算出する減衰度算出部52a-3を有している。尚、
エンベロープ値が設定レベルＶTH以下の場合にはα＝１
とする。
【００２５】図４に示すようにＩ−Ｑ直交座標系を考え
ると、符号多重信号のエンベロープＶはＩ軸成分が
ＶI、Ｑ軸成分がＶQとなるベクトルである。ＶI，ＶQは
それぞれｎ個の拡散変調信号（瞬時値は＋１または−
１）を加算して得られるものであるため−ｎ〜＋ｎの値
を取り、エンベロープＶは変化し、設定レベルＶTHより
大きくなったり、小さくなったりする。エンベロープ検
出部52a-1は次式｜Ｖ｜＝√（ＶI 2＋ＶQ 2） あるいは
｜Ｖ｜2＝ＶI 2＋ＶQ 2によりエンベロープ値｜Ｖ｜
を算出し、比較部52a-2はエンベロープ値｜Ｖ｜と設定
レベルＶTHの大小を比較して比較結果を減衰度算出部52
a-3に入力する。減衰度算出部52a-3はエンベロープ値｜
Ｖ｜が設定レベルＶTH以下の場合にはピーク抑圧する必
要がないから減衰度α＝１を出力し、エンベロープ値｜
Ｖ｜が設定レベルＶTH以上の場合には(1)式により減衰
度αを演算して乗算部５２ｂ，５２ｃ（図２）に入力す
る。乗算部５２ｂ，５２ｃはそれぞれＩ軸成分ＶI、Ｑ
軸成分ＶQに減衰度αを乗算し、乗算結果αＶI、αＶQ
を出力する。この結果、｜Ｖ｜＞ＶTHの場合にはエンベ
ロープは図４に示すように設定レベルＶTHに等しくなり
（クリッピング）符号多重信号のピークが抑圧される。
なお、Ｖ≦ＶTHの場合にはＩ軸成分ＶI、Ｑ軸成分ＶQは
抑圧されずそのまま出力される。
ると、符号多重信号のエンベロープＶはＩ軸成分が
ＶI、Ｑ軸成分がＶQとなるベクトルである。ＶI，ＶQは
それぞれｎ個の拡散変調信号（瞬時値は＋１または−
１）を加算して得られるものであるため−ｎ〜＋ｎの値
を取り、エンベロープＶは変化し、設定レベルＶTHより
大きくなったり、小さくなったりする。エンベロープ検
出部52a-1は次式｜Ｖ｜＝√（ＶI 2＋ＶQ 2） あるいは
｜Ｖ｜2＝ＶI 2＋ＶQ 2によりエンベロープ値｜Ｖ｜
を算出し、比較部52a-2はエンベロープ値｜Ｖ｜と設定
レベルＶTHの大小を比較して比較結果を減衰度算出部52
a-3に入力する。減衰度算出部52a-3はエンベロープ値｜
Ｖ｜が設定レベルＶTH以下の場合にはピーク抑圧する必
要がないから減衰度α＝１を出力し、エンベロープ値｜
Ｖ｜が設定レベルＶTH以上の場合には(1)式により減衰
度αを演算して乗算部５２ｂ，５２ｃ（図２）に入力す
る。乗算部５２ｂ，５２ｃはそれぞれＩ軸成分ＶI、Ｑ
軸成分ＶQに減衰度αを乗算し、乗算結果αＶI、αＶQ
を出力する。この結果、｜Ｖ｜＞ＶTHの場合にはエンベ
ロープは図４に示すように設定レベルＶTHに等しくなり
（クリッピング）符号多重信号のピークが抑圧される。
なお、Ｖ≦ＶTHの場合にはＩ軸成分ＶI、Ｑ軸成分ＶQは
抑圧されずそのまま出力される。
【００２６】フィルタ部５３はデジタルフィルタで構成
されたチップ整形フィルタ５３ｉ，５３ｑを備え、それ
ぞれにより符号多重信号のＩ，Ｑ成分の帯域を制限す
る。符号多重信号のスペクトラム分布は図５(a)の実線
ＳＰＣで示すようにsinc曲線形状を有し、Ｉ／Ｔc以上
の帯域は不要である。そこで、点線Ａで示す周波数特性
を有するフィルタにより帯域制限する。尚、Ｂは理想フ
ィルタの周波数特性である。ところで、無線において
は、送信機、受信機それぞれに設けたフィルタの合成特
性が図５（ａ）の点線Ａになるようにする必要がある。
そこで、チップ整形フィルタ５３ｉ，５３ｑにはそれぞ
れ、図５（ｂ）に示すルートロールオフ特性Ｃを設定
し、送受信器の合成フィルタ特性が図５（ａ）あるいは
図５（ｃ）に示す特性Ａになるように配分する方法が一
般的である。ＤＡコンバータ部５４は符号多重信号の
Ｉ，Ｑ成分に応じてそれぞれＤＡコンバータ５４ｉ，５
４ｑを備え、各チップ整形フィルタ出力をアナログに変
換して直交変調器５５に入力する。各ＤＡコンバータ５
４ｉ，５４ｑのフルスケールはチップ整形フィルタ５３
ｉ，５３ｑの最大振幅値となるように設定されている。
されたチップ整形フィルタ５３ｉ，５３ｑを備え、それ
ぞれにより符号多重信号のＩ，Ｑ成分の帯域を制限す
る。符号多重信号のスペクトラム分布は図５(a)の実線
ＳＰＣで示すようにsinc曲線形状を有し、Ｉ／Ｔc以上
の帯域は不要である。そこで、点線Ａで示す周波数特性
を有するフィルタにより帯域制限する。尚、Ｂは理想フ
ィルタの周波数特性である。ところで、無線において
は、送信機、受信機それぞれに設けたフィルタの合成特
性が図５（ａ）の点線Ａになるようにする必要がある。
そこで、チップ整形フィルタ５３ｉ，５３ｑにはそれぞ
れ、図５（ｂ）に示すルートロールオフ特性Ｃを設定
し、送受信器の合成フィルタ特性が図５（ａ）あるいは
図５（ｃ）に示す特性Ａになるように配分する方法が一
般的である。ＤＡコンバータ部５４は符号多重信号の
Ｉ，Ｑ成分に応じてそれぞれＤＡコンバータ５４ｉ，５
４ｑを備え、各チップ整形フィルタ出力をアナログに変
換して直交変調器５５に入力する。各ＤＡコンバータ５
４ｉ，５４ｑのフルスケールはチップ整形フィルタ５３
ｉ，５３ｑの最大振幅値となるように設定されている。
【００２７】直交変調器５５は図２７に示したものと同
一の構成を有している。電力増幅器５６は非線形アンプ
であり、例えば図２８、図２９に示す特性を有するもの
である。以上のように、信号ピーク抑圧部５２において
符号多重信号のピーク値を抑圧することにより、ピーク
ファクタを小さくできる。この結果、出力バックオフＯ
