JPH10190522A - 直接拡散ｃｄｍａ伝送方式の受信機 - Google Patents
直接拡散ｃｄｍａ伝送方式の受信機Info
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- JPH10190522A JPH10190522A JP34602596A JP34602596A JPH10190522A JP H10190522 A JPH10190522 A JP H10190522A JP 34602596 A JP34602596 A JP 34602596A JP 34602596 A JP34602596 A JP 34602596A JP H10190522 A JPH10190522 A JP H10190522A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 ＣＤＭＡ伝送方式におけるＲＡＫＥ合成マル
チパスサーチ機能の不要なＲＡＫＥ受信を提供する。 【解決手段】 受信された信号は、マッチトフィルタ１
０１により逆拡散され、１チップ毎に相関検出値が出力
される。各チップ周期毎に分離された各マルチパス信号
は、チャネル推定補償部１１０で各マルチパス毎にパイ
ロットシンボルを用いてチャネルが推定される。また、
マッチトフィルタ出力は各平均信号電力測定部１２０に
入力され、平均的遅延プロファイルが生成される。しき
い値決定部１４０において、平均的遅延プロファイルの
最大信号電力に対してＲＡＫＥ合成を行う信号電力のし
きい値を決定する。合成パス選択部１５０で、しきい値
より高い信号電力のマルチパスを選択し、選択されたマ
ルチパスのチャネル推定補償部出力をＲＡＫＥ合成器１
６０によって合成する。
チパスサーチ機能の不要なＲＡＫＥ受信を提供する。 【解決手段】 受信された信号は、マッチトフィルタ１
０１により逆拡散され、１チップ毎に相関検出値が出力
される。各チップ周期毎に分離された各マルチパス信号
は、チャネル推定補償部１１０で各マルチパス毎にパイ
ロットシンボルを用いてチャネルが推定される。また、
マッチトフィルタ出力は各平均信号電力測定部１２０に
入力され、平均的遅延プロファイルが生成される。しき
い値決定部１４０において、平均的遅延プロファイルの
最大信号電力に対してＲＡＫＥ合成を行う信号電力のし
きい値を決定する。合成パス選択部１５０で、しきい値
より高い信号電力のマルチパスを選択し、選択されたマ
ルチパスのチャネル推定補償部出力をＲＡＫＥ合成器１
６０によって合成する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、移動通信において
スペクトル拡散を用いてマルチプルアクセスを行う直接
拡散ＣＤＭＡ(Code Division Multiple Access) 伝送方
式を適用する移動通信方式における受信機に関するもの
である。
スペクトル拡散を用いてマルチプルアクセスを行う直接
拡散ＣＤＭＡ(Code Division Multiple Access) 伝送方
式を適用する移動通信方式における受信機に関するもの
である。
【０００２】
【従来の技術】直接拡散ＣＤＭＡ（ＤＳ−ＣＤＭＡ）伝
送方式は、情報データを変調信号を高速レートの拡散符
号で広帯域の信号に拡散して伝送する方式である。この
方式は、各ユーザに異なる拡散符号を割り当てることに
より複数の通信者が同一の周波数帯を用いて通信を行っ
ている。
送方式は、情報データを変調信号を高速レートの拡散符
号で広帯域の信号に拡散して伝送する方式である。この
方式は、各ユーザに異なる拡散符号を割り当てることに
より複数の通信者が同一の周波数帯を用いて通信を行っ
ている。
【０００３】図６に従来のＤＳ−ＣＤＭＡ伝送方式にお
ける受信装置構成を示す。図６に示した受信装置におい
て、受信した拡散変調信号は、低雑音増幅器６０３で増
幅した後、発振器６０４からの周波数と乗算器６０５に
より乗算され、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）６０６を
通って、中間周波数（ＩＦ周波数）信号に周波数変換さ
れる。その後、自動利得制御増幅器（ＡＧＣ増幅器）６
０７で線形増幅する。受信信号の振幅包絡線を包絡線検
波器６０８により検出し、この振幅変動をＡＧＣ増幅器
６０７に負帰還して、フェージングに起因する振幅変動
を補償している。ＡＧＣ増幅器６０７により線形増幅さ
れた信号は、直交検波器６０９によりベースバンド信号
に直交検波される。そして、このベースバンド同相
（Ｉ）、直交（Ｑ）成分をＡ／Ｄ変換器６１２、６１３
でディジタル値に変換する。ディジタル値に変換された
拡散変調信号は、それぞれのマルチパス信号の遅延時間
に同期した拡散符号レプリカを用いて、スライディング
相関器６３２で逆拡散処理する。逆拡散された各マルチ
パス信号を遅延検波あるいは同期検波を行ってデータ復
調を行う。
ける受信装置構成を示す。図６に示した受信装置におい
て、受信した拡散変調信号は、低雑音増幅器６０３で増
