JPH10200340A - フィードフォワード増幅器 - Google Patents
フィードフォワード増幅器Info
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- JPH10200340A JPH10200340A JP9005127A JP512797A JPH10200340A JP H10200340 A JPH10200340 A JP H10200340A JP 9005127 A JP9005127 A JP 9005127A JP 512797 A JP512797 A JP 512797A JP H10200340 A JPH10200340 A JP H10200340A
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- phase
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Abstract
(57)【要約】
【課題】小型で４０dB以上の歪抑圧量を得られるフィー
ドフォワード増幅器が従来存在しないこと。 【解決手段】フィードフォワード増幅器として、動作さ
せる場合、歪抑圧量を使用帯域内で３０dBc以上確保す
るためには、振幅および位相の偏差が０．５dB以内、２
度以内である必要があるので、主増幅器４の後方へ主増
幅器４の周波数と位相および振幅との特性が逆相となる
ように、並列に複数からなるフィルタ１１を挿入し、周
波数に対して、位相および振幅特性の平坦化を図る。
ドフォワード増幅器が従来存在しないこと。 【解決手段】フィードフォワード増幅器として、動作さ
せる場合、歪抑圧量を使用帯域内で３０dBc以上確保す
るためには、振幅および位相の偏差が０．５dB以内、２
度以内である必要があるので、主増幅器４の後方へ主増
幅器４の周波数と位相および振幅との特性が逆相となる
ように、並列に複数からなるフィルタ１１を挿入し、周
波数に対して、位相および振幅特性の平坦化を図る。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、ディジタル移動通
信を行う基地局に設置される送受信装置に適用され、増
幅器で発生する歪を抽出して、除去するフィードフォワ
ード増幅器に関するものである。
信を行う基地局に設置される送受信装置に適用され、増
幅器で発生する歪を抽出して、除去するフィードフォワ
ード増幅器に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】移動体通信を行う場合、多チャンネル電
波を同時に増幅するため、一般的にフィードフォワード
増幅器が知られている。
波を同時に増幅するため、一般的にフィードフォワード
増幅器が知られている。
【０００３】図２は、従来のフィードフォワード増幅器
の構成図を示す。
の構成図を示す。
【０００４】入力信号21は、方向性結合器22により、主
増幅器24側と検出ループの遅延線26側とに分割される。
増幅器24側と検出ループの遅延線26側とに分割される。
【０００５】主増幅器24側では、入力信号21は、はじめ
にパイロット信号20を挿入し、可変位相器および可変減
衰器からなるベクトル調整器23を通過し、主増幅器24で
増幅される。この時、歪みが発生する。そして、方向性
結合器25の信号合成部27へ伝送される。
にパイロット信号20を挿入し、可変位相器および可変減
衰器からなるベクトル調整器23を通過し、主増幅器24で
増幅される。この時、歪みが発生する。そして、方向性
結合器25の信号合成部27へ伝送される。
【０００６】また、検出ループ側の遅延線26は、入力信
号が遅延線26を通過して、信号合成部27へ伝送される。
号が遅延線26を通過して、信号合成部27へ伝送される。
【０００７】この合成部27では、遅延線26と主増幅器24
側との位相を１８０度ずらして、また、信号の振幅を同
一にするために、ベクトル調整器23を調整して、信号レ
ベルが最小になるようにする。ここでは、入力したパイ
