JPH10201221A - コンバータ装置 - Google Patents
コンバータ装置Info
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- JPH10201221A JPH10201221A JP112697A JP112697A JPH10201221A JP H10201221 A JPH10201221 A JP H10201221A JP 112697 A JP112697 A JP 112697A JP 112697 A JP112697 A JP 112697A JP H10201221 A JPH10201221 A JP H10201221A
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- phase
- reactor
- inductance
- noise
- input
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Abstract
(57)【要約】
【課題】電源高調波電流を低減し、力率を改善すること
が可能で、かつ、小型化で安価，低電磁ノイズを達成す
るコンバータ装置を実現する。 【解決手段】単相入力でコンデンサ平滑型の整流回路の
Ｒ相およびＴ相のそれぞれの入力にリアクトル１０３を
挿入する。リアクトル１０３は、Ｒ相およびＴ相が電気
的に絶縁され、また、磁気的にも独立されている、また
は、ノーマルモードのインダクタンスを優先的に生じる
ように磁気的に結合されている、またあるいは、ノーマ
ルモードおよびコモンモードともインダクタンスを生じ
るように磁気的に結合されている。そして、リアクトル
１０３の入力または出力の一方または両方にノイズフィ
ルタを挿入する。
が可能で、かつ、小型化で安価，低電磁ノイズを達成す
るコンバータ装置を実現する。 【解決手段】単相入力でコンデンサ平滑型の整流回路の
Ｒ相およびＴ相のそれぞれの入力にリアクトル１０３を
挿入する。リアクトル１０３は、Ｒ相およびＴ相が電気
的に絶縁され、また、磁気的にも独立されている、また
は、ノーマルモードのインダクタンスを優先的に生じる
ように磁気的に結合されている、またあるいは、ノーマ
ルモードおよびコモンモードともインダクタンスを生じ
るように磁気的に結合されている。そして、リアクトル
１０３の入力または出力の一方または両方にノイズフィ
ルタを挿入する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明はコンバータ装置に関
する。
する。
【０００２】
【従来の技術】従来、交流入力をダイオードで整流し、
コンデンサで平滑して直流出力を得るコンバータ装置が
あった。
コンデンサで平滑して直流出力を得るコンバータ装置が
あった。
【０００３】図１０は、従来のコンバータ装置を示す図
である。図で、１００１，１００２，１００３，１００
４はダイオード、１００５は平滑コンデンサである。ダ
イオード１００１と１００２，１００３と１００４はそ
れぞれ直列に接続される。この二つの接続点がそれぞれ
交流入力１００６，１００７であり、単相交流電源に接
続される。また、直列に接続されたダイオード１００１
と１００２，１００３と１００４は、ともに平滑コンデ
ンサ１００５と並列に接続される。そして、この接続点
が直流出力１００８，１００９であり、負荷が接続され
る。
である。図で、１００１，１００２，１００３，１００
４はダイオード、１００５は平滑コンデンサである。ダ
イオード１００１と１００２，１００３と１００４はそ
れぞれ直列に接続される。この二つの接続点がそれぞれ
交流入力１００６，１００７であり、単相交流電源に接
続される。また、直列に接続されたダイオード１００１
と１００２，１００３と１００４は、ともに平滑コンデ
ンサ１００５と並列に接続される。そして、この接続点
が直流出力１００８，１００９であり、負荷が接続され
る。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】従来のコンバータ装置
は、交流入力をダイオードで整流し、コンデンサで蓄
積，平滑して直流出力を得る。このため、平滑コンデン
サの電圧、即ち直流出力電圧が、交流入力電圧より低く
なった期間に入力電流が流れる。
は、交流入力をダイオードで整流し、コンデンサで蓄
積，平滑して直流出力を得る。このため、平滑コンデン
サの電圧、即ち直流出力電圧が、交流入力電圧より低く
なった期間に入力電流が流れる。
【０００５】この入力電流は、交流入力電圧より直流出
力電圧が低くなった短期間に流れ、また、交流入力電圧