幅した後、発振器６０４からの周波数と乗算器６０５に
より乗算され、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）６０６を
通って、中間周波数（ＩＦ周波数）信号に周波数変換さ
れる。その後、自動利得制御増幅器（ＡＧＣ増幅器）６
０７で線形増幅する。受信信号の振幅包絡線を包絡線検
波器６０８により検出し、この振幅変動をＡＧＣ増幅器
６０７に負帰還して、フェージングに起因する振幅変動
を補償している。ＡＧＣ増幅器６０７により線形増幅さ
れた信号は、直交検波器６０９によりベースバンド信号
に直交検波される。そして、このベースバンド同相
（Ｉ）、直交（Ｑ）成分をＡ／Ｄ変換器６１２、６１３
でディジタル値に変換する。ディジタル値に変換された
拡散変調信号は、それぞれのマルチパス信号の遅延時間
に同期した拡散符号レプリカを用いて、スライディング
相関器６３２で逆拡散処理する。逆拡散された各マルチ
パス信号を遅延検波あるいは同期検波を行ってデータ復
調を行う。
【０００４】この従来例においては、送信フレームにお
いて情報シンボル間に一定周期でパイロットシンボルを
挿入し、このパイロットシンボルを用いて絶対同期検波
復調を行っている。この絶対同期検波復調方式について
説明する。
いて情報シンボル間に一定周期でパイロットシンボルを
挿入し、このパイロットシンボルを用いて絶対同期検波
復調を行っている。この絶対同期検波復調方式について
説明する。
【０００５】陸上移動通信においては、基地局、移動局
の相対位置の移動により、フェージングと呼ばれる受信
信号の振幅及び位相変動を受ける。同期検波復調を行う
ためには、受信機においてこのフェージングに起因する
複素包絡線、すなわち振幅及び位相変動（あるいはチャ
ネルと称する）を推定する必要がある。このため、送信
情報シンボルに一定周期で、既知のパイロットシンボル
を挿入している。この既知のパイロットシンボルを用い
て、周期的に受信フェージング複素包絡線を求めること
ができる。この値を用いて、パイロットシンボル間の情
報シンボル位置におけるフェージング複素包絡線を求め
ることができる。このように、パイロットシンボルから
求めた値を用いて、各情報シンボルのフェージング複素
包絡線変動（チャネル変動）を補償することができる。
の相対位置の移動により、フェージングと呼ばれる受信
信号の振幅及び位相変動を受ける。同期検波復調を行う
ためには、受信機においてこのフェージングに起因する
複素包絡線、すなわち振幅及び位相変動（あるいはチャ
ネルと称する）を推定する必要がある。このため、送信
情報シンボルに一定周期で、既知のパイロットシンボル
を挿入している。この既知のパイロットシンボルを用い
て、周期的に受信フェージング複素包絡線を求めること
ができる。この値を用いて、パイロットシンボル間の情
報シンボル位置におけるフェージング複素包絡線を求め
ることができる。このように、パイロットシンボルから
求めた値を用いて、各情報シンボルのフェージング複素
包絡線変動（チャネル変動）を補償することができる。
【０００６】このチャネル変動補償された複数のマルチ
パス信号を同相合成（ＲＡＫＥ合成）することにより、
干渉信号あるいは熱雑音に対して信号電力比を向上する
ことができる。
パス信号を同相合成（ＲＡＫＥ合成）することにより、
干渉信号あるいは熱雑音に対して信号電力比を向上する
ことができる。
【０００７】ＲＡＫＥ合成するマルチパス信号の選択
は、サーチフィンガと称されるスライディング相関器で
行う。サーチフィンガでは、チップ周期毎に信号電力測
定部で逆拡散信号の信号電力を測定し、平均的に受信信
号レベルの大きな遅延波を選択する。
は、サーチフィンガと称されるスライディング相関器で
行う。サーチフィンガでは、チップ周期毎に信号電力測
定部で逆拡散信号の信号電力を測定し、平均的に受信信
号レベルの大きな遅延波を選択する。
【０００８】図７は、従来のスライディング相関器を用
いた場合のサーチフィンガのアルゴリズムの一例を示し
ている。
いた場合のサーチフィンガのアルゴリズムの一例を示し
ている。
【０００９】さて、１個のスライディング相関器を用い
た場合には、１シンボル毎に１つのマルチパスの相関値
（逆拡散値）が得られ、このマルチパス信号の受信信号
電力を測定することができる。前述のようにＲＡＫＥ合
成パスの選択には（基地局、移動局間の距離変動、及び
シャドウイングに起因する変動を受けた後の）平均的信
号レベルの大きなマルチパス信号を選択する必要があ
る。一方、陸上移動通信環境下ではレイリーフェージン
グに起因する瞬時変動を受ける。１回での受信信号レベ
ルの測定では、あるマルチパス信号に対して、たまたま
このレイリーフェージング変動で受信信号レベルが落ち
込んでいるために信号レベルが低く、ＲＡＫＥ合成パス
の選択から漏れる場合もある。
た場合には、１シンボル毎に１つのマルチパスの相関値
（逆拡散値）が得られ、このマルチパス信号の受信信号
電力を測定することができる。前述のようにＲＡＫＥ合
成パスの選択には（基地局、移動局間の距離変動、及び