ロット信号20を最小になるように、ベクトル調整器23の
可変位相器および可変減衰器を調整する。
側との位相を１８０度ずらして、また、信号の振幅を同
一にするために、ベクトル調整器23を調整して、信号レ
ベルが最小になるようにする。ここでは、入力したパイ
ロット信号20を最小になるように、ベクトル調整器23の
可変位相器および可変減衰器を調整する。
【０００８】従って、信号合成部27からの出力は、主増
幅器24での歪量が支配的となり、歪検出ループのベクト
ル調整器28を通じて、補助増幅器29で増幅される。
幅器24での歪量が支配的となり、歪検出ループのベクト
ル調整器28を通じて、補助増幅器29で増幅される。
【０００９】一方、主増幅器24からの信号を方向性結合
器25を通じて、歪除去ループの遅延線30を通過し、方向
性結合器31の信号合成部32へ伝送される。
器25を通じて、歪除去ループの遅延線30を通過し、方向
性結合器31の信号合成部32へ伝送される。
【００１０】この信号合成部32で歪量を打ち消すよう
に、ベクトル調整器28の位相および減衰量を調整して、
最も歪まない信号を取り出すように構成される。
に、ベクトル調整器28の位相および減衰量を調整して、
最も歪まない信号を取り出すように構成される。
【００１１】この歪量を最小にするために各々のベクト
ル調整器の位相および減衰量を自動的に調整できるよう
にした制御系の構成も図２に示している。
ル調整器の位相および減衰量を自動的に調整できるよう
にした制御系の構成も図２に示している。
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】ところで、上記従来例
に示めしたように、歪検出ループおよび歪除去ループに
各々遅延線26、遅延線30が組み込まれている。
に示めしたように、歪検出ループおよび歪除去ループに
各々遅延線26、遅延線30が組み込まれている。
【００１３】この線の長さは、歪検出ループのベクトル
調整器23および主増幅器24側の信号ラインの時間と同一
とするために、膨大な長さになっている。例えば、２０
〜４０ns前後の遅延時間となっている。これは、歪除去
ループの場合と同様にさらに、主増幅器24の後の信号で
あるために、高出力用ケーブルの遅延線が必要である。
調整器23および主増幅器24側の信号ラインの時間と同一
とするために、膨大な長さになっている。例えば、２０
〜４０ns前後の遅延時間となっている。これは、歪除去
ループの場合と同様にさらに、主増幅器24の後の信号で
あるために、高出力用ケーブルの遅延線が必要である。
【００１４】ケーブルを何回も巻くことで、損失分が大
きくなり、効率が低下し、さらに、フィードフォワード
増幅器全体の大きさを小さくする場合、非常に困難な要
因である。
きくなり、効率が低下し、さらに、フィードフォワード
増幅器全体の大きさを小さくする場合、非常に困難な要
因である。
【００１５】さらに、各々のベクトル調整器で位相およ
び振幅を調整するが、主増幅器、補助増幅器自信が持っ
ている周波数に対する位相および振幅の偏差分を調整仕
切れない。そのために、フィードフォワード増幅器全体
の歪改善量を低下しきれない場合が発生し、スプリアス
となって送出されるという問題点があった。
び振幅を調整するが、主増幅器、補助増幅器自信が持っ
ている周波数に対する位相および振幅の偏差分を調整仕
切れない。そのために、フィードフォワード増幅器全体
の歪改善量を低下しきれない場合が発生し、スプリアス
となって送出されるという問題点があった。
【００１６】本発明は、このような従来のフィードフォ
ワード増幅器の課題を考慮し、小型で４０dB以上の歪抑
圧量が得られるフィードフォワード増幅器を提供するこ
とを目的とする。
ワード増幅器の課題を考慮し、小型で４０dB以上の歪抑
圧量が得られるフィードフォワード増幅器を提供するこ
とを目的とする。
【００１７】
【課題を解決するための手段】本発明は、第１の位相
器、第１の減衰器を持つ第１のベクトル調整器及び、主
増幅器を有する歪検出ループと、第２の位相器および第