より遅れて流れるため、力率の低下を招く。
力電圧が低くなった短期間に流れ、また、交流入力電圧
より遅れて流れるため、力率の低下を招く。
【０００６】更に、短期間に流れるため、入力電流は交
流入力電圧と同じ正弦波とはならず、尖塔化する。尖塔
化した入力電流は、基本周波数の正数倍の周波数成分と
なる電源高調波電流を含む。この電源高調波電流は商用
電源を介して他の機器へ様々な障害を誘発する。
流入力電圧と同じ正弦波とはならず、尖塔化する。尖塔
化した入力電流は、基本周波数の正数倍の周波数成分と
なる電源高調波電流を含む。この電源高調波電流は商用
電源を介して他の機器へ様々な障害を誘発する。
【０００７】一方、コンバータ装置の負荷は、電磁ノイ
ズを発生するスイッチング回路を含むものが多い。この
ため、受電側、即ちコンバータ装置の入力側に電磁ノイ
ズを抑制する新たなノイズフィルタを設ける必要があ
り、装置全体の大型化とコストアップを招く。
ズを発生するスイッチング回路を含むものが多い。この
ため、受電側、即ちコンバータ装置の入力側に電磁ノイ
ズを抑制する新たなノイズフィルタを設ける必要があ
り、装置全体の大型化とコストアップを招く。
【０００８】本発明の目的は、電源高調波電流を低減
し、力率を改善することが可能で、かつ、小型で安価，
低電磁ノイズを達成するコンバータ装置を提供すること
にある。
し、力率を改善することが可能で、かつ、小型で安価，
低電磁ノイズを達成するコンバータ装置を提供すること
にある。
【０００９】
【課題を解決するための手段】本発明のコンバータ装置
は、単相入力でコンデンサ平滑型の整流回路のＲ相およ
びＴ相のそれぞれの入力にリアクトルを挿入する。上記
リアクトルは、Ｒ相およびＴ相が電気的に絶縁され、ま
た、磁気的にも独立されている。または、上記リアクト
ルは、Ｒ相およびＴ相が電気的に絶縁され、かつ、ノー
マルモードのインダクタンスを優先的に生じるように磁
気的に結合されている。または、上記リアクトルは、Ｒ
相およびＴ相が電気的に絶縁され、かつ、ノーマルモー
ド及びコモンモード共にインダクタンスを生じるように
磁気的に結合されている。そして、必要に応じて、上記
リアクトルの入力または出力の一方または両方にノイズ
フィルタを挿入する。
は、単相入力でコンデンサ平滑型の整流回路のＲ相およ
びＴ相のそれぞれの入力にリアクトルを挿入する。上記
リアクトルは、Ｒ相およびＴ相が電気的に絶縁され、ま
た、磁気的にも独立されている。または、上記リアクト
ルは、Ｒ相およびＴ相が電気的に絶縁され、かつ、ノー
マルモードのインダクタンスを優先的に生じるように磁
気的に結合されている。または、上記リアクトルは、Ｒ
相およびＴ相が電気的に絶縁され、かつ、ノーマルモー
ド及びコモンモード共にインダクタンスを生じるように
磁気的に結合されている。そして、必要に応じて、上記
リアクトルの入力または出力の一方または両方にノイズ
フィルタを挿入する。
【００１０】上記構成のコンバータ装置で、Ｒ相および
Ｔ相のそれぞれの入力に挿入されたリアクトルは、入力
電流の導通幅を広げ、電源高調波電流の低減と、力率の
改善を行う。あわせて、ノーマルモードおよびコモンモ
ードの電磁ノイズをともに抑制する。これにより、電源
高調波電圧と電磁ノイズの低減，力率の改善が可能とな
る。加えて、ノイズフィルタに必要な減衰量を軽減する
こともでき、コンバータ装置の小型化、および低コスト
化も同時に可能となる。
Ｔ相のそれぞれの入力に挿入されたリアクトルは、入力
電流の導通幅を広げ、電源高調波電流の低減と、力率の
改善を行う。あわせて、ノーマルモードおよびコモンモ
ードの電磁ノイズをともに抑制する。これにより、電源
高調波電圧と電磁ノイズの低減，力率の改善が可能とな
る。加えて、ノイズフィルタに必要な減衰量を軽減する
こともでき、コンバータ装置の小型化、および低コスト
化も同時に可能となる。
【００１１】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施例について図
面を用いて詳細に説明する。
面を用いて詳細に説明する。
【００１２】図１は、本発明の第１の実施例を示す回路
図である。図で、１０１はスイッチング回路を含む負
荷、１０２は単相入力でコンデンサ平滑型のコンバー
タ、１０３はリアクトル、１０４は交流電源である。
図である。図で、１０１はスイッチング回路を含む負
荷、１０２は単相入力でコンデンサ平滑型のコンバー
タ、１０３はリアクトル、１０４は交流電源である。
【００１３】コンバータ１０２の出力は、負荷１０１に
接続され、入力は、Ｒ相およびＴ相が電気的に絶縁さ
れ、また、磁気的にも独立されているリアクトル１０３
を介して交流電源１０４に接続される。