ＢＯが小さくても信号の最大電力レベルが１dBコンプレ
ッションレベルを越えないようにできる。すなわち、入
力信号の平均電力レベルを大きくしても出力信号の最大
電力レベルが１dBコンプレッションレベルを越えないよ
うにでき、電力増幅器の効率を改善でき、しかも、歪の
発生、周波数スペクトラムの拡大を防止できる。また、
チップ整形フィルタ５３ｉ，５３ｑの最大出力振幅をＤ
Ａコンバータ５４ｉ，５４ｑのフルスケールとしても、
ピークファクタが小さいため、発生頻度の高い平均電力
周辺の信号に対する有効ビット数を多くでき、出力スペ
クトラムのノイズフロアを低減でき、また、ＤＡコンバ
ータの所要ビット数を削減できる。
一の構成を有している。電力増幅器５６は非線形アンプ
であり、例えば図２８、図２９に示す特性を有するもの
である。以上のように、信号ピーク抑圧部５２において
符号多重信号のピーク値を抑圧することにより、ピーク
ファクタを小さくできる。この結果、出力バックオフＯ
ＢＯが小さくても信号の最大電力レベルが１dBコンプレ
ッションレベルを越えないようにできる。すなわち、入
力信号の平均電力レベルを大きくしても出力信号の最大
電力レベルが１dBコンプレッションレベルを越えないよ
うにでき、電力増幅器の効率を改善でき、しかも、歪の
発生、周波数スペクトラムの拡大を防止できる。また、
チップ整形フィルタ５３ｉ，５３ｑの最大出力振幅をＤ
Ａコンバータ５４ｉ，５４ｑのフルスケールとしても、
ピークファクタが小さいため、発生頻度の高い平均電力
周辺の信号に対する有効ビット数を多くでき、出力スペ
クトラムのノイズフロアを低減でき、また、ＤＡコンバ
ータの所要ビット数を削減できる。
【００２８】（Ｂ）第２実施例 図６は本発明の第２実施例に係わる符号多重送信機の構
成図であり、図２の第１実施例と同一部分には同一符号
を付している。図２の第１実施例と異なる点は信号ピー
ク抑圧部５２の構成である。第２実施例における信号ピ
ーク抑圧部５２は、符号多重信号のエンベロープＶに応
じた関数値（ゲインｇ）を発生する関数発生部５２ｄ
と、ゲインｇをＩ成分の符号多重信号ＶIとＱ成分の符
号多重信号ＶQにそれぞれ乗算する乗算器５２ｅ，５２
ｆを有している。関数発生部５２ｄは図７の実線Ａで示
すゲイン関数を発生するものである。このゲイン関数
は、エンベロープ値｜Ｖ｜が設定レベルＶTHより大きい
ときに該ゲイン関数より得られるゲインｇとエンベロー
プ値｜Ｖ｜を乗算した値ｇ・｜Ｖ｜が設定レベルＶTHと
等しくなるように、あるいはＶTH以下となるように決定
されている。
成図であり、図２の第１実施例と同一部分には同一符号
を付している。図２の第１実施例と異なる点は信号ピー
ク抑圧部５２の構成である。第２実施例における信号ピ
ーク抑圧部５２は、符号多重信号のエンベロープＶに応
じた関数値（ゲインｇ）を発生する関数発生部５２ｄ
と、ゲインｇをＩ成分の符号多重信号ＶIとＱ成分の符
号多重信号ＶQにそれぞれ乗算する乗算器５２ｅ，５２
ｆを有している。関数発生部５２ｄは図７の実線Ａで示
すゲイン関数を発生するものである。このゲイン関数
は、エンベロープ値｜Ｖ｜が設定レベルＶTHより大きい
ときに該ゲイン関数より得られるゲインｇとエンベロー
プ値｜Ｖ｜を乗算した値ｇ・｜Ｖ｜が設定レベルＶTHと
等しくなるように、あるいはＶTH以下となるように決定
されている。
【００２９】図８は関数発生器５２ｄの構成図であり、
52d-1は関数記憶部で、図７に示す関数が得られるよう
にエンベロープ値｜Ｖ｜とゲインｇの対応関係が離散的
に記憶されている。52d-2はエンベロープレベル検出部
であり、次式｜Ｖ｜＝√（ＶI 2＋ＶQ 2） または ｜Ｖ
｜2＝（ＶI 2＋ＶQ 2）によりエンベロープ値｜Ｖ｜を算
出する。52d-3はゲイン算出部であり、エンベロープレ
ベル検出部で算出されたエンベロープ値｜Ｖ｜に応じた
ゲインｇを関数記憶部52d-1に記憶されている関数より
求めて出力するものである。尚、関数は離散的に記憶さ
れているため、補間演算によりエンベロープ値｜Ｖ｜に
応じたゲインｇを算出して乗算部５２ｅ，５２ｆ（図
６）に入力する。乗算部５２ｅ，５２ｆはそれぞれＩ軸
成分ＶI、Ｑ軸成分ＶQにゲインｇを乗算し、乗算結果ｇ
ＶI、ｇＶQを出力する。
52d-1は関数記憶部で、図７に示す関数が得られるよう
にエンベロープ値｜Ｖ｜とゲインｇの対応関係が離散的
に記憶されている。52d-2はエンベロープレベル検出部
であり、次式｜Ｖ｜＝√（ＶI 2＋ＶQ 2） または ｜Ｖ
｜2＝（ＶI 2＋ＶQ 2）によりエンベロープ値｜Ｖ｜を算
出する。52d-3はゲイン算出部であり、エンベロープレ
ベル検出部で算出されたエンベロープ値｜Ｖ｜に応じた
ゲインｇを関数記憶部52d-1に記憶されている関数より
求めて出力するものである。尚、関数は離散的に記憶さ
れているため、補間演算によりエンベロープ値｜Ｖ｜に
応じたゲインｇを算出して乗算部５２ｅ，５２ｆ（図
６）に入力する。乗算部５２ｅ，５２ｆはそれぞれＩ軸
成分ＶI、Ｑ軸成分ＶQにゲインｇを乗算し、乗算結果ｇ
ＶI、ｇＶQを出力する。
【００３０】前述のように、ｇ・｜Ｖ｜が設定レベルＶ
THと等しくなるように、あるいはＶ TH以下となるように
決められているから、信号ピーク抑圧部５２により符号
多重信号のピークが抑圧される。なお、｜Ｖ｜≦ＶTHの
場合にはＩ軸成分ＶI、Ｑ軸成分ＶQはほとんど抑圧され
ずほぼそのまま出力される。従って、第１実施例と同様
にピークファクタを小さくでき、この結果、出力バック