２の減衰器を持つ第２のベクトル調整器及び、補助増幅
器を有する歪除去ループと、パイロット信号発生器と、
そのパイロット信号を検出するパイロット検出器とを備
え、前記歪検出ループの後に前記歪除去ループが接続さ
れ、前記主増幅器で発生した歪を前記歪検出ループによ
り抽出して、前記補助増幅器で増幅した後、前記主増幅
器の出力に振幅逆相で再注入し、その主増幅器の歪成分
を相殺して、歪補償を行うフィートフォワード増幅器で
あって、前記歪検出ループ又は前記歪除去ループ内にフ
ィルタを設け、前記フィルタを信号線に対して、並列に
複数個設定したことを特徴とするフィードフォワード増
幅器である。
器、第１の減衰器を持つ第１のベクトル調整器及び、主
増幅器を有する歪検出ループと、第２の位相器および第
２の減衰器を持つ第２のベクトル調整器及び、補助増幅
器を有する歪除去ループと、パイロット信号発生器と、
そのパイロット信号を検出するパイロット検出器とを備
え、前記歪検出ループの後に前記歪除去ループが接続さ
れ、前記主増幅器で発生した歪を前記歪検出ループによ
り抽出して、前記補助増幅器で増幅した後、前記主増幅
器の出力に振幅逆相で再注入し、その主増幅器の歪成分
を相殺して、歪補償を行うフィートフォワード増幅器で
あって、前記歪検出ループ又は前記歪除去ループ内にフ
ィルタを設け、前記フィルタを信号線に対して、並列に
複数個設定したことを特徴とするフィードフォワード増
幅器である。
【００１８】また、本発明は、上述した歪検出ループに
複数個の前記フィルタを備え、前記歪検出ループでの前
記フィルタの周波数特性を、前記ベクトル調整器および
前記主増幅器の周波数の位相および振幅特性と相反する
特性とすることによって、前記歪検出ループ全体の位相
および振幅特性を平坦化したことを特徴とするフィード
フォワード増幅器である。
複数個の前記フィルタを備え、前記歪検出ループでの前
記フィルタの周波数特性を、前記ベクトル調整器および
前記主増幅器の周波数の位相および振幅特性と相反する
特性とすることによって、前記歪検出ループ全体の位相
および振幅特性を平坦化したことを特徴とするフィード
フォワード増幅器である。
【００１９】また、本発明は、上述した歪除去ループに
複数個の前記フィルタを備え、前記歪除去ループでの前
記フィルタの周波数特性を、前記ベクトル調整器および
前記主増幅器の周波数の位相および振幅特性と相反する
特性とすることによって、前記歪除去ループ全体の位相
および振幅特性を平坦化したことを特徴とするフィード
フォワード増幅器である。
複数個の前記フィルタを備え、前記歪除去ループでの前
記フィルタの周波数特性を、前記ベクトル調整器および
前記主増幅器の周波数の位相および振幅特性と相反する
特性とすることによって、前記歪除去ループ全体の位相
および振幅特性を平坦化したことを特徴とするフィード
フォワード増幅器である。
【００２０】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態を図面
を参照しながら説明する。
を参照しながら説明する。
【００２１】図１は本発明の第１の実施の形態における
フィードフォワード増幅器の構成を示す。以下にその構
成を作用とともに説明する。
フィードフォワード増幅器の構成を示す。以下にその構
成を作用とともに説明する。
【００２２】入力信号１は、方向性結合器２により、主
増幅器４側と、従来の遅延線に代わる、検出ループのフ
ィルタ６側とに分割される。
増幅器４側と、従来の遅延線に代わる、検出ループのフ
ィルタ６側とに分割される。
【００２３】主増幅器４側では、入力信号１は、はじめ
にパイロット信号10を挿入し、可変位相器および可変減
衰器からなるベクトル調整器３を通過し、主増幅器４で
増幅される。この時、歪みが発生する。そして、方向性
結合器５の信号合成部７へ伝送される。
にパイロット信号10を挿入し、可変位相器および可変減
衰器からなるベクトル調整器３を通過し、主増幅器４で
増幅される。この時、歪みが発生する。そして、方向性