接続され、入力は、Ｒ相およびＴ相が電気的に絶縁さ
れ、また、磁気的にも独立されているリアクトル１０３
を介して交流電源１０４に接続される。
【００１４】コンバータ１０２は、交流入力をダイオー
ドで整流し、コンデンサで蓄積，平滑して直流を出力す
る。また、コンバータ１０２の入力電流は、コンデンサ
の電圧、即ち直流出力電圧が交流入力電圧より低くなっ
た短期間に、尖塔波状に単発的に流れようとする。
ドで整流し、コンデンサで蓄積，平滑して直流を出力す
る。また、コンバータ１０２の入力電流は、コンデンサ
の電圧、即ち直流出力電圧が交流入力電圧より低くなっ
た短期間に、尖塔波状に単発的に流れようとする。
【００１５】リアクトル１０３は、Ｒ相およびＴ相のイ
ンダクタンスに蓄えられるエネルギの和により、この尖
塔波状の電流が流れる期間（導通幅）を広げる役目をす
る。これによって、力率の改善と、電源高調波電流の抑
制が図られる。
ンダクタンスに蓄えられるエネルギの和により、この尖
塔波状の電流が流れる期間（導通幅）を広げる役目をす
る。これによって、力率の改善と、電源高調波電流の抑
制が図られる。
【００１６】また、リアクトル１０３は、Ｒ相およびＴ
相に挿入されているため、主にスイッチング回路を含む
負荷１０１より伝導するノイズに対し、Ｒ相およびＴ相
を往来するノーマルモードのノイズ成分のみならず、Ｒ
相およびＴ相に同相で伝導するコモンモードのノイズ成
分も抑制することが可能となる。
相に挿入されているため、主にスイッチング回路を含む
負荷１０１より伝導するノイズに対し、Ｒ相およびＴ相
を往来するノーマルモードのノイズ成分のみならず、Ｒ
相およびＴ相に同相で伝導するコモンモードのノイズ成
分も抑制することが可能となる。
【００１７】ここで、リアクトルはＲ相またはＴ相の一
方に挿入しても、力率の改善と、Ｒ相とＴ相を往来する
電源高調波電流、ノーマルモードノイズの抑制を図るこ
とは可能である。しかし、コモンモードノイズに対して
は、一方の相しか効果はなく、もう一方の相のコモンモ
ードノイズの抑制は不可能である。そこで、Ｒ相および
Ｔ相にリアクトル１０３を挿入することで、コモンモー
ドノイズの抑制も可能としている。
方に挿入しても、力率の改善と、Ｒ相とＴ相を往来する
電源高調波電流、ノーマルモードノイズの抑制を図るこ
とは可能である。しかし、コモンモードノイズに対して
は、一方の相しか効果はなく、もう一方の相のコモンモ
ードノイズの抑制は不可能である。そこで、Ｒ相および
Ｔ相にリアクトル１０３を挿入することで、コモンモー
ドノイズの抑制も可能としている。
【００１８】特に、リアクトル１０３は、Ｒ相およびＴ
相のインダクタンスを磁気的に独立したコアより得る
と、コモンモードのノイズ成分に対しても両コアに生じ
る磁束は相殺されず、ノーマルモードと等しいインダク
タンスがそれぞれ得られ、コモンモードノイズの抑制効
果が向上する。
相のインダクタンスを磁気的に独立したコアより得る
と、コモンモードのノイズ成分に対しても両コアに生じ
る磁束は相殺されず、ノーマルモードと等しいインダク
タンスがそれぞれ得られ、コモンモードノイズの抑制効
果が向上する。
【００１９】この時、Ｒ相およびＴ相のインダクタンス
を異なった値に設定すると、各相のインピーダンスは異
なり、コモンモードノイズの一部はノーマルモードノイ
ズを誘発する。そこで、リアクトル１０３のインダクタ
ンスを、Ｒ相およびＴ相とも同じ値となる様に設定する
と、これが回避できる。
を異なった値に設定すると、各相のインピーダンスは異
なり、コモンモードノイズの一部はノーマルモードノイ
ズを誘発する。そこで、リアクトル１０３のインダクタ
ンスを、Ｒ相およびＴ相とも同じ値となる様に設定する
と、これが回避できる。
【００２０】図２は、本発明の第２の実施例を示す回路
図である。図で、２０３はＲ相およびＴ相が電気的に絶
縁され、かつ、ノーマルモードのインダクタンスを優先
的に生じるように磁気的に結合されているリアクトルで
ある。
図である。図で、２０３はＲ相およびＴ相が電気的に絶
縁され、かつ、ノーマルモードのインダクタンスを優先
的に生じるように磁気的に結合されているリアクトルで
ある。
【００２１】コンバータ１０２の出力は、負荷１０１に
接続され、入力は、Ｒ相およびＴ相ともリアクトル２０
３を介して交流電源１０４に接続される。
接続され、入力は、Ｒ相およびＴ相ともリアクトル２０
３を介して交流電源１０４に接続される。
【００２２】第１の実施例と同様に、コンバータ１０２
は、交流入力をダイオードで整流し、コンデンサで蓄
積，平滑して直流を出力する。また、コンバータ１０２
の入力電流は、コンデンサの電圧、即ち直流出力電圧が