オフＯＢＯが小さくても出力信号の最大電力レベルが１
dBコンプレッションレベルを越えないようにできる。す
なわち、入力信号の平均電力レベルを大きくしても出力
信号の最大電力レベルが１dBコンプレッションレベルを
越えないようにでき、電力増幅器の効率を改善でき、し
かも、歪の発生、周波数スペクトラムの拡大を防止でき
る。また、チップ整形フィルタ５３ｉ，５３ｑの最大出
力振幅をＤＡコンバータ５４ｉ，５４ｑのフルスケール
としても、ピークファクタが小さいため、発生頻度の高
い平均電力周辺の信号に対する有効ビット数を多くで
き、出力スペクトラムのノイズフロアを低減でき、ま
た、ＤＡコンバータの所要ビット数を削減できる。以上
では、図７の実線Ａで示すゲイン関数を発生した場合で
あるが、点線Ｂで示すゲイン関数を発生するように構成
することもできる。
THと等しくなるように、あるいはＶ TH以下となるように
決められているから、信号ピーク抑圧部５２により符号
多重信号のピークが抑圧される。なお、｜Ｖ｜≦ＶTHの
場合にはＩ軸成分ＶI、Ｑ軸成分ＶQはほとんど抑圧され
ずほぼそのまま出力される。従って、第１実施例と同様
にピークファクタを小さくでき、この結果、出力バック
オフＯＢＯが小さくても出力信号の最大電力レベルが１
dBコンプレッションレベルを越えないようにできる。す
なわち、入力信号の平均電力レベルを大きくしても出力
信号の最大電力レベルが１dBコンプレッションレベルを
越えないようにでき、電力増幅器の効率を改善でき、し
かも、歪の発生、周波数スペクトラムの拡大を防止でき
る。また、チップ整形フィルタ５３ｉ，５３ｑの最大出
力振幅をＤＡコンバータ５４ｉ，５４ｑのフルスケール
としても、ピークファクタが小さいため、発生頻度の高
い平均電力周辺の信号に対する有効ビット数を多くで
き、出力スペクトラムのノイズフロアを低減でき、ま
た、ＤＡコンバータの所要ビット数を削減できる。以上
では、図７の実線Ａで示すゲイン関数を発生した場合で
あるが、点線Ｂで示すゲイン関数を発生するように構成
することもできる。
【００３１】（Ｃ）第３実施例 図９は本発明の第３実施例に係わる符号多重送信機の構
成図であり、図２の第１実施例と同一部分には同一符号
を付している。図２の第１実施例と異なる点は信号ピー
ク抑圧部５２の構成である。第３実施例における信号ピ
ーク抑圧部５２は、符号多重信号のエンベロープＶが設
定レベルＶTHより大きい時、エンベロープを抑圧してＶ
THにするものであり、エンベロープ値｜Ｖ｜と設定レベ
ルＶTHとの差に応じた符号ＣI，ＣQを発生する符号発生
部５２ｇと、Ｉ成分の符号多重信号ＶI、Ｑ成分の符号
多重信号ＶQより符号ＣI，ＣQをそれぞれ減算する演算
部５２ｈ，５２ｉを有している。
成図であり、図２の第１実施例と同一部分には同一符号
を付している。図２の第１実施例と異なる点は信号ピー
ク抑圧部５２の構成である。第３実施例における信号ピ
ーク抑圧部５２は、符号多重信号のエンベロープＶが設
定レベルＶTHより大きい時、エンベロープを抑圧してＶ
THにするものであり、エンベロープ値｜Ｖ｜と設定レベ
ルＶTHとの差に応じた符号ＣI，ＣQを発生する符号発生
部５２ｇと、Ｉ成分の符号多重信号ＶI、Ｑ成分の符号
多重信号ＶQより符号ＣI，ＣQをそれぞれ減算する演算
部５２ｈ，５２ｉを有している。
【００３２】図１０は符号発生部５２ｇの構成図であ
り、Ｉ成分の符号多重信号ＶIとＱ成分の符号多重信号
ＶQより符号多重信号のエンベロープを検出するエンベ
ロープ検出部52g-1と、エンベロープ値｜Ｖ｜と設定レ
ベルＶTHの大小を比較する比較部52g-2と、cosφ/sinφ
演算部52g-3と、エンベロープ値｜Ｖ｜が設定レベルＶT
Hより大きいとき、ＶとＶTHの各軸成分の差を演算する
振幅制限値演算部52g-4と、各軸成分の符号ＣI，ＣQを
発生する符号化部52g-5，52g-6を備えている。
り、Ｉ成分の符号多重信号ＶIとＱ成分の符号多重信号
ＶQより符号多重信号のエンベロープを検出するエンベ
ロープ検出部52g-1と、エンベロープ値｜Ｖ｜と設定レ
ベルＶTHの大小を比較する比較部52g-2と、cosφ/sinφ
演算部52g-3と、エンベロープ値｜Ｖ｜が設定レベルＶT
Hより大きいとき、ＶとＶTHの各軸成分の差を演算する
振幅制限値演算部52g-4と、各軸成分の符号ＣI，ＣQを
発生する符号化部52g-5，52g-6を備えている。
【００３３】図１１に示すようにＩ−Ｑ複素平面を考え
ると、符号多重信号のエンベロープＶはＩ軸成分が
ＶI、Ｑ軸成分がＶQとなるベクトルである。ＶI，ＶQは
それぞれｎ個の拡散変調信号（瞬時値は＋１または−
１）を加算して得られるものであるため−ｎ〜＋ｎの値
を取り、エンベロープＶは変化し、エンベロープ値｜Ｖ
｜は設定レベルＶTHより大きくなったり、小さくなった
りする。エンベロープ検出部52ｇ-1は次式|Ｖ|＝√（Ｖ
I 2＋ＶQ 2） または |Ｖ|2＝（ＶI 2＋ＶQ 2）によりエ
ンベロープち｜Ｖ｜を算出し、比較部52a-2はエンベロ
ープ値 |Ｖ|と設定レベルＶTHの大小を比較して比較
結果を振幅制限値演算部52g-4に入力する。cosφ/sinφ
演算部52g-3はベクトルＶの方向をφとしてＶI，ＶQよ
りcosφ，sinφを演算して振幅制限値演算部52g-4に入
力する。振幅制限値演算部52g-4はベクトルＶと、該ベ
クトルと同一方向で大きさＶTHを有するベクトルＶｒと