シャドウイングに起因する変動を受けた後の）平均的信
号レベルの大きなマルチパス信号を選択する必要があ
る。一方、陸上移動通信環境下ではレイリーフェージン
グに起因する瞬時変動を受ける。１回での受信信号レベ
ルの測定では、あるマルチパス信号に対して、たまたま
このレイリーフェージング変動で受信信号レベルが落ち
込んでいるために信号レベルが低く、ＲＡＫＥ合成パス
の選択から漏れる場合もある。
【００１０】従って、瞬時レベル変動の影響を取り除く
ために、レイリーフェージング変動を平均化した信号に
対して受信信号レベルを測定する必要がある。そこで、
図７に示すように、信号電力測定をＸ回繰り返し、Ｘ回
の平均信号電力により平均的遅延プロファイルを作成し
ている。そして、その平均された遅延プロファイルか
ら、上位Ｌ個のＲＡＫＥ合成マルチパスを選択する。
ために、レイリーフェージング変動を平均化した信号に
対して受信信号レベルを測定する必要がある。そこで、
図７に示すように、信号電力測定をＸ回繰り返し、Ｘ回
の平均信号電力により平均的遅延プロファイルを作成し
ている。そして、その平均された遅延プロファイルか
ら、上位Ｌ個のＲＡＫＥ合成マルチパスを選択する。
【００１１】１個のスライディング相関器を用いた場合
には、この１回の平均的遅延プロファイルを作成するた
めにはＮ×Ｘシンボル時間要し、この時間毎にＲＡＫＥ
合成するマルチパス信号を更新する。従ってｓ個のスラ
イディング相関器（サーチフィンガ）を用いた場合に
は、１回の平均的遅延プロファイルを作成するのに（Ｎ
×Ｘ）／ｓシンボル時間を要することになる。
には、この１回の平均的遅延プロファイルを作成するた
めにはＮ×Ｘシンボル時間要し、この時間毎にＲＡＫＥ
合成するマルチパス信号を更新する。従ってｓ個のスラ
イディング相関器（サーチフィンガ）を用いた場合に
は、１回の平均的遅延プロファイルを作成するのに（Ｎ
×Ｘ）／ｓシンボル時間を要することになる。
【００１２】移動局が基地局に対して高速で移動すると
きには、この遅延プロファイルの変動は早くなるため
に、このスライディング相関器を用いるマルチパスサー
チでは、時間がかかり遅延プロファイルの変動に追従で
きなくなる場合がある。
きには、この遅延プロファイルの変動は早くなるため
に、このスライディング相関器を用いるマルチパスサー
チでは、時間がかかり遅延プロファイルの変動に追従で
きなくなる場合がある。
【００１３】一方、高速なマルチパスサーチを行うため
には、マルチパスサーチ範囲、及び平均化回数を小さく
すればよいが、サーチ範囲を狭くするとＲＡＫＥ合成の
時間ダイバーシチ効果を低減することになり、また信号
電力を平均化回数を低減するとＲＡＫＥ合成マルチパス
の選択を正確に行うことができなくなる。
には、マルチパスサーチ範囲、及び平均化回数を小さく
すればよいが、サーチ範囲を狭くするとＲＡＫＥ合成の
時間ダイバーシチ効果を低減することになり、また信号
電力を平均化回数を低減するとＲＡＫＥ合成マルチパス
の選択を正確に行うことができなくなる。
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】前述のように、移動局
が基地局に対して高速移動する場合には、遅延プロファ
イルの変動も高速になり、従来のスライディング相関器
を用いたサーチフィンガでは、ＲＡＫＥ合成のためのマ
ルチパスの更新を高速かつ正確に行うことができなくな
る。
が基地局に対して高速移動する場合には、遅延プロファ
イルの変動も高速になり、従来のスライディング相関器
を用いたサーチフィンガでは、ＲＡＫＥ合成のためのマ
ルチパスの更新を高速かつ正確に行うことができなくな
る。
【００１５】本発明の目的は、マッチトフィルタをベー
スにしたＲＡＫＥ合成を行うことにより、ＲＡＫＥ合成
マルチパスサーチ機能の不要なＲＡＫＥ受信機を提供す
ることにある。
スにしたＲＡＫＥ合成を行うことにより、ＲＡＫＥ合成
マルチパスサーチ機能の不要なＲＡＫＥ受信機を提供す
ることにある。
【００１６】
【課題を解決するための手段】本発明の請求項１記載の
発明は、直接拡散ＣＤＭＡ伝送方式の受信機において、
ディジタル化された受信拡散信号を逆拡散して、一定範
囲時間積分して相関検出値を出力するマッチトフィルタ
と、マッチトフィルタ出力信号に対して、各スロットに
おけるチップ周期毎の全マルチパスのチャネルを推定す
るチャネル推定部と、マッチトフィルタ出力信号の情報
シンボルに対して、チャネル推定部出力の全マルチパス
に対するスロット毎のチャネル推定値を用いて、各パル
チパスのチャネル変動を補償するチャネル変動補償部
と、マッチトフィルタ出力のチップ周期毎の各マルチパ
ス信号の平均受信信号電力を測定する平均信号電力測定
部と、しきい値を出力するＲＡＫＥ合成パスしきい値出
力部と、しきい値出力部の出力信号および前記信号電力
測定部出力信号により、チャネル変動補償部からの各マ
ルチパス信号を選択して出力するＲＡＫＥ合成パス選択
部と、ＲＡＫＥ合成パス選択部出力を合成するＲＡＫＥ