交流入力電圧より低くなった短期間に、尖塔波状に単発
的に流れようとする。
は、交流入力をダイオードで整流し、コンデンサで蓄
積，平滑して直流を出力する。また、コンバータ１０２
の入力電流は、コンデンサの電圧、即ち直流出力電圧が
交流入力電圧より低くなった短期間に、尖塔波状に単発
的に流れようとする。
【００２３】リアクトル２０３は、Ｒ相およびＴ相のイ
ンダクタンスに蓄えられるエネルギの和により、この尖
塔波状の電流が流れる期間（導通幅）を広げる役目をす
る。これによって、力率の改善と、電源高調波電流の抑
制が図られる。
ンダクタンスに蓄えられるエネルギの和により、この尖
塔波状の電流が流れる期間（導通幅）を広げる役目をす
る。これによって、力率の改善と、電源高調波電流の抑
制が図られる。
【００２４】加えて、リアクトル２０３は、Ｒ相および
Ｔ相を往来するノーマルモードノイズを抑制する。
Ｔ相を往来するノーマルモードノイズを抑制する。
【００２５】この、ノーマルモードのインダクタンスを
優先的に生じるように磁気的に結合されているリアクト
ル２０３は、一例として、共通のコアにＲ相およびＴ相
の電線を差動巻にすることで得られる。
優先的に生じるように磁気的に結合されているリアクト
ル２０３は、一例として、共通のコアにＲ相およびＴ相
の電線を差動巻にすることで得られる。
【００２６】この時、Ｒ相およびＴ相のそれぞれの相の
インダクタンスは、相互インダクタンスにより、磁気的
に独立したコアより得るインダクタンスの約２分の１の
値で済む。これは、巻数にして√２分の１、コア断面積
にして２分の１に相当し、リアクトル２０３は大幅に小
型化できる。
インダクタンスは、相互インダクタンスにより、磁気的
に独立したコアより得るインダクタンスの約２分の１の
値で済む。これは、巻数にして√２分の１、コア断面積
にして２分の１に相当し、リアクトル２０３は大幅に小
型化できる。
【００２７】図３は本発明の第３の実施例を示す回路図
である。図で、３０３はＲ相およびＴ相が電気的に絶縁
され、かつ、ノーマルモードおよびコモンモードともイ
ンダクタンスを生じるように磁気的に結合されているリ
アクトルである。
である。図で、３０３はＲ相およびＴ相が電気的に絶縁
され、かつ、ノーマルモードおよびコモンモードともイ
ンダクタンスを生じるように磁気的に結合されているリ
アクトルである。
【００２８】コンバータ１０２の出力は、負荷１０１に
接続され、入力は、Ｒ相およびＴ相ともリアクトル３０
３を介して交流電源１０４に接続される。
接続され、入力は、Ｒ相およびＴ相ともリアクトル３０
３を介して交流電源１０４に接続される。
【００２９】第１の実施例と同様に、リアクトル３０３
は、Ｒ相およびＴ相のノーマルモードのインダクタンス
に蓄えられるエネルギの和により、力率の改善と、電源
高調波電流およびノーマルモードノイズを抑制すること
が可能である。
は、Ｒ相およびＴ相のノーマルモードのインダクタンス
に蓄えられるエネルギの和により、力率の改善と、電源
高調波電流およびノーマルモードノイズを抑制すること
が可能である。
【００３０】加えて、リアクトル３０３は、コモンモー
ドのインダクタンスによりコモンモードノイズを抑制す
ることも可能である。
ドのインダクタンスによりコモンモードノイズを抑制す
ることも可能である。
【００３１】図４は、コモンモードおよびノーマルモー
ドともインダクタンスが得られるリアクトルの実施例で
ある。図で、４０１と４０２はＲ相の巻線ＬｎｒとＬｃ
ｒ、４０３と４０４はＴ相の巻線ＬｎｔとＬｃｔ、４０
５はフェライトコア、４０６は珪素鋼板コアである。
ドともインダクタンスが得られるリアクトルの実施例で
ある。図で、４０１と４０２はＲ相の巻線ＬｎｒとＬｃ
ｒ、４０３と４０４はＴ相の巻線ＬｎｔとＬｃｔ、４０
５はフェライトコア、４０６は珪素鋼板コアである。
【００３２】巻線Ｌｎｒ４０１とＬｎｔ４０３は差動巻
され、ノーマルモードの電流に対しインダクタンスを生
じる。また巻線Ｌｃｒ４０２とＬｃｔ４０ｂは同相巻さ
れ、コモンモードでインダクタンスを生じる。そして、
これらの巻線は共通のフェライトコア４０５と珪素鋼板
コア４０６に巻かれ、磁気的に結合している。
され、ノーマルモードの電流に対しインダクタンスを生
じる。また巻線Ｌｃｒ４０２とＬｃｔ４０ｂは同相巻さ
れ、コモンモードでインダクタンスを生じる。そして、
これらの巻線は共通のフェライトコア４０５と珪素鋼板
コア４０６に巻かれ、磁気的に結合している。
【００３３】巻線Ｌｎｒ４０１とＬｎｔ４０３、Ｌｃｒ
４０２とＬｃｔ４０４をそれぞれ等しい巻数とすると、
Ｒ相およびＴ相を往来する電流に対して、Ｌｃｒ４０２
とＬｃｔ４０４に生じる磁束は互いに打ち消され、Ｌｎ