の差ベクトルの各軸成分ＤI，ＤQを次式 ＤI＝（|Ｖ|−ＶTH）cosφ＝ＶI−ＶTHcosφ ＤQ＝（|Ｖ|−ＶTH）sinφ＝ＶQ−ＶTHsinφ を演算して出力し、符号化部52g-5、52g-6はＤI，ＤQを
ＶI，ＶQと同一体系の符号ＣI，ＣQに符号化して出力す
る。なお、振幅制限値演算部52g-4は｜Ｖ｜≦ＶT Hの場
合にはＤI，ＤQを０にする。
ると、符号多重信号のエンベロープＶはＩ軸成分が
ＶI、Ｑ軸成分がＶQとなるベクトルである。ＶI，ＶQは
それぞれｎ個の拡散変調信号（瞬時値は＋１または−
１）を加算して得られるものであるため−ｎ〜＋ｎの値
を取り、エンベロープＶは変化し、エンベロープ値｜Ｖ
｜は設定レベルＶTHより大きくなったり、小さくなった
りする。エンベロープ検出部52ｇ-1は次式|Ｖ|＝√（Ｖ
I 2＋ＶQ 2） または |Ｖ|2＝（ＶI 2＋ＶQ 2）によりエ
ンベロープち｜Ｖ｜を算出し、比較部52a-2はエンベロ
ープ値 |Ｖ|と設定レベルＶTHの大小を比較して比較
結果を振幅制限値演算部52g-4に入力する。cosφ/sinφ
演算部52g-3はベクトルＶの方向をφとしてＶI，ＶQよ
りcosφ，sinφを演算して振幅制限値演算部52g-4に入
力する。振幅制限値演算部52g-4はベクトルＶと、該ベ
クトルと同一方向で大きさＶTHを有するベクトルＶｒと
の差ベクトルの各軸成分ＤI，ＤQを次式 ＤI＝（|Ｖ|−ＶTH）cosφ＝ＶI−ＶTHcosφ ＤQ＝（|Ｖ|−ＶTH）sinφ＝ＶQ−ＶTHsinφ を演算して出力し、符号化部52g-5、52g-6はＤI，ＤQを
ＶI，ＶQと同一体系の符号ＣI，ＣQに符号化して出力す
る。なお、振幅制限値演算部52g-4は｜Ｖ｜≦ＶT Hの場
合にはＤI，ＤQを０にする。
【００３４】演算部５２ｈは符号多重信号のＩ軸成分Ｖ
IよりＣI（＝ＤI）を減算し、演算部５２ｉは符号多重
信号のＱ軸成分ＶQよりＣQ（＝ＤQ）を減算し、それぞ
れ出力する。この結果、｜Ｖ｜＞ＶTHの場合にはエンベ
ロープ値はＶTHと等しくなり（クリッピング）、符号多
重信号のピークが抑圧される。なお、｜Ｖ｜≦ＶTHの場
合にはＩ軸成分ＶI、Ｑ軸成分ＶQは抑圧されずそのまま
出力される。以上より、第１実施例と同様にピークファ
クタを小さくでき、第１実施例と同一の効果を奏するこ
とができる。
IよりＣI（＝ＤI）を減算し、演算部５２ｉは符号多重
信号のＱ軸成分ＶQよりＣQ（＝ＤQ）を減算し、それぞ
れ出力する。この結果、｜Ｖ｜＞ＶTHの場合にはエンベ
ロープ値はＶTHと等しくなり（クリッピング）、符号多
重信号のピークが抑圧される。なお、｜Ｖ｜≦ＶTHの場
合にはＩ軸成分ＶI、Ｑ軸成分ＶQは抑圧されずそのまま
出力される。以上より、第１実施例と同様にピークファ
クタを小さくでき、第１実施例と同一の効果を奏するこ
とができる。
【００３５】（Ｄ）本発明のピーク抑圧効果の検討 以上のように本発明によれば、スペクトラムの拡大なし
にピークを抑圧することが可能となる。 (a) ピークファクタの抑圧効果 図１２は符号多重信号のエンベロープの確率密度を示す
説明図であり、拡散率ＰＧ＝６４倍、符号長６４チップ
の直交Gold符号を用いて５０コード（５０チャンネルあ
るいは５０ユーザ）を多重した場合のエンベロープの確
率密度関数（ＰＤＦ）を示している。Ａはレイリー分布
の論理値、Ｂは設定レベルＶTH（以後クリッピングレベ
ルＶclipという）が１０Ｖの場合における本発明による
確率密度、Ｃはピークを抑圧しない従来の確率密度であ
る。クリッピングレベルＶclipは１コード時のＱＰＳＫ
信号点の振幅（エンベロープ値）を1.0(V)として表示し
ている。
にピークを抑圧することが可能となる。 (a) ピークファクタの抑圧効果 図１２は符号多重信号のエンベロープの確率密度を示す
説明図であり、拡散率ＰＧ＝６４倍、符号長６４チップ
の直交Gold符号を用いて５０コード（５０チャンネルあ
るいは５０ユーザ）を多重した場合のエンベロープの確
率密度関数（ＰＤＦ）を示している。Ａはレイリー分布
の論理値、Ｂは設定レベルＶTH（以後クリッピングレベ
ルＶclipという）が１０Ｖの場合における本発明による
確率密度、Ｃはピークを抑圧しない従来の確率密度であ
る。クリッピングレベルＶclipは１コード時のＱＰＳＫ
信号点の振幅（エンベロープ値）を1.0(V)として表示し
ている。
【００３６】本発明による確率密度ＰＤＦはレイリー分
布にほぼ一致し、また、ピーク抑圧制御によりピークＰ
Ｋが低減していることがわかる。尚、エンベロープ値と
してチップ整形フィルタ５３ｉ，５３ｑの出力を採用し
ているため、フィルタレスポンスの影響でピーク値は10
(V)以上になっているがフィルタ前ではピーク値はクリ
ッピング値10(V)になる。図１３は本発明によるピーク
ファクタの抑圧効果を示すためのクリッピングレベル／
ピークファクタ特性図であり、３コード（チャンネル数
３あるいはユーザ数３）の場合である。横軸にクリッピ
ングレベルＶclipを、縦軸にピークファクタＦPKをと
り、クリッピングレベルに対するピークファクタの変化
を示している。本発明によるピークファクタ低減量は、
クリッピングしない状態（クリッピングレベルＶclip＝
３Ｖ）に比較してＶclip＝2.5で1.1dB、Ｖclip＝2.0で
1.3dB、ピークファクタが小さくなっている。
布にほぼ一致し、また、ピーク抑圧制御によりピークＰ
Ｋが低減していることがわかる。尚、エンベロープ値と
してチップ整形フィルタ５３ｉ，５３ｑの出力を採用し
ているため、フィルタレスポンスの影響でピーク値は10
(V)以上になっているがフィルタ前ではピーク値はクリ