合成部とを有することを特徴とする。
発明は、直接拡散ＣＤＭＡ伝送方式の受信機において、
ディジタル化された受信拡散信号を逆拡散して、一定範
囲時間積分して相関検出値を出力するマッチトフィルタ
と、マッチトフィルタ出力信号に対して、各スロットに
おけるチップ周期毎の全マルチパスのチャネルを推定す
るチャネル推定部と、マッチトフィルタ出力信号の情報
シンボルに対して、チャネル推定部出力の全マルチパス
に対するスロット毎のチャネル推定値を用いて、各パル
チパスのチャネル変動を補償するチャネル変動補償部
と、マッチトフィルタ出力のチップ周期毎の各マルチパ
ス信号の平均受信信号電力を測定する平均信号電力測定
部と、しきい値を出力するＲＡＫＥ合成パスしきい値出
力部と、しきい値出力部の出力信号および前記信号電力
測定部出力信号により、チャネル変動補償部からの各マ
ルチパス信号を選択して出力するＲＡＫＥ合成パス選択
部と、ＲＡＫＥ合成パス選択部出力を合成するＲＡＫＥ
合成部とを有することを特徴とする。
【００１７】本発明のＲＡＫＥ受信機では、マッチトフ
ィルタを用いて、マルチパスサーチ範囲における全マル
チパス信号からしきい値により信号を選択して、ＲＡＫ
Ｅ合成している。この構成を用いることにより、基本的
に全マルチパスを合成し、信号レベルの小さなチップ位
相におけるＲＡＫＥ合成の除外処理を平均的遅延プロフ
ァイルを用いたしきい値判定により行うことができる。
マッチトフィルタでは時系列に遅延プロファイルを生成
できるため、高速な遅延プロファイル変動に対して精度
よくＲＡＫＥ合成を行うことができる。
ィルタを用いて、マルチパスサーチ範囲における全マル
チパス信号からしきい値により信号を選択して、ＲＡＫ
Ｅ合成している。この構成を用いることにより、基本的
に全マルチパスを合成し、信号レベルの小さなチップ位
相におけるＲＡＫＥ合成の除外処理を平均的遅延プロフ
ァイルを用いたしきい値判定により行うことができる。
マッチトフィルタでは時系列に遅延プロファイルを生成
できるため、高速な遅延プロファイル変動に対して精度
よくＲＡＫＥ合成を行うことができる。
【００１８】また、サーチ範囲内のしきい値を満たす全
てのマルチパスを合成するため、特にチップレートが高
速な、すなわち、直接拡散ＣＤＭＡに対してＲＡＫＥに
よる時間ダイバーシチ効果による受信品質が特性改善を
実現することができる。
てのマルチパスを合成するため、特にチップレートが高
速な、すなわち、直接拡散ＣＤＭＡに対してＲＡＫＥに
よる時間ダイバーシチ効果による受信品質が特性改善を
実現することができる。
【００１９】
【発明の実施の形態】図面を用いて、本発明の実施の形
態を説明する。
態を説明する。
【００２０】図１に、本発明の基本的構成を示す。
【００２１】図１において、受信された信号は、直交検
波およびＡ／Ｄ変換されたベースバンド信号として、マ
ッチトフィルタ１０１に入力される。入力されたベース
バンド信号は、マッチトフィルタ１０１により逆拡散さ
れ、ＲＡＫＥ合成パスサーチ範囲（Ｐシンボル）内で１
チップ毎に相関検出値が出力される。ＲＡＫＥ合成パス
サーチ範囲は全ての遅延波が到来するのに十分な値をと
る必要がある。また、ＮはＰシンボルにおける全チップ
数とする。
波およびＡ／Ｄ変換されたベースバンド信号として、マ
ッチトフィルタ１０１に入力される。入力されたベース
バンド信号は、マッチトフィルタ１０１により逆拡散さ
れ、ＲＡＫＥ合成パスサーチ範囲（Ｐシンボル）内で１
チップ毎に相関検出値が出力される。ＲＡＫＥ合成パス
サーチ範囲は全ての遅延波が到来するのに十分な値をと
る必要がある。また、ＮはＰシンボルにおける全チップ
数とする。
【００２２】マッチトフィルタ出力の各チップ周期毎に
出力されて分離された各マルチパス信号は、各マルチパ
ス毎にパイロットシンボルを用いてチャネル（フェージ
ング複素包絡線）が推定される。これは、チャネル推定
補償部１１０において行われ、ここで、それぞれのマル
チパスのチャネル変動が補償される。チャネル推定補償
部１１０では、パイロットシンボルによって求めた各情
報シンボルのチャネル推定値の複素共役信号とマッチト
フィルタ出力の情報シンボルとを乗算することにより、
補償を実現している。
出力されて分離された各マルチパス信号は、各マルチパ
ス毎にパイロットシンボルを用いてチャネル（フェージ
ング複素包絡線）が推定される。これは、チャネル推定
補償部１１０において行われ、ここで、それぞれのマル
チパスのチャネル変動が補償される。チャネル推定補償
部１１０では、パイロットシンボルによって求めた各情
報シンボルのチャネル推定値の複素共役信号とマッチト
フィルタ出力の情報シンボルとを乗算することにより、
補償を実現している。
【００２３】また、マッチトフィルタ出力は各平均信号
電力測定部１２０に入力され、サーチ範囲の全チップ位
相における平均受信信号電力が測定され平均的遅延プロ
ファイルが生成される。マルチパスサーチ範囲における
最大信号電力は、最大電力検出部１３０で検出する。し
きい値決定部１４０において、最大信号電力に対してＲ