結合器５の信号合成部７へ伝送される。
【００２４】また、他方検出ループ側のフィルタ６は、
入力信号１がフィルタ６を通過して、信号合成部７へ伝
送される。
入力信号１がフィルタ６を通過して、信号合成部７へ伝
送される。
【００２５】この信号合成部７では、フィルタ６と主増
幅器４側との位相を１８０度ずらして、また、信号の振
幅を同一にするために、ベクトル調整器３を調整して、
信号レベルが最小になるように設定する。
幅器４側との位相を１８０度ずらして、また、信号の振
幅を同一にするために、ベクトル調整器３を調整して、
信号レベルが最小になるように設定する。
【００２６】例えば、入力したパイロット信号10を最小
になるように、ベクトル調整器８の可変位相器および可
変減衰量を調整する。
になるように、ベクトル調整器８の可変位相器および可
変減衰量を調整する。
【００２７】従って、信号合成部７からの出力は、主増
幅器４での歪量が支配的となり、歪検出ループのベクト
ル調整器８を通じて、補助増幅器９で増幅される。
幅器４での歪量が支配的となり、歪検出ループのベクト
ル調整器８を通じて、補助増幅器９で増幅される。
【００２８】一方、主増幅器４からの信号を方向性結合
器５を通じて、従来の遅延線に代る、歪除去ループのフ
ィルタ11を通過し、方向性結合器12の信号合成部13へ伝
送される。
器５を通じて、従来の遅延線に代る、歪除去ループのフ
ィルタ11を通過し、方向性結合器12の信号合成部13へ伝
送される。
【００２９】この信号合成部13で歪量を打ち消すよう
に、ベクトル調整器８の位相および減衰量を調整して、
最も歪まない信号を取り出すように構成する。
に、ベクトル調整器８の位相および減衰量を調整して、
最も歪まない信号を取り出すように構成する。
【００３０】ところで、線形増幅器であるフィードフォ
ワード増幅器に用いるハイパワー用の主増幅器４などに
は、使用周波数帯域内で位相および出力レベルの偏差が
生じ、周波数と位相および振幅特性との間に波型になる
ような相関性を持つ。
ワード増幅器に用いるハイパワー用の主増幅器４などに
は、使用周波数帯域内で位相および出力レベルの偏差が
生じ、周波数と位相および振幅特性との間に波型になる
ような相関性を持つ。
【００３１】上記特性例を図３に示す。主増幅器４の周
波数特性として、位相を（ａ）、振幅を（ｂ）に示す。
（ａ）において、主増幅器４の出力を４３dBmで動作さ
せ、２GHzを基準周波数として、その時の位相を零度と
する。１．８GHzでは、位相角度が＋５度であり、２．
２GHzでは、−５度であった。
波数特性として、位相を（ａ）、振幅を（ｂ）に示す。
（ａ）において、主増幅器４の出力を４３dBmで動作さ
せ、２GHzを基準周波数として、その時の位相を零度と
する。１．８GHzでは、位相角度が＋５度であり、２．
２GHzでは、−５度であった。
【００３２】また、図３（ｂ）に示すように、（ａ）と
同様に、主増幅器４の出力を４３dBmで動作させ、２GHz
を基準周波数として、その時の振幅値を零とする。１．
８GHzでは、振幅値＋２dBであり、２．２GHzでは、−２
dBであった。
同様に、主増幅器４の出力を４３dBmで動作させ、２GHz
を基準周波数として、その時の振幅値を零とする。１．
８GHzでは、振幅値＋２dBであり、２．２GHzでは、−２
dBであった。
【００３３】この主増幅器４の出力４３dBm前後で使用
するフィードフォワード増幅器において、従来の図２に
示すような遅延線26および遅延線30を使用する方法で
は、この主増幅器の周波数特性が出力時の歪みの改善量
に非常に不利に作用する。
するフィードフォワード増幅器において、従来の図２に
示すような遅延線26および遅延線30を使用する方法で
は、この主増幅器の周波数特性が出力時の歪みの改善量
に非常に不利に作用する。
【００３４】一般的に、フィードフォワード増幅器とし
て、動作させる場合、歪抑圧量を使用帯域内で３０dBc
以上確保するためには、振幅および位相の偏差が０．５
dB以内、２度以内である必要がある。
て、動作させる場合、歪抑圧量を使用帯域内で３０dBc