ッピング値10(V)になる。図１３は本発明によるピーク
ファクタの抑圧効果を示すためのクリッピングレベル／
ピークファクタ特性図であり、３コード（チャンネル数
３あるいはユーザ数３）の場合である。横軸にクリッピ
ングレベルＶclipを、縦軸にピークファクタＦPKをと
り、クリッピングレベルに対するピークファクタの変化
を示している。本発明によるピークファクタ低減量は、
クリッピングしない状態（クリッピングレベルＶclip＝
３Ｖ）に比較してＶclip＝2.5で1.1dB、Ｖclip＝2.0で
1.3dB、ピークファクタが小さくなっている。
【００３７】(b) 隣接チャネル漏洩電力特性の改善 図１４は非線形アンプを用いてコード多重した信号を増
幅した場合の出力電力スペクトラム特性であり、Ａ，
Ｂ，Ｃ，Ｄはそれぞれ出力バックオフＯＢＯが4dB,6dB,
8dB,10dBの場合である。出力バックオフＯＢＯが大きく
なるほどサイドローブＳＬが小さくなり、隣接チャネル
への漏洩電力が小さくなる。図１４では本発明によりピ
ークを抑圧をした場合の出力電力スペクトラム特性を示
していないが、ピーク抑圧することによりピークファク
タを小さくでき、このため、入力信号の平均電力を大き
くして出力バックオフＯＢＯを小さくできる。この結
果、本発明によれば、サイドローブを小さくでき、隣接
チャネルへの漏洩電力を小さくできる。
幅した場合の出力電力スペクトラム特性であり、Ａ，
Ｂ，Ｃ，Ｄはそれぞれ出力バックオフＯＢＯが4dB,6dB,
8dB,10dBの場合である。出力バックオフＯＢＯが大きく
なるほどサイドローブＳＬが小さくなり、隣接チャネル
への漏洩電力が小さくなる。図１４では本発明によりピ
ークを抑圧をした場合の出力電力スペクトラム特性を示
していないが、ピーク抑圧することによりピークファク
タを小さくでき、このため、入力信号の平均電力を大き
くして出力バックオフＯＢＯを小さくできる。この結
果、本発明によれば、サイドローブを小さくでき、隣接
チャネルへの漏洩電力を小さくできる。
【００３８】ＮＬはノイズフロアである。ＤＡコンバー
タ５４ｉ，５４ｑのビット数をｎとすると、ノイズフロ
アレベルＬnfは20・log2nで与えられる。本発明によれ
ば、ピークファクタが小さくなるため、ＤＡコンバータ
において平均電力レベルを表現する有効ビット数を増や
すことができる。この結果、ノイズフロアレベルＬnfが
大きくなり、隣接チャネルへの漏洩電力を小さくでき
る。
タ５４ｉ，５４ｑのビット数をｎとすると、ノイズフロ
アレベルＬnfは20・log2nで与えられる。本発明によれ
ば、ピークファクタが小さくなるため、ＤＡコンバータ
において平均電力レベルを表現する有効ビット数を増や
すことができる。この結果、ノイズフロアレベルＬnfが
大きくなり、隣接チャネルへの漏洩電力を小さくでき
る。
【００３９】図１５は３コード多重時における隣接チャ
ネル漏洩電力特性図であり、Ａはクリッピングしない場
合（クリッピングレベルＶclip＝３Ｖ）、Ｂはクリッピ
ングレベルＶclip＝2.5Vの場合、Ｃはクリッピングレベ
ルＶclip＝2.0Vの場合である。横軸に出力バックオフＯ
ＢＯを、縦軸にＤ／Ｕ（dB)をとっている。Ｄ／Ｕはメ
インローブのパワー(Desired Power)と隣接チャネルに
漏洩したパワー(Undesired Power)の比であり、大きい
ほど特性が良い。クリッピングレベルＶclipは１コード
時のＱＰＳＫ信号点の振幅（エンベロープ）を1.0とし
て表示している。図より、出力バックオフＯＢＯが大き
くなるほどＤ／Ｕが大きくなり、また、クリッピングレ
ベルＶclipが小さくなるほどＤ／Ｕが大きくなることが
わかる。Ｄ／Ｕ＝45dBで評価した場合、Ｖclip＝2.5(V)
とすることにより、出力バックオフを7.4dBから6.5dBへ
と、0.9dB低減することが可能となり、これにより電力
増幅器の効率を改善することができる。
ネル漏洩電力特性図であり、Ａはクリッピングしない場
合（クリッピングレベルＶclip＝３Ｖ）、Ｂはクリッピ
ングレベルＶclip＝2.5Vの場合、Ｃはクリッピングレベ
ルＶclip＝2.0Vの場合である。横軸に出力バックオフＯ
ＢＯを、縦軸にＤ／Ｕ（dB)をとっている。Ｄ／Ｕはメ
インローブのパワー(Desired Power)と隣接チャネルに
漏洩したパワー(Undesired Power)の比であり、大きい
ほど特性が良い。クリッピングレベルＶclipは１コード
時のＱＰＳＫ信号点の振幅（エンベロープ）を1.0とし
て表示している。図より、出力バックオフＯＢＯが大き
くなるほどＤ／Ｕが大きくなり、また、クリッピングレ
ベルＶclipが小さくなるほどＤ／Ｕが大きくなることが
わかる。Ｄ／Ｕ＝45dBで評価した場合、Ｖclip＝2.5(V)
とすることにより、出力バックオフを7.4dBから6.5dBへ
と、0.9dB低減することが可能となり、これにより電力
増幅器の効率を改善することができる。
【００４０】図１６はクリッピングレベル／隣接漏洩電
力特性図であり、出力バックオフＯＢＯをパラメータに
し、横軸にクリッピングレベルＶclipを、縦軸にＤ／Ｕ
（dB)をとったもので、Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄはそれぞれ出力
バックオフＯＢＯが4dB,6dB,8dB,10dBの場合である。図
１６は図１５と同様に漏洩電力特性を示すものであり、
図１５はクリッピングレベルＶclipをパラメータにした