ＡＫＥ合成を行う信号電力のしきい値を決定する。この
しきい値は、例えば、最大信号電力検出部１３０の出力
と一定のしきい値決定ゲインを乗算して求めることがで
きる。
電力測定部１２０に入力され、サーチ範囲の全チップ位
相における平均受信信号電力が測定され平均的遅延プロ
ファイルが生成される。マルチパスサーチ範囲における
最大信号電力は、最大電力検出部１３０で検出する。し
きい値決定部１４０において、最大信号電力に対してＲ
ＡＫＥ合成を行う信号電力のしきい値を決定する。この
しきい値は、例えば、最大信号電力検出部１３０の出力
と一定のしきい値決定ゲインを乗算して求めることがで
きる。
【００２４】ＲＡＫＥ合成を行う信号電力のしきい値を
定めているのは、信号電力の低いマルチパス信号を合成
しても、信号電力の増大による特性改善は見込まれず、
他ユーザの受信信号の相互相関及び熱雑音成分を合成し
てしまい、返って特性が劣化するからである。しきい値
を設け、信号電力の低い信号を合成しないようにして、
このことを防いでいる。
定めているのは、信号電力の低いマルチパス信号を合成
しても、信号電力の増大による特性改善は見込まれず、
他ユーザの受信信号の相互相関及び熱雑音成分を合成し
てしまい、返って特性が劣化するからである。しきい値
を設け、信号電力の低い信号を合成しないようにして、
このことを防いでいる。
【００２５】合成パス選択部１５０では、信号電力測定
部１２０で測定した各マルチパスの平均受信信号電力と
合成パス選択しきい値が比較され、しきい値より高い信
号電力のマルチパスを選択し、選択されたマルチパスの
チャネル推定補償部出力をＲＡＫＥ合成器１６０によっ
て合成する。
部１２０で測定した各マルチパスの平均受信信号電力と
合成パス選択しきい値が比較され、しきい値より高い信
号電力のマルチパスを選択し、選択されたマルチパスの
チャネル推定補償部出力をＲＡＫＥ合成器１６０によっ
て合成する。
【００２６】図２を用いて、図１に示した構成における
ＲＡＫＥ合成マルチパス選択と合成を説明する。
ＲＡＫＥ合成マルチパス選択と合成を説明する。
【００２７】図２において、マッチトフィルタ１０１に
よりＮ個のパスに分離された信号は、チャネル推定補償
部１１０で各マルチパス毎にパイロットシンボルを用い
てチャネル推定され、チャネル変動補償が行われる
（ｄ）。また、マルチパスサーチ範囲における平均的遅
延プロファイルを作成（ａ）し、この平均的遅延プロフ
アイルから最大信号電力を検出する（ｂ）。また、この
信号電力に対してＲＡＫＥ合成パスのしきい値電力を決
定する（ｂ）。それぞれのチップ位相におけるマルチパ
スの信号電力をしきい値と比較して（ｃ）、しきい値電
力を超えるマルチパス信号のみをＲＡＫＥ合成する
（ｅ）。
よりＮ個のパスに分離された信号は、チャネル推定補償
部１１０で各マルチパス毎にパイロットシンボルを用い
てチャネル推定され、チャネル変動補償が行われる
（ｄ）。また、マルチパスサーチ範囲における平均的遅
延プロファイルを作成（ａ）し、この平均的遅延プロフ
アイルから最大信号電力を検出する（ｂ）。また、この
信号電力に対してＲＡＫＥ合成パスのしきい値電力を決
定する（ｂ）。それぞれのチップ位相におけるマルチパ
スの信号電力をしきい値と比較して（ｃ）、しきい値電
力を超えるマルチパス信号のみをＲＡＫＥ合成する
（ｅ）。
【００２８】図１および図２で説明したように、上記構
成においては、マッチトフィルタを用いて、マルチパス
サーチ範囲における全マルチパス信号からしきい値によ
り信号を選択して、ＲＡＫＥ合成している。この構成を
用いることにより、基本的に全マルチパスを合成し、信
号レベルの小さなチップ位相におけるＲＡＫＥ合成の除
外処理を平均的遅延プロファイルを用いたしきい値判定
により行うことができる。マッチトフィルタでは時系列
に遅延を生成できるため、高速な遅延プロファイル変動
に対して精度よくＲＡＫＥ合成を行うことができる。
成においては、マッチトフィルタを用いて、マルチパス
サーチ範囲における全マルチパス信号からしきい値によ
り信号を選択して、ＲＡＫＥ合成している。この構成を
用いることにより、基本的に全マルチパスを合成し、信
号レベルの小さなチップ位相におけるＲＡＫＥ合成の除
外処理を平均的遅延プロファイルを用いたしきい値判定
により行うことができる。マッチトフィルタでは時系列
に遅延を生成できるため、高速な遅延プロファイル変動
に対して精度よくＲＡＫＥ合成を行うことができる。
【００２９】また、サーチ範囲内のしきい値を満たす全
てのマルチパスを合成するため、特にチップレートが高
速な、すなわち、直接拡散ＣＤＭＡに対してＲＡＫＥに
よる時間ダイバーシチ効果による受信品質が特性改善を
実現することができる。
てのマルチパスを合成するため、特にチップレートが高
速な、すなわち、直接拡散ＣＤＭＡに対してＲＡＫＥに
よる時間ダイバーシチ効果による受信品質が特性改善を
実現することができる。
【００３０】図３で、本発明におけるチャネル推定のア
ルゴリズムの例を説明する。
ルゴリズムの例を説明する。