ｒ４０１とＬｎｔ４０３のみインダクタンスを生じる。
また、Ｒ相およびＴ相の同相電流に対しては、Ｌｎｒ４
０１とＬｎｔ４０３に生じる磁束は互いに打ち消され、
Ｌｃｒ４０２とＬｃｔ４０４のみインダクタンスを生じ
る。
４０２とＬｃｔ４０４をそれぞれ等しい巻数とすると、
Ｒ相およびＴ相を往来する電流に対して、Ｌｃｒ４０２
とＬｃｔ４０４に生じる磁束は互いに打ち消され、Ｌｎ
ｒ４０１とＬｎｔ４０３のみインダクタンスを生じる。
また、Ｒ相およびＴ相の同相電流に対しては、Ｌｎｒ４
０１とＬｎｔ４０３に生じる磁束は互いに打ち消され、
Ｌｃｒ４０２とＬｃｔ４０４のみインダクタンスを生じ
る。
【００３４】これにより、本実施例のリアクトルでは、
コモンモードおよびノーマルモードともインダクタンス
を得ることが可能となる。
コモンモードおよびノーマルモードともインダクタンス
を得ることが可能となる。
【００３５】また、共通のコアをフェライトコア４０５
と珪素鋼板コア４０６のハイブリットとしているため、
それぞれのコアの有する周波数特性を実現でき、周波数
帯域の広いインダクタンスを得ることが可能となる。
と珪素鋼板コア４０６のハイブリットとしているため、
それぞれのコアの有する周波数特性を実現でき、周波数
帯域の広いインダクタンスを得ることが可能となる。
【００３６】図５は本発明の第４の実施例を示す図であ
る。図で、５０１はノイズフィルタである。
る。図で、５０１はノイズフィルタである。
【００３７】コンバータ１０２の出力は、負荷１０１に
接続され、入力は、Ｒ相およびＴ相ともリアクトル１０
３およびノイズフィルタ５０１を順に介して交流電源１
０４に接続される。
接続され、入力は、Ｒ相およびＴ相ともリアクトル１０
３およびノイズフィルタ５０１を順に介して交流電源１
０４に接続される。
【００３８】ここで、図ではノイズフィルタ５０１、お
よびリアクトル１０３の順に交流電源１０５に接続して
いるが、電源インピーダンスおよび負荷のインピーダン
ス、そして、必要とするノイズ減衰量に応じてリアクト
ル１０３、およびノイズフィルタ１０４の順、または、
ノイズフィルタ１０４，リアクトル１０３、および第２
のノイズフィルタ（図示せず）の順に交流電源１０５に
接続する。
よびリアクトル１０３の順に交流電源１０５に接続して
いるが、電源インピーダンスおよび負荷のインピーダン
ス、そして、必要とするノイズ減衰量に応じてリアクト
ル１０３、およびノイズフィルタ１０４の順、または、
ノイズフィルタ１０４，リアクトル１０３、および第２
のノイズフィルタ（図示せず）の順に交流電源１０５に
接続する。
【００３９】ノイズフィルタ５０１は、リアクトル１０
３によるノイズ抑制効果だけでは不十分な主に高周波の
ノイズを除去する。従って、ノイズフィルタへのノイズ
抑制の依存度が軽減され、これを構成する素子数および
定数を削減できる。
３によるノイズ抑制効果だけでは不十分な主に高周波の
ノイズを除去する。従って、ノイズフィルタへのノイズ
抑制の依存度が軽減され、これを構成する素子数および
定数を削減できる。
【００４０】ノイズフィルタ５０１の回路構成は種々あ
るが、減衰量の軽減により、ここでは、コモンモードチ
ョークコイルＬｃ、Ｒ相およびＴ相をシャントするＸコ
ンデンサＣｘ、そして、各相およびアース間のＹコンデ
ンサＣｙで構成されている。ＹコンデンサＣｙは、洩れ
電流の制限の上限値を有効に活用するため、リアクトル
１０３の有無に関係無く設定する。しかし、Ｘコンデン
サＣｘおよびコモンモードチョークコイルＬｃは、リア
クトル１０３が挿入されない回路構成に対し、それぞ
れ、約１０分の１，２分の１の値で済む。従って、ノイ
ズフィルタ５０１を小さくすることが可能となる。
るが、減衰量の軽減により、ここでは、コモンモードチ
ョークコイルＬｃ、Ｒ相およびＴ相をシャントするＸコ
ンデンサＣｘ、そして、各相およびアース間のＹコンデ
ンサＣｙで構成されている。ＹコンデンサＣｙは、洩れ
電流の制限の上限値を有効に活用するため、リアクトル
１０３の有無に関係無く設定する。しかし、Ｘコンデン
サＣｘおよびコモンモードチョークコイルＬｃは、リア
クトル１０３が挿入されない回路構成に対し、それぞ
れ、約１０分の１，２分の１の値で済む。従って、ノイ
ズフィルタ５０１を小さくすることが可能となる。
【００４１】このリアクトル１０３の有無によるノイズ
抑制効果について一設計例で詳しく説明する。
抑制効果について一設計例で詳しく説明する。
【００４２】図６はコモンモードノイズに対する図５の
等価回路である。図で、６０１は交流電源のインピーダ
ンスＺｓ。６０２はコモンモードチョークコイルのイン
ダクタンスＬｃ。６０３はＲ相およびＴ相のＹコンデン