もの、図１６は出力バックオフＯＢＯをパラメータとし
たものである。この図からも出力バックオフＯＢＯが大
きくなるほどＤ／Ｕが大きくなり、また、クリッピング
レベルＶclipが小さくなるほどＤ／Ｕが大きくなること
がわかる。例えば、出力バックオフを6dBとした場合、
Ｖclip＝3.0(V)（クリップなし）からＶclip＝2.5(V)に
するとＤ／Ｕを3dB改善できることがわかる。
力特性図であり、出力バックオフＯＢＯをパラメータに
し、横軸にクリッピングレベルＶclipを、縦軸にＤ／Ｕ
（dB)をとったもので、Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄはそれぞれ出力
バックオフＯＢＯが4dB,6dB,8dB,10dBの場合である。図
１６は図１５と同様に漏洩電力特性を示すものであり、
図１５はクリッピングレベルＶclipをパラメータにした
もの、図１６は出力バックオフＯＢＯをパラメータとし
たものである。この図からも出力バックオフＯＢＯが大
きくなるほどＤ／Ｕが大きくなり、また、クリッピング
レベルＶclipが小さくなるほどＤ／Ｕが大きくなること
がわかる。例えば、出力バックオフを6dBとした場合、
Ｖclip＝3.0(V)（クリップなし）からＶclip＝2.5(V)に
するとＤ／Ｕを3dB改善できることがわかる。
【００４１】(ｃ) 変調精度特性 ピーク抑圧により変調精度と誤り率特性の劣化が予想さ
れるが、実際には問題がないことが以下で示される。。
図１７は３コード多重の場合におけるクリッピングレベ
ル／変調精度特性図であり、Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄはそれぞれ
出力バックオフＯＢＯが4dB,6dB,8dB,10dBの場合であ
る。変調精度は図１８に示すように理想受信信号点ＰI
から実際の受信信号点ＰAまでのベクトル誤差ＶEの平均
値(root mean suare)として定義される。すなわち、Ｎ
回の測定で得られたベクトル誤差をＶEi（ｉ＝１〜Ｎ）
とすると変調精度ηは次式 η＝（√Σ｜ＶEi｜2）×100／Ｎ (%) で与えられる。
れるが、実際には問題がないことが以下で示される。。
図１７は３コード多重の場合におけるクリッピングレベ
ル／変調精度特性図であり、Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄはそれぞれ
出力バックオフＯＢＯが4dB,6dB,8dB,10dBの場合であ
る。変調精度は図１８に示すように理想受信信号点ＰI
から実際の受信信号点ＰAまでのベクトル誤差ＶEの平均
値(root mean suare)として定義される。すなわち、Ｎ
回の測定で得られたベクトル誤差をＶEi（ｉ＝１〜Ｎ）
とすると変調精度ηは次式 η＝（√Σ｜ＶEi｜2）×100／Ｎ (%) で与えられる。
【００４２】変調精度を10％まで許容した場合、Ｖclip
＝2.5(V)までのクリッピングが可能である。アンプの非
線形歪みに対しては、Ｖclip＝2.5(V)とすると出力バッ
クオフＯＢＯ＝4dBで最大2％程度の劣化が生じる。ＯＢ
Ｏ＝4dBの時、クリップなし（Ｖclip＝3.0(V））の場合
に変調精度が５％以下にならない原因は、本検討におい
てチップ整形に用いたＦＩＲフィルタの特性が、有限タ
ップ長により理想ルートロールオフ特性となっていない
ためである。以上より、ピーク抑圧により変調精度は劣
化する。しかし、変調精度を10%まで許容するとすれば
３コード多重の場合に2.5(V)までのクリッピングが可能
になりピークを抑圧することができ、ピーク抑圧により
前述の効果を奏することができる。
＝2.5(V)までのクリッピングが可能である。アンプの非
線形歪みに対しては、Ｖclip＝2.5(V)とすると出力バッ
クオフＯＢＯ＝4dBで最大2％程度の劣化が生じる。ＯＢ
Ｏ＝4dBの時、クリップなし（Ｖclip＝3.0(V））の場合
に変調精度が５％以下にならない原因は、本検討におい
てチップ整形に用いたＦＩＲフィルタの特性が、有限タ
ップ長により理想ルートロールオフ特性となっていない
ためである。以上より、ピーク抑圧により変調精度は劣
化する。しかし、変調精度を10%まで許容するとすれば
３コード多重の場合に2.5(V)までのクリッピングが可能
になりピークを抑圧することができ、ピーク抑圧により
前述の効果を奏することができる。
【００４３】(d) 誤り率特性 図１９は３コード多重の場合におけるクリッピングレベ
ル−ビット誤り率特性図であり、横軸にクリッピングレ
ベルＶclipを、縦軸にビットエラー率ＢＦＲを取ってい
る。図１９の特性は、絶対同期検波の静特性においてBE
R＝10-3を与えるＥb／Ｎ0＝6.8dBとして評価したもので
ある。Ｅbは拡散前の情報１ビットのエネルギー、Ｎ0は
１Hz当りの熱雑音であり、Ｅb／Ｎ0はＳ／Ｎ比と同等の
ものである。また、Ａは線形理想アンプの特性、Ｂは出
力バックオフＯＢＯ＝6dBの場合の特性である。
ル−ビット誤り率特性図であり、横軸にクリッピングレ
ベルＶclipを、縦軸にビットエラー率ＢＦＲを取ってい
る。図１９の特性は、絶対同期検波の静特性においてBE
R＝10-3を与えるＥb／Ｎ0＝6.8dBとして評価したもので
ある。Ｅbは拡散前の情報１ビットのエネルギー、Ｎ0は
１Hz当りの熱雑音であり、Ｅb／Ｎ0はＳ／Ｎ比と同等の
ものである。また、Ａは線形理想アンプの特性、Ｂは出
力バックオフＯＢＯ＝6dBの場合の特性である。