【００３１】対象の信号は、ＮP 個のパイロットシンボ
ルからなるパイロットブロックをＮS 個の情報シンボル
ごとに挿入するフレーム構成である（ａ）。ｎ番目のス
ロットにおけるｌ番目のマルチパスのマッチトフィルタ
出力信号を平均化して、ｌ番目のマルチパスのｎ番目の
スロットのパイロットシンボルにおける
ルからなるパイロットブロックをＮS 個の情報シンボル
ごとに挿入するフレーム構成である（ａ）。ｎ番目のス
ロットにおけるｌ番目のマルチパスのマッチトフィルタ
出力信号を平均化して、ｌ番目のマルチパスのｎ番目の
スロットのパイロットシンボルにおける
【００３２】
【外１】
【００３３】を次のように求める（ｂ）。
【００３４】
【数１】
【００３５】ここで
【００３６】
【外２】
【００３７】とする。同様にｌ番目のマルチパスの（ｎ
＋１）番目のスロットのパイロットシンボルにおける
＋１）番目のスロットのパイロットシンボルにおける
【００３８】
【外３】
【００３９】を次式のように表される（ｂ）。
【００４０】
【数２】
【００４１】
【外４】
【００４２】を推定する方法には、例えば次に示すよう
に３つの方法がある。
に３つの方法がある。
【００４３】(1) ２スロットのパイロットシンボルにお
けるフェージング複素包絡線推定値を平均する方法。
けるフェージング複素包絡線推定値を平均する方法。
【００４４】
【数３】
【００４５】(2) ２スロットのパイロットシンボルにお
ける
ける
【００４６】
【外５】
【００４７】を１次内挿補間する方法
【００４８】
【数４】
【００４９】(3) 同一スロットのパイロットシンボルに
おけるフェージング複素包絡線推定値を用いる方法 このうち、(3) の方法は過去のパイロットシンボルにお
けるフェージング複素包絡線のみを用いているので、情
報シンボルを蓄積するメモリは不要である。
おけるフェージング複素包絡線推定値を用いる方法 このうち、(3) の方法は過去のパイロットシンボルにお
けるフェージング複素包絡線のみを用いているので、情
報シンボルを蓄積するメモリは不要である。
【００５０】この推定された
【００５１】
【外６】
【００５２】を次式で示すようにＲＡＫＥ合成する。
【００５３】
【数５】
【００５４】ここで* は複素共役を示す。
【００５５】図４は、図１で用いているマッチトフィル
タの例を示している。
タの例を示している。
【００５６】図４において、４０２は１チップ分の遅延
素子、４０３は乗算器、４０４は累加算器である。この
構成において、マッチトフィルタにＫチップ周期の拡散
系列で拡散されている受信信号が入力されると、マッチ
トフィルタは拡散系列との相関をとる。
素子、４０３は乗算器、４０４は累加算器である。この
構成において、マッチトフィルタにＫチップ周期の拡散
系列で拡散されている受信信号が入力されると、マッチ
トフィルタは拡散系列との相関をとる。
【００５７】さて、入力された信号は、遅延素子４０２
で１チップづつＫチップまで遅延される。ｋ（１≦ｋ≦
Ｋ）チップ遅延された信号は、拡散系列の（Ｋ−ｋ）番
目の符号と乗算器４０３で乗算される。この様にして、
各遅延信号と拡散符号の積は合成され相関をとられる。
で１チップづつＫチップまで遅延される。ｋ（１≦ｋ≦
Ｋ）チップ遅延された信号は、拡散系列の（Ｋ−ｋ）番
目の符号と乗算器４０３で乗算される。この様にして、
各遅延信号と拡散符号の積は合成され相関をとられる。
【００５８】このマッチトフィルタにおいて、入力信号
と拡散系列の符号同期がとられた場合は相関は大きくな
り、同期がとられていない場合は相関は小さい。マルチ
パス環境下では、遅延波が到来した場合に大きな相関が
検出される。従ってマッチトフィルタ出力から遅延プロ
ファイルが得られる。
と拡散系列の符号同期がとられた場合は相関は大きくな
り、同期がとられていない場合は相関は小さい。マルチ
パス環境下では、遅延波が到来した場合に大きな相関が
検出される。従ってマッチトフィルタ出力から遅延プロ
ファイルが得られる。
【００５９】図５に図１の構成を用いて、受信部構成と
した例を示す。符号は、図１および図６と同様の働きを
するものには、同じ符号を付している。
した例を示す。符号は、図１および図６と同様の働きを
するものには、同じ符号を付している。
【００６０】図５において、受信した拡散変調信号は低
雑音増幅器６０３で増幅された後、発振器６０４と乗算
器６０５およびＢＰＦ６０６により、ＩＦ周波数に周波
数変換される。そして、ＡＧＣ増幅器６０７によってフ
ェージングに起因する振幅変動を補償され、直交検波器
６０９により直交検波される。直交検波器６０９の出力
ベースバンド信号はＡ／Ｄ変換器６１２および６１３で
ディジタル信号に変換される。
雑音増幅器６０３で増幅された後、発振器６０４と乗算
器６０５およびＢＰＦ６０６により、ＩＦ周波数に周波
数変換される。そして、ＡＧＣ増幅器６０７によってフ
ェージングに起因する振幅変動を補償され、直交検波器
６０９により直交検波される。直交検波器６０９の出力
ベースバンド信号はＡ／Ｄ変換器６１２および６１３で