サの並列容量Ｃｙ。６０４はリアクトルのコモンモード
のインダクタンスＬｎ。６０５はノイズ源のインピーダ
ンスＺｒ。６０６はノイズ源Ｖｎである。
等価回路である。図で、６０１は交流電源のインピーダ
ンスＺｓ。６０２はコモンモードチョークコイルのイン
ダクタンスＬｃ。６０３はＲ相およびＴ相のＹコンデン
サの並列容量Ｃｙ。６０４はリアクトルのコモンモード
のインダクタンスＬｎ。６０５はノイズ源のインピーダ
ンスＺｒ。６０６はノイズ源Ｖｎである。
【００４３】周波数ｆ，電圧Ｖｎのノイズ源に対し、Ｚ
ｓの端子間電圧Ｖをデシベルで表記したものを減衰量；
−２０Log(Ｖ／Ｖｎ）とすると、本等価回路の減衰量は
次式となる。
ｓの端子間電圧Ｖをデシベルで表記したものを減衰量；
−２０Log(Ｖ／Ｖｎ）とすると、本等価回路の減衰量は
次式となる。
【００４４】
【数１】 −２０Log（Ｖ／Ｖｎ）＝−２０Log（Ｚｓ）＋２０Log［Ｚｓ＋ωＬｃ ＋{ωＣｙ(Ｚｓ＋ωＬｃ)＋１}（ωＬｎ＋Ｚｒ)］ …（数１） ここで、ω＝２πｆ。
【００４５】次に、数１より求めた減衰量と周波数の関
係を図７に示す。図では比較のため、リアクトルが挿入
されていない場合、即ち、Ｌｎ＝０の時の関係を点線で
同時に示している。
係を図７に示す。図では比較のため、リアクトルが挿入
されていない場合、即ち、Ｌｎ＝０の時の関係を点線で
同時に示している。
【００４６】ここで、Ｚｓは装置の接続される場所など
の条件により変化する。そこで、各規格で用いられる疑
似電源回路網のコモンモードの値を用い、Ｚｓ＝２５Ω
としている。また、Ｚｒも接続される負荷により変わる
が、負荷とアース間の寄生容量を想定して、Ｚｒ＝２ｎ
Ｆの容量性インピーダンスとしている。そして、この他
のそれぞれの素子は、Ｌｃ＝３ｍＨ，Ｃｙ＝１０ｎＦ，
Ｌｎ＝２.５ｍＨ 、の理想素子とし、周波数依存性は考
慮していない。また、各素子および配線に寄生する容量
およびインダクタンスも無視している。このため、図で
は、周波数が増加するに従い、減衰量も増加している
が、実際は十数ＭＨｚ付近から減衰量は減っていく。
の条件により変化する。そこで、各規格で用いられる疑
似電源回路網のコモンモードの値を用い、Ｚｓ＝２５Ω
としている。また、Ｚｒも接続される負荷により変わる
が、負荷とアース間の寄生容量を想定して、Ｚｒ＝２ｎ
Ｆの容量性インピーダンスとしている。そして、この他
のそれぞれの素子は、Ｌｃ＝３ｍＨ，Ｃｙ＝１０ｎＦ，
Ｌｎ＝２.５ｍＨ 、の理想素子とし、周波数依存性は考
慮していない。また、各素子および配線に寄生する容量
およびインダクタンスも無視している。このため、図で
は、周波数が増加するに従い、減衰量も増加している
が、実際は十数ＭＨｚ付近から減衰量は減っていく。
【００４７】しかし、図よりリアクトルの挿入により減
衰量が大きく増加し、１０ＭＨｚでは、その差が約１０
０ｄＢも存在していることが分かる。
衰量が大きく増加し、１０ＭＨｚでは、その差が約１０
０ｄＢも存在していることが分かる。
【００４８】図８は、ノーマルモードノイズに対する図
５の等価回路である。図で、８０１はコモンモードチョ
ークコイルのノーマルモードの電流に対するインダクタ
ンスＬｃｏ。８０２はＸコンデンサの容量Ｃｘ。８０３
はリアクトルのノーマルモードのインダクタンスＬｎで
ある。
５の等価回路である。図で、８０１はコモンモードチョ
ークコイルのノーマルモードの電流に対するインダクタ
ンスＬｃｏ。８０２はＸコンデンサの容量Ｃｘ。８０３
はリアクトルのノーマルモードのインダクタンスＬｎで
ある。
【００４９】本等価回路の減衰量は次式となる。
【００５０】
【数２】 −２０Log（Ｖ／Ｖｎ）＝−２０Log（Ｚｓ／２）＋２０Log［Ｚｓ ＋２ωＬｃｏ＋｛ωＣｘ（Ｚｓ＋２ωＬｃｏ） ＋１｝（２ωＬｎ＋Ｚｒ）］ …（数２） 上式より求めた減衰量と周波数の関係を図９に示す。図
では比較のため、リアクトルが挿入されていない場合、
即ち、Ｌｎ＝０の時の関係を点線で同時に示している。
では比較のため、リアクトルが挿入されていない場合、
即ち、Ｌｎ＝０の時の関係を点線で同時に示している。
【００５１】ここでも、Ｚｓは装置の接続される場所な
どの条件により変化する。そこで、各規格で用いられる
疑似電源回路網のノーマルモードの値を用い、Ｚｓ＝１
００Ωとしている。また、Ｚｒも接続される負荷により
変わるが、負荷内での寄生容量を想定して、Ｚｒ＝２ｎ
Ｆの容量性インピーダンスとしている。コモンモードチ
ョークコイルはノーマルモードの電流に対して生じる磁
束は互いに打ち消されるため、洩れ磁束分の小さい値の
インダクタンスＬｃｏ＝２０ｎＨとしている。そして、
この他のそれぞれの素子は、Ｃｙ＝１０ｎＦ，Ｌｎ＝