【００４４】この図からわかるように、拡散率ＰＧ＝１
６、３コード多重の場合にはＶclip＝1.5(V)程度まで誤
り率特性に大きな劣化は見られない。これはクリッピン
グによる平均電力の低下を補正することにより、等価的
に１コード当りの伝送電力が増加して干渉による劣化を
補うためであると考えられ。すなわち、平均パワーが一
定になるように入力符号のレベルを制御しているため、
符号多重信号の所定チップのピークが抑圧された分、他
のチップのパワーが大きくなる。ピーク抑圧されたチッ
プの精度は劣化するが、他のチップの精度が向上し、互
いに相殺して誤り率が悪くならないと考えられる。以上
本発明を符号多重送信機に適用した場合について説明し
たが、移動無線における複数のチャネルを扱う基地局装
置や複数のチャネルを用いて高い伝送レートを実現する
移動局、その他の無線装置に適用できるものである。以
上、本発明を実施例により説明したが、本発明は請求の
範囲に記載した本発明の主旨に従い種々の変形が可能で
あり、本発明はこれらを排除するものではない。
６、３コード多重の場合にはＶclip＝1.5(V)程度まで誤
り率特性に大きな劣化は見られない。これはクリッピン
グによる平均電力の低下を補正することにより、等価的
に１コード当りの伝送電力が増加して干渉による劣化を
補うためであると考えられ。すなわち、平均パワーが一
定になるように入力符号のレベルを制御しているため、
符号多重信号の所定チップのピークが抑圧された分、他
のチップのパワーが大きくなる。ピーク抑圧されたチッ
プの精度は劣化するが、他のチップの精度が向上し、互
いに相殺して誤り率が悪くならないと考えられる。以上
本発明を符号多重送信機に適用した場合について説明し
たが、移動無線における複数のチャネルを扱う基地局装
置や複数のチャネルを用いて高い伝送レートを実現する
移動局、その他の無線装置に適用できるものである。以
上、本発明を実施例により説明したが、本発明は請求の
範囲に記載した本発明の主旨に従い種々の変形が可能で
あり、本発明はこれらを排除するものではない。
【００４５】
【発明の効果】以上本発明によれば、符号多重信号のピ
ークを抑圧してピークファクタを小さくするようにした
から、出力バックオフＯＢＯが小さくても出力信号の最
大電力レベルが１dBコンプレッションレベルを越えない
ようにでき、電力増幅器の効率を改善でき、しかも、歪
の発生、周波数スペクトラムの拡大を防止できる。すな
わち、本発明によれば、符号多重信号のピークを抑制し
てピークファクタを低減するようにしたから、所定の隣
接チャネル漏洩電力特性を得るための電力増幅器に対す
る出力バックオフを低減することができ、電力増幅器の
効率を改善することができる。
ークを抑圧してピークファクタを小さくするようにした
から、出力バックオフＯＢＯが小さくても出力信号の最
大電力レベルが１dBコンプレッションレベルを越えない
ようにでき、電力増幅器の効率を改善でき、しかも、歪
の発生、周波数スペクトラムの拡大を防止できる。すな
わち、本発明によれば、符号多重信号のピークを抑制し
てピークファクタを低減するようにしたから、所定の隣
接チャネル漏洩電力特性を得るための電力増幅器に対す
る出力バックオフを低減することができ、電力増幅器の
効率を改善することができる。
【００４６】また、本発明によれば、符号多重信号をデ
ィジタル信号処理によって生成する場合、符号多重信号
のピークを抑制してピークファクタを低減するようにし
たから、Ｄ／Ａコンバータの量子化ビット数を有効に使
うことが可能になり、出力スペクトラムのノイズフロア
を低減でき、しかも、Ｄ／Ａコンバータの所要ビット数
の削減が可能となる。
ィジタル信号処理によって生成する場合、符号多重信号
のピークを抑制してピークファクタを低減するようにし
たから、Ｄ／Ａコンバータの量子化ビット数を有効に使
うことが可能になり、出力スペクトラムのノイズフロア
を低減でき、しかも、Ｄ／Ａコンバータの所要ビット数
の削減が可能となる。
【図１】本発明の原理説明図である。
【図２】本発明の第１実施例構成図である。
【図３】減衰度決定部の構成図である。
【図４】減衰度決定説明図である。
【図５】チップ整形フィルタの特性説明図である。
【図６】本発明の第２実施例の構成図である。
【図７】ゲイン関数説明図である。
【図８】関数発生器の構成図である。
【図９】本発明の第３実施例の構成図である。
【図１０】符号発生部の構成図である。
【図１１】符号発生の説明図である。
【図１２】５０ユーザ多重信号のエンベロープの確率密
度関数説明図である。
度関数説明図である。
【図１３】本発明によるピークファクタの抑圧効果説明
図である。
図である。
【図１４】３ユーザ多重時の出力電力スペクトラム特性
図である。
図である。
【図１５】３ユーザ多重時の隣接チャネル漏洩電力特性
図である。
図である。
【図１６】クリップレベル対隣接チャネル漏洩電力特性
図である。
図である。
【図１７】クリップレベル対変調精度特性図である。
【図１８】変調精度説明図である。
【図１９】クリップレベル対ビット誤り率特性図であ
る。
る。
【図２０】送信機の原理説明図である。
【図２１】送信データとＰＮ系列の時間波形説明図であ
る。
る。
【図２２】拡散変調信号のスペクトラム分布説明図であ
る。
る。
【図２３】拡散率説明図である。
【図２４】受信機の原理構成図である。
【図２５】逆拡散の説明図である。
【図２６】ＣＤＭＡの原理説明図である。
【図２７】従来のＣＤＭＡ送信機の構成図である。