ディジタル信号に変換される。
【００６１】ディジタル値に変換された信号は、マッチ
トフィルタ１０１により逆拡散され、ＲＡＫＥ合成パス
サーチ範囲（Ｐシンボル）内で１チップづつずらしたＮ
個のパス成分に分離される。逆拡散された各マルチパス
信号は、チャネル推定補償部１１０でチャネル変動が補
償される。また、信号電力推定部１２０で各チップ位相
における平均受信信号電力が測定され、平均遅延プロフ
ァイルが生成され、得られたプロファイルの最大信号電
力が最大信号電力検出部１３０で検出される。この最大
信号電力としきい値決定ゲインを用いてしきい値決定部
１４０により、ＲＡＫＥ合成パスを選択するためのしき
い値が決定される。合成パス選択部１５０は、しきい値
より高い信号電力のマルチパスを選択しＲＡＫＥ合成す
る。
トフィルタ１０１により逆拡散され、ＲＡＫＥ合成パス
サーチ範囲（Ｐシンボル）内で１チップづつずらしたＮ
個のパス成分に分離される。逆拡散された各マルチパス
信号は、チャネル推定補償部１１０でチャネル変動が補
償される。また、信号電力推定部１２０で各チップ位相
における平均受信信号電力が測定され、平均遅延プロフ
ァイルが生成され、得られたプロファイルの最大信号電
力が最大信号電力検出部１３０で検出される。この最大
信号電力としきい値決定ゲインを用いてしきい値決定部
１４０により、ＲＡＫＥ合成パスを選択するためのしき
い値が決定される。合成パス選択部１５０は、しきい値
より高い信号電力のマルチパスを選択しＲＡＫＥ合成す
る。
【００６２】ＲＡＫＥ合成された信号は、デインターリ
ーブ回路６４２により誤りをランダム化され、ビタビ復
号器６４３により復号される。
ーブ回路６４２により誤りをランダム化され、ビタビ復
号器６４３により復号される。
【００６３】
【発明の効果】以上説明したように、本発明の受信装置
では、マッチトフィルタを用いて、マルチパスサーチ範
囲における全マルチパス信号を、しきい値制御を行うこ
とによりＲＡＫＥ合成するため、高速な遅延プロファイ
ル変動に対して精度よく、ＲＡＫＥ合成を行うことがで
きる。
では、マッチトフィルタを用いて、マルチパスサーチ範
囲における全マルチパス信号を、しきい値制御を行うこ
とによりＲＡＫＥ合成するため、高速な遅延プロファイ
ル変動に対して精度よく、ＲＡＫＥ合成を行うことがで
きる。
【００６４】また、サーチ範囲内のしきい値を満たす全
ての全マルチパスを合成するため、特にチップレートが
高速な、すなわち広帯域ＤＳ−ＣＤＭＡに対してＲＡＫ
Ｅによる時間ダイバーシチ効果による受信品質の特性改
善を実現することができる。
ての全マルチパスを合成するため、特にチップレートが
高速な、すなわち広帯域ＤＳ−ＣＤＭＡに対してＲＡＫ
Ｅによる時間ダイバーシチ効果による受信品質の特性改
善を実現することができる。
【図１】本発明の基本構成を示すブロック図である。
【図２】本発明におけるＲＡＫＥ合成パス成分選択と合
成を説明する図である。
成を説明する図である。
【図３】本発明におけるチャネル推定の例を説明する図
である。
である。
【図４】マッチトフィルタの構成を示すブロック図であ
る。
る。
【図５】本発明の受信機の構成を示すブロック図であ
る。
る。
【図６】従来のＤＳ−ＣＤＭＡ受信装置の構成を示すブ
ロック図である。
ロック図である。
【図７】従来のスライディング相関器を用いた場合のサ
ーチアルゴリズムを説明する図である。
ーチアルゴリズムを説明する図である。
１０１ マッチトフィルタ １１０ チャネル推定補償部 １１１ パイロットシンボルを用いるチャネル推定部 １１２ 乗算器 １２０ 平均信号電力測定部 １３０ 最大電力検出部 １４０ しきい値決定部 １５０ 合成パス選択部 １６０ ＲＡＫＥ合成部 ６０１ アンテナ ６０２ バンドパス・フィルタ（ＢＰＦ） ６０３ 低雑音増幅器 ６０４ 乗算器 ６０５ 発振器 ６０６ バンドパス・フィルタ（ＢＰＦ） ６０７ 自動利得制御増幅装置（ＡＧＣ増幅器） ６０８ 包絡線検波器 ６０９ 直交検波器 ６１０，６１１ ローパス・フィルタ（ＬＰＦ） ６１２，６１３ Ａ／Ｄ変換器 ６２０ ＲＡＫＥパス合成パスフィンガ ６３１ 拡散符号生成部 ６３２ スライディング相関器 ６３３ チャネル推定器 ６３４ 乗算器 ６４１ ＲＡＫＥ合成器 ６４２ デインタリーバ ６４３ ビタビ復号器 ６４４ データ判定器 ６４５ スライディング相関器 ６４６ 電力測定部 ６４７ ＲＡＫＥ合成パス選択部
Claims (3)
- 【請求項１】 直接拡散ＣＤＭＡ伝送方式の受信機にお
いて、 ディジタル化された受信拡散信号を逆拡散して、一定範
囲時間積分して相関検出値を出力するマッチトフィルタ
と、 前記マッチトフィルタ出力信号に対して、各スロットに
おけるチップ周期毎の全マルチパスのチャネルを推定す
るチャネル推定部と、 前記マッチトフィルタ出力信号の情報シンボルに対し
て、前記チャネル推定部出力の全マルチパスに対するス
ロット毎のチャネル推定値を用いて、各マルチパスのチ
ャネル変動を補償するチャネル変動補償部と、 前記マッチトフィルタ出力のチップ周期毎の各マルチパ