以上確保するためには、振幅および位相の偏差が０．５
dB以内、２度以内である必要がある。
【００３５】例えば、周波数２GHzを中心に±２００MHz
の広帯域を確保するために、図３（ａ）、（ｂ）に示す
位相よび振幅の周波数特性を極力平坦化する必要があ
る。この周波数特性になる主な原因は、主増幅器４にあ
る。
の広帯域を確保するために、図３（ａ）、（ｂ）に示す
位相よび振幅の周波数特性を極力平坦化する必要があ
る。この周波数特性になる主な原因は、主増幅器４にあ
る。
【００３６】そこで、そのために、主増幅器４が４３dB
mなどの高出力時、その周波数と位相および振幅との特
性が逆相となるように、並列に複数のフィルタ６を挿入
し、周波数に対して、位相および振幅特性の平坦化を図
った。
mなどの高出力時、その周波数と位相および振幅との特
性が逆相となるように、並列に複数のフィルタ６を挿入
し、周波数に対して、位相および振幅特性の平坦化を図
った。
【００３７】すなわち、歪抑圧量向上のために、フィー
ドフォワード増幅器回路内に位相および振幅特性の平坦
化フィルタを歪検出ループ側、歪除去ループ側、各々に
適した特性のものを回路内に設定する。
ドフォワード増幅器回路内に位相および振幅特性の平坦
化フィルタを歪検出ループ側、歪除去ループ側、各々に
適した特性のものを回路内に設定する。
【００３８】図４に位相および振幅特性を平坦化する構
成を示す。例えば、同図（ａ）に示すような３段のバン
ドパスフィルタを並列に用いる。１つ目のバンドパスフ
ィルタＮｏ１を設定し、通過帯域幅を２．０GHzから
２．２GHzのものを利用する。次に、２つ目のバンドパ
スフィルタＮｏ２を設定し、通過帯域幅を１．９GHzか
ら２．１GHzであり、その通過帯域の振幅損失は、Ｎｏ
１フィルタの通過帯域の振幅損失よりも０．５dB大きく
減衰するものを設定する。
成を示す。例えば、同図（ａ）に示すような３段のバン
ドパスフィルタを並列に用いる。１つ目のバンドパスフ
ィルタＮｏ１を設定し、通過帯域幅を２．０GHzから
２．２GHzのものを利用する。次に、２つ目のバンドパ
スフィルタＮｏ２を設定し、通過帯域幅を１．９GHzか
ら２．１GHzであり、その通過帯域の振幅損失は、Ｎｏ
１フィルタの通過帯域の振幅損失よりも０．５dB大きく
減衰するものを設定する。
【００３９】また、３つ目のバンドパスフィルタＮｏ３
を設定し、通過帯域幅を１．８GHzから２．０GHzであ
り、その通過帯域の振幅損失は、Ｎｏ２フィルタの通過
帯域の振幅損失よりも０．５dB大きく減衰するものを設
定する。この時の振幅特性を図示したものを（ｃ）に示
す。この上記フィルタを各並列に構成した時の周波数特
性を（ｄ）に示す。このように高周波ほど信号が減衰し
ない特性および位相が主増幅器４の逆位相が得られてい
る。この３段構成のフィルタ６を図２のフィードフォワ
ード増幅器の遅延線２６と置き換えると、検出ループの
位相および振幅を平坦化できる。
を設定し、通過帯域幅を１．８GHzから２．０GHzであ
り、その通過帯域の振幅損失は、Ｎｏ２フィルタの通過
帯域の振幅損失よりも０．５dB大きく減衰するものを設
定する。この時の振幅特性を図示したものを（ｃ）に示
す。この上記フィルタを各並列に構成した時の周波数特
性を（ｄ）に示す。このように高周波ほど信号が減衰し
ない特性および位相が主増幅器４の逆位相が得られてい
る。この３段構成のフィルタ６を図２のフィードフォワ
ード増幅器の遅延線２６と置き換えると、検出ループの
位相および振幅を平坦化できる。
【００４０】この構成は、上記では３段構成であった
が、それ以上でも以下でも位相および振幅が検出ループ
の特性を打ち消し、平坦化できれば可能である。従っ
て、段数をｎ段（ｎ≧１）で構成可能である。
が、それ以上でも以下でも位相および振幅が検出ループ
の特性を打ち消し、平坦化できれば可能である。従っ
て、段数をｎ段（ｎ≧１）で構成可能である。
【００４１】上記フィルタの構成例を歪検出ループで説
明したが、歪除去ループでも同様に行える。すなわち、