【図２８】アンプのＡＭ−ＡＭ特性図である。
【図２９】アンプのＡＭ−ＰＭ特性図である。
５１・・符号多重信号生成部 ５２・・信号ピーク抑圧部 ５３・・フィルタ ５４・・ＤＡコンバータ ５５・・狭帯域変調部（ＱＰＳＫ直交変調器） ５６・・電力増幅器
フロントページの続き (72)発明者 福政 英伸 神奈川県川崎市中原区上小田中４丁目１番 １号 富士通株式会社内 (72)発明者 浜田 一 神奈川県川崎市中原区上小田中４丁目１番 １号 富士通株式会社内 (72)発明者 浅野 賢彦 神奈川県川崎市中原区上小田中４丁目１番 １号 富士通株式会社内
Claims (9)
- 【請求項１】 符号多重信号を生成し、該符号多重信号
を増幅して送信する符号多重無線装置において、 各送信データに拡散符号系列を乗算して拡散変調し、各
拡散変調信号を合成して符号多重信号を生成する符号多
重生成部、 符号多重信号のエンベロープを設定レベル以下に抑圧す
る信号ピーク抑圧部、 符号多重信号を増幅してアンテナより送信する電力増幅
器を備えたことを特徴とする符号多重無線装置。 - 【請求項２】 前記信号ピーク抑圧部は、 符号多重信号のエンベロープを検出する手段、 エンベロープ値と設定レベルを比較し、エンベロープ値
が設定レベル以上の場合には、該エンベロープ値を設定
レベルにする減衰度を求める手段、 該減衰度を符号多重信号に乗算して出力する手段を備え
たことを特徴とする請求項１記載の符号多重無線装置。 - 【請求項３】 前記信号ピーク抑圧部は、 符号多重信号のエンベロープを変数とする関数を記憶す
る手段、 符号多重信号のエンベロープを検出する手段、 エンベロープ値に応じた関数値を符号多重信号に乗算す
る手段を備えたことを特徴とする請求項２記載の符号多
重無線装置。 - 【請求項４】 前記信号ピーク抑圧部は、 符号多重信号のエンベロープを検出する手段、 エンベロープ値と設定レベルとの差に応じた符号を発生
する手段、 該符号を符号多重信号に加算あるいは減算して符号多重
信号のピーク値を抑圧する手段を備えたことを特徴とす
る請求項１記載の符号多重無線装置。 - 【請求項５】 符号多重信号を生成し、該符号多重信号
を増幅して送信する無線装置において、 各送信データに拡散符号系列を乗算して拡散変調し、各
拡散変調信号を合成して符号多重信号を生成する符号多
重生成部、 符号多重信号の帯域を制限するフィルタ、 フィルタ出力をＤＡ変換するＤＡコンバータ、 ＤＡコンバータ出力に狭帯域変調を施す狭帯域変調部、 狭帯域変調部出力を増幅してアンテナより送信する電力
増幅器、 前記符号多重生成部とフィルタの間に設けられ、符号多
重信号のエンベロープを設定レベル以下に抑圧する信号
ピーク抑圧部を備えたことを特徴とする符号多重無線装
置。 - 【請求項６】 前記符号多重生成部は、 送信データを１ビットづつ交互に振り分けてＩ成分デー
タとＱ成分データに変換する変換手段、 Ｉ，Ｑ成分それぞれのデータに拡散符号系列を乗算して
拡散変調する拡散変調部、 各拡散変調部から出力され
るＩ成分の拡散変調信号を合成すると共にＱ成分の拡散
変調信号を合成してＩ，Ｑ成分よりなる符号多重信号を
出力する合成部を備え、 前記信号ピーク抑圧部は、 Ｉ，Ｑ成分よりなる符号多重信号のエンベロープを検出
する手段、 エンベロープ値と設定レベルを比較し、エンベロープ値
が設定レベル以上の場合には、該エンベロープ値を設定
レベルにする減衰度を求める手段、 該減衰度をＩ，Ｑ成分の各符号多重信号にそれぞれ乗算
して出力する手段を備え、 前記狭帯域変調部はＱＰＳＫ変調器であることを特徴と
する請求項５記載の符号多重無線装置。 - 【請求項７】 前記符号多重生成部は、 送信データを１ビットづつ交互に振り分けてＩ成分デー
タとＱ成分データに変換する変換手段、 Ｉ，Ｑ成分それぞれのデータに拡散符号系列を乗算して
拡散変調する拡散変調部、 各拡散変調部から出力され
るＩ成分の拡散変調信号を合成すると共にＱ成分の拡散
変調信号を合成してＩ，Ｑ成分よりなる符号多重信号を
出力する合成部を備え、 前記信号ピーク抑圧部は、 符号多重信号のエンベロープを変数とする関数を記憶す
る手段、 符号多重信号のエンベロープを検出する手段、 エンベロープ値に応じた関数値をＩ，Ｑ成分の符号多重
信号に乗算する手段を備え、 前記狭帯域変調部はＱＰＳＫ変調器であることを特徴と
する請求項５記載の符号多重無線装置。 - 【請求項８】 前記符号多重生成部は、 送信データを１ビットづつ交互に振り分けてＩ成分デー
タとＱ成分データに変換する変換手段、 Ｉ，Ｑ成分それぞれのデータに拡散符号系列を乗算して
拡散変調する拡散変調部、 各拡散変調部から出力され
るＩ成分の拡散変調信号を合成すると共にＱ成分の拡散
変調信号を合成してＩ，Ｑ成分よりなる符号多重信号を
出力する合成部を備え、 前記信号ピーク抑圧部は、 符号多重信号のエンベロープを検出する手段、 エンベロープと設定レベルとの差のＩ，Ｑ成分に応じた
符号を発生する手段、 Ｉ，Ｑ成分の各符号をＩ，Ｑ成分の符号多重信号にそれ
ぞれ加算あるいは減算して符号多重信号のピーク値を抑
圧する手段を備え、 前記狭帯域変調部はＱＰＳＫ変調器であることを特徴と
する請求項５記載の符号多重無線装置。 - 【請求項９】 前記フィルタ出力の最大振幅をＤＡコン
バータのフルスケールとすることを特徴とする請求項５
または請求項６または請求項７または請求項８記載の符
号多重無線装置。
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