ス信号の平均受信信号電力を測定する平均信号電力測定
部と、 しきい値を出力するＲＡＫＥ合成パスしきい値制御部
と、 前記ＲＡＫＥ合成パスしきい値制御出力信号および前記
平均信号電力測定部出力信号により、前記チャネル変動
補償部からの各マルチパス信号を選択して出力するＲＡ
ＫＥ合成パス選択部と、 前記ＲＡＫＥ合成パス選択部出力を合成するＲＡＫＥ合
成部とを有することを特徴とする直接ＣＤＭＡ伝送方式
の受信機。 - 【請求項２】 請求項１記載の受信機において、 前記チャネル推定部は、パイロットシンボルを用いてチ
ャネルを推定することを特徴とする受信機。 - 【請求項３】 請求項１または２記載の受信機におい
て、 さらに、前記平均信号電力測定部からの出力信号から最
大信号電力を検出する最大信号電力検出部を有し、 前記ＲＡＫＥ合成しきい値制御部は、前記最大信号電力
検出部からの最大電力からしきい値を求めることを特徴
とする受信機。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP34602596A JP3228405B2 (ja) | 1996-12-25 | 1996-12-25 | 直接拡散ｃｄｍａ伝送方式の受信機 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP34602596A JP3228405B2 (ja) | 1996-12-25 | 1996-12-25 | 直接拡散ｃｄｍａ伝送方式の受信機 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10190522A true JPH10190522A (ja) | 1998-07-21 |
| JP3228405B2 JP3228405B2 (ja) | 2001-11-12 |
Family
ID=18380631
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP34602596A Expired - Fee Related JP3228405B2 (ja) | 1996-12-25 | 1996-12-25 | 直接拡散ｃｄｍａ伝送方式の受信機 |
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| Country | Link |
|---|---|
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Cited By (22)
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|---|---|---|---|---|
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| WO2000008871A3 (en) * | 1998-08-05 | 2000-05-11 | Samsung Electronics Co Ltd | Device and method for diversity combining signals on common channel in cdma communication system |
| GB2346780A (en) * | 1998-12-10 | 2000-08-16 | Nec Corp | Power control in a CDMA receiver having RAKE fingers |
| KR20010060970A (ko) * | 1999-12-28 | 2001-07-07 | 윤종용 | 이동 통신시스템의 심볼 복조장치 및 방법 |
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| JP2002152087A (ja) * | 2000-11-14 | 2002-05-24 | Hitachi Kokusai Electric Inc | パス検出装置 |
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| US7526041B2 (en) | 2003-04-24 | 2009-04-28 | Nec Corporation | Channel estimation circuit and channel estimation method |
| US7653121B2 (en) | 2004-08-16 | 2010-01-26 | Fujitsu Limited | Power level measuring device and a mobile station |
-
1996
- 1996-12-25 JP JP34602596A patent/JP3228405B2/ja not_active Expired - Fee Related
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