２.５ｍＨ 、の理想素子とし、周波数依存性は考慮して
いない。また、各素子および配線に寄生する容量および
インダクタンスも無視している。このため、図では、周
波数が増加するに従い、減衰量も増加しているが、実際
は十数ＭＨｚ付近から減衰量は減っていく。
どの条件により変化する。そこで、各規格で用いられる
疑似電源回路網のノーマルモードの値を用い、Ｚｓ＝１
００Ωとしている。また、Ｚｒも接続される負荷により
変わるが、負荷内での寄生容量を想定して、Ｚｒ＝２ｎ
Ｆの容量性インピーダンスとしている。コモンモードチ
ョークコイルはノーマルモードの電流に対して生じる磁
束は互いに打ち消されるため、洩れ磁束分の小さい値の
インダクタンスＬｃｏ＝２０ｎＨとしている。そして、
この他のそれぞれの素子は、Ｃｙ＝１０ｎＦ，Ｌｎ＝
２.５ｍＨ 、の理想素子とし、周波数依存性は考慮して
いない。また、各素子および配線に寄生する容量および
インダクタンスも無視している。このため、図では、周
波数が増加するに従い、減衰量も増加しているが、実際
は十数ＭＨｚ付近から減衰量は減っていく。
【００５２】しかし、図より明らかな様に、リアクトル
を挿入しない場合は、１０ＭＨｚ付近まで約５ｄＢ程度
しか減衰量が得られないのに対し、リアクトルを挿入す
ると、周波数の増加に伴い、減衰量も大きく減加するこ
とが分かる。そして、仮に１０ＭＨｚでは、その差が１
００ｄＢを越える減衰量が得られることが分かる。以上
のように、本発明によれば、リアクトルをＲ相およびＴ
相のそれぞれの入力に挿入することにより、コンデンサ
平滑型整流回路の電源高調波電流を抑制し、力率を改善
することが可能で、かつ、電磁ノイズを抑制することが
可能であることが分かる。さらに、リアクトルのノイズ
抑制効果により、ノイズフィルタの減衰量を低減し、ノ
イズフィルタの小型化と低コスト化、延いては、コンバ
ータ装置の小型化，低コスト化が可能となることが分か
る。
を挿入しない場合は、１０ＭＨｚ付近まで約５ｄＢ程度
しか減衰量が得られないのに対し、リアクトルを挿入す
ると、周波数の増加に伴い、減衰量も大きく減加するこ
とが分かる。そして、仮に１０ＭＨｚでは、その差が１
００ｄＢを越える減衰量が得られることが分かる。以上
のように、本発明によれば、リアクトルをＲ相およびＴ
相のそれぞれの入力に挿入することにより、コンデンサ
平滑型整流回路の電源高調波電流を抑制し、力率を改善
することが可能で、かつ、電磁ノイズを抑制することが
可能であることが分かる。さらに、リアクトルのノイズ
抑制効果により、ノイズフィルタの減衰量を低減し、ノ
イズフィルタの小型化と低コスト化、延いては、コンバ
ータ装置の小型化，低コスト化が可能となることが分か
る。
【００５３】
【発明の効果】本発明によれば、リアクトルをＲ相およ
びＴ相のそれぞれの入力に挿入することにより、コンデ
ンサ平滑型整流回路の電源高調波電流の抑制と、力率の
改善に加え、電磁ノイズを抑制することが可能となる。
また、リアクトルのノイズ抑制効果により、ノイズフィ
ルタの減衰量を低減し、ノイズフィルタの小型化と低コ
スト化が可能となる。さらに、磁気的に結合したコアで
上記リアクトルを構成することによりリアクトル自身を
小型化することが可能となる。
びＴ相のそれぞれの入力に挿入することにより、コンデ
ンサ平滑型整流回路の電源高調波電流の抑制と、力率の
改善に加え、電磁ノイズを抑制することが可能となる。
また、リアクトルのノイズ抑制効果により、ノイズフィ
ルタの減衰量を低減し、ノイズフィルタの小型化と低コ
スト化が可能となる。さらに、磁気的に結合したコアで
上記リアクトルを構成することによりリアクトル自身を
小型化することが可能となる。
【００５４】このため特に、電源高調波電流が少なく、
高力率、かつ、低電磁ノイズで、小型，低コストが要求
されるコンバータ装置で有益である。
高力率、かつ、低電磁ノイズで、小型，低コストが要求
されるコンバータ装置で有益である。
【図１】本発明の第１の実施例を示す回路図。
【図２】本発明の第２の実施例を示す回路図。
【図３】本発明の第３の実施例を示す回路図。
【図４】コモンモードおよびノーマルモードともインダ
クタンスが得られるリアクトルの実施例を示す説明図。
クタンスが得られるリアクトルの実施例を示す説明図。
【図５】本発明の第４の実施例を示す回路図。
【図６】図５のコモンモードに対する等価回路図。
【図７】リアクトルの有無によるコモンモードノイズの
減衰効果を示す回路図。
減衰効果を示す回路図。
【図８】図５のノーマルモードに対する等価回路図。
【図９】リアクトルの有無によるノーマルモードノイズ
の減衰効果を示す回路図。
の減衰効果を示す回路図。
【図１０】従来のコンバータを示す回路図。