補助増幅器９の周波数特性を打ち消すように、補助増幅
器９の周波数と位相および振幅との特性が逆相となるよ
うに、並列に複数のフィルタ１１を挿入し、周波数に対
して、位相および振幅特性の平坦化を図った。
明したが、歪除去ループでも同様に行える。すなわち、
補助増幅器９の周波数特性を打ち消すように、補助増幅
器９の周波数と位相および振幅との特性が逆相となるよ
うに、並列に複数のフィルタ１１を挿入し、周波数に対
して、位相および振幅特性の平坦化を図った。
【００４２】また、本実施の形態では、主増幅器の出力
パワーを４３dBmとしたが、４６dBmでも同様の結果が行
え、従って、４０Ｗ以上でも対応可能である。
パワーを４３dBmとしたが、４６dBmでも同様の結果が行
え、従って、４０Ｗ以上でも対応可能である。
【００４３】上記実施の形態では、図１に示す位置にフ
ィルタを設定したが、例えば、位相、振幅調整用とし
て、主増幅器４の前後であるＡ，Ｂの位置、補助増幅器
９の前後であるＣ，Ｄの位置、また、ベクトル調整器３
の前後であるＥ，Ａの位置、および８の前後であるＦ，
Ｃの位置に挿入しても、出力信号１４の歪量を最小にす
ることが可能である。
ィルタを設定したが、例えば、位相、振幅調整用とし
て、主増幅器４の前後であるＡ，Ｂの位置、補助増幅器
９の前後であるＣ，Ｄの位置、また、ベクトル調整器３
の前後であるＥ，Ａの位置、および８の前後であるＦ，
Ｃの位置に挿入しても、出力信号１４の歪量を最小にす
ることが可能である。
【００４４】また、この歪量を最小にするために各々の
ベクトル調整器の位相および減衰量を自動的に調整でき
る。
ベクトル調整器の位相および減衰量を自動的に調整でき
る。
【００４５】
【発明の効果】以上のように、本発明のフィードフォワ
ード増幅器では、出力パワーが１０Ｗ以上の場合でも、
可変位相器および可変減衰器で制御しきれない周波数特
性を得るために、フィルタを用いて２GHz以上の高周波
数でも、６０MHz以上の帯域幅で、歪抑圧量４０dBc以上
を確保することが可能である。
ード増幅器では、出力パワーが１０Ｗ以上の場合でも、
可変位相器および可変減衰器で制御しきれない周波数特
性を得るために、フィルタを用いて２GHz以上の高周波
数でも、６０MHz以上の帯域幅で、歪抑圧量４０dBc以上
を確保することが可能である。
【図１】本発明の一実施の形態におけるフィードフォワ
ード増幅器の構成を示す図である。
ード増幅器の構成を示す図である。
【図２】従来例におけるフィードフォワード増幅器の構
成を示す図である。
成を示す図である。
【図３】主増幅器の位相および振幅特性を示す図であ
る。
る。
【図４】フィルタの位相および振幅特性を示す図であ
る。 （ａ）フィルタの３段構成図 （ｂ）フィルタのｎ段構成図 （ｃ）フィルタの３段構成時の周波数通過振幅特性 （ｄ）フィルタの振幅特性
る。 （ａ）フィルタの３段構成図 （ｂ）フィルタのｎ段構成図 （ｃ）フィルタの３段構成時の周波数通過振幅特性 （ｄ）フィルタの振幅特性
１…入力信号 ２…方向性結合器 ３…ベクトル調整器 ４…主増幅器 ５…方向性結合器 ６…フィルタ ７…信号合成部 ８…ベクトル調整器 ９…補助増幅器 １０…パイロット信号 １１…フィルタ １２…方向性結合器 １３…信号合成部 １４…出力信号 ２０…パイロット信号 ２１…入力信号 ２２…方向性調整器 ２３…ベクトル調整器 ２４…主増幅器 ２５…方向性結合器 ２６…遅延線 ２７…信号合成部 ２８…ベクトル調整器 ２９…補助増幅器 ３０…遅延線 ３１…信号合成部 ３２…出力信号
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 小杉 裕昭 大阪府門真市大字門真1006番地 松下電器 産業株式会社内
Claims (3)
- 【請求項１】第１の位相器、第１の減衰器を持つ第１の
ベクトル調整器及び、主増幅器を有する歪検出ループ
と、第２の位相器および第２の減衰器を持つ第２のベク
トル調整器及び、補助増幅器を有する歪除去ループと、
パイロット信号発生器と、そのパイロット信号を検出す
るパイロット検出器とを備え、 前記歪検出ループの後に前記歪除去ループが接続され、 前記主増幅器で発生した歪を前記歪検出ループにより抽
出して、前記補助増幅器で増幅した後、前記主増幅器の
出力に振幅逆相で再注入し、その主増幅器の歪成分を相
殺して、歪補償を行うフィートフォワード増幅器であっ
て、 前記歪検出ループ又は前記歪除去ループ内にフィルタを
設け、前記フィルタを信号線に対して、並列に複数個設
定したことを特徴とするフィードフォワード増幅器。 - 【請求項２】前記歪検出ループに複数個の前記フィルタ
を備え、前記歪検出ループでの前記フィルタの周波数特
性を、前記ベクトル調整器および前記主増幅器の周波数
の位相および振幅特性と相反する特性とすることによっ
て、前記歪検出ループ全体の位相および振幅特性を平坦
化したことを特徴とする請求項１記載のフィードフォワ
ード増幅器。 - 【請求項３】前記歪除去ループに複数個の前記フィルタ
を備え、前記歪除去ループでの前記フィルタの周波数特
性を、前記ベクトル調整器および前記主増幅器の周波数
の位相および振幅特性と相反する特性とすることによっ
て、前記歪除去ループ全体の位相および振幅特性を平坦
化したことを特徴とする請求項１記載のフィードフォワ
ード増幅器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9005127A JPH10200340A (ja) | 1997-01-16 | 1997-01-16 | フィードフォワード増幅器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9005127A JPH10200340A (ja) | 1997-01-16 | 1997-01-16 | フィードフォワード増幅器 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10200340A true JPH10200340A (ja) | 1998-07-31 |
Family
ID=11602660
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP9005127A Pending JPH10200340A (ja) | 1997-01-16 | 1997-01-16 | フィードフォワード増幅器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH10200340A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP1030441A3 (en) * | 1999-02-16 | 2004-03-17 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Feedforward amplifier |
| US7164738B2 (en) | 1999-11-30 | 2007-01-16 | Fujitsu Limited | Signal canceling method and device |
-
1997
- 1997-01-16 JP JP9005127A patent/JPH10200340A/ja active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP1030441A3 (en) * | 1999-02-16 | 2004-03-17 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Feedforward amplifier |
| US7164738B2 (en) | 1999-11-30 | 2007-01-16 | Fujitsu Limited | Signal canceling method and device |
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