１０１…負荷、１０２…コンバータ、１０３…リアクト
ル、１０４…交流電源。
ル、１０４…交流電源。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 久保 謙二 茨城県日立市大みか町七丁目１番１号 株 式会社日立製作所日立研究所内
Claims (5)
- 【請求項１】単相入力でコンデンサ平滑型の整流回路の
Ｒ相およびＴ相のそれぞれの入力にリアクトルを挿入し
たことを特徴とするコンバータ装置。 - 【請求項２】単相入力でコンデンサ平滑型の整流回路の
Ｒ相およびＴ相のそれぞれの入力にリアクトルが挿入さ
れ、上記リアクトルは、Ｒ相およびＴ相が電気的に絶縁
され、磁気的にも独立されていることを特徴とするコン
バータ装置。 - 【請求項３】単相入力でコンデンサ平滑型の整流回路の
Ｒ相およびＴ相のそれぞれの入力にリアクトルが挿入さ
れ、上記リアクトルは、Ｒ相およびＴ相が電気的に絶縁
され、ノーマルモードのインダクタンスを優先的に生じ
るように磁気的に結合されていることを特徴とするコン
バータ装置。 - 【請求項４】単相入力でコンデンサ平滑型の整流回路の
Ｒ相およびＴ相のそれぞれの入力にリアクトルが挿入さ
れ、上記リアクトルは、Ｒ相およびＴ相が電気的に絶縁
され、ノーマルモードおよびコモンモードともインダク
タンスを生じるように磁気的に結合されていることを特
徴とするコンバータ装置。 - 【請求項５】単相入力でコンデンサ平滑型の整流回路の
Ｒ相およびＴ相のそれぞれの入力にリアクトルが挿入さ
れ、上記リアクトルの入力または出力の一方または両方
にノイズフィルタが挿入されていることを特徴とするコ
ンバータ装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP112697A JPH10201221A (ja) | 1997-01-08 | 1997-01-08 | コンバータ装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP112697A JPH10201221A (ja) | 1997-01-08 | 1997-01-08 | コンバータ装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10201221A true JPH10201221A (ja) | 1998-07-31 |
Family
ID=11492763
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP112697A Pending JPH10201221A (ja) | 1997-01-08 | 1997-01-08 | コンバータ装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH10201221A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2004504798A (ja) * | 2000-07-13 | 2004-02-12 | エプコス アクチエンゲゼルシャフト | 電源フィルタ |
| JP2011041415A (ja) * | 2009-08-17 | 2011-02-24 | Hitachi Industrial Equipment Systems Co Ltd | 電力変換装置 |
| JP2011193593A (ja) * | 2010-03-12 | 2011-09-29 | Mitsubishi Electric Corp | 交流直流変換装置並びに空気調和機 |
-
1997
- 1997-01-08 JP JP112697A patent/JPH10201221A/ja active Pending
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2004504798A (ja) * | 2000-07-13 | 2004-02-12 | エプコス アクチエンゲゼルシャフト | 電源フィルタ |
| JP2011041415A (ja) * | 2009-08-17 | 2011-02-24 | Hitachi Industrial Equipment Systems Co Ltd | 電力変換装置 |
| JP2011193593A (ja) * | 2010-03-12 | 2011-09-29 | Mitsubishi Electric Corp | 交流直流変換装置並びに空気調和機 